DE1950343B2

DE1950343B2 - Regeleinrichtung

Info

Publication number: DE1950343B2
Application number: DE1950343A
Authority: DE
Inventors: Franz Kiss Dipl.-El.- Ing. Luzern Horvath (Schweiz)
Original assignee: Landis and Gyr AG
Current assignee: Landis and Gyr AG
Priority date: 1968-12-04
Filing date: 1969-10-02
Publication date: 1975-08-14
Also published as: CH483051A; DE1950343A1

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Regeleinrichtung zur Einregelung einer zu regelnden Größe auf einen vorbestimmten Sollwert mit einem ersten Steuerglied mit fester, dem Sollwert der zu regelnden Größe entsprechender Einstellung, einem zweiten Steuerglied mit veränderlicher, vom Istwert der zu regelnden Größe abhängiger Einstellung, einem von dem ei '-ten und zweiten Steuerglied gesteuerten dritten Glied zur Bildung eines von den Einstellungen des ersten und des zweiten Steuergliedes bzw. von der Abweichung des Istwertes der zu regelnden Größe von ihrem Sollwert abhängigen Steuersignals, einem Stellglied zur Nachstellung der zu regelnden

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Größe entsprechend der diesem zugeführten mittle- Um diesen Mittelwert pulsiert die Kondensatorspanren elektrischen Leistung und einem steuerbaren nung in dem Sinne, daß sie jeweils während der Halbelektronaschen Schalter in der Stromzuführung zu wellen der Wechselspannung, bei denen der Gleichdem Stellglied, der das Stellglied im durchgeschalte- richter in dem Steuerglied mit dem niedrigeren Witen Zustand an eine Wechselstromquelle anschließt 5 derstand durchgeschaltet ist, auf ein über dem Mit- und dessen Durchschaltung mit Hilfe des Steuer- telwert liegendes Spannungsmaximum ansteigt und signals im Sinne einer stetig ähnlichen Zweipunkt- während der anderen Halbwellen der Wechselspanregelung gesteuert wird, wobei das erste und zweite nung auf ein unter dem Mittelwert liegendes Span-Steuerglied an die gleiche Wechselstromquelle wie nungsminimum abfällt, wobei das Spannungsminidas Stellglied angeschlossen sind und an das dritte io mum je nach Höhe des Mittelwertes auch entgegen-Glied ein Soll- bzw. Istwertsignal abgeben, die in gesetzte Polarität wie das Spannungsmaximum haben dem dritten Glied so zu einem pulsierenden Steuer- kann. Die Widerstände im ersten und zweiten Steuersignal verknüpft werden, daß die Maxima dieses glied und der das dritte Glied bildende Kondensator Steuersignals im zeitlichen Abstand von einer sind so bemessen, daß die Spannungsmaxima und Schwingungsdauer der von der Wechselstromquelle 15 auch die Spannungsminima jeweils in den Endbereich erzeugten Wechselspannung aufeinanderfolgen und der zugeordneten Halbwellen fallen und somit die gegen die Maxima der von der Wechselstromquelle Maxima der Kondensatorspannung den Maxima der erzeugten Wechselspannung phasenverschoben sind Wechselspannung mit einer Phasenverschiebung von und bei Abweichung des Istwertes der zu regelnden annähernd 90° nacheilen.

Größe von ihrem Sollwert in einer Richtung ober- 20 An den Kondensator ist nun über einen im Verhalb eines vorbestimmten Schwellwertes liegen, so- gleich zu den Widerständen im ersten und zweiten bald sich das Steuersignal periodisch im Takt der Steuerglied hohen Widerstand der Steuereingang bzw. Frequenz der Wechselstromquelle wiederholt. die Zündstrecke eines den elektronischen Schalter

Eine Regeleinrichtung dieser Art ist bereits be- bildenden Thyristors angeschlossen. Der Thyristor kannt (»Electronics«, 28. November 1966, S. 83). 25 liegt in der Stromzuführung zu dem bereits erwähnten Diese bekannte Regeleinrichtung dient zur Einrege- Stellglied und ist so gepolt, daß er während der lung der Temperatur eines geheizten Objektes auf Halbwellen der Wechselspannung, in deren Endeinen vorbestimmten Temperatursollwert, beispiels- bereiche die Spannungsmaxima der Kondensatorweise zur Einregelung der Raumtemperatur auf einen spannung fallen, durchschaltbar ist. Da die das Sollwert von 20° C. 30 Steuersignal bildende und über der Zündstrecke des

Bei dieser bekannten Regeleinrichtung besteht das Thyristors liegende Kondensatorspannung während erste Steuerglied aus einer einseitig an den einen dieser Halbwellen ansteigt, wird der Thyristor jeweils Pol der Wechselstromquelle angeschlossenen Reihen- in dem Moment gezündet, zu dem die Kondensatorschaltung aus einem festen bzw. je nach dem ge- spannung während ihres Anstiegs die Zündspannung wünschten Sollwert fest einstellbaren Widerstand und 35 des Thyristors durchläuft. Die Widerstände im eisten einem in der einen Stromrichtung des Wechselst«)- und zweiten Steuerglied und die Kapazität des Konmes durchlässigen Gleichrichter und das zweite densators sind so bemessen, daß die Höhe der Span-Steuerglied aus einer ebenfalls einseitig an den gc- nungsmaxima der Kondensatorspannung bei mit dem nannten einen Pol der Wechselstromquelle ange- Sollwert übereinstimmenden Istwert der Temperatur schlossenen Reihenschaltung aus einem veränder- 40 gerade noch unterhalb der Zündspannung liegt, und liehen, von der Temperatur abhängigen Widerstand der temperaturabhängige Widerstand im zweiten und einem in der anderen Stromrichtung des Wech- Steuerglied hat eine solche Temperaturabhängigkeit, selstromes durchlässigen Gleichrichter. Die beiden daß sich der Mittelwert der Kondensatorspannung einseitig an den einen Pol der Wechselstromquelle und damit auch die Spannungsmaxima derselben bei angeschlossenen Steuerglieder sind mit ihren ande- 45 Verringerung des Istwertes der Temperatur erhöhen, ren Enden an den einen Anschluß eines das dritte Wenn daher der Istwert der Temperatur unter den Glied bildenden Kondensators angeschlossen, des- Sollwert sinkt, erreichen zunächst die Spannungssen anderer Anschluß mit dem anderen Pol der maxima der Kondensatorspannung die Zündspan-Wechselstromquelle verbunden ist. Diesem Konden- nung des Thyristors, so daß dieser in den Endbereisator wird dementsprechend jeweils während der 50 chen der Halbwellen, in denen er durchschaltbar ist. einen Halbwelle der von der Wechselstromquelle er- durchgeschaltet wird, und mit steigender Abweizeugten Wechselspannung über eines der beiden chung des Istwertes der Temperatur von ihrem Soll-Steuerglieder Strom in der einen Richtung und jeweils wert und dementsprechend steigender Höhe der während der anderen Halbwelle der Wechselspan- Spannungsmaxima der Kondensatorspannung ver- nung über das andere Steuerglied Strom in der an- 55 schiebt sich der Zeitpunkt, zu dem die Kondensatorderen Richtung zugeführt. Es ergibt sich daher an spannung die Zündspannung des Thyristors durchdem Kondensator eine das pulsierende Steuersignal läuft, und damit die Zündung bzw. Durchschaltung bildende pulsierende Kondensatorspannung, deren des Thyristors innerhalb der Halbwelten immer mehr Mittelwert sich bei Übereinstimmung der Wider- nach deren Anfang zu, so daß die dem Stellglied stände im ersten und zweiten Steuerglied auf Null 60 über den Thyristor zugeführte mittlere elektrische und bei Nichtübereinstimmung der Widerstände im Leistung mit steigender Abweichung des Istwertes ersten und zweiten Steuerglied auf eine Spannung der Temperatur von ihrem Sollwert ansteigt, und mit der Polarität derjenigen Halbwellen der Wech- zwar bis zu einem Höchstwert, der dann erreicht ist, selspannung einstellt, bei denen der Gleichrichter in wenn der Mittelwert der Kondensatorspannung so dem Steuerglied mit dem niedrigeren Widerstand 65 weit angestiegen ist, daß bereits das Spannungsminidurchgeschaltet ist. Die Höhe dieses Mittelwertes mum der Kondensationsspannung gleich oder größer wird um so größer, je größer der Unterschied der als die Zündspannung des Thyristors ist. Widerstände im ersten und zweiten Steuerglied ist. Die oben beschriebene bekannte Regeleinrichtung

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arbeitet also nach dem Prinzip der Phasenanschnitts- des elektronischen Schalters an den Ausgang des

regelung. UND-Gliedes und durch einen derartigen Aufbau des

Dieses Prinzip hat jedoch zur Folge, daß durch elektronischen Schalters, daß er eine Durchschaltung die Phasenanschnittsregelung unerwünschte Rück- selbsttätig über eine vorbestimmte Anzahl von Halbwirkungen auf das Wechselstromnetz verursacht 5 wellen der Wechselspannung aufrechterhält,
werden. Denn mit der Zündung des Thyristors wird Vorteilhaft kann dabei innerhalb des UND-Gliedes das Stellglied jeweils bei einem relativ hohen Mo- hinter dessen Steuereingang für das Steuersignal ein mentanwert der Wechselspannung an die Wechsel- Schwellwertglied vorgesehen sein, das nur für oberstromquelle bzw. das Wechselstromnetz angeschlos- halb des Schwellwertes liegende Momentanwerte des sen, und der außerordentlich rasche Stromanstieg io Steuersignals durchlässig ist.

des durch das Stellglied unmittelbar nach der Zün- Bei einer bevorzugten Ausführungsform der vordung des Thyristors fließenden Stromes verursacht liegenden Regeleinrichtung umfaßt das UND-Glied Ausgleichsvorgange in dem Wechselstromnetz, deren einen Transistor in Basisschaltung, dessen Emitter-Frequenzspektrum bis in die Größenordnung von Basis-Stromkreis von dem Steuersignal und dessen einem Megahertz reichen kann und die daher be- 15 Kollektor-Basis-Stromkreis von der von der Wechträchtliche Störungen des Funkverkehrs im Lang- selstromquelle erzeugten Wechselspannung bzw. und Mittelwellenbereich verursachen können. einem Teil derselben gesteuert werden, wobei im

