DE3539647A1

DE3539647A1 - Schaltungsanordnung fuer einen pulsgesteuerten wechselstromsteller

Info

Publication number: DE3539647A1
Application number: DE19853539647
Authority: DE
Inventors: Tjeerd Venema
Original assignee: Brown Boveri und Cie AG Germany; BBC Brown Boveri AG Germany
Current assignee: BBC Brown Boveri AG Germany
Priority date: 1985-11-08
Filing date: 1985-11-08
Publication date: 1987-05-14
Anticipated expiration: 2005-11-09
Also published as: DE3539647C2

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Um Wechselspannungsverbraucher steuern oder regeln zu können, werden elektronische Schaltungen angewandt, die den Laststrom getaktet schalten. Der Pulsbetrieb, durch welchen die Laststromstellung erfolgt, kann hierbei z. B. mittels Pulsbreitensteuerung, bei welcher die Pulsfrequenz konstant und das Tastverhältnis variabel ist, oder mittels Pulsfolgesteuerung, bei welcher das Tastverhältnis konstant und die Pulsfrequenz variabel ist, erfolgen. Das Schalten des Laststromes geschieht vorzugsweise mit einer Frequenz, die ein Vielfaches seiner Grundfrequenz beträgt. Wählt man eine Schaltfrequenz, die über der Hörschwelle liegt, können keine störenden Geräusche entstehen. Phasenpulsgesteuerte Wechselstromsteller gehören zum Stand der Technik (vgl. Prof. Dr. W. Keuter, "Das Stellen und Schalten von Wechselgrößen", 1982, S. 151 ff. Hüthig Verlag Heidelberg; Prof. Dr. H. Moczala u. a.". "Elektrische Kleinstmotoren und ihr Einsatz", 1979, Seite 167, 168 Expert-Verlag, Grafenau).

Der phasenpulsgesteuerte Transistorwechselstromsteller nach Prof. Dr. W. Keuter (a.a.O.), welcher als der Erfindung nächstkommender Stand der Technik anzusehen ist, verwendet zum Schutz des Transistors vor Induktionsspannungsspitzen und zur Rückspeisung induktiver Energie ein gesteuertes Freilaufnetzwerk, das parallel zur Last angeordnet ist. Ein Prinzipschaltbild ist in Fig. 1 wiedergegeben. Eine aus ohmschem und induktivem Anteil bestehende Wechselspannungslast 3 liegt an den Wechselspannungsanschlußklemmen 1, 2. Durch ein zwischengeschaltetes Laststromschaltmittel 8, gegebenenfalls einen Transistorsteller kann der Laststrom gestellt werden, indem das Tastverhältnis der Steuerpulse über ein Stellglied verändert wird. Die Pulsfrequenz ist wesentlich höher als die Frequenz der eingespeisten Wechselspannung, mehr als doppelt so hoch. Damit kein hörbares Geräusch entsteht, wird vorzugsweise eine Frequenz über 16 kHz verwendet.

Probleme ergeben sich durch Induktionspannungen, die an der Wechselstromlast 3, z. B. Motoren oder Transformatoren, entstehen, wenn das Laststromschaltmittel 8 geöffnet wird. Die Induktionsspannung kann ohne Zusatzmaßnahmen nicht abgebaut werden, so daß induktive Leistungsverluste und für Halbleiter gefährliche Störspannungen auftreten. Das Problem läßt sich dadurch teilweise lösen, daß parallel zur induktiven Wechselstromlast 3 Freilaufzweige mit gesteuerten Freilaufschaltmitteln, z. B. Thyristoren geschaltet werden. In Fig. 1 sind die üblicherweise verwendeten Thyristoren vereinfacht jeweils als Freilaufschalter und Freilaufdiode dargestellt. Wenn die Freilaufschalter 4, 6 wechselnd im richtigen Zyklus der speisenden Wechselspannung schließen oder öffnen, wird die induktive Energie, die beim Schalten des Laststromschaltmittels 8 entsteht, der Wechselstromlast 3 wieder zugeführt.

Nimmt man an, daß die angelegte Wechselspannung an der Anschlußklemme 1 positiv gegenüber der Anschlußklemme 2 ist, so muß der zweite Freilaufschalter 6 geschlossen und der erste Freilaufschalter 4 geöffnet sein. Wenn das Laststromschaltmittel 8, z. B. während einer positiven Halbwelle öffnet, wird sich bei jedem Öffnungsvorgang am Stromknotenpunkt 9 ein positives Induktionspotential bilden, welches aber über die zweite Freilaufdiode 7 und den zweiten Freilaufschalter 6 an die Wechselstromlast 3 rückgeführt wird und somit der Wechselstromlast 3 in Form von Energie wieder zugute kommt. Entsprechendes gilt während der anderen Periodenhälfte der angelegten Wechselspannung, bei welcher die Wechselspannungsanschlußklemme 2 positiv gegenüber der Wechselspannungsanschlußklemme 1 ist. In diesem Fall muß der zweite Freilaufschalter 6 geöffnet sowie der erste Freilaufschalter 4 geschlossen sein.

