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Regeleinrichtung Die Erfindung bezieht sich auf eine Regeleinrichtung
zur Einregelung einer zu regelnden Grösse auf einen vorbestimmten Sollwert mit einem
ersten Steuerglied mit fester, dem Sollwert der zu regelnden Grösse entspreehender
Einstellung, einem zweitem Steuerglied mit veränderlicher, vom Istwert der zu regelnden
Grösse abhängiger Einstellung,. einem von dem ersten und zweiten Steuerglied gesteuerten
dritten Glied zur Bildung eines von den Einstellungen des ersten und des zweiten
Steuergliedes bzw.
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von der Abweichung des Istwertes der zu regelnden Grösse von ihrem
Sollwert abhängigen Steuersignals, einem stromgespeisten Stellglied zur Nachstellung
der zu regelnden
Grösse entsprechend der zugeführten mittleren elektrischen
Leistung und einem steuerbaren elektronischen Schalter in der Stromzuführung zu'dem
Stellglied, der das Stellglied im durchgeschalteten Zustand an eine Wechselstromquelle
anschliesst und dessen Durchschaltung mit Hilfe des Steuersignals in dem Sinne gesteuert
wird, dass die im Mittel auf eine Zeiteinheit entfallende Durchschaltzeit des elektronischen
Schalters und damit die dem Stellglied über den elektronischen Schalter zugeführte
mittlere elektrische Leistung bei Abweichung des Istwertes der zu regelnden Grösse
von ihrem Sollwert in einer Richtung mit zunehmender Abweichung bis zu einem Höchstwert
ansteigt und bei Abweichung des Istwertes der zu regelnden Grösse von ihrem Sollwert
in der anderen Richtung gleich Null ist, wobei das erste und zweite Steuerglied
an die gleiche Wechselstromquelle wie das Stellglied angeschlossen stnd und an dem
dritten Glied ein pulsierendes Steuersignal erzeugen, dessen Maxima im zeitlichen
Abstand von einer Schwingungedauer der von der Wechselstromquelle erzeugten Wechselspannung
aufeinanderfolgen und gegen die Maxima der von der Wechselstromquelle erzeugten
Wechselspannung phasenverschoben sind und bei Abweichung des Istwertes der zu regelnden
Grösse von ihrem Sollwert in der genannten einen Richtung oberhalb eines vorbestimmten
Schwellwertes liegen, sobald sich das Steuersignal periodisch im Takt der Frequenz
der Wechselstromquelle wiederholt.
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Eine Regeleinrichtung dieser Art ist bereits bekannt ("Electronics",
28. November 1966, Seite 83). Diese bekannte Regeleinrichtung dient zur Einregelung
der Temperatur eines geheizten Objektes auf einen vorbestimmten Temperatursollwert,
beispielsweise zur Einregelung der Raumtemperatur auf einen Sollwert von 2O0C.
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Bei dieser bekannten Regeleinrichtung besteht das erste Steuerglied
aus einer einseitig an den einen Pol der Wechselstromquelle angeschlossenen Reihenschaltung
aus einem festen bzw. je nach dem gewünschten Sollwert fest einstellbaren Widerstand
und einem in der einen Stromrichtung des Wechselstromes durchlässigen Gleichrichter
und das zweite Steuerglied aus einer ebenfalls einseitig an den genannten einen
Pol der Wechzelstromquelle angeschlossenen Reihenschaltung aus einem veränderlichen,
von der Temperatur abhängigen Widel,stand und einem in der anderen Stromrichtung
des Wechzelstromes durchlässigen Gleichrichter. Die beiden einseitig an den einen
Pol der Wechselstromquelle angeschlossenen Steuerglieder sind mit ihren anderen
Enden an den einen Anschluss eines das dritte Glied bildenden Kondensators angeschlossen,
dessen anderer Anschluss mit dem anderen Pol der Wechselstromquelle verbunden ist.
Diesem Kondensator wird dementsprechend jeweils während der einen Halbwelle der
von der Wechselstromquelle erzeugtenWechselspannung über eines der beiden Steuerglieder
Strom in der
einen Richtung und jeweils während der anderen Halbwelle
der Wechseispannung über das andere Steuerglied Strom in der anderen Riohtung zugeführt.