Nun ist es zwar bereits bekannt (Zeitschrift Kollektor-Basis-Stromkreis dieses Transistors zur »Funkschau«, 1968, Heft 19, S. 589 und 590), diese Bildung des Ausgangssignals ein Kollektorwiderstand Nachteile der mit Phasenanschnittsregelung arbeiten- 20 vorgesehen ist. In diesem Fall kann das Schwellwertden Regeleinrichtungen dadurch zu beseitigen, daß glied von der Emitter-Basis-Strecke des Transistors anstatt der Steuerung der dem Stellglied zugeführten und gegebenenfalls einer oder mehreren in Reihe zu mittleren elektrischen Leistung durch Phasen- dieser geschalteten Dioden gebildet sein,
anschnittsregelung die Steuerung dieser Leistung da- Da die das UND-Glied steuernde Wechselspandurch bewirkt wird, daß an das Stellglied jeweils 25 nung nur ein Kriterium für die jeweilige Polarität eine oder mehrere aufeinanderfolgende vollständige der Wechselspannung liefern soll, kann sie zweck-HaIb- oder Vollwellen der Wechselspannung ange- mäßig aus der von der Wechselstromquelle erzeugten legt werden und anschließend eine mehr oder weni- Wechselspannung durch Begrenzung derselben bis ger lange Pause eingeschaltet wird, wobei also die auf einen annähernd rechteckförmigen Verlauf ge-Durchschaltung des in der Stromzuführung zu dem 30 bildet werden. Diese rechteckförmige Wechselspan-Stellglied liegenden elektronischen Schalters jeweils nung kann gleichzeitig auch als Speisespannung für beim Nulldurchgang der Wechselspannung erfolgt das erste und zweite Steuerglied sowie das dritte und die dem Stellglied zugeführte mittlere elektrische Glied dienen. Dadurch ergibt sich der Vorteil, daß Leistung durch Variation des Verhältnisses von die eingangs erwähnten Spannungsmaxima der Kon-Durchschaltzeiten zu Pausenzeiten verändert wird, 35 densatorspannung auf den Flanken der rechteckförjedoch sind die bekannten nach diesem Prinzip ar- migen Wechselspannung liegen und dementsprechend behender! Regeleinrichtungen derart aufwendig und der Nulldurchgang der Wechselspannung unmittelbar kompliziert, daß ihr Mehraufwand gegenüber den auf das Steuersignalmaximum folgt, so daß die bei den mit Phasenanschnittsregelung arbeitenden Regel- für ein Ausgangssignal des UND-Gliedes notwendieinrichtungen in der Regel den Aufwand für eine 40 gen Kriterien praktisch gleichzeitig auftreten,
in die Regeleinrichtung mit Phasenanschnittsrege- Zweckmäßig kann die Ausbildung der vorlicgcnlung einzubauende Hochfrequenzentstöreinnchtung den Regeleinrichtung entsprechend der eingangs beüberwiegt. Aus diesem Grunde haben sich diese nach schriebenen bekannten Regeleinrichtung ferner so dem Prinzip der Nullspannungsschaltung arbeiten- getroffen sein, daß das erste Steuerglied einer konden Regeleinrichtungen trotz ihres prinzipiellen Vor- 45 stanten oder fest einstellbaren Widerstand, das zweite teils gegenüber den mit Phasenanschnittsregelung Steuerglied einen veränderlichen, vom Istwert der zu arbeitenden Regeleinrichtungen bisher nicht durch- regelnden Größe abhängigen Widerstand und das setzen können. dritte Glied einen Kondensator umfaßt, der über die

Der Erfindung liegt nun die Aufgabe zugrunde. Widerstände im ersten und zweiten Steuerglied geeine Regeleinrichtung der eingangs genannten Art 50 laden und entladen wird, wobei die Spannung an zu schaffen, die den Vorteil des sehr geringen Auf- dem Kondensator das pulsierende Steuersignal büwandes der oben beschriebenen nach dem Prinzip der det. Dabei brauchen aber nicht unbedingt wie bei Phasenanschnittsregelung arbeitenden Regeleinrich- der eingangs beschriebenen bekannten Regeleinrichtung und den Vorteil der Störfreiheit von nach dem tung Gleichrichter in Reihe zu den Widerständer Prinzip der Nullspanmingsschaltung arbeitenden 55 im ersten und zweiten Steuerglied geschaltet sein Regeleinrichtungen in sich vereinigt vielmehr können die Widerstände im ersten unc

Erfmdungsgemäß wird das mit einer Regeleinrich- zweiten Steuerglied auch Brückenzweige einer Wech

tung der eingangs genannten Art erreicht, die ge- selstrombrücke bilden, in deren Brückendiagonali

kennzeichnet ist durch ein von der Wechselspannung der Kondensator liegt.

und dem Steuersignal gesteuertes UND-Glied, das 60 Im Falle einer Ausbildung des ersten und zwei

nur dann ein Ausgangssignal von zur Ansteuerung ten Steuergliedes sowie des dritten Gliedes in glei

des elektronischen Schalters genügender Höhe liefert, eher Weise wie bei der eingangs beschriebenen be

wenn erstens die Wechselspannung eine zu ihrer Po- kannten Regeleinrichtung und einer Speisung diese

larität zu den Zehpunkten der Steuersignalmaxima Glieder mit einer rechteckförrnigen Wechselspanniinj

entgegengesetzte Polarität aufweist und zweitens der 65 ist es vorteilhaft, wenn der Widerstandswert äes kon

Momentanwert des Steuersignais oberhalb des durch stanten oder fest einstellbaren Widerstandes im erste;

das UND-Glied selbst vorbestimmten Schwellwertes Steuerglied und der sich bei einem dem Sollwert ent

liegt, ferner durch den Anschluß des Steuereinganges sprechenden Istwert der zn regelnden Größe erge

bende Widerstandswert des veränderlichen Wider- ander zu schalten und so auszubilden, daß sie jeweils Standes im zweiten Steuerglied mehr als das Zehn- eine Durchschaltung selbsttätig bis zum nächsten fache des Scheinwiderstandes des Kondensators bei Nulldurchgang der Wechselspannung aufrechterhalder Frequenz der Wechseistromquelle betragen, weil ten, ζ. B. in Form eines Thyristors als elektronischer sich unter diesen Voraussetzungen als Steuersignal an 5 Schalter und eines antiparallel zu diesem geschaltedem Kondensator eine Gleichspannung mit einer ten weiteren Thyristors als zusätzlicher elektronischer überlagerten annähernd dreieckförmigen Wechsel- Schalter. Dabei bewirkt einerseits das den elektrospannung ergibt, wobei die Spitzen der dreieckföimi- nischen Schalter ansteuernde UND-Glied, daß an das gen Wechselspannung zeitlich annähernd mit den Stellglied negative Halbwellen der Wechselspannung Nulldurchgängen der von der Wechselstromquelle er- io angelegt werden, wenn die Steuersignalmaxima oberzeugten Wechselspannung zusammenfallen und wobei halb eines oberen Schwellwertes liegen, und andererdie Amplitude der dreieckförmigen Wechselspannung seits das den zusätzlichen elektronischen Schalter annähernd unabhängig von Änderungen des veränder- ansteuernde zusätzliche UND-Glied, daß an das liehen Widerstandes im zweiten Steuerglied und die Stellglied positive Halbwellen der Wechselspannung Gleichspannung annähernd proportional der Diffe- 15 angelegt werden, wenn die Steuersignalminima unterrenz der Widerstände im ersten und zweiten Steuer- halb eines unteren Schwellwertes liegen, glied ist, sobald sich das Steuersignal periodisch im Die Regelcharakteristik der vorliegenden Regel-Takt der Frequenz der Wechselstromquelle wieder- einrichtung kann vorteilhaft durch eine vom Stromholt, kreis des Stellgliedes oder dem Ausgang des UND-

Der elektronische Schalter kann bei der vorliegen- 20 Gliedes, vorzugsweise über das erste oder das zweite den Regeleinrichtung entweder wie bei der eingangs Steuerglied, auf das dritte Glied zurücku irkende beschriebenen bekannten Regeleinrichtung aus nur Rückkopplung beeinflußt werden, die mit der Durcheinem Thyristor oder aber aus zwei antiparallel ge- schaltung des elektronischen Schalters Ausgleichsschalteten Thyristoren bestehen, von denen der eine vorgänge des Steuersignais am dritten Glied auslöst, von dem Ausgangs^.-nal und der andere jeweils im 25 während derer die Maxima des Steuersignals unter Anschluß an eine Durchschaltung des einen von ihrer Höhe in dem bei geöffneter Rückkopplungseinem in dem elektronischen Schalter enthaltenen schleife sich einstellenden stationären oder quasi-Zündglied durchgeschaltet wird. Im ersteren Fall wird stationären Zustand, bei welchem sich das SteueriTiit jeder Durchschaltung des elektronischen Schalters signal periodisch im Takt der Frequenz der Wechseleine Halbwelle und im letzteren Fall eine Vollwelle 30 stromquelle wiederholt, liegen. Dabei gibt es grundder Wechselspannung an das Stellglied angelegt. sätzlich zwei Möglichkeiten, nämlich, daß die Über-

Die vorliegende Regeleinrichtung kann ferner vor- tragungszeitkonstante vom Eingang zum Ausgang teilhaft so weitergebildet sein, daß sie auch bei Ab- des Rückkopplungsnetzwerkes wesentlich kleiner oder weichung des Istwertes der zu regelnden Größe von wesentlich größer als eine halbe Schwingungsdauer ihrem Sollwert in der anderen Richtung eine Nach- 35 der von der Wechselstromquelle erzeugten Wechselstellung der zu regelnden Größe bewirkt. Eine solche spannung ist.

Weiterbildung ist z. B. dann erforderlich, wenn die Im ersteren Fall, also bei gegen die halbe Schwin-

durch die Umgebungsbedingungen verursachten gungsdauer kleiner Übertragungszeitkonstante, kann

Änderungen der zu regelnden Größe nicht nur in bei der vorliegenden Regeleinrichtung auf eine sehr

einer Richtung, sondern auch in entgegengesetzter 40 einfache und daher vorteilhafte Weise eine stetig

Richtung verlaufen können und auch in diesem Fall ähnliche Regelung dadurch erreicht werden, daß jede

die zu regelnde Größe auf ihrem Sollwert gehalten Durchschaltung des elektronischen Schalters einen

werden soll. nichtstationären Einschwingvorgang des Steuersignals

Zu diesem Zweck kann die vorliegende Regelein- am dritten Glied auslöst, wobei die Einschwingvorrichtung vorteilhaft mit einem zusätzlichen Stellglied 45 gänge jeweils auf den genannten stationären oder zur Nachstellung der zu regelnden Größe entspre- quasistationären Zustand zustreben. Die Zeit vom chend der diesem zugeführten mittleren elektrischen Beginn eines solchen Einschwingvorganges bis zu Leistung in umgekehrter Stellrichtung wie das andere dem Zeitpunkt, zu dem das erste Steuersignalmaxi-Stellglied, einem zusätzlichen elektronischen Schalter mum wieder oberhalb des Schwellwcrtes liegt und in der Stromzuführung zu dem zusätzlichen Stellglied 5° damit ^ine nächste Durchschaltung des elektronischen und einem zusätzlichen UND-Glied zur Ansteuerung Schalters bewirkt, ist dabei von der Einstellung der des zusätzlichen elektronischen Schalters versehen beiden Steuerglieder bzw. von der Abweichung des sein, wobei zur Ansteuerung des zusätzlichen UND- Istwertes der zu regelnden Größe von ihrem Sollwert Gliedes das gleiche Steuersignal und die gleiche abhängig und wird um so größer je geringer diese Wechselspannung wie zur Ansteuerung des anderen 55 Abweichung ist, womit sich mit steigender Ahwei- UND-Gliedes verwendet werden kann, jedoch nicht chung in immer kürzeren Zeitabständen jeweils eine wie bei dem anderen UND-Glied die Steuersignal- Durchschaltung des elektronischen Schalters und maxima und die abfallenden Flanken der Wechsel- damit eine stetig ähnliche Regelung ergibt, spannung, sondern die Steuersignalminima und die Im letzteren Fall, also bei gegen die halbe Schwinansteigenden Flanken der Wechselspannung. An- 60 gungsdauer der Wechselspannung großer Übertrastatt eines Stellgliedes zur Nachstellung der zu re- gungszeitkonstante des Rückkopplungsnetzwerkes, gelnden Größe in der einen und eines zusätzlichen ergibt sich eine verzögerte Regelung, die auf kurz-SteHgliedes zur Nachstellung der zu regelnden Größe zeitige Störeinflüsse nicht anspricht und deren Chain der anderen Richtung kann dabei auch ein Stell- rakteristik durch die Ausbildung des Rückkopplungsglied vorgesehen sein, dessen Nachstellrichtung 65 netzwerkes bestimmt ist.

stromrichtnngsabhängig ist, z. B. ein Reversiermotor. An Hand der nachstehenden Figuren ist die Erfin-

In diesem Fall sind der elektronische Schalter und dung im folgenden an einigen Ausführungsbeispielen

der zusätzliche elektronische Schalter parallel zuein- näher erläutert. Es zeigt

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Fig. 1 ein Schaltbild eines Ausführungsbeispiels einer Regeleinrichtung nach der Erfindung, teilweise in Form eines Blockschaltbildes,

F i g. 2 Spannungszeitdiagramme der Spannungen IAi> ffl.o Ud.c sowie UjJ, in Fig. 1 im Falle, daß dem Stellglied Leistung zugeführt wird (F i g. 2 a) und daß dem Stellglied keine Leistung zugeführt wird (F i g. 2 b),

Fi g. 3 die Ausbildung der Blöcke 1, 2, 18 und 19 bei einer ersten Variante des Ausführungsbeispiels in F i g. 1 mit starrer Rückkopplung (F i g. 3 b) und «as zugehörige Prinzipblockschaltbild (F i g. 3 a),

Fig.4 Spannungszeitdiagramme der Spannungen U_de und U_{1 b} bei der in F i g. 1 gezeigten Regeleinrichtung mit einer Ausbildung der Blöcke I, 2. 18 und 19 wie in Fig. 3 b,

Fig. 5 die Ausbildung der Blöcke 1, 2, 18 und 19 bei einer zweiten (F i g. 5 b) und einer dritten (F i g. 5 c) Variante des Ausführungsbeispiels in F i g. 1 mit verzögernd nachgebender Rückkopplung und das zugehörige Prinzipblockschaltbild (F i g. 5 a).