Die Folge dieser Rückspeisung durch das, abhängig vom Spannungsnulldurchgang, wechselnde Schließen der Freilaufschalter 4, 6 ist, daß induktive Schaltverluste auf ein Minimum reduziert sind. Sie bestehen im Grunde nur noch aus Übergangsverlusten der Freilaufschaltmittel 4, 5; 6, 7. Selbstverständlich dürfen die jeweiligen Freilaufschaltmittel 4, 5; 6, 7 niemals in der falschen Zyklushälfte geschlossen sein, da andernfalls der Netzstrom über den geschlossenen Freilaufzweig fließen könnte und somit ein Kurzschluß entstände.

Ein Mangel der bekannten Schaltungsanordnung ist jedoch, daß die beschriebene Induktionsstromrückspeisung über die Freilaufschalter 4, 6 nur in Abhängigkkeit von den Spannungsnulldurchgängen der angelegten Wechselspannung erfolgt. Bedingt durch die Tatsache, daß der Strom bei einer induktiven Belastung der Spannung gegenüber nachläuft, folgt, daß nach jedem Spannungsnulldurchgang noch immer ein Strom durch die Wechselstromlast 3, und zwar entgegengesetzt zur vorliegenden Spannung, fließt. In diesem durch die induktive Phasenverschiebung bedingten Bereich kann über die Freilaufschalter 4, 6 keine induktive Energie zurückgeführt werden, weil die Polarität nicht mit der jeweiligen Freilaufdiode 5, 7 übereinstimmt. Somit ist festzustellen, daß bei einer induktiven Last im Strom/Zeit-Diagramm bzw. Spannung/Zeit-Diagramm zwischen gegenpoligen und gleichpoligen Bereichen von Strom und Spannung unterschieden werden muß. Der gegenpolige Bereich ist durch die Zeit zwischen einem Spannungsnulldurchgang und dem Nulldurchgang des nachfolgenden, der Spannung nacheilenden Stroms gekennzeichnet. Die bekannte Schaltungsanordnung vermag nur in den sogenannten gleichpoligen Bereichen, wo also Strom und Spannung beide jeweils positiv oder jeweils negativ sind, die induktive Energie an die Wechselstromlast 3 zurückzuführen. In den sogenannten gegenpoligen U-I-Bereichen treten jedoch störende Induktionsspannungsimpulse auf, die besonders dU/dt-empfindlichen Halbleitern sehr gefährlich werden können.

Der vorliegenden Erfindung, liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung der im Oberbegriff des Anspruchs 1 genannten Gattung zu schaffen, mit der es gelingt, bei Wechselstromlast mit induktivem Anteil besonders die in der Zeit zwischen einem Spannungsnulldurchgang und einem Nulldurchgang des nachfolgenden Stroms entstehenden Störspannungen auf ein Minimum zu reduzieren.

Die Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die im Kennzeichnungsteil des Anspruchs 1 genannten Merkmale gelöst. Vorteilhafte konstruktive Ausführungsformen der Erfindung sind in den Unteransprüchen beschrieben.

Das Laststromschaltmittel soll durch eine Halteschaltung mindestens in der Zeit Φ _x, in welcher Induktionsspannungsimpulse auftreten, welche die Funktionsfähigkeit dU/dt-empfindlicher Bauelemente und damit der gesamten Schaltungsanordnung gefährden können, ständig geöffnet oder ständig geschlossen bleiben.

Vorzugsweise wird man aber aus Sicherheitsgründen das Laststromschaltmittel mindestens in der Zeit zwischen jedem Spannungsnulldurchgang und dem Nulldurchgang des nachfolgenden Stroms entweder ständig geöffnet oder aber ständig geschlossen halten. In dieser Zeit kann keine Phasenpulsansteuerung des Laststromschaltmittels erfolgen und somit können auch keine Induktionsspannungspitzen durch Ausschaltvorgänge entstehen.

Durch den Wegfall der Induktionsspannungsspitzen ist es möglich, als Freilaufschaltmittel billige Halbleiterschalter zu verwenden. Da billige Halbleiterschalter, wie z. B. Thyristoren oder Triacs jedoch dU/dt-empfindliche Bauteile sind, könnten steile Schaltflanken im falschen Augenblick zur Zündung führen. Ohne die erfindungsgemäßen Maßnahmen würde somit die elektronische Schaltungsanordnung unzulässig beeinflußt oder sogar zerstört werden können, oder man müßte teuerere Transistoren verwenden.