Es ergibt sich daher an dem Kondensator eine das pulsierende Steuersignal bildende
pulsierende' Kondensatorspannung, deren Mittelwert sich bei Uebereinstimmung der
Widerstände im ersten und zweiten Steuerglied auf Null und bei Nichtübereinstimmung
der Widerstände im ersten und zweiten Steuerglied auf eine Spannung mit der Polarität
derjenigen Halbwellen der Wechselspannung einstellt, bei denen der Gleichrichter
in dem Steuerglied mit dem niedrigeren Widerstand durchgeschaltet ist. Die Höhe
dieses Mittelwertes wird umso grösser, je grösser der Unterschied der Widerstände
im ersten und zweiten Steuerglied ist. Um diesen Mittelwert pulsiert die Kondensatorspannung
in dem Sinne, dass sie jeweils während der Halbwellen der Wechselspannung, bei denen
der Gleichrichter in dem Steuerglied mit dem niedrigeren Widerstand durchgeschaltet
ist, auf ein über dem Mittelwert liegendes Spannungsmaximum ansteigt und während
der anderen Halbwellen der Wechselspannung auf ein unter cdem Mittelwert liegendes
Spannungsminimum abfällt-, wobei das Spannungsminimum je nach Höhe des Mittelwertes
auch entgegengesetzte Polarität wie das Spannungsmaximum haben kann. Die Widerstände
im.ersten und zweiten Steuerglied und der das dritte Glied bildende Kondensator
sind so bemessen, dass die Spannungsmaxima und auch die Spannungsminima jeweils
in den Endbereich der zugeordneten Halbwellen
fallen und somit
die Maxima der Kondensatorspannung den Maxima der Wechselspannung mit einer Phasenverschiebung
von annähernd 90° nacheilen.
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An den Kondensator ist nun über einen im Vergleich zu den Widerständen
im ersten und zweiten Steuerglied hohen Widerstand der Steuereingang bzw. die Zündstrecke
eines den elektronischen Schalter bildenden Thyristors angeschlossen.
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Der Thyristor liegt in der Stromzuführung zu dem bereits erwähnten
Stellgli,ed und ist so gepolt, dass er während der Halbwellen der Wechselspannung,
in deren Endbereich die Spannungsmaxima der Kondensatorspannung fallen, durchschaltbar
ist. Da die das Steuersignal bildende und über der Zündstrecke des Thyristors liegende
Kondensatorspannung während dieser Halbwellen ansteigt, wird der Thyristor jeweils
in dem Moment gezündet, zu dem die Kondensatorspannung während ihres Anstiegs die
Zündspannung des Thyristors durchläuft. Die Widerstände im ersten und zweiten Steuerglied
und die Kapazität des Kondensators sind so bemessen, dass die Höhe der Spannungsmaxima
der Kondensatorspannung bei mit dem Sollwert übereinstimmendem Istwert der Temperatur
gerade noch unterhalb der Zündspannung liegt, und der temperaturabhängige Widerstand
im zweiten Steuerglied hat eine solche Temperaturabhängigkeit, dass sich der Mittelwert
der Kondensatorspannung und damit auch die Spannungsmaxima derselben bei Verringerung
des Istwertes der Temperatur erhöhen. Wenn daher der Istwert der Temperatur unter
den
Sollwert sinkt, erreichen zunächst die Spannungsmaxima der Kondensatorspannung die
Zündspannung des Tyristors, so dass dieser in den Endbereichen der Halbwellen, in
denen er durchschaltbar ist, durchgeschaltet wird, und mit'sei gender Abweichung
des Istwertes der Temperatur von ihrem Sollwert und dementsprechend steigender Höhe
der Spannungsmaxima der Kondensatorspannung verschiebt sich der Zeit-' punkt, zu
dem die Kondensatorspannung die Zündepannung des Thyristorsdurchläuft, und damit
die Zündung bzw. Durchschaltung des Thyristors innerhalb der Halbwellen immer mehr
nach deren Anfang zu, so dass die dem Stellglied ueber den Thyristor zugeführte
mittlere elektrische Leistung mit steigender Abweichung des Istwertes der Temperatur
von ihrem Sollwert-ansteigt, und zwar bis zu einem Höchstwert, der dann erreicht
ist, wenn der Mittelwert der Kondensatorspannung soweit angestiegen ist, dass bereits
das Spannungsminimum der Kondensatorspannung gleich oder grösser als die Zündepannung
des Thyristors ist.