Das in F i g. 1 gezeigte Ausführungsbeispiel einer Regeleinrichtung nach der Erfindung umfaßt ein mit dem Sollwertgeber bekannter Regeleinrichtungen vergleichbares erstes Steuerglied 1 mit fester, dem Sollwert der zu regelnden Größe entsprechender Einstellung, ein mit dem Istwertgeber bekannter Regeleinrichtungen vergleichbares zweites Steuerglied 2 mit veränderlicher, vom Istwert der zu regelnden Größe abhängiger Einstellung, ein von dem ersten Steuerglied 1 und dem zweiten Steuerglied 2 gesteuertes, im vorliegenden Fall von dem Kondensator 3 gebildetes drittes Glied zur Bildung eines von den Einstellungen des ersten und zweiten Steuergliedes bzw. von der Abweichung des Istwertes der zu regelnden Größe von ihrem Sollwert abhängigen Steuersignals, ein stromgespeistes Stellglied 4 zur Nachstellung der zu regelnden Größe entsprechend der zugeführten mittleren elektrischen Leistung, einen in der Stromzuführung zu dem Stellglied 4 liegenden elektronischen Schalter, der aus den Thyristoren 5 und 6 sowie einem aus dem Widerstand 7, dem Gleichrichter 8 und dem Kondensator 9 gebildeten Zündglied für den Thyristor 6 besteht und der das Stellglied 4 im durchgeschalteten Zustand an die Wechselstromquelle 10 anschließt, ein UND-Glied, das aus dem Transistor 11, den Gleichrichtern 12 und 13 und den Widerständen 14 und 15 besteht und das von dem Steuersignal am Kondensator 3 und dem über den Zenerdioden 16 und 17 abfallenden Teil der von der Wcchselstromquelle 10 erzeugten Wechselspannung gesteuert wird, und schließlich ein Rückkopplungsnetzwerk 18 mit einem in Reihe zu dem Stellglied 4 geschalteten Eingang und einer über dem Eingang liegenden Impedanz 19.

Die Steuerglieder 1 und 2 bestehen bei allen im folgenden beschriebenen Varianten des Ausführungs- beispiels in F i g. 1, in gleicher Weise wie bei der eingangs beschriebenen bekannten Regeleinrichtung, jeweils aus der Reihenschaltung eines Widerstandes und eines Gleichrichters, wobei die Gleichrichter in den Steuergliedern 1 und 2 in entgegengesetzter Stromrichtung durchlässig sind und wobei der Widerstand R₁ im Steuerglied 1 ein konstanter oder fest einstellbarer Widerstand und der Widerstand A₂ im Steuerglied 2 ein von dem Istwert der zu regelnden Größe abhängiger Widerstand ist.

Über diese Widerstände R₁ und R₂ wird dem Kon

densator 3 Strom zugeführt, der von dem über den Zenerdioden 16 und 17 abfallenden Teil der von der Wechselstromquelle 10 erzeugten Wechselspannung angetrieben wird. Da die Zenerdioden 16 und 17 über den ohmschen Widerstand 20 an die Wechselstromquelle 10 angeschlossen sind, wirken sie in bekannter Weise als Spannungsbegrenzer, so daß an ihnen eine annähernd rechteckförmige Wechselspannung abfällt. Diese rechteckförmige Wechselspannung, deren Nulldurchgänge mit den Nulldurchgängen der von der Wechselstromquelle 10 erzeugten Wechselspannung zusammenfallen, treibt den dem Kondensator 3 zugeführten Strom an.

Da nun die Steuerglieder 1 und 2, wie erwähnt, in Reihe zu den Widerständen R₁ bzw. R₂ geschaltete Gleichrichter von entgegengesetzter Durchlaßrichtung enthalten, wird dementsprechend dem Kondensator 3 jeweils während der einen »Halbwelle« der Rechteckspannung über eines der beiden Steuerglieder 2 bzw. 1 Strom in der einen Richtung und jeweils während der anderen »Halbwelle« der Reclneckspannung über das andere Steuerglied 1 bzw. 2 Strom in der anderen Richtung zugeführt.

Bei der Zuführung von Strom in der einen Richtung steigt das Potential am Punkt d gegenüber dem Potential am Punkt c an, und bei Zuführung von Strom in der anderen Richtung fällt das Potential am Punkt d gegenüber dem Potential am Punkt c ab. Da die den Strom über das Steuerglied 1 bzw. 2 antreibenden Spannung an den Zenerdioden 16 und 17 jeweils über eine »Halbwelle« konstant bleibt, verläuft der Anstieg und Abfall des Potential am Punkt d gegenüber dem Potential am Punkt c jeweils nach einer e-Funktion, wobei die Anstiegszeitkontante τ, gleich dem Produkt aus der Kapazität C des Kondensators 3 und dem Widerstand des während des Potentialanstiegs am Punkt d gegenüber dem Punkt c stromführenden Steuergliedes, z. B. dem Widerstand R₉ des Steuergliedes 2, und die Abfallszeitkonstante T₁ gleich dem Produkt aus der Kapazität C des Kondensators 3 und dem Widerstand des während des Potentialabfalles am Punkt d gegenüber dem Punkt r stromführenden Steuerglicdes, z. B. dem Widerstand Λ, des Steuergliedes 1 ist, und wobei die Höhe U der Rechteckspannung und die Spannung Ud, c_mi„ bzw. Ud, c_max zwischen den Punkten d und c jeweils zum Zeitpunkt des Beginns der e-Funktior bzw. zum Zeitpunkt des Polaritätswechsels der Rechteckspannung als Randbedingungen eingehen. Als Spannungszeitfunktion der Spannung U₁₁ , am Kondensator 3 ergibt sich damit für den Anstieg des Potentials am Punkt d gegenüber dem Punkt c

Ud,c = U - (U - Ud,c„J e ^r*

und für den Abfall des Potentials am Punkt** gegen über dem Punkt c

— t

Ud,c = -U + (U+

Wenn nun die Zeitkonstanten I₁ und T₂ wesentiic größer als die Zeitdauer, während der die Rechteck spannung jeweils konstant ist, also wesentlich größe als eine halbe Schwingungsdauer T/2 der von de

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Wechselstromquelle 10 erzeugten Wechselspannung sind, können die e-Funktionen

und

jeweils im Bereich zwischen ί = 0 und t = .T/2 mit guter Genauigkeit durch Geraden angenähert werden, und zwar

sä 1 und

— t

1-

gungsdauer T/2 sind und die störenden Einflüsse <ier Rückkopplung 18 sowie des Stromflusses vom Kon densator 3 in den Transistor 11 zunächst außer acht gelassen werden, würde sich dementsprechend als Kondensatorspannung U^_e(t) im quasistationären Zustand eine einem Gleichspannungs-Mittelwert überlagerte annähernd dreieckförmige Wechselspannung ergeben, deren Spitzen zeitlich annähernd mit den Nulldurchgängen der von der Wechselstromquelle 10 ίο erzeugten Wechselspannung zusammenfallen, wobei der Gleichspannungs-Mittelwert

und damit ergeben sich für die obengenannten Span- 15 U_m — nungszeitfunktionen der Kondensatorspannung U_dc für den Anstieg des Potentials am Punkt d gegenüber dem Punkt c

ud,c_min _ _v m τ/2

T/2 T/2

Ud,c = Ud,c_mtn + (U- Ud. c*») —

und für den Abfall des Potentials am Punkt d gegenüber dem Punkt c

und die Amplitude der dreieckförmigen Wechselspannung

Ud,c = Ud,c_m

(U+ Ud,c_max) --

d. h., wenn T₁ und T₂ wesentlich größer als T/2 sind, steigt die Kondensatorspannung U_dc jeweils während der positiven »Halbwellen« der Rechteckspannung U linear mit der Zeit / an und fällt jeweils während der negativen »Halbwellen« der Rechteckspannung U linear mit der Zeit t ab.

Wenn man nun den aus den beiden Steuergliedern 1 und 2, dem Kondensator 3 und der Rechteckspannungsquelle (16, 17, 20, 10) gebildeten Schaltungsteil der Fig. 1 sich selbst überlassen würde, d.h., wenn man die störenden Einflüsse der Rückkopplung 18 und des Stromabflusses von dem Kondensator 3 in den Transistor 11 zunächst unbeachtet ließe, dann würde sich eine gewisse Zeit nach dem Einschalten der Rechteckspannung für den zeitlichen Verlauf der Spannung U_de am Kondensator3 ein quasistationärer Zustand ergeben, bei dem die Kondensatorspannung U_ic jeweils während der positiven »Halbwellen« der Rechteckspannung linear mit der Zeit / von der Spannung Ud,c_mln auf die Spannung Ud,c_max ansteigt und jeweils während der negativen »Halbwellen« der Rechteckspannung von Ud,c_max wieder linear mit der Zeit t auf Ud, c„i„ abfällt, wobei sich aus den obigen Gleichungen für den Endpunkt des Anstiegs des Potentials am Punkt d gegenüber dem Punkt c die Beziehung

Ud,c_max Ud,c_ntn + (U- Ud,c_ml„) ^-

und für den Endpunkt des Abfalls des Potentials am Punkt d gegenüber dem Punkt c die Beziehung

TI 1 Ud,c_mln = Ud,c_max -(U+ Ud,c_max) -^L-

ergeben würde.

Unter den Voraussetzungen, daß die Zeitkonstanten T₁ und T₂ wesentlich größer als die halbe Schwin-Ud,c_max- Ud.c„,„

T/2 T/2

ware. In den F i g. 2 a und 2 b ist der zeitliche Verlauf der Kondensatorspannung U_dc im quasistationären Zustand in zwei Fällen dargestellt, nämlich in Fig.2a für T₂ - T₁ -( 0,15 7 und in Fig.2b für T₂ -- T₁ ■+· 0,75 f. Es ist in diesem Zusammenhang zu bemerken, daß die verschiedenen Zeitfunktionen in den F i g. 2 a und 2 b nicht in den tatsächlichen Proportionen zueinander dargestellt sind und daß insbesondere die Rechteckspannung U_ac und natürlich auch die sinusförmige Wechselspannung U_ab bei richtiger Proportion zu der Kondensatorspannung U_ix wesentlich größere Amplituden haben müßten.