Ein Ausführungsbeispiel soll im folgenden anhand der Zeichnung näher beschrieben und erläutert werden. Es zeigen:

Fig. 1 Das Prinzipschaltbild eines bekannten (Keuter a.a.O.) Wechselstromstellers mit Freilaufzweigen,

Fig. 2 das Prinzipschaltbild des erfindungsgemäßen Wechselstromstellers mit Halteschaltung und schematisiertem Freilaufnetzwerk,

Fig. 3 U(t)-Diagramme verschiedener an der Halteschaltung anstehender Signale,

Fig. 4 ein Ausführungsbeispiel eines Freilaufnetzwerks des erfindungsgemäßen Wechselstromstellers,

Fig. 5 den Phasenverlauf von Spannung und Strom bei einer Last mit induktivem Anteil,

Fig. 6 das Ausblenden der Steuerimpulse im kritischen gegenpoligen U-I-Bereich.

Fig. 1 zeigt das Prinzipschaltbild eines bekannten Wechselstromstellers, dessen Funktionsweise bereits vorstehend erläutert wurde.

Fig. 2 zeigt ein Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung, die auf der bekannten Schaltung nach Fig. 1 aufbaut. Eine Wechselstromlast 3 mit induktivem Anteil ist über ein zwischengeschaltetes Laststromschaltmittel 23, 8 mit den Wechselspannungsanschlußklemmen 1, 2 einer Wechselspannungsquelle verbunden. Das Laststromschaltmittel 23, 8 besteht aus einem Brückengleichrichter 23 mit ungesteuerten Brückenzweigen, der mit seinen Wechselstromanschlüssen in Reihe zur Wechselstromlast 3 liegt und dessen Gleichstromanschlüsse über einen gesteuerten Halbleiterschalter 8, vorzugsweise die Emitter-Kollektor-Strecke eines Transistors, miteinander verbunden sind. Der Brückengleichrichter 23 wird zur Zweiwegschaltung von Wechselströmen benötigt, wenn als Schalter ein Halbleiterschalter dient, der, wie z. B. übliche Transistoren, ein Einwegschalter ist. An der Steuerelektrode des Halbleiterschalters 8 liegt ein Pulsgenerator 18, der eine oberhalb der Hörgrenze liegende Pulsfrequenz abgibt. Hierdurch wird der über die Schaltstrecke des Halbleiterschalters 8 fließende Laststrom abwechselnd gesperrt oder durchgelassen. Zur Steuerung des getakteten Laststroms wird vorzugsweise das Tastverhältnis der Impulse mit einem Stellglied 17, z. B. einem Stellpotentiometer, verändert.

Nach jedem Impuls des getakteten Laststroms entsteht eine Induktionsspannungsspitze, die sowohl empfindlichen Bauelementen des Wechselstromstellers, als auch anderen am Netz liegenden Verbrauchern gefährlich werden könnte. Zur Unterdrückung der Induktionsspannungen und einer Rückführung ihrer Energie an die Wechselstromlast 3, sind antiparallel zu dieser, alterniernd steuerbare Freilaufzweige angeordnet. Jeder dieser Freilaufzweige besteht aus der jeweiligen Reihenschaltung einer Freilaufdiode 5, 7 und eines steuerbaren Freilaufschalters 4, 6. Die beiden Freilaufdioden 5, 7 sind antiparallel geschaltet, so daß im Zusammenwirken mit den beiden Freilaufschaltern 4, 6 der Freilaufzweig mit dem Freilaufschaltmittel 4, 5 während der positiven Halbwelle sperrt und der Freilaufzweig mit dem Freilaufschaltmittel 6, 7 leitet. Während der negativen Halbwelle der angelegten Wechselspannung gilt eine entsprechende Umkehrung. Insoweit wirkt die Schaltung nach Fig. 2 entsprechend der bereits erläuterten Schaltung nach Fig. 1.

Die Fig. 5 und 6 verdeutlichen durch U(t) bzw. I(t)- Diagramme die Verhältnisse in einem Lastkreis, dessen Wechselstromlast 3 einen induktiven Anteil besitzt, wie das z. B. bei Motoren und Transformatoren der Fall ist. Hierbei stellt I(t) den gegenüber der Wechselspannung U(t) phasenverschobenen Laststrom dar, solange kein Pulsbetrieb erfolgt. Während des kontinuierlichen Pulsbetriebes liegt eine getaktete Wechselspannung U ₁(t) vor, wie Fig. 5 zeigt.