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Die oben beschriebene bekannte Regeleinrichtung arbeitet also nach
dem Prinzip der'Pbasenanschnittsregelung.
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Dieses Prinzip hat jedoch eilen entscheidenden Nachteil, nämlich die
durch die Phasenanschnittsregelung verurachten unerwünschten Rückwirkungen auf das
Wechselstromnetz. Denn mit der Zündung des Thyristors wird das Stellglied jeweils
bei einem relativ hohen Momentanwert der Wechselspannung
an die
Wechselstromquelle bzw. das Wechselstromnetz angeschlossen, und der ausserordentlich
rasche Stromanstieg des durch das Stellglied unmittelbar nach der Zündung des Thyristors
fliessenden Stromes verursacht Ausgleichsvorgänge in dem Wechselstromnetz, deren
Prequenzspektrum bis in die Grössenordnung von einem Megahertz reichen kann und
die daher beträchtliche Störungen des Punkverkehrs im Lang- und Nittelwellenbereich
verursachen können.
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Nun iot es zwar bereits bekannt, diese Nachteile der mit Phasenanschnittsregelung
arbeitenden Regeleinrichtungen dadurch zu beseitigen, dass anstatt der Steuerung
der dem Stellglied zugeführten mittleren elektrischen Leistung durch Phasenanschnittsregelung
die Steuerung dieser Leistung dadurch bewirkt wird, dass an das Stellglied jewells
eine oder mehrere aufeinanderfolgende vollständige Halb- oder Vollwellen der Wechnelspannung
angelegt werden und anschliessend eine mehr oder weniger lange Pause eingeschaltet
wird, wobei a190 die Durchschaltung des in der Stromzufuhrung zu dem Stellglied
liegenden elektronischen Schalters jeweils beim Nulldurchgang der Wechselspannung
erfolgt und die dem Stellglied zugeführte mittlere elektrische Leistung durch Variation
des Verhältnisses von Durchschaltzeiten zu Pausenzeiten verändert wird, jedoch sind
die bekannten nach diesem Prinzip arbeitenden Regeleinrichtungen derart aufwendig
und kompliziert, dass ihr Mehraufwand gegenüber den mit Phasenanschnittsregelung
arbeitenden
Regeleinrichtungen in der Regel den Aufwand für eine in die Regeleinrichtung mit
Phasenanschnittsregelung einzubauende -Hocbfrequenz.ntstöreinrichtung überwiegt.
Aus diesem Grunde haben sich diese nach dem Prinzip der Nullspannungsschaltung arbeitenden
Regeleinrichtungen trotz ihres prinzipiellen Vorteils gegenüber den mit Phasenanschnittsregelung
arbeitenden Regeleinrichtungen bisher nicht durchsetzen können.
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Der Erfindung lag nun die Aufgabe zugrunde, eine Regeleinrichtung
der eingangs genannten Art zu schaffen, die den Vorteil des sehr geringen Aufwandes
der oben beschriebenen nach dem Prinzip der Phasenanschnittsregelung arbeitenden
Regeleinrichtung und den Vorteil der Störfreiheit sol nach dem Prinzip der Nullspannungsschaltung
arbeitenden Regeleinrichtungen in sich vereinigt, jedoch die oben genannten spezifischen
Nachteile dieser Einrichtungen-nicht aufweist.
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Erfindungsgemäss wird das mit einer Regeleinrichtung der eingangs
genannten Art erreicht, die gekennzeichnet ist durch ein von der Wechselspannung
und dem Steuersignal gesteuertes viertes Glied, das nach Art einer UND-Schaltung
nur dann ein Ausgangssignal von zur Ansteuerung des elektronischen Schalters genügender
Höhe liefert, wenn erstens die Wechselepannung eine zu ihrer Polarität zu den Zeitpunkten
der Steuersignalmaxima entgegengesetzte
Polarität aufweist und
zweitens der Momentanwert des Steuersignals oberhalb des vorbestimmten Schwellwertes
liegt, so dass das Ausgangssignal bei oberhalb des Schwellwertes liegendem Wert
des Steuersignals erst im Moment des auf ein Steuersignalmaximum folgenden Polaritätswechsels
bzw. Nulldurchganges der Wechselspannung auftritt, ferner durch den Anschluss des
Steuereinganges des elektronischen Schalters an den Ausgang des vierten Gliedes,
8o dass der elektronische Schalter beim Auftreten eines Ausgangssignals von zu seiner
Ansteuerung genügender Höhe am Ausgang des vierten Gliedes mit dem Nulldurchgang
der Wechselspannung durchgeschaltet wird, und durch einen eine Durchschaltung selbsttätig
bis zu einem der nächsten Nulldurchgänge der Wechselspannung aufrechterhaltenden
elektronischen Schalter.