Die Zeitkonstanten t, und T₂ bzw. die Widerstände R_x und ft₂ der Steuerglieder 1 und 2 und die Kapazität C des Kondensators 3 sind nun so gewählt, daß die Spannungsmaxima Ud,c_max der Kondensatorspannung im quasistationären Zustand bei mit dem Sollwert übereinstimmendem Istwert der zu regelnden Größe etwas unterhalb der Sch well wert-Spannung liegen, die an die Reihenschaltung der Diode 12 und der Emitter-Basis-Strecke des Transistors 11 sowie den Widerstand 14 anzulegen ist, um einen in den Emitter des Transistors 11 fließenden Strom anzutreiben, der am Widerstand 15 eine Spannung von der Höhe der Zündspannung des Transistors 5 erzeugt. Bei dieser etwas unterhalb der genannten Schwellwert-Spannung liegenden Spannung Ud,c_max ist der Transistor 11 noch gesperrt, so daß also bei mit dem Sollwert übereinstimmendem Istwert der zu regelnden Größe durch den Emitter-Basis-Stromkreis des Transistors 11 kein störender Einfluß auf den zeitlichen Verlauf der Kondensatorspannung U₁, _c ausgeübt wird. Ebenso wird, wie im folgenden noch näher erläutert, bei mit dem Sollwert übereinstimmendem Istwert der zu regelnden Größe auch von der Rückkopplung 18 kein störender Einfluß auf den zeitlichen Verlauf der Kondensatorspannung U_dc . nsgeübt. Infolgedessen ergibt sich in diesem Fall, also bei mit dem Sollwert übereinstimmendem Istwert der zu regelnden Größe, für den zeitlichen Verlauf der Kondensatorspannung U₁, _c der oben näher erläuterte quasistalionäre Zustand mit einer dem Mittelwert U_1n

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«ST ^Dreieck-^WechselsP^annung von der Am- einen annähernd gleich großen Strom in dem minuceu.1. _meh_{r von der} Rechteckspannung U_a, in Durchlaß-

, <üül Prtin £ * ^{ZU regelnden GrÖße VOn richtun}S vorgespannten KollekL-Basis-Stromkreis

dem Sollwert ui der eingangs genannten einen Rieh- des Transistor 11, so daß an dem Kollektorwidertung abweicht dann ändert sich der Widerstand R_n 5 stand 15 ein Aisgangssignat von der Höhe der zur

_iro Steuerglied 2, und zwar sinkt er bei dem Aus- Zündung des Thyristors 5 notwendigen Spannung

führungsbeispiel in Fig. 1 mit zunehmender Abwei- auftritt

chung des Istwertes der zu regelnden Größe vom Dieses Ausgangssignal wird über die Ausgangs-Sollwert ab. _{leitung 21 dem Steuere}i_{ngang bzw}. _der Zündelek-

Die Gleichrichter in den Steuergliedern 1 und 2 io trode 5 a des Thyristors 5 zugeführt und schaltet d«esind nun so gepolt, daß der dem Kondensator 3 züge- sen praktisch im Moment des Nulldurchgangs der führte Strom beim Anstieg des Potentials am Punkt d Wechselspannung U_{a b} durch.

gegenüber dem Punkt c bzw. während der positiven Über den Thyristor 5 wird nunmehr während der

»Halbwellen« der Rechteckspannung U_{a c} über das sich anschließenden negativen Halbwelle der Wech-Steuerghed 2 bzw. den Widerstand /?., und beim Ab- 15 selspannung U_ab dem Stellglied 4 Strom zugeführt, fall des Potentials am Punkt d gegenüber dem Gleichzeitig wird während dieser Halbwelle von der Punkte bzw. während der negativen »Halbwellen« am Widerstand? abfallenden Spannung über den der Rechteckspannung U_a _>f über das Steuerglied 1 Gleichrichter 8 der Kondensator 9 auf eine Spannung bzw. den Widerstand R₁ fließt. Dementsprechend aufgeladen, die zur Zündung des Thyristors 6 in der wird bei Änderung des Widerstandes R., die An- 20 anschließenden positiven Halbwelle der Wechselstiegszeitkonstante T₂ beeinflußt, die bei der genann- spannung U₀ _h ausreichend ist.

ten Polung der Gleichrichter in den Steuergliedern 1 Sobald nun die negative Halbwelle der Wechsel-

und 2 gleich R₂C ist (bei umgekehrter Polung der spannung U₁₁,, beendet ist, löscht der Thyristor 5 Gleichrichter in den Steuergliedern 1 und 2, die dann selbsttätig und geht damit wieder in den nicht durchanzuwenden wäre, wenn der Widerstand R., mit zu- 25 geschalteten Zustand über, und unmittelbar mit dem nehmender Abweichung des Istwertes der zu regeln- Beginn der anschließenden positiven Halbwelle wird den Größe von ihrem Sollwert in der genannten der Thyristor 6 von der Spannung am Kondensator 9 einen Richtung nicht absinkt, sondern ansteigt, wäre gezündet und damit durchgeschaltet, so daß dem T₂ = A₁C). Stellglied 4 während dieser anschließenden positiven

Bei Abweichung des Istwertes der zu regelnden 30 Halbwelle der Wechselspannung U_{11 h} über den Thyri-Größe von ihrem Sollwert in der genannten einen stör 6 Strom zugeführt wird. Mit Beendigung dieser Richtung sinken also der Widerstand R., und damit positiven Halbwelle der Wechselspannung U_ab löscht die Anstiegszeitkonstante T₂ - R₂C gegenüber ihren der Thyristor 6 selbsttätig, und die Stromzuführung zu Werten bei mit dem Sollwert übereinstimmendem Ist- dem Stellglied 4 wird damit bis zur nächsten Zündung wert der zu regelnden Größe ab. Mit dem Absinken 35 des Thyristors 5 unterbrochen, von T₂ wird nun, wie sich aus den obigen Formeln Jeweils, mit der Durchschaltung des elektronischen

ergibt, einerseits der Mittelwert U_n, der Dreieckspan- Schalters bzw. der Thyristoren 5 und 6 wird nun dem nung positiver, und andererseits erhöht sich auch die Rückkopplungsnetzwerk 18 ein Eingangssignal zuAmplitude der Dreieckspannung. Infolgedessen er- geführt, das von dem Strom, der während der Durchhöhen sich mit einer Abweichung des Istwertes der 40 schaltung des Thyristors 5 bzw. 6 durch das Stellzu regelnden Größe vom Sollwert in der genannten glied 4 fließt, an der im Stromkreis des Stellgliedes 4 einen Richtung bzw. mit dem dadurch verursachten liegenden Impedanz 19 erzeugt wird. Absinken von R₂ und T₂ die Maxima Ud,c_max der Dieses dem Rückkopplungsnetzwerk 18 zugeführte

Spannung am Kondensator 3 und steigen nunmehr Eingangssignal bewirkt nun nach Ablauf einer von über die genannte Schwellwert-Spannung an. 45 der Ausbildung des Rückkopplungsnetzwerkes

Sobald nun das erste Spannungsmaximum Ud, c_ma* abhängigen, dem Rückkopplungsnetzwerk eigenen die genannte Schwellwert-Spannung überschreitet, Übertragungszeit eine auf den zeitlichen Verlauf des treibt die nunmehr als Steuersignal wirksam werdende Steuersignals, d.h. also der Kondensatorspannung Kondensatorspannung U₁₁ _r im Emitter-Basis-Strom- am Kondensator 3, einwirkende Rückkopplung, die kreis des Transistors 11 einen Strom an. Da jedoch 50 Ausgleichsvorgänge des Steuersignals auslöst, wähder Zeitpunkt, zu dem die Kondensatorspannung U_dc rend derer die Maxima des Steuersignals unter der ihr Maximum Ud,c_max erreicht, wie aus Fig. 2 a er- Höhe der Steuersignalmaxima liegen, die sich bei dem sichtlich, noch innerhalb der positiven »Halbwelle« oben erläuterten quasistationären Zustand ergibt, der Rechteckspannung U_ac liegt und dementspre- Für die Wirkungsweise des in F i g. 1 dargestellten

chend die im Kollektor-Basis-Stromkreis des Tran- 55 Ausführungsbeispiels einer Regeleinrichtung nach der sistors 11 liegende Rechteckspannung U_11x die KoI- Erfindung sind dabei zwei Arten von Rückkopplungslektor-Basis-Strecke des Transistors 11 und feiner netzwerken zu unterscheiden, nämlich erstens Rückauch die Diode 13 in Sperrichtung vorspannt, be- kopplungsnetzwerke, bei denen die Übertragungswirkt der von der Kondensatorspannung Ud,c_max im zeitkonstante vom Eingang zum Ausgang des RückEmitter-Basis-Stromkreis des Transistors 11 ange- 60 kopplungsnetzwerkes kleiner als die halbe Schwintrie.bene Strom zunächst noch keinen Kollektor-Strom gungsdauer der von der Wechselstromquelle erzeugdes Transistors 11 und dementsprechend auch kein ten Wechselspannung, vorzugsweise vernachlässigbar Ausgangssignal am Kollektorwiderstand 15. Sobald klein gegen diese ist, und zweitens Rückkopplungsjedoch die Polarität der Rechteckspannung L'„, ge- netzwerke, bei denen die Übertragungszeitkonstante wechselt hat, also unmittelbar nach dem Nulldurch- 65 vom Eingang zum Ausgang des Rückkopplungsnetzgang der Wechselspannung U₁,,,, verursacht der von werkes größer als eine halbe Schwingungsdauer der der Kondensatorspanning U_diC im Emitter-Basis- von der Wechsclstromquelle erzeugten Wechselspan-Stromkreis des Transistors 11 angetriebene Strom nung ist und die halbe Schwingungsdauer Vorzugs-

weise vernachlässigbar klein gegen die Übertragungszeitkonstante des Rückkopplungsnetzwerkes ist.

Im ersteren Fall ergibt sich eine starre und im zweiten Fall eine verzögern nachgebende Rückkopplung.

Im folgenden sei zunächst an Hand der F i g. 3 und 4 die Wirkungsweise des Ausführungsbeispiels in F i g. 1 mit einem Rückkopplungsnetzwerk 18, dessen Übertragungszeitkonstante vernachlässigbar klein gegen die halbe Schwingungsdauer 772 der von der Wechselstromquelle 10 erzeugten Wechselspannung ist und das dementsprechend eine starre Rückkopplung bewirkt, beschrieben.

In F i g. 3 b ist ein Beispiel für die Ausbildung der Blöcke 1, 2, 18 und 19 für diesen Fall einer starren Rückkopplung dargestellt. Das erste Steuerglied 1 besteht in diesem Fall wie ersichtlicn aus der Reihenschaltung eines Festwiderstandes 22 -ind eines fest einstellbaren Widerstandes 23, die zusammen den Widerstand R₁ des ersten Steuergliedes 1 bilden, so- ao wie aus einem in Reihe zu den Widerständen 22 und 23 geschalteten Gleichrichter 24, der jeweils während der negativen »Halbwellen« der an den Zenerdioden 16 und 17 abfallenden Rechteckspannung durchlässig ist. Der Festwiderstand 22 kann dabei auch zu Justierzwecken bei der Fertigung der Regeleinrichtung als einstellbarer Widerstand ausgebildet sein. Der fest einstellbare Widerstand 23 dient zur Einstellung des jeweils gewünschten Sollwertes beim Betrieb der Regeleinrichtung. Das zweite Steuerglied 2 besteht bei der in F i g. 3 b gezeigten Variante des Ausführungsbeispiels in F i g. 1 aus einem temperaturabhängigen Widerstand 25, beispielsweise einem PTC-Widerstand, der den Widerstand /?., des zweiten Steuergliedes 2 bildet und dessen Widerstandswert sich mit zunehmender Abweichung des Istwertes der zu regelnden Größe von ihrem Sollwert in der genannten einen Richtung, beispielsweise mit dem Absinken des Istwertes der Temperatur eines Raumes unter den gewünschten Temperatur-Sollwert, verringert, sowie aus e^;nem in Reihe zu dem Widerstand 25 geschalteten Gleichrichter 26, der jeweils während der positiven »Halbwellen« der an den Zenerdioden 16 und 17 abfallenden Rechteckspannung durchlässig ist. Das Rückkopplungsnetzwerk 18 besteht bei der in F i g. 3 b gezeigten Variante des Ausführungsbeispiels in F i g. 1 aus einem npn-Schalttransistor 27 mit einem zur Begrenzung seiner Basis-Emitter-Spannung bei Übersteuerung des Einganges des Rückkopplungsnetzwerkes 18 dienenden ohmschen Widerstand 28 in seiner Basiszuleitung, und die Impedanz 19 aus einem ohmschen Widerstand 28, dessen Widerstandswert so bemessen ist, daß an ihm bei Durchschaltung des Thyristors 5 bzw. bei Stromfluß durch das Stellglied 4 eine Spannung abfällt, deren Amplitude etwa 3- bis 10mal so groß wie die Spannung ist, die an die Basis-F.mitter-Strecke des Transistors 27 anzulegen ist, um im Kollektor-Emitter-Stromkreis des Transistors 27 einen Strom von der Höhe der Rechteckspannung U. dividiert durch den Widerstandswert des Widerstandes 23, zu erzielen.