Wenn jedoch während der Haltebereiche H der Pulsbetrieb unterbrochen wird, ergibt sich die unterbrochen getaktete Wechselspannung U ₂(t), gemäß Fig. 6.

Die gegenpoligen U-I-Bereiche sind mit Φ ₁, die gleichpoligen U-I-Bereiche sind mit Φ ₂ bezeichnet. Φ _x stellt den kritischen gegenpoligen Bereich dar, in welchem Induktionsspannungsspitzen auf jeden Fall unterdrückt werden müssen. Während es mit der bekannten Schaltung nach Fig. 1 gelingt, die durch die Schaltimpulse erzeugten Induktionsspannungsimpulse in den Bereichen Φ ₂, also in Bereichen gleicher Polarität von Strom und Spannung, über die Freilaufzweige unschädlich zu machen, bleiben in den Bereichen Φ ₁ in welchen Strom und Spannung gegenpolig verlaufen, Induktionsspannungsimpulse bestehen, die von den Freilaufzweigen nicht abgeleitet werden können. Die Erfindung geht nun von der Überlegung aus, mindestens in den kritischen gegenpoligen Bereichen Φ _x, vorzugsweise aber im gesamten gegenpoligen Bereich Φ ₁ ein Takten der Wechselspannung durch die Steuerimpulse zu verhindern.

Erfindungsgemäß ist hierzu eine Halteschaltung 13, 15 vorgesehen, die entsprechend dem Beispiel nach Fig. 2 einen Phasendetektor 13 und einen Impulsgeber 15 aufweist. Die gemeinsame Aufgabe von Phasendetektor 13 und Impulsgeber 15 ist es, synchron mit der Wechselspannung einen Impuls zu erzeugen, der dem Steuerkreis des Halbleiterschalters 8 zugeführt werden kann und während der kritischen Bereiche Φ _x die Steuerimpulse des Pulsgenerators 18 unterdrückt. Idealerweise muß die Unterdrückung zumindest solange erfolgen, daß in die gegenpoligen Bereiche von Spannung und Strom keine Impulse der getakteten Wechselspannung fallen, die zu Störungen führen könnten. In grober Näherung kann man sagen, daß der Halbleiterschalter 8 genau während der Phasenbereiche Φ ₁ ständig geöffnet oder geschlossen bleiben muß.

Die den Beginn des Haltebereichs H kennzeichnende erste Haltebereichsgrenze H ₁ kann jedoch auch kurz vor oder kurz nach dem Nulldurchgang der Wechselspannung gelegt werden. Sie muß jedenfalls so bestimmt werden, daß keine störenden Induktionsspannungen oder Schaltflanken die Schaltungsanordnung beeinflussen können. Insbesondere bei der Verwendung dU/dt-empfindlicher Bauelemente muß durch geeignete Wahl der ersten Haltebereichsgrenze H ₁ verhindert werden, daß diese auf steile Impulsflanken ansprechen und somit unzulässig beeinflußt bzw. ggf. sogar zerstört werden können.

In Sonderfällen ist es denkbar, daß auch eine kurz hinter dem Spannungsnulldurchgang einsetzende erste Haltebereichsgrenze H ₁ zu keinen Störungen führt. Wenn z. B. ein Schaltspannungsimpuls nach dem Spannungsnulldurchgang über einen gewissen Phasenwinkel andauert, kann, bevor die Spannung wieder auf Null absinkt, auch kein Induktionsspannungsimpuls auftreten. Die erste Haltebereichsgrenze H ₁ könnte somit zumindest auch in die Zeitdauer bis zum ersten Ausschaltvorgang in der neu beginnenden Halbwelle gelegt werden.

Aber selbst wenn die erste Haltebereichsgrenze H ₁ erst nach einigen Schaltimpulsen einsetzt, ist es möglich, daß dU/dt-empflindliche Bauelemente, wie Thyristoren oder Triacs, noch nicht beeinflußt werden, da die absolute Höhe der Schaltimpuls- oder Induktionsspannungsimpulsflanken bei Beginn einer neuen Halbwelle noch vergleichsweise gering ist.

Für die geeignete Dimensionierung der ersten Haltebereichsgrenze H ₁ ist u. a. der Wechselspannungsscheitelwert U _o die dU/dt-Empfindlichkeit verwendeter Bauelemente sowie die Pulsfrequenz maßgebend.