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Vorteilhaft kann dabei innerhalb des vierten Gliedes hinter dessen
Steuereingang für das Steuersignal ein Schwellwertglied vorgesehen sein, das nur
für oberhalb des Schwellwertes liegende Momentanworte des Steuersignals durchlässig
ist.
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Bei einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Regeleinrichtung
umfasst das vierte Glied einen Transistor in Basisschaltung, dessen Emitter-Basis-Stromkreis
von dem Steuersignal und dessen tollektor-Basis-Stromkrzeis
von
der von der Wechselstromquelle erzeugten Wechselspannung bzw. einem Teil derselben
gesteuert werden, wobei im Kollektor-Baßis-Stromkreis dieses Transistors zur Bildung
des Ausgangssignals ein Kollektorwiderstand vorgesehen ist. In diesem Fall kann
das Schwellwertglied von der Emitter-Basis-Strecke des Transistors und gegebenenfalls
einer oder mehreren in Reihe zu dieser geschalteten Dioden gebildet sein.
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'Da die das vierte Glied steuernde Wechselspannung nur ein Kriterium
für die jeweilige Polarität der Wechselspannung liefern soll, kann sie zweckmässig
aus der von der Wechselstromquelle erzeugten Wechselspannung durch Begrenzung derselben
bis auf einen annähernd rechteckförmigen Verlauf gebildet werden. Diese rechteckförmige
Wechselspannung kann gleichzeitig auch als Speisespannung für das erste und zweite
Steuerglied sowie das dritte Glied dienen. Dadurch ergibt sich der Vorteil, dass
die eingangs erwähnten Spannungsmaxima der Kondensatorspannung auf den Flanken der
rechteckfdrmigen Weehselßpannung liegen und dementsprechend der Nulidurchgang der
Wechselspannung unmittelbar auf das Steuersignalmaximum folgt, 80 dass die beiden
für ein Ausgangssignal des vierten Gliedes notwendigen Kriterien praktisch gleichzeitig
auftreten.
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Zweckmässig kann die Ausbildung der vorliegenden Regeleinrichtung
entsprechend der eingangs beschriebenen bekannten Regeleinrichtung ferner so getroffen
sein, dass das erste Steuerglied einen konstanten oder fest einstellbaren Widerstand,
das zweite Steuerglied einen veränderlichen, vom Istwert der zu regelnden Grösse
abhängigen Widerstand und dae dritte Glied einen Kondensator umfasst, der über die
Widerstände im ersten und zweiten Steuerglied geladen und entladen wird, wobei die
Spannung an dem Kondensator das pulsierende Steuersignal bildet. Dabei brauchen
aber nicht @nbedingt wie bei der eingangs beschriebenen bekannten Regeleinrichtung
Gleichrichter in Reihe zu den Widerständen im ersten und zweiten Steuerglied geschaltet
sein, vilinehr können die Widerstände im ersten und zweiten Steuerg,lied auch Brückenzweige
einer Wechselstrombrücke bIlden, in deren Brückendiagonale der Kondensator liegt.
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Im Pille einer Ausbildung des ersten und zweiten Steuerglieden sowie
des dritten Gliedes in gleicher Weise wie bei der eingangs beschriebenen bekannten
Regeleinrichtung und einer Speisung dieser Glieder mit eimer rechteckförmigen Wechselspannung
ist es vorteilhaft, wenn der Widerstandswert des konstanten oder fest einstellbaren
Widerstandes im ersten Steuerglied und der sich bei einem dem Sollwert entsprechenden
Istwert der zu regelnden Grösse ergebende Widerstandwert des veränderlichen Widerstandes
im
zweiten Steuerglied mehr als das Zehnfache des Scheinwiderstandes des Kondensators
bei der Frequenz der Wechselstromquelle betragen, weil sich unter diesen Voraussetzungen
als Steuersignal an dem Kondensator eine Gleichspannung mit einer überlagerten annähernd
droieckfbrmigen Wechselspannung ergibt, wobei die Spitzen der dreieckförmigen Wechselspannung
zeitlich annähernd mit den Nuildurchgängen der'von der Wechselstromquelle erzeugten
Wechselspannung zusammenfallen und wobei die Amplitude der dreieckförmigen Wechselspannung
annähernd unabhängig von Aenderungen-des veränderlichen Widerstandes im zweiten
Steuerglied und die Gleichspannung annähernd proportional der Differenz der Widerstände
im ersten und zweiten Steuerglied ist, sobald sich das Steuersignal periodisch im
Takt der Frequenz der Wechselstromquelle wiederholt.