Zur Erläuterung der Wirkungsweise des Ausführungsbeispiels in Fig. 1 mit einer Ausbildung der Blöcke 1, 2, 18 und 19 wie in I i g. 3 b sei zunächst noch einmal angenommen, daß der Istwert der zu regelnden Größe mit dem Sollwert übereinstimmt.

In diesem Fall ergibt sich, wie oben bereits erläutert, für den zeitlichen Verlauf der Spannung am Kondensator 3 ein quasistationärer Zustand, bei dem sich die Kondensatorspannung U_dc(t) aus einem Gleichspannungsmittelwert U_m und einer diesem überlagerten annähernd dreieckfönnigen Wechselspannung mit der Amplitude U_A zusammensetzt, wobei die Maxima der Kondensatorspannung Ud cw* noch etwas unterhalb der Schwellwertspannungiiegen, bei der der Transistor 11 geöffnet wird.

Der zeitliche Verlauf der Kondensatorspannung Uj_c{t) für diesen Fall ist in Fig.4a dargestellt, und zwar für eine Anstiegszeitkonstante

τ., = A₂C = 6 772
und eine Abfallszeitkonstante

r, - R₁C = 5 772,

beispielsweise also bei einer Frequenz der Wechselstromquelle 10 von 50 Hz bzw. bei T/2 = 10 ms für C = 1 μΡ, A₁ = 50 kQ und A₂ = 60 kQ. In diesem Fall ergibt sich, wie sich aus den obigen Formeln für V_m und U1 ermitteln läßt, für die Maxima der Kondensatorspannung

Ud,c„„_x=U_m+ i/, = OVoIt.

Die Maxima der Kondensatorspannung sind daher nicht hoch genug, um im Emitter-Basis-Stromkreis des Transistors 11 einen Strom anzutreiben und damit den Thyristor5 zu zünden. Die Thyristoren 5 und 6 werden daher nicht durchgeschaltet, und es ergibt sich demzufolge am Stellglied 4 ein zeitlicher Verlauf der Spannung U,_b(t) = 0, wie ebenfalls in F i g. 4 a dargestellt. Die dem Stellglied 4 zugeführte mittlere Leistung N im Vergleich zu dem dem Stellglied 4 bei ständiger Durchschaltung des elektronischen Schalters zuführbaren Höchstwert N_maf der elektrischen Leistung ist dementsprechend bei mit dem Sollwert übereinstimmendem Istwert der zu rege'nden Größe gleich Null.

Wenn nun der Istwert der zu regelnden Größe von dem Sollwert in der genannten einen Richtung abweicht und sich dementsprechend der Widerstand R., des zweiten Steuergliedes 2 und damit die Anstiegszeitkonstante τ, verringert, dann würden sich nach den obigen Formeln im quasistationären Zustand für die Maxima der Kondensatorspannung Spannungswerte

Ud, t

= IZ_n + U _Λ

ergeben, die größer als Null sind und die von einer bestimmten Abweichung des Istwertes der zu regelnden Größe von ihrem Sollwert bzw. von einer bestimmten Verringerung des Widerstandes R₂ und damit der Anstiegszeitkonstante r., ab oberhalb der genannten Schwellwertspannung des Emitter-Basis-Stromkreises des Transistors 11 liegen. Nun wird jedoch jeweils, wenn ein Maximum der Konden- :.atorspannung oberhalb der genannten Schwellwertspannung liegt, entsprechend den obigen Erläuterun gen der Thyristor 5 gezündet und damit für die auf das Spannungsmaximum der Kondensatorspannung folgende negative Halbwelle der Wechselspannung U₁,1, durchgeschallt. Während dieser negativen Halbwelle fällt daher an dem Widerstand 29 eine halbwellenförmige Spannung ab, die bei der obengenannten Bemessung des Widerstandes 29 hoch genug ist, um den Transistor 27 praktisch über die

gr Dauer der negativen Halbwelle durchzu- Ud,_Cmtx auf den Wert zustreben, den sie bei den

schalten, so daß die KoUektor-Eimtter-Spannung des gegebenen Werten der Widerstände A₁ und A₂ bzw.

Transistors 27 wagend der gesamten Haibwelle der Zeitkonstanten T₁ und z, im quasistationären

nahezu Null ist. Dementsprechend wird durch das Zustand erreichen würden. "

im wesentlichen von dem Transistor 27 gebildete 5 Man karn diesen sich nach einem Durchschalten

Rückkopplungsnetzwerk 18 jeweils während der auf des Thyristors S sowie des Transistors 27, also nach

ein oberhalb der Schwellwertspannung liegendes einem Kurzschluß des Widerstandes 22, abspielen-

Spaanungsmaximum ü</,c^ folgenden negativen den Vorgang als einen Einschwingvorgang in den

Halbwelle der Wechselspannung U_a__b der Wider quasistationären Zustand betrachten, der durch die

stand 22 im ersten Steuerglied 1 kurzgeschlossen. io von dem Kurzschluß des Widerstandes 22 verur-

Infolgedessen wird wahrend dieser negativen Halb- sachte Störung ausgelöst wird. Wendet man diese

welle die Abfallszeitkonstante T₁ = R₁C verringert, Betrachtungsweise an, so ergibt sich auf Grund einer

beispielsweise bei etwa gleich großen Widerständen hier nicht im einzelnen anführbaren mathematischen

22 und 23 auf die Ha'fte ihres Wertes bei nicht Analyse, daß im wesenüichen nur der Mittelwert U_m

durchgeschaltetem Transistor 27 bzw. nicht durch- 15 der Kondensatorspannung U_{d c} bei einer durch den

geschaltetem Thyristor S. Auf Grund dieser Verrin- Kurzschluß des Widerstandes 22 verursachten Stö-

gerung der Abfallszeitkonstante r, fällt das Poten- rung einen Schaltsprung ausführt und anschließend

tial am Punktd gegenüber dem Punkte während nach einer e-Funktion wieder auf seinen Wert im

dieser negativen Halbwelle wesentlich stärker ab als quasistationären Zustand zustrebt, während sich die

während der negativen Halbwellen der Wechsel- »o Amplitude U_a der dem Mittelwert U_n, überlagerten

spannung C/₀,_b, in denen der Thyristor S und damit dreieckförmigen Wechselspannung durch die Störung

der Transistor 27 nicht durchgeschaltet sind. Wäh- nicht ändert.

rend der nun folgenden positiven Halbwelle der Es ergibt sich dementsprechend bei dem Ausfüh-Wechselspannung U_ab wird dem Kondensator 3 rungsbeispiel nach F i g. 1 mit einer Ausbildung der wieder über den Widerstand A₂ Strom zugeführt, 25 Blöcke 1, 2, 18 und 19 entsprechend Fig. 3b inner- und das Potential am Punkt d gegenüber dem halb des Regelbereiches der Regeleinrichtung eine Punkte steigt dementsprechend wieder an. Da je- Kondensatorspannung U_dc(t), die sich aus einem doch die Abfallszeitkonstante τ, in der vorangegan- zeitabhängigen Mittelwert U_m(t) und einer dem genen negativen Halbwelle wesentlich, z. B. auf die Mittelwert überlagerten annähernd dreieckförmigen Hälfte ihres normalen Wertes, verringert worden 30 Wechselspannung zusammensetzt, wobei der Mittelwar, erreicht das Potential am Punkt el gegenüber wert UJj) jeweils zu dem Zeitpunkt, wenn ein dem Punkte am Ende dieser positiven Halbwelle Spannungsmaximum Ud,c_ma* einen oberhalb der nur dann einen über Null liegenden positiven Wert, Schwellwertspannung des Emitter-Basis-Stromkreises wenn der Widerstandswert des Widerstandes /?., in- des Transistors 11 Hegenden Wert erreicht hat, einen folge einer relativ großen Abweichung des Istwertes 35 negativen Spannungssprung ausführt und anschlieder zu regelnden Größe von ihrem Sollwert eben- ßend bis zum nächsten negativen Spannungssprung falls schon auf etwa die Hälfte seines Widerstands- nach einer e-Funktion auf den obengenannten Mittelwertes bei mit dem Sollwert übereinstimmendem Ist- wert U_m im quasistationären Zustand zustrebt, und wert abgesunken ist, während sich beii einer nur wobei die Amplitude der dem Mittelwert Ujt) überrelativ geringfügigen Abweichung des Istwertes der 40 lagerten dreieckförmigen Wechselspannung gleich zu regelnden Größe von ihrem Sollwert und einer der obengenannten Amplitude U1 im quasistationädementsprechend nur geringen Veiminderung des ren Zustand ist. Die Größe der negativen Span-Widerstandes R₂ gegenüber seinem Widerstandswert nungssprünge des Mittelwertes U Jt) ist für alle bei 't dem Sollwert übereinstimmendem Istwert innerhalb des Regelbereiches liegenden Werte von τ., am I de der positiven Halbwelle ein Pott i;il am 45 etwa gleich und ist im wesentlichen nur von dem Punkt d gegenüber dem Punkt c ergibt, das kleiner Verhältnis des Widerstandes 23 zum Widerstand 22 als Null ist, weil der auf z. B. die Hälfte ihres nor- abhängig. Die Zeitkonstante der e-Funktion, mit der malen Wertes verringerten Abfallszeitkonstante τ, der Mittelwert U Jt) jeweils nach einem negativen und dem entsprechend steilen Abfall des Potentials Spannungssprung dem Mittelwert U_m im quasiam Punkt d gegenüber dem Punkt c in der voran- 50 stationären Zustand zustrebt, entspricht in erster gegangenen negativen Halbwelle eine wesentlich Näherung der Anstiegszeitkonstante T₂ und ist von größere Anstiegszeitkonstante r., und ein er.tspre- dem Verhältnis des Widerstandes 23 zum Widerchend schwächerer Anstieg des Potentials am stand 22 nahezu unabhängig.

Punkt d gegenüber dem Punkt c in der positiven Die Zeitdauer zwischen zwei negativen Spannungs-Halbwelle gegenübersteht. Da das Potential am 55 Sprüngen des Mittelwertes U_m(t) bzw. die Zeitdauer Punkt d gegenüber dem Punkt c bei vorausgesetzt von einer zur nächsten Durchschaltung des Thykleiner Abweichung des Istwertes der zu regelnden ristors 5 hängt in erster Linie "on dem Mittelwert Größe von ihrem Sollwert am Ende der positiven U_n, im quasistationären Zustand, auf den der zeil-Halbwelle kleiner als Null ist und somit unter der abhängige Mittelwert U Jt) nach einem negativen Schwellwertspannung des Emitter-Basis-Stromkreises 60 Spannungssprung mit einer e-Funlction zustrebt, und des Transistors 11 liegt, wird der Thyristor 5 in der zweitens noch von der Zeitkonstante dieser e-Funknächstfolgenden negativen Halbwelle nicht gezündet. tion und drittens von der Höhe des Spannungs-Inder Folgezeit fällt nun das Potential am Punkt ti maximums t/rf,c„„,._v bei dem jeweils am Beginn der gegenüber dem Punkt c jeweils während der nega- Zeitdauer liegenden negativen Spannungssprung des tiven Halbwellen der Wechselspannung U_llh linear 65 Mittelwertes U_m(t) ab. Je größer der Mittelwert U_1n mit der Zeit / ab und steigt während der positiven im quasistationären Zustand und je kleiner die Zeit-Halbwellen der Wechselspannung U₁, _h wieder linear konstante der e-Funktion, mit der U,„(t) nach einem mit der Zeit t an, wobei die Spannungsmaxima Spannungssprung ansteigt, wird, desto kleiner wird