Die das Ende des Haltebereichs H definierende zweite Haltebereichsgrenze H ₂ wird entsprechend dem cosδ im Laststromkreis derart festgelegt, daß bei cosδ = 1 die zweite Haltebereichsgrenze H ₂ frühestens in den Nulldurchgang des Stroms fällt und bei kleiner werdendem cosδ sich nacheilend verschiebt. Bei bekanntem cosδ kann die zweite Haltebereichsgrenze H ₂ fest dimensioniert sein, während bei sich änderndem cosδ ein Steuer- oder Regelkreis gebildet wird, der die Haltebereichsgrenze entsprechend dem cosδ verschiebt.

Im Normalfall wird man jedoch die Haltebereiche H größer als die gegenpoligen Bereiche Φ ₁ wählen, um sicher zu gehen, daß keine Taktimpulse in den Bereich Φ ₁ fallen und somit auch keine Induktionsspannungen entstehen können. So wird man die erste Haltebereichgrenze H ₁ vor den Nulldurchgang der Wechselspannung oder spätestens in diesen legen. Die zweite Haltebereichsgrenze H ₂ dagegen wird man frühestens in den folgenden Nulldurchgang des nacheilenden Wechselstromes oder kurz dahinter positionieren.

Um die Haltebereiche H zu realisieren, sind viele Schaltungen denkbar. Die in Fig. 2 dargestellte Schaltung mit einem Phasendetektor 13 und einem nachgeschalteten Impulsgeber 15 benötigt am Eingang des Phasendetektors 13 eine phasensynchrone Wechselspannung, die es dem Phasendetektor 13 ermöglicht, einen bestimmten Punkt im Ablauf der Wechselspannung zu erfassen. Im einfachsten Fall detektiert der Phasendetektor 13 einen bestimmten Spannungspegel kurz vor, im oder nach dem Nulldurchgang, gibt dann ein Signal an den Eingang des Impulsgebers 15, der seinerseits einen Impuls bestimmter Länge formt. Die Dauer des Impulses ist dabei so festgelegt, daß der Impuls frühestens im Nulldurchgang des nachfolgenden Stroms endet. Der vom Impulsgeber 15 abgegebene Impuls kann entweder unmittelbar in den Steuerkreis des Halbleiterschalters 8 eingeführt werden oder mittelbar über den Pulsgenerator 18 während der Haltezeiten H verhindern, daß der Halbleiterschalter 8 getaktet wird. Nach Fig. 6 bleibt die Schaltstrecke des Halbleiterschalters 8 während der durch die Haltebereichsgrenzen H ₁, H ₂ begrenzten Haltezeiten H geschlossen. Das phasensynchrone Eingangssignal für den Phasendetektor 13 kann entweder über eine Anschlußklemme 21 der Wechselspannungsquelle über eine entsprechende Schaltung entnommen werden, oder mit Hilfe eines Integrators 11 erzeugt werden, dessen Eingang die vom Brückengleichrichter 23 abgegriffene pulsierende Gleichspannung zugeführt wird. Die wichtigsten Spannungsdiagramme hierzu sind in Fig. 3 dargestellt. Das Diagramm A zeigt die getaktete Gleichspannung, die unmittelbar am Brückengleichrichter 23 abgegriffen wird, das Diagramm B zeigt den Spannungsverlauf nach dem Integrator 11, der die Pulsfrequenz unterdrückt, so daß nur die Hüllkurve verbleibt, und das Diagramm C zeigt die durch den Impulsgeber 15 gebildeten Halteimpulse. In diesem Beispiel beginnen die Halteimpulse im Nulldurchgang der Spannung zum Zeitpunkt t _o. Ob es besser ist, den Halbleiterschalter 8 während der Haltebereiche H geöffnet oder geschlossen zu halten, hängt von den jeweiligen Verhältnissen ab. Bei geschlossenem Halbleiterschalter 8 liegt während des Haltebereichs H die volle Wechselspannung und damit auch die volle Leistung an der Wechselstromlast 3. Da jedoch während der Haltezeit nicht getaktet wird, ist insoweit auch kein Stellen der von der Wechselstromlast aufgenommenen Leistung möglich, so daß der maximale Stellbereich etwas eingeschränkt ist. Bei geöffnetem Halbleiterschalter ist der Stellbereich gleich groß, dafür steht aber nicht die volle von der Wechselspannungsquelle abgegebene Leistung zur Verfügung. Bei geringer Phasenverschiebung zwischen Strom und Spannung fällt weder eine Einschränkung des Stellbereiches noch eine Einschränkung der Leistungsabgabe ins Gewicht.