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Der elektronische Schalter kann bei der vorliegenden Regeleinrichtung
entweder wie bei der eingangs beschriebenen bekannten Regeleinrichtung aus nur einem
Thyristor oder aber aus zwei antiparallel geschalteten Thyristoren bestehen, von
denen der eine von dem Ausgangssignal und der andere jeweils im Anschluss an eine
Durchechaltung des einen von einem in dem elektronischen Schalter enthaltenen Zündglied
durchgeschaltet wird. Im, ersteren Fall wird mit jeder Durchschaltung des elektronischen
Schalters eine Halbwelle und im letzteren Pall eine Voliwelle der, Wechselspannung
an das Stellglied angelegt.
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Die vorliegende Regeleinrichtung kann ferner vorteilhaft so weitergebildet
sein, dass sie auch bei Abweichung des Istwertes der zu regelnden Grösse von ihrem
Sollwert in der genannten anderen Richtung eine Nachsteliung der zu regelnden Grösse
bewirkt. Eine solche Weiterbildung ist z.B.
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dann erforderlich, wenn die durch die. Umgebungsbedingungen verursachten
Aenderungen der zu regelnden Grösse nicht nur in einer Richtung sondern auch in
entgegengesetzter Richtung verlaufen können und auch in diesem Fall die zu regelnde
arösse auf ihrem Sollwert gehalten werden soll.
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Zu diesem Zweck kann die vorliegende Regeleinrichtung vorteilhaft
mit einem zusätzlichen stromgespeisten Stellglied zur Nachstellung der zu regelnden
Grösse entsprechend der zugeführten mittleren elektrischen Leistung in umgekehrter
Stellrichtung wie das andere Stellglied einem zusEtzliehen elektronischen Schalter
in der Stromzuftihrung zu dem zusätzlichen Stellglied und einem zusätzlichen vierten
Glied zur Ansteuerung des zusätzlichen elektronischen Schalters versehen sein, wobei
zur Ansteuerung des zusätzlichen vierten Gliedes das gleiche Steuersignal und die
gleiche' Wechselspannung wie zur Ansteuerung des anderen vierten Gleides verwendet
werden kann, jedoch nicht wie bei dem anderen vierten Glied die Steuersignalmaxima
und die abfallenden Flanken der Wechselspannung sondern die Steuersignalminima ind
die anstelgenden Flanken der Wechselspannung. Anstatt eines Stellgliedes zur Nachsteilung
der
zu regelnden Grösse in der einen und eines zusätzlichen Stellgliedes zur Nachstellung
der zu regelnden Grösse in der anderen Richtung kann dabei auch ein Stellglied vorgesehen
sein, dessen Nachstellrichtung stromrichtungsabhängig ist, z.B. ein Reversiermotor.
In diesem Fall sind der elektronische Schalter und der zusätzliche elektronische
Schalter parallel zueinander zu schalten und so auszubilden, dass eie Jeweils eine
Durchschaltung selbsttätig bis zum nächsten Nulldurchgang der Wechselspannung aufrechterhalten,
z.B. in Form eines Thyristors als-elektronischer Schalter und eines antiparallel
zu diesem geschalteten weiteren Thyristors als zusätzlicher elektronischer Schalter.
Dabei bewirkt einerseits das den elektronischen Schalter ansteuernde vierte Glied,
dass an das Stellglied negative Halbwellen der Wechselspannung angelegt werden,
wenn die Steuersignalmaxima oberhalb eines oberen Schwellwertes liegen, und andererseits
das den zusätzlichen elektronischen Schalter ansteuerende susitzliche vierte Glied,'
das an das Stellglied positive Halbwellen der Wechselspannung angelegt werden, wenn
diS Steuersignalminima unterhalb eines unteren Schwellwertes liegen.