21 ' 22

die Zeitdauer von einer zur nächsten Durchschal- von C = 1 nF eine Größe von je 25 IcQ haben. Untung des Thyristors S. Da mit zunehmender Abwei- ter dieser Voraussetzung ergibt sich bei t₂ = 5 T/2 chung des Istwertes der zu regelnden Größe von (F i g. 4 b) jeweils nach drei Perioden der Wechselihrem Sollwert in der genannten einen Richtung der spannung U_ab ein über Null liegendes Spannungs-Widerstand Ji₂ absinkt und sich damit die diesem 5 maximum Ud,c_max und dementsprechend eine Zünproportionale Anstiegszeitkonstante τ. = R₂C ver- dung des Thyristors 5, so daß also die Spannung mindert und mit einer Verminderung von T₂ erstens am Stellglied 4 den ebenfalls in Fig. 4b dargestcllder Mittelwert V_n, im quasistationären Zustand — wie ten zeitlichen Verlauf U, _h(r) hat und die dem Stellaus der obigen Formel ersichtlich — ansteigt und glied 4 zugeführte mittlere elektrische Leistung N zweitens die T₂ entsprechende Zeitkonstante der io gleich einem Drittel des genannten Höchstwertes e-Funktion, mit der U_m(t) nach einem Spannungs- N_mux der dem Stellglied 4 zuführbaren elektrischen sprung ansteigt, kleiner wird, wird also die Zeit- Leistung ist. Entsprechend ergibt sich für T₂ dauer von einer zur nächsten Durchschaltung des = 4,5 T/2 (F i g. 4 c) nach jeder zweiten Periode Thyristors 5 um so kleiner, je größer die Abweichung der Wechselspannung eine Zündung des Thyristors S des Istwertes der zu regelnden Größe von ihrem 15 und damit ein Verlauf der Spannung lZ_f-b(r) am Stell-Sollwert ist. Dementsprechend folgen die Durch- glied 4, wie ebenfalls in F i g. 4 c dargestellt, bzw. Schaltungen des Thyristors 5 mit der jeweils an- eine dem Stellglied 4 zugeführte mittlere elektrische schließenden Durchschaltung des Thyristors 6 mit Leistung N = Vs N_max. Für T₂ - 4 T/2 (F i g. 4 d) zunehmender Abweichung des Istwertes der zu ergeben sich jeweils zwei aufeinanderfolgende Periregelnden Größe von ihrem Sollwert in immer kür- ao öden der Wechselspannung, in denen der Thyristor 5 zeren Zeitabständen aufeinander, so daß sich die gezündet wird, und eine sich anschließende Periode, dem Stellglied 4 zugeführte mittlere elektrische Lei- in der der Thyristor 5 nicht gezündet wird, und dastung N mit zunehmender Abweichung des Istwertes mit ein Spannungsverlauf U_lb(t) am Stellglied 4, wie der zu regelnden Größe von ihrem Sollwert in der ebenfalls in F i g. 4 d dargestellt, sowie eine dem genannten einen Richtung mehr und mehr erhöht, 25 Stellglied 4 zugeführte mittlere elektrische Leistung bis der Thyristors während jeder negativen Halb- N — */»Ν_ηίΧ. Bei T₂ = 3,5 T/2 (Fig. 4e) schließlich welle durchgeschaltet wird und die dem Stellglied 4 ist die Anstiegszeitkonstante T₂ bzw. der Widerstand zugeführte elektrische Leistung ihren Höchstwert R₂ so weit abgesunken, daß das Potential am Nman erreicht hat. Punkt d gegenüber dem Punkt r bereits in der auf

Die Regelung der dem Stellglied 4 zugeführten 30 eine Durchschaltung des Thyristors S folgenden mittleren elektrischen Leistung ist also bei dem Aus- positiven Halbwelle der Wechselspannung IZ_0-6 wieführungsbeispiel in F i g. 1 mit einer Ausbildung der der einen über Null liegenden positiven Wert erBlöcke 1, 2, 18 und 19 entsprechend Fig. 3b eine reicht und der Thyristors dementsprechend in jeder stetig ähnliche Regelung, bei der dem Stellglied 4 Periode der Wechselspannung U_{0 b} gezündet wird, um so mehr Leistung zugeführt wird, je größer die 35 Es ergibt sich daher bei T₂ 3,5 772 und kleineren Abweichung des Istwertes der zu regelnden Größe Werten von T₂ der ebenfalls in F i g. 4 e dargestellte von ihrem Sollwert ist. zeitliche Verlauf der Spannung U,_b am Stellglied 4

Die Regelcharakteristik dieser Regeleinrichtung, von

d.h. der Verlauf der dem Stellglied 4 zugeführten l/,_-0(i)«s [7_Oi6sin<oi

mittleren elektrischen Leistung über der Abweichung 40

des Istwertes der zu regelnden Größe von ihrem bzw. eine dem Stellglied 4 zugeführte Leistung /V,

Sollwert, läßt sich durch Änderung des Verhältnisses die gleich dem genannten Höchstwert N_mai ist. des Widerstandes 22 zum Widerstand 23 beein- An Hand der F i g. 5 a bis 5 c sei nun im folgen-

flussen. den noch die Wirkungsweise des Ausführungsbei-

In den F i g. 4 b bis 4 e sind der zeitliche Verlauf 45 spiels in F i g. 1 mit einem Rückkopplungsnetzwerk

der Kondensatorspannung U₁, _c(t) und der zeitliche 18, dessen Übertragungszeitkonstante wesentlich

Verlauf ihres Mittelwertes U_m{t) für verschiedene größer als die halbe Schwingungsdauer T/2 der von

Abweichungen des Istwertes der zu regelnden Größe der Wechselstromquelle 10 erzeugten Wechselspan-

von ihrem Sollwert bzw. für verschiedene diesen nung ist und das dementsprechend eine verzögernd

Abweichungen entsprechende Anstiegszeitkonstan- 50 nachgebende Rückkopplung bewirkt, beschrieben, ten T₂ = R₂C dargestellt, und zwar in Fig. 4b für In den Fig. 5b und 5 c sind zwei Beispiele für

T₂ = 5 T/2, in F i g. 4 c für T₂ = 4,5 T/2, in F i g. 4 d die Ausbildung der Blöcke 1, 2, 18 und 19 für diesen

für T₂ = 4T/2 und in Fig.4e für T₂ = 3,5T/2, Fall einer verzögernd nachgebenden Rückkopplung

beispielsweise also bei einer Frequenz der Wechsel- dargestellt.

Stromquelle 1Φ von 50Hz bzw. bei T/2 = 10 ms 55 Bei der Ausbildung der Blöcke 1, 2, 18 und 19

sowie bei einer Kapazität des Kondensators 3 von wie in F i g. 5 b sind die Blöcke 1 und 2, also das

C= Ϊ JiF in F i g. 4 b fur R₂ = 50 kQ, in F i g. 4 c erste Steuerglied 1 und das zweite Steuerglied 2, wie

für Ä₂ = 45kQ, in Fig.4d für A₂=-4OkQ und in Fig. 3b ausgebildet. Auch die Bemessung dei

inFig.4efürR₂ = 35 kQ. Vorausgesetzt ist dabei, Widerstandswerte der in den Blöcken 1 und 2 vor-

daß die Abfallszeitkonstante Z₁ = R₁C bei nicht 60 gesehenen Widerstände sowie die Bemessung dei

durchgeschaltetem Thyristor 5 bzw. nicht durch- Kapazität des Kondensators 3 kann den im Zusam

geschaltetem Transistor 27 gleich τ, = 5 T/2 und menhang mit der Fig. 3b beispielsweise angegebe

bei durchgeschaltetem Thyristor bzw. durchgeschal- nen Werten entsprechen. Hingegen sind bei diese

tetem Transistor 27 and !«mit kurzgeschlossenem in F i g. 5 b gezeigten Variante des Ausführungsbei

Widerstand 22 T₁ = 23T/2 ist, d. h. also, daß die 65 spiels in Fig. 1 erstens das Rückkopplungsnetzwerl

Widerstände 22 and 23 bei einer Frequenz der 18 und zweitens die Impedanz 19 anders als i

Wechselstromquelle 10 von SO Hz bzw. bei T/2 F i g. 3 b ausgebildet, und zwar besteht die Impedan

= 10 ms und bei einer Kapazität des Kondensators 3 19 aus einer Zenerdiode (30), die jeweils währen

1 606

23 *24

einer Durchschaltung des Thyristors 5 einen nega- Größe von ihrem Sollwert bzw. von einer bestimmtiven rechteckförmigen Gleichspannungsimpuls von ten Verringerung des Widerstandes R₁ und damit der Breite der halben Schwingungsdauer der Wech- der Anstiegszeitkonstanle T₂ ab oberhalb der genannselspannung U_ab und der Höhe der Zenerspannung ten Schwellwertspannung des Emitter-Basis-Stromliefert, wobei die Zenerspannung so gewählt ist, daß 5 kreises des Transistors 11 liegen, sie etwa 1,25- bis lOmal, vorzugsweise 2mal so groß Sobald nun durch eine Abweichung des Istwertes wie die Spannung ist, die an die Basis-Emitter- der zu regelnden Größe von dem Sollwert in der Strecke des Transistors 31 im Rückkopplungsnetz- genannten einen Richtung der Widerstand R₂ und werk 18 anzulegen ist, um im Kollektor-Emitter- damit die Zeitkonstante t_s verringert wird, geht der Stromkreis des Transistors 31 einen Strom von der io zeitliche Verlauf der Spannung am Kondensator 3 Höhe der Rechteckspannung U, dividiert durch den in einen der verringerten Zeitkonstante τ, entspre-Widerstandswert des Widerstandes 23, zu erzielen. chenden neuen quasistationären Zustand über, in Im einzelnen hängt die Wahl des Verhältnisses der dem nunmehr die Maxima der Kondensatorspannung Zenerspannung der Zenerdiode 30 zu der genannten, Ud,c„_ax oberhalb des genannten Schwellwertes liean die Basis-Emitter-Strecke des Transistors 31 anzu- 15 gen. Dementsprechend wird von divsem Übergang legenden Spannung von der Ausbildung des Rück- in den neuen quasistationären Zustand ab der Thykopplungsnetzwerkes 18, genauer gesagt von den ristor S in jeder Periode gezündet und das Stell-Ladezeitkonstanten der Kondensatoren 32 und 33 im glied 4 somit an die Wechselstromquelle 10 ange-Rückkopplungsnetzwerk 18 ab. Das Rückkopplungs- schlossen. Infolgedessen liefert die Zenerdiode 30 netzwerk 18 besteht bei der in Fig. 5b gezeigten Va- 20 von dem Zeitpunkt des Übergangs der Kondensatorriante des Ausführungsbeispiels in Fig. 1 aus einem spannung in den neuen quasistationären Zustand ab .RC-Netzwerk mit den Kondensatoren 32 und 33 eine Folge von rechteckförmigen negativen Gleichsowie den Widerständen 34, 35 und 36, einer Diode Spannungsimpulsen mit einer Folgefrequenz von 37 und dem npn-Transistor 31. Das ÄC-Netzwerk 50 Hz und einer Impulsbreite von 10 ms, die dem liefert bei Durchschaltung des Thyristors 5 in jeder 25 Eingang des Rückkopplungsnetzwerkes 18 zugeführt Periode, d. h. also bei einer Gleichspannungsimpuls- wird. Die im wesentlichen von der Parallelschaltung folge mit der Folgefrequenz von 50 Hz und einer der Widerstände 34, 35 und 36 bestimmte Ladezeit-Impulsbreite von 10 ms an seinem Eingang über konstante des Kondensators 32 im Rückkopplungsdem Widerstand 36 einen Gleichspannungsimpuls netzwerk 18 ist nun so bemessen, daß der Anstieg von der im unteren Block der Fig. 5a gezeigten 30 der Spannung am Kondensator 32 auf die Höhe der Form, wobei die Zeitdauer zwischen dem Beginn von der Zenerdiode 30 gelieferten Gleichspannungsund dem Maximum dieses Impulses in der Größen- impulse bzw. genauer gesagt auf den durch das Teiordnung von mehreren Sekunden bis zu mehreren lungsverhältnis der Widerstände 34 und 35 bestimm-Minuten liegt. ten Teilbetrag der Höhe dieser Gleichspannungs-Zur Erläuterung der Wirkungsweise des Ausfüh- 35 impulse im Vergleich zu einer Schwingungsdauer rungsbeispiels in F i g. 1 mit einer Ausbildung der der Wechselspannung U_ah außerordentlich lange Blöcke 1, 2, 18 und 19 wie in Fig. 5 b sei zunächst dauert. Ferner ist die wenigstens anfangs im wesentnoch einmal angenommen, daß der Istwert der zu liehen durch die Parallelschaltung der Widerstände regelnden Größe mit dem Sollwert übereinstimmt. 35 und 36 bestimmte Entladezeitkonstante des Kon-Dann ergibt sich, wie oben bereits erläutert, für 40 densators 32 so bemessen, daß sie wesentlich größer den zeitlichen Verlauf der Spannung am Konden- als die genannte Ladezeitkonstante des Kondensators sator 3 ein quasislaiionärer Zustand, bei dem sich 32 ist. Daher hat die nur impulsweise Anlegung von die Kondensatorspannung U_dJt) aus einem Gleich- Gleichspannung an den Eingang des Rückkoppspannungsmittelwert U_m und einer diesem Überlager- lungsnetzwerkes 18 keinen wesentlichen Einfluß auf ten dreieckförmigen Wechselspannung mit der Am- 45 die prinzipielle Wirkungsweise des Rückkopplungsplitude l/.i zusammensetzt, wobei die Maxima der netzwerkes, sondern wirkt etwa so, als ob an den Kondensatorspannung l/</,c,„„ noch etwas unterhalb Eingang des Rückkopplungsnetzwerkes eine konder Schwellwertspannung liegen, bei der der Tran- stante Gleichspannung von der Höhe der Zenersistor 11 geöffnet wird, d. h., es ergibt sich der spannung an der Zenerdiode 30 angelegt würde und gleiche zeitliche Verlauf der Spannung am Konden- 50 die Ladezeitkonstante des Kondensators 32 doppelt sator3 wie oben für Fig. 3b beschrieben, wenn die so groß wie die tatsächliche Ladezeitkonstante des Bemessung der Widerstände R₁ und R.₂ sowie des Kondensators 32 wäre.