Fig. 4 zeigt ein gegenüber bekannten Schaltungen verbessertes Freilaufnetzwerk. Dieses Ausführungsbeispiel eines Freilaufnetzwerks der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung ist besonders herstellungskostengünstig, da als Freilaufschaltmittel billige Thyristoren oder vorzugsweise Triacs verwendet werden können, da erstens mittels der Wirkung der Halteschaltung 13, 15 sowie zweitens über eine spezielle RCD-Beschaltung 27, 26, 5; 29, 28, 7 gewährleistet ist, daß diese, obgleich sie dU/ dt-empfindlich sind, auch bei schnellem Pulsbetrieb im Nanosekunden-Bereich bestimmungsgemäß funktionieren. Ziel der Verbesserung ist es, mit billigen Freilaufschaltmitteln auszukommen. Da es sich hierbei jedoch um dU/dt-empfindliche Bauelemente handelt, mußten besondere Maßnahmen ergriffen werden. Die einen induktiven Anteil aufweisende Wechselstromlast 3 ist wiederum über einen gesteuerten Halbleiterschalter 8 an die Anschlußklemmen 1, 2 einer Wechselspannungsquelle angeschlossen. Die Rückführung der induktiven Energie in den Laststromkreis geschieht mit Hilfe der als Freilaufschaltmittel wirkenden Triacs 4, 6. Diese haben gegenüber Thyristoren den Vorteil, daß die Ansteuerung von einer gemeinsamen Steuerleitung aus erfolgen kann.

Bekanntlich stellt jeder PN-Übergang eine spannungsabhängige Kapazität dar, die mit steigender Spannung kleiner wird. Daher fließt z. B. bei positivem Spannungsanstieg neben dem statischen Sperrstrom noch ein kapazitiver Strom zum mittleren PN-Übergang. Bei einer hohen kritischen Spannungssteilheit (dU/dt)_krit. wirkt dieser kapazitive Strom wie ein Steuerstrom, was zur ungewollten Zündung des Triacs führen kann. Besonders schnelle, steile Schaltimpulse, die durch den Halbleiterschalter 8 verursacht werden, können die Triacs ebenfalls in der falschen Halbwelle der angelegten Wechselspannung "Über-Kopf-Zünden". Um das zu verhindern, sind die beiden Freilaufzweige durch die Kombination eines RC-Gliedes 27, 26; 29, 28 mit einer Diode 5; 7 versehen. Dabei liegt jeweils die Reihenschaltung eines Kondensators 26; 28 und eines Widerstandes 27; 29 parallel zur Schaltstrecke des Triacs 4; 6. Der so schutzbeschaltete Freilaufzweig liegt über eine entsprechend gepolte Diode 5; 7 antiparallel zur Wechselstromlast 3.

Die aus den Kondensatoren 26; 28, Widerständen 27; 29 und Dioden 5; 7 bestehende Schutzbeschaltung für die Freilaufschalter 4, 6 stellt eine wesentliche Weiterbildung des Erfindungsgegenstandes dar.

Die erste Freilaufdiode 5 sorgt dafür, daß das RC-Netzwerk 27, 26 z. B. in der Zyklushälfte, in der der Freilaufschalter 4 nicht leitend sein muß, eine Gleichspannungsladung auf dem Kondensator 26 erhält. Diese wird aus den während der Φ ₂-Bereiche wirksamen Schaltimpulsen auf dem Kondensator 26 aufaddiert. Die Kondensatorspannung steigt langsam treppenförmig von Null bis zum Scheitelwert U _o an. Dadurch ist gewährleistet, daß dU/ dt-empfindliche Freilaufschalter, wie z. V. Triacs keine großen, kritischen, steilen, durch den Halbleiterschalter 8 in den Φ ₂-Bereichen verursachten Schaltflanken wahrnehmen, sondern nur den langsamen über eine Halbwelle zeitlich gedehnten Spannungsanstieg am Kondensator 26 erkennen können. In gleicher Weise sorgt das RC-Netzwerk 29, 28, bestehend aus Kondensator 28 und Widerstand 29 in Kombination mit der zweiten Freilaufdiode 7 dafür, daß der zweite Freilaufschalter 6 nicht in der falschen Zyklushälfte leitend werden kann. Auch hier geschieht dies dadurch, daß in der Zyklushälfte, bei der der zweite Freilaufschalter 6 nicht leitend sein darf, der Kondensator 28 mit einer Gleichspannung über die zweite Freilaufdiode 7 gespeist wird. In dem Moment, in welchem der jeweilige Freilaufschalter 4, 6 leitend sein soll, muß eine Ansteuerung (bei Triacs am Gate) stattfinden. Fig. 4 zeigt, daß dieses über den ersten Ansteuerwiderstand 24 und die erste Ansteuerdiode 25 für den ersten Freilaufschalter 4 und über den zweiten Ansteuerwiderstand 30 sowie die zweite Ansteuerdiode 31 für den zweiten Freilaufschalter 6 geschieht. Die Widerstände 27, 29 beugen vor, daß der Strom über die Freilaufschalter 4, 6 nicht zu groß wird. Der mit der Ansteuerung der Freilaufschalter 4, 6 einsetzende Entladestrom würde ohne die Widerstände 27, 29 die Freilaufschalter 4, 6, vorzugsweise Triacs, zerstören. Die Freilaufschaltung würde jedoch nie richtig arbeiten können ohne die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung. Da der empfindliche dU/dt-Wert von Triacs zur Folge hat, daß sie kontinuierlich leitend bleiben würden, wenn der Halbleiter 8 ohne Halteschaltung ununterbrochen schnelle Schaltimpulse abgeben würde, ist es demnach insbesondere bei Verwendung des Freilaufnetzwerks nach Fig. 4 notwendig, durch die Halteschaltung den schaltenden Charakter des Halbleiterschalters 8 mindestens in den Φ _x-Bereichen zu unterbrechen.