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Die Regelcharakteristik der vorliegenden Regeleinrichtung kann vorteilhaft
durch eine Stromkreis des Stellgliedes oder den Ausgang des vierten Gliedes, vorzugsweise
über das erste oder das zweite Steuerglied, auf das dritte Glied
zurückwirkende
Rückkopplung beeinflusst werden, die mit der Durchschaltung des elektronischen Schalters
Ausgleichsvorgänge des Steuersignals am dritten Glied auslöst, während derer die
Maxima des Steuersignals unter ihrer Höhe in dem bei geöffneter Rückkopplungsschleife
sich einstellenden stationären oder quasistationären Zustand, bei welchem sich das
Steuersignal periodisch im Takt der Frequenz der Wechaelstromquelle wiederholt,
liegen. Dabei gibt es grundsätzlich zwei Möglichkeiten, nämlich, dass die Uebertragungszeitkonstante
vom Eingang zum Ausgang des Rückkopplungsnetzwerkes wesentlich kleiner oder wesentlich
grösser als eine halbe Schwingungedauer der von der Wechselstromquelle erzeugten
Wechselspannung ist.
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Im ersteren Ball, also bei gegen die halbe Schwingungsdauer kleiner
Uebertragungszeitkonstante, kann bei der vorliegenden Regeleinrichtung auf eine
sehr einfache und daher vorteilhafte Weise eine stetig-ähnliche Regelung dadurch
erreicht werden, dass Jede Durchschaltung des elektronischen Schalters einen nichtstationären
Einschwingvorgang des Steuersignals am dritten Glied auslöst, wobei die Einschwingvorgänge
Jeweils auf den genannten stationären oder quasistationären Zustand zustreben.'
Die Zeit vom Beginn eines solchen Einschwingvorganges bis zu dem Zeitpunkt, zu dem
das erste Steuersignalmaximum wieder oberhalb des Schwellwertes liegt und damit
eine nächste Durchschaltung
des elektronischen Schalters bewirkt,
ist dabei von der Einstellung der beiden Steuerglieder bzw. von der Abweichung des
Istwertes der zu regelnden Grösse von ihrem Sollwert abhängig und wird umso grösser
je geringer diese Abweichung ist, womit sich mit steigender Abweichung in immer
kürzeren Zeitabständen jeweils eine Durchschaltung des elektronischen, Schalters
und damit eine stetig ähnliche Regelung ergibt.
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Im letzteren Fall, also bei gegen die halbe Schwingungsdauer der Wechselspannung
grosser Uebertragungszeitkonstante des Bückkopplungsnetzwerkes, ergibt sich eine
verzögerte Regelung, die auf kurzzeitige Störeinflüsse nicht anspricht und deren
Charakteristik durch die Ausbildung des Riickkopplungsnetzwerkes bestimmt ist.
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Anhand der nachstehenden Figuren ist die Erfindung im folgenden an
einigen Ausführungsbeispielen näher erläutert.
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Es zeigen Fig. 1 ein Schaltbild eines Ausführungsbeispiels einer Regelinrichtung
nach der Erfindung, teilweise in Form eines Blockschaltbildes; Fig. 2 Spannungszeitdiagramme
der Spannungen Ua b Ua,cl Ud,c sowie Uf,b in Fig im Falle, dass dem Stellglied Leistung
zugeführt wird (Fig. 2a) und dass dem Stellglied keine Leistung zugeführt wird (Fig.
2b);
Fig. 3 die Ausbildung der Blöcke 1, 2, 18 und 19 bei einer
ersten Variante des Ausführungsbeispiels in Fig. 1 mit starrer Rückkopplung (Pig.