Kondensators 3 ebenso wie bei F i g. 3 b gewählt Von dem Zeitpunkt des Überganges der Spanist Dieser zeitliche Verlauf der Kondensatorspan- nung am Kondensator 3 in den genannten neuen ming O_äJf) ist, wie erwähnt, in F i g. 4 a dargestellt. 55 quasistationären Zustand an steigt also die Span-Wenn nun der Istwert der zu regelnden Größe nung am Kondensator 32 im Rückkopplungsnetzvon dem Sollwert in der genannten einen Richtung werk 18 langsam und im Mittel zunächst linear mil abweicht und sich dementsprechend der Widerstand der Zeit / an, wobei die Anstiegszeitkonstante diese; Rg des zweiten Steuergliedes 2 und damit die An- zeitproportionalen Spannungsanstieges etwa gleict stiegszeitkonstante T₂ verringert, dann ergeben sich 60 der doppelten Ladezeitkonstante des Kondensator entsprechend den obigen Formeln im quasistationä- 32 ist. Die Ladezeitkonstante des an den Konden ren Zustand für die Maxima der Kondensatorspan- sator 32 angeschlossenen, aus dem Widerstand 3( nung Spannungswerte und dem Kondensator 33 gebildeten RC-Gliedes is

nun so bemessen, daß sie in der Größenordnung de

Vd₁Cm₁UC — U_m+ Ua, ⁶5 Anstiegszeitkonstante des zeitproportionalen Span

nungsanstieges am Kondensator 32 liegt und voi

die größer als Null sind und die von eineT bestimm- zugsweise um einiges größer als diese Anstiegszeil

ten Abweichung des Istwertes der zu icgelnden konstante ist. Daher liegt am Anfang des zeitpropoi

1606

Hauptteil der Spannung des Kondensators 32 über

stand 36 steigt dementsprechend, wie der untere Blk d F

' 26

notwendig ist, etwa der Zeitdauer entspricht, bis das zweite Steuerglied 2 bzw. der Widerstand Ä_ä eine Nachstellung der zu regelnden Größe durch das Stellglied 4 »wahrnimmt«, und daß der nach der

g p, er untere Stellglied 4 »wahrnimmt«, und daß der nach der

Block der F. g. 5 a zeigt, anfangs ebenso wie die 5 Abschaltung des Stellgliedes 4 und damit der Aft-Spannung am Kondensator 32 zeitproportional an, schaltung der GIS ^

am

der Zeit ansteigenden Strom im Kollektor-Emitter-Stromkreis des Transistors 31, und damit wird der ssäs

stand ft, ansteigt ^Cücniails

Nach* i

, den

stimmten Zeitounkt
das RegdspfTnne^ m
Fs ist noch ₇ ίΤ'
s S

Summe des Kollektor-Stromes des Transistors 31 Wide sia, dswen 5eru?h ^Wlde!"^{stand Ä}«

und des Stromes durch den Widerstand 22, ist, wegen so ständ^fuTd 23 _7I ,.St η , "ü^g ΐ^Γ des mit der Zeit , ansteigenden KoHektor-StroiL widerstand ft, den ^^ΐ'' nach und nach immer kleiner. Durch diese Verrin- stimt Zik gerung des von der Parallelschaltung der Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 31 und dem Wider

stand 22 gebildeten Widerstandes wird entsprechend *₅

α ο λ

unter die genannte Schwellwertspannung gefallen sind und die Zündung des Thyristors S aufhört und damit das Stellglied 4 von der Wechselstromquelle 10 abgeschaltet wird. ^H

Die Zeitdauer, die von der Einschaltung des Stell-

gliedes4 bis zu seiner Abschaltung vergeht ist nun

um so größer, je größer die anfängliche Abwefchuig

des Istwertes der zu regelnden Größe von ihrem

Sollwert war, d. h. je größer die anfängliche A™

weichung des Wertes de⁸ _S Widerstandes ^!von ti nem Wert bei mit dem Sollwert übereinstimmendem

Istwert war, weil der Widerstand Ä, um ungefähr

den gleichen Wert wie diese anfängliche aS3-

chung des Widerstandes ft. verringert werden muß,

damit die Spannungsmaxima l/_rf.L der Konde_n:

satorspannung wieder unter die genannte Schwell-

wertspannung absinken und damit das Stellglied 4

von der Wechselstromquelle 10 abgeschaltet wird

und weil für diese Verringerung des Widerstandes ft,

ein um so größerer Kollektorstrom des Transistors 31 und damit wegen des zeitproportionalen Span-

nungsanstieges der Basis-Emitter-Spannung ^P _des

Transistors 31 eine um so größere Zeit benötigt

wird, je größer dfc erforderliche Verringerung di

Widerstandes ft .ist.

Es ist in diesem Zusammenhang zu bemerken, daß man zur Erzielung eines der Spannung am Widerstand 36 direkt proportionalen Kollektorstromes des Transistors 31, d.h. also zur Erzielung eines zeitproportionalen Anstieges des Kollektor! stromes des Transistors 31, in die Emitterzuleitung des Transistors 31 noch einen Widerstand zur Span nnngsgegenkopplung einfügen kann.

Das Rückkopplungsnetzwerk 18 und die Zenerdiode 30 sind nun so ausgelegt, daß die Zeitdauer, die zur Verringerung des Widerstandes ft, bis auf ,inen Wert, bei dem das Stellglied 4 abgeltet

Kollektorstromes dl tL<T ^i?¹¹¹¹¹¹"'""¹" ringen,™ des Widern J„H ' β · I ^{erzie bare} Y^ um e™e VeSneeru^ ,? I ' ^ausre]che"^{d ist}'

_{3S d}e_r Vrann« ^P I 5 Spannungsmax.ma i/rf, c_M„

dem ienanmfn Th π "T¹"^{3 3uf eine}" ^Unter reidien In Ξ η'Γί Agenden Wert zu er-

SiSSS ?ϊ If ^{StellgHed 4 8}J ?^Γ

f\ »· angeschlossen, während der

^entsP^rechend der nach Durchlaufen ^ ^{absinkenden S}P^annun^ ^am

Block der Fi Λ A"? ^l!⁰" ™. V^T" Kollektor«rnm α τ ^und. ^{dem daher} absinkenden

auf öc ^X₈SdJSuT^rS _D ³¹J^an\^{sam wieder} W ders"ände 22Sί« u ^R _r ^{eihenschaltun}g ^der

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spiel beginnen

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_des Stellgliedes 4 in
in Fig 5c von den
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mit der

^{einer Ausbildun}S ^der " ΐ ^Fi^b

emes

bewirkt wird, durch den mit steigender Temperatur absinkenden Widerstand 38 bewirkt, der mit dem als Wärmequelle dienenden Widerstand 39 thermisch relativ fest gekoppelt ist. Der Widerstand 39 wird mit dem Einschalten des Stellgliedes 4 durch die Spannung, die an dem die Impedanz 19 bildenden, in Reihe zu dem Stellglied 4 geschalteten ohmschen Widerstand 40 abfällt, vom Zeitpunkt des Einschaltens des Stellgliedes 4 an langsam aufgeheizt. Der Widerstand 39 und der mit diesem thermisch relativ fest gekoppelte Widerstand 38 bilden also zusammen einen ersten thermischen Wandler, der den ansteigenden Ast der im unteren Block der F i g. 5 a dargestellten Funktion simuliert. Da jedoch der Widerstand 38 so lange, wie das Stellglied 4 eingeschaltet bleibt, bzw. so lange, wie dem Widerstand 39 Strom zugeführt wird, nicht auf seinen ursprünglichen Wert, der er vor Beginn des Einschalten;! des Stellgliedes 4 hatte, zurückkehren kann, läßt sich allein mit dem Widerstand 38 bzw. der Kombination der Widerstände 38 und 39 die gesamte im unteren Block der F i g. 5 a angegebene Funktion nicht simulieren, sondern nur deren ansteigender Ast. Um den abfallenden Ast dieser Funktion zu simulieren, ist daher in Reihe zu dem zweiten Steuerglied 2 ein weiterer temperaturabhängiger Widerstand 41 vorgesehen, der ebenfalls thermisch mit dem als Wärmequelle dienenden Widerstand 39 gekoppelt ist, wobei jedoch

diese Kopplung wesentlich loser als die Kopplung der Widerstände 38 und 39 ist. In Fig. 5c ist dies durch einen größeren Abstand des Widerstandes 41 vom Widerstand 39 angedeutet. Infolge dieser loseren Kopplung ist die Zeitkonstante für die Erwärmung des Widerstandes 41 vom Widerstand 39 wesentlich größer als die Zeitkonstante für die Erwärmung des Widerstandes 38 vom Widerstand 39. Der Widerstand 41 sinkt ebenfalls mit steigender Temperatur ab, wobei dieses Absinken in wesentlichem Maße jedoch erst eine gewisse Zeitspanne nach dem Einschalten des Stellgliedes 4 einsetzt. Durch das Absinken des Widerstandes 41, der ja zusammen mit dem Widerstand 25 den Widerstand A₂ bildet, wird der Widerstand R₂ vermindert, was in seiner Wirkung einer Erhöhung des Widerstandes R₁ auf seinen ursprünglichen Wert äquivalent ist. Durch den Widerstand 41 bzw. den von den Widerständen 39 und 41 gebildeten zweiten thermischen Wandler

wird also der abfallende Ast der im unteren Block der F i g. 5 a dargestellten Funktion simuliert. Daraus ergibt sich, daß die Wirkungsweise des Ausführungsbeispiels in F i g. 1 bei einer Ausbildung der Blöcke 1, 2, 18 und 19 wie in F i g. 5 c der oben bereits beschriebenen und daher hier nicht nochmals wiederholten Wirkungsweise entspricht, die sich bei einer Ausbildung der Blöcke 1, 2, 18 und 19 wie in F i g. 5 b ergeben würde.