Zusammenfassend kann gesagt werden, daß durch die Halteschaltung 13, 15 zumindest in den Φ _x-Bereichen, vorzugsweise in den Φ ₁-Bereichen, sowohl Schalt- als auch Induktionsspannungsimpulse unterdrückt werden, während in den Φ ₂-Bereichen steile Schaltimpulse einerseits durch die RCD-Schutzbeschaltung 27, 26, 5; 29, 28, 7 und Induktionsspannungsimpulse andererseits durch entsprechende Ansteuerung der Freilaufschaltmittel 4, 5; 6, 7 verhindert werden.

Bezugszeichenliste 1, 2 Wechselspannungsanschlußklemmen
3 Wechselstromlast
4 erster Freilaufschalter
5 erste Freilaufdiode
6 zweiter Freilaufschalter
7 zweite Freilaufdiode
8 Halbleiterschalter
9 Stromknotenpunkt
11 Integrator
13 Phasendetektor
15 Impulsgeber
17 Stellglied
18 Pulsgenerator
21 Anschlußklemme
23 Brückengleichrichter
24 erster Ansteuerwiderstand
25 erste Ansteuerdiode
26 erster Kondensator des Freilaufnetzwerks
27 erster Widerstand des Freilaufnetzwerks
28 zweiter Kondensator des Freilaufnetzwerks
29 zweiter Widerstand des Freilaufnetzwerks
30 zweiter Ansteuerwiderstand
31 zweite Ansteuerdiode

Claims

1. Schaltungsanordnung mit einer an eine Wechselspannungsquelle anschließbaren, einen induktiven Anteil aufweisenden Wechselstromlast, mit einem elektrisch in Reihe zur Wechselstromlast angeordneten gesteuerten Laststromschaltmittel, mit einem Steuernetzwerk zur Steuerung des Laststromschaltmittels durch eine wesentlich über der Wechselspannungsfrequenz liegende Pulsfrequenz, wobei die Pulsfrequenz oder das Tastverhältnis der Steuerimpulse über ein Stellglied derart verstellbar ist, daß die Wechselstromlast mit einem durch die Pulsfrequenz getakteten Wechselstrom gespeist wird, sowie mit zwei parallel zur Wechselstromlast liegenden, mittels Freilaufschaltmittel steuerbaren antiparallelen Freilaufzweigen, dadurch gekennzeichnet, daß eine Halteschaltung (13, 15) vorgesehen ist, welche das Laststromschaltmittel (8, 23) entweder unmittelbar oder mittelbar über das Steuernetzwerk (17, 18) derart beeinflußt, daß das Laststromschaltmittel (8, 23) während eines im Bereich des Nulldurchgang der Wechselspannung liegenden Haltebereichs (H) entweder in einer geöffneten oder in einer geschlossenen Schaltstellung verbleibt, wobei der Haltebereich (H) mindestens denjenigen Phasenbereich 0 ≦ωτ Φ _x ≦ωτ Φ ₁ abdeckt, in welchem störende Induktionsspannungsimpulse auftreten.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß eine den Haltebereich (H) begrenzende erste Haltebereichsgrenze (H ₁) spätestens durch den Nulldurchgang der Wechselspannung und eine zweite Haltebereichsgrenze (H ₂) frühestens durch den folgenden Nulldurchgang des nacheilenden Wechselstroms zeitlich vorgegeben ist.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Laststromschaltmittel (8, 23) ein während positiver und negativer Wechselspannungshalbwellen steuerbarer Zweiwegschalter ist.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Laststromschaltmittel (8, 23) einen mit seinen Wechselspannungsanschlüssen in Serie zur Wechselstromlast (3) liegenden, ungesteuerten Brückengleichrichter (23) und einen gesteuerten Halbleiterschalter (8), vorzugsweise einen Transistor aufweist, der mit seiner Schaltstrecke den Gleichspannungszweig des Brückengleichrichters (23) überbrückt.

5. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Halteschaltung (13, 15) einen Phasendetektor (13) und einen Impulsgeber (15) aufweist und das dem Phasendetektor (13) zugeführte Eingangssignal direkt oder indirekt von der Wechselspannung der Wechselspannungsquelle abgeleitet ist und das vom Phasendetektor (13) abgegebene Ausgangssignal am Eingang des Impulsgebers (15) liegt, dessen Ausgang mit dem Steuernetzwerk (17, 18) des Halbleiterschalters (8), gegebenenfalls über zwischengeschaltete Bauelemente, verbunden ist.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß das dem Phasendetektor (13) zugeführte Eingangssignal von einem der Gleichstromanschlüsse des Brücken-Gleichrichters (23) abgenommen wird und über einen Integrator (11) geführt ist, der die Pulsfrequenz unterdrückt, so daß nur die Hüllkurve des vom Brücken-Gleichrichter (23) kommenden Signals verbleibt.

7. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Phasendetektor (13) auf die Spannungshöhe seines Eingangssignals anspricht und entsprechend der ihm vorgegebenen Spannungshöhe bei Nullpotential oder einem diesem vor- oder nacheilenden anderen Potential den Impulsgeber (15) triggert.

8. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Impulsgeber (15) bei jeder Triggerung einen Halteimpuls bestimmter Pulsbreite formt, wobei die Pulsbreite dem Haltebereich (H) entspricht und die vom Steuernetzwerk (17, 18) kommenden Steuerimpulse solange wirkungslos sind, solange der Halteimpuls andauert.

9. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der der Steuerelektrode des Halbleiterschalters (8) zugeführte Halteimpuls entweder auf das Steuernetzwerk (17, 18) einwirkt und dieses an der Abgabe eines pulsierenden Steuersignals hindert oder das pulsierende Steuersignal durch Superposition ausblendet.

10. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die den Beginn des Haltebereichs (H) definierende erste Haltebereichsgrenze (H ₁) zeitlich soweit vor den Wechselspannungsnulldurchgang gelegt ist, daß dU/dt-empfindliche Bauelemente durch induktive Spannungsspitzen nicht beschädigt oder unzulässig beeinflußt werden.

11. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die das Ende des Haltebereichs (H) definierende zweite Haltebereichsgrenze (H ₂) entsprechend dem cosδ im Laststromkreis derart festgelegt ist, daß bei cosδ = 1 die zweite Haltebereichsgrenze (H ₂) frühestens in den Nulldurchgang der Spannung fällt und bei kleinerwerdendem cosδ sich nacheilend mit dem Nulldurchgang des Stroms soweit verschiebt, daß sie in diesem oder unmittelbar davor bzw. dahinter zu liegen kommt.

12. Schaltungsanordnung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß eine Steuer- oder Regelschaltung für eine automatische Anpassung der zweiten Haltebereichsgrenze (H ₂) an den jeweiligen cosδ sorgt.

13. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß in jedem der antiparallel geschalteten Freilaufzweige als Freilaufschaltmittel (4, 5; 6, 7) ein Thyristor oder ein Triac liegt, dessen Schaltstrecke durch die Reihenschaltung eines RC-Gliedes (27, 26; 29, 28) parallel überbrückt ist und jeweils in Reihe zu dieser Schaltung eine Diode (5, 7) liegt, welche gegenüber der im jeweils anderen Freilaufzweig liegenden Diode (5, 7) antiparallel gepolt ist.

14. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß Triacs als Freilaufschaltmittel (4, 5; 6, 7) dienen, deren Steuerelektroden jeweils über RD-Glieder (24, 25; 30, 31) an derselben Wechselspannungsanschlußklemme (2) der Wechselspannungsquelle liegen, wobei die Ansteuerdioden (25, 31) die beiden Steuerelektroden der Triacs gegensinnig nur während einer bestimmten Halbwelle an Spannung legen.

15. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die vom Pulsgenerator (18) des Steuernetzwerks (17, 18) abgegebene Pulsfrequenz mehr als doppelt so hoch wie die Nennfrequenz der Wechselspannung, vorzugsweise aber größer als 16 kHz ist.

16. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Phasendetektor (13) und der Impulsgeber (15) in einer Funktionseinheit zusammengefaßt sind, die phasensynchron anspricht und Impulse bestimmter Dauer abgibt.