3b) und das zugehörige Prinzipblockschaltbild (Fig. 3a); Fig. 4 Spannungszeitdiagramme
der Spannungen Ud e und Uf,b bei der in Fig. 1 gezeigten Regeleinrichtung mit einer
Ausbildung der Blöcke 1, 2, 18 und 19 wie in Fig. Db Fig. 5 die Ausbildung der Blöcke
1, 2, 18 und 19 bei einer zweiten (Fig. 5b) und einer dritten (Fig. 5c) Variante
des Ausführungsbeispiels in Fig. 1 mit verzögernd nachgebender Rückkopplung und
das zugehörige Frinzipblockschaltbild (Fig. 5a); Das in Pig. 1 gezeigte Ausführungsbeispiel
einer Regeleinrichtung nach der Erfindung umfasst ein mit dem Sollwertgeber bekannter
Regeleinrichtungen vergleichbares erstes Steuerglied 1 mit fester, dem Sollwert
der-zu regelnden Grösse entsprechender Einstellung, ein mit dem Istwertgeber bekannter
Regeleinrichtungen vergleich'-bares zweites Steuerglied 2 mit veränderlicher, vom
Istwert der zu regelnden Grösse abhängiger Einstellung, ein von dem ersten Steuerglied
1 und dem zweiten Steuerglied 2 gesteuertes, im vorliegenden Fall von dem Kondensator
3
gebildetes drittes Glied zur Bildung eines von den Einstellungen des ersten und
zweiten Steuergliedes bzw. von der Abweichung des Istwertes der zu regelnden Grösse
von ihrem Sollwert abhängigen Steuersignals, ein stromgespeistes Stellglied 4 zur
Nachstellung der zu regelden Grösse entsprechendes der zugeführten mittlern elektrischen
Leistung, einen in der Stromzuführung zu dem Stellglied 4 liegenden elektronischen
Schalter, der aus den Thyristoren 5 und 6 sowie einem aus dem Widerstand 7, dem
Gleichrichter 8 und dem Kondensator 9 gebildeten Zündglied für den Thyristor 6 besteht
und der das Stellglied 4 im durchgeschalteten Zustand an die Wechselstromquelle
10 anschliesst, ein viertes Glied, das- aus dem Transistor 11, den Gleichrichtern
12 und 13 und den Widerständen 14 und 15 besteht und das von dem Steuersignal am
Kondensator 3 und dem über den Zenerdioden 16 und 17 abfallenden Teil der von der
Wechselstromquelle 10 erzeugten Wechselspannung gesteuert wird, und schliesslich
ein Rückkopplungsnetzwerk 18 mit einem in Reihe zu dem Stellglied 4 geschalteten
Eingang und einer über dem Eingang liegenden Impedanz 19.
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Die Steuerglieder 1 und 2 bestehen bei allen im folgenden
beschriebenen
Varianten des Ausführungsbeispiels in Fig. 1, in gleicher Weise wie bei der eingangs
beschriebenen bekannten Regeleinichtung, jeweils aus der Reihenschaltung eines Widerstandes
und eines Gleichrichters, wobei die Gleichrichter in den Steuergliedern 1 und 2
in entgegengesetzter Stromrichtung durchlässig sind und wobei der Widerstand R1
im Steuerglied 1 ein konstanter oder fest einstellbarer Widerstand und der Widerstand
R2 im Steuerglied 2 ein von dem Istwert der zu regelnden Grösse-abhängiger Widerstand
ist1 Ueber diese Widerstände R1 und R2 wird dem Kondensator 3 Strom zugeführt, der
von dem über den Zenerdioden 16 und 17 abfallenden Teil der von der Wechselstromquelle
10 ererzeugten Wechselspannung angetrieben wirdi Da die Zenerdioden 16 und 17 über
den ohmschen Widerstand 20 an die Wechselstromquelle 10 angeschlossen sind, wirken
sie in bekannter Weise als Spannungsbegrenzer, so dass an ihnen eine annähernd rechteckförmige
Wechselspannung abfällt.
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Diese rechteckförmige Wechselspannung, deren Nulldurchgänge mit den
Nulldurchg,ängen der von der Wechselstromquelle 10 erzeugten Wechselspannung zusammenfallen,
treibt den dem Kondensator 3 zugeführten Strom an.
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Da nun die Steuerglieder 1 und 2, wie erwähnt, in Reihe zu den Widerständen
R1 bzw. R2 geschaltete Gleichrichter von entgegengesetzter Durchlassrichtung enthalten,
wird
dementsprechend dem Kondensator 3 jeweils während der einen
"Halbewelle" der Rechteckspannung über eines der beiden Steuerglieder 2 bzw. 1 Strom
in der einen Richtung und jeweils während der anderen 'Halbwelle" der Rechteckspannung
über das andere Steuerglied 1 bzw. 2 Strom in der anderen Richtung zugeführt.