Hierzu 6 Blatt Zeichnungen

1

Claims

Patentansprüche:

1. Regeleinrichtung zur Einregelung einer zu regelnden Größe auf einen vorbestimmten Sollwert mit einem eisten Steuerglied mit fester, dem Sollwert der zu regelnden Größe entsprechender Einstellung, einem zweiten Steuerglied mit veränderlicher, vom Istwert der zu regelnden Größe abhängiger Einstellung, einem von dem ersten und zweiten Steuerglied gesteuerten dritten Glied zur Bildung eines von den Einstellungen des ersten und des zweiten Steuergliedes bzw. von der Abweichung des Istwertes der zu regelnden Größe von ihrem Sollwert abhängigen Steuer-Signals, einem Stellglied zur Nachstellung der zu regelnden Größe entsprechend der diesem zugeführten mittleren elektrischen Leistung unu einem stei>erbaren elektronischen Schalter in der Stromzuführung zu dem Stellglied, der das Stellglied im durchgeschalteten Zustand an eine Wechsdstromquelle anschließt und dessen Durchschaltung mit Hilfe des Steuersignals im Sinne einer stetig ähnlichen Zweipunktregelung gesteuert wird, wobei das erste und zweite Steuerglied an die gleiche Wechselstromquelle wie das Stellglied angeschlossen sind und an das dritte Glied ein Soll- bzw. Istwertsignal abgeben, die in dem dritten Glied so zu einem pulsierenden Steuersignal verknüpft werden, daß die Maxima dieses Steuersignals im zeitlichen Abstand von einer Schwingungsdauer der von der Wechselstromquelle erzeugten Wechselspannung aufeinanderfolgen und gegen die Maxima der von der Wechselstromquelle erzeugten Wechselspannung phasenverschoben sind und bei Abweichung des Istwertes der zu regelnden Größe von ihrem Sollwert in einer Richtung oberhalb eines vorbestimmten Schwellwertes liegen, sobald sich das Steuersignal periodisch im Takt der F*equenz der Wechselstromquelle wiederholt, gekennzeichnet durch ein von der Wechselspannung und dem Steuersignal gesteuertes UND-Glied (11, 12. 13, 14, 15), das nur dann ein Ausgangssignal von zur Ansteuerung des elektronischen Schalters genügender Höhe liefert, wenn erstens die Wechselspannung eine zu ihrer Polarität zu den Zeitpunkten der Steuersignalmaxima entgegengesetzte Polarität aufweist und zweitens der Momentanwert des Steuersignals oberhalb des durch das UND-Glied selbst vorbestimmten Schwellwertes liegt, ferner durch den Anschluß des Steuereinganges (5 a) des elektronischen Schalters an den Ausgang (21) des UND-Gliedes und durch einen derartigen Aufbau des elektronischen Schalters (5. 6. 7, 8. 9), daß er eine Durchschaltung selbsttätig über eine vorbeMimmte Anzahl von Halbwellen der Wechselspannung aufrechterhält.

2. Regeleinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß innerhalb des UND-Gliedes (11, 12, 13, 14, 15) hinter dessen Steuereingang für das Steuersignal ein Schwellwcrtglied vorgesehen ist, das nur für oberhalb des Schwellwertes liegende Momentanwerte des Steuersignals ^r>5 durchlässig ist.

3. Regeleinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das UND-Glied einen Transistor (11) in Basisschaltung umfaßt, dessei Emitter-Basis-Stromkreis ^von dem Steuersigna und dessen KoHeJctor-Basis-Stromkreis von de von der Wechselstromqueile erzeugten Wechsel spannung bzw. von einem Teil derselben gesteuer werden, und daß im Kollektor-Basis-Stromkrei dieses Transistors zur Bildung des Ausgangs signals ein Kollektorwiderstaiid (15) vorge sehen ist.

4. Regeleinrichtung nach den Ansprüchen ί und 3, dadurch gekennzeichnet, daß das Schwell wertglied von der Emitter-Basis-Strecke des Transistors gebildet ist.

5. Regeleinrichtung nach den Ansprüchen 7 und 3, dadurch gekennzeichnet, daß das Schwell· wertglied von der Emitter-Basis-Strecke des Transistors (11) und einer oder mehreren in Reihe zr dieser geschalteten Dioden (12) gebildet ist.

6. Regeleinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die das UND-Glied (11, 12. 13. 14, 15) steuernde Wechselspannung aus dei von der Wechselstromquelle erzeugten Wechselspannung durch Begrenzung derselben bis auf einen annähernd rechteckförmigen Verlauf gebildet ist.

7. Regeleinrichtung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die das UND-Glied (11, 12, 13, 14, 15) steuernde rechteckförmige Wechselspannung gleichzeitig als Speisespannung für das erste und zweite Steuerglied (1, 2) sowie das dritte Glied (3) dient.

8. Regeleinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das erste Steuerglied (1) einen konstanten oder fest einstellbaren Widerstand (R₁), das zweite Steuerglied (2) einen veränderlichen, vom Istwert der zu regelnden Größe abhängigen Widerstand (R₂) und das dritte Glied einen Kondensator (3) umfaßt, der über die Widerstände (A₁, R.,) im ersten und zweiten Steuerglied geladen und entladen wird, und daß die Spannung an dem Kondensator das pulsierende Steuersignal bildet.

9. Regeleinrichtung nach Anspruch 8. dadurch gekennzeichnet, daß der Widerstandswert des konstanten oder fest einstellbaren Widerstandes (R₁) und der sich bei einem d:m Sollwert entsprechenden Istwert der zu regelnden Größe ergebende Widerstandswert des veränderlichen WideiStandes (R.,) mehr als doppelt so groß wie der Scheinwiderstand des Kondensators (3) bei der Frequenz der Wechselstromquelle (10) sind und vorzugsweise mindestens das Fünffache dieses Scheinwiderstandes betragen.

10. Regeleinrichtung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß das erste Steuerglied (1) aus der Reihenschaltung des konstanten oder fest einstellbaren Widerstandes (22. 23) und einem Gleichrichter (24), das zweite Steuerglied aas der Reihenschaltung des veränderlichen Widerstandes (25) und einem Gleichrichter (26) und das dritte Glied aus dem Kondensator (3) besteht, und daß dem Kondensator aus der Wcchselstromquelle jeweils während der positiven WcchselspannungshalbweHcn Strom in positiver Richtung über eines der beiden Stcuerglieder und während der negativen Wechselspanmingshalbwellen Strom in negativer Richtung über das andere der beiden Steuerglieder zugeführt ist.

19

343

11. Regeleinrichtung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß dem Kondensator (3) bei mit steigender Abweichung des Istwertes der zu regelnden Größe von ihrem Sollwert in der genannten einen Richtung ansteigendem Widerstandswert des veränderlichen Widerstandes (25) Strom in positiver Richtung über das erste (1) und in negativer Richtung üb*r das zweite (2) Steuerglied zugeführt ist.

12. Regeleinrichtung nach Anspruch 10, da- durch gekennzeichnet, daß dem kondensator bei mit steigeuder Abweichung des Istwertes der zu regelnden Größe von ihrem Sollwert in der genannten einen Richtung abfallendem Wider standswert des veränderlichen Widerstandes (25) Strom in positiver Richtung über das zweite (2) und in negativer Richtung über das erste (1) Steuerglied zugeführt ist.

13. Regeleinrichtung nach den Ansprüchen 7 und 10, dadurch gekennzeichnet, daß der dem Kondensator aus der Wechselstrouiquelle zuge führte Strom von einer rechteckförmigen Wechselspannung angetrieben wird, die aus der von der Wechselstromquelle erzeugten Wechselspannung durch Begrenzung derselben gebildet wird, as

14. Regeleinrichtung nach den Ansprüchen 9 und 13, dadurch gekennzeichnet, daß der Widerstandswert des konstanten oder fest einstellbaren Widerstandes (22, 23) und der sich bei einem dem Sollwert entsprechenden Istwert der zu regelnden Größe ergebende Widerstandswert des veränderlichen Widerstandes (25) mehr aL· das Zehnfache des Scheinwiderstandes des Kondensators (3) bei der Frequenz der Wechselstromquelle betragen.

15. Regeleinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der elektronische Schalter eine Durchschaltung selbsttätig bis zum nächsten Nulldurchgang der Wechselspannung aufrechterhält und aus einem Thyristor besteht.

16. Regeleinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der elektronische Schalter (5, 6, 7, 8, 9) eine Durchschaltung selbsttätig bis zum übernächsten Mulldurchgang der Wechselspannung aufrechterhält und aus zwei antiparallelgeschalteten Thyristoren <5, 6) sowie einem Zündglied (7, 8, 9) beste ;. wobei der Steuereingang (5 α) von einem der ueiden Thyristoren (5) den Steuereingang des elektronischen Schalters bildet und der Steuereingang des anderen Thyristors (6) an den Ausgang des Zündgliedes angeschlossen ist und dem Zündglied jeweils während der Durchschaltung des einen Thyristors (5) die zur nachfolgenden Durchschaltung des anderen Thyristors (6) notwendige Energie zugeführt wird.

17. Regeleinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zur Nachstellung der zu regelnden Größe in zur Stell richtung des genannten Stellgliedes umgekehrter Stellrichtung ein zusätzliches Stellglied mit einem zusätzlichen elektronischen Schalter in seiner Stromzuführung und einem zur Ansteuerung dieses Schalters dienenden zusätzlichen UND-Glied vorgesehen ist. und daß das zusätzliche UND-Glied ebenfalls von dem Steuersignal und der Wechselspannung gesteuert ist und nur dann ein Ausgangssignal von zur Ansteuerung des zusätzlichen elektronischen Schalters genügender Höhe liefert, wenn erstens die Wechselspannung eine zu ihrer Polarität zu dem Zeitpunkt der Steuersignalminima entgegengesetzte Polarität aufweist und zweitens der Momentanwert des Steuersignals unterhalb eines durch das zusätzliche UND-Glied selbst vorbestimmten unteren Sdiwellwertes liegt.

18. Regeleinrichtung nach Ansprach 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Stellglied derart ausgebildet ist, daß es bei Zuführung von Strom in einer Stromrichtung die zu regelnde Größe in einer Stellrichtung und bei Zuführung des Stromes in umgekehrter Stromrichtung die zu regelnde Größe in umgekehrter Stellrichtung nachstellt, und daß der genannte elektronische Schalter im durchgeschalteten Zustand nur für Wech selstromhalbwellen in einer Stromrichtung durchlässig ist und ein zu diesem parallelgeschalteter, im durchgeschalteten Zustand nur für Wechselstromhalbwellen in umgekehrter Stromrichtung durchlässiger zusätzlicher elektronischer Schalter und zur Ansteuerung desselben ein zusätzliches UND-Glied vorgesehen ist, und daß das zusätzliche UND-Glied ebenfalls von dem Steuersignal und der Wechselspannung gesteuert ist und nur dann ein Ausgangssignal von zur Ansteuerung des zusätzlichen elektronischen Schalters genügender Höhe liefert, wenn erstens die Wechselspannung eine zu ihrer Polarität zu dem Zeitpunkt der Steuersignalminima entgegengesetzte Polarität aufweist und zweitens der Momentanwert des Steuersignals unterhalb eines durch das zusätzliche UND-Glied selbst vorbestimmten unteren Schwellwertes liegt.

19. Regeleinrichtung nach Anspruch 1 oder einem der Ansprüche 2 bis 18, gekennzeichnet durch eine vom Stromkreis des Stellgliedes (4) oder dem Ausgang (21) des UND-Gliedes (11, 12, 13, 14, 15), vorzugsweise über das erste (1) und/oder zweite (2) Steuerglied, auf das dritte Glied (3) zurückwirkende Rückkopplung (18), die als Folge von Durchschaltungen des elektronischen Schalters Ausgleichsvorgänge des Steuersignals am dritten Glied auslöst, während derer die Maxima des Steuersignals unter ihrer Höhe in dem bei geöffneter Rückkopplungsschleife sich einstellenden stationären oder quasistationären Zustand, bei welchem sich das Steuersignal periodisch im Takt der Frequenz der Wechselstromquelle wiederholt, liegen.