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Bei. der Zuführung von Strom in der einen Richtung steigt das Potential
am Punkt d gegenüber den Potential am Punkt c an, und bei Zuführung von Strom in
der anderen Richtung fällt das Potential an Punkt d gegenüber dem Potential am Punkt
c ab. Da die den Strom über das Steuerglied 1 bzw. 2 antreibende Spannung an den
Zenerdioden 16 und, 17 Jeweils über eine Halbwellen konstant bleibt, verläuft der
Anstieg und Abfall des Potentials am Punkt d gegen über dem Potential am Punkt c
jeweils nach einer e-Funkt-ions wobei die Anstiegszeitkonstante #2 gleich dem Produkt
aus der Kapazität C des Kondensators 3 und dem Widerstand des während des Potentialanstiegs
am-Punkt d gegenüber dem Punkt c st.romfUhrenden Steuergliedes, z.B. dem Widerstand
R2 des Steuergliedes 2, und die Abfallszeitkonstante 9 gleich dem Produkt aus der
Kapazität C des Kondensators 3 und dem Widerstand des während des Potentialabfalles
am Punkt d gegenüber dem Punkt c stromführenden Steuergliedes, z.B. dem Widerstand
Rl des Steuergliedes 1 ist, und wobei die Höhe U der Rechteckspannung und die
Spannung
Ud,cmin bzw. Ud,cmax zwischen den Punkten d und c jeweils zum Zeitpunkt des Beginns
der e-Funktion bzw. zum Zeitpunkt des Polaritätswechsels der Rechteckspannung als
Randbedingüngen eingehen, Als Spannungszeitfunktion der Spannung Ud,c am Kondensator
3 ergibt sich damit für den Anstieg des Potentials am Punkt d gegenüber dem Punkt
o
und für den Abfall des Potentials am Punkt d gegenüber dem Punkt Q
Wenn nun die Zeitkonstanten #1 und #2 wesentlich grösser als die Zeitdauer, während
der die Rechteckspannung jeweils konstant ist, also wesentlich grösser als eine
halbe Schwimgungsdauer 2/2 der von der Wechselstromquelle 10 erzeugten Wechselspannung
sind, können die e-Funktionen -t -t e #1 und e tt Jeweils im Bereich zwischen t
- 0 und t = T/2 mit guter Genauigkeit durch Geraden angenähert werden, und zwar
und damit ergeben sich £Er die obengenannten Spannungszeitfunktionen der Kondensatorspannung
Ud,c für den Anstieg des Potentials am Punkt d gegenüber dem 'Punkt' o
und für den Abfall des Potentials am Punkt d gegenüber dem Punkt
o
d.h. wenn #1 und n wesentlich grösser als T/2 sind, steigt die Kondensatorspannung
Ud c jeweils während der positiven "Halbwellen" der Rechteckspannung U linear mit
der Zeit t an und fällt Jeweils während der negativen "Halbwellen" der Rechteckspannung
U linear mit der Zeit t ab.
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Wenn man nun den aus den beiden Steuergliedern 1 und 2, dem Kondensator
3 und der Rechteckspannungsquelle (16, 17, 20, 10) gebildeten Schaltungsteil der
Big. 1 sich selbst überlassen würde, d.h. wenn man die störenden Binflüsse' der
Rückkopplung 18 und des Stromabflusses von dem Kondensator 3 in den Transistor 11
zunächst unbeachtet liesse, dGann würde sich eine- gewisse Zeit nach dem Einschalten
der Rechteckspannung für den zeitlichen Verlauf der Spannung Ud,c am Kondensator
3 ein quasistationärer Zustand ergeben, bei dem die Kondensatorspannung Ud,c jeweils
während der positiven "Halbwellen" der Rechteckspannung linear mit der Zeit t von
der Spannung Ud,cmin auf die Spannung Ud,cmar ansteigt und jeweils während der negativen
"Halbwellen" der Rechteckspannung on Ud c cmax wieder linear mit der Zeit t auf
Ud c cmin abfällt, wobei sich aus den obigen Gleichungen
für den
Endpunkt des Anstiegs des Potentials am Punkt d gegenüber dem Punkt c die Beziehung
und für den Endpunkt des Abfalls des Potentials am Punkt d gegenüber dem Punkt c
die Beziehung
ergeben würde.
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Unter den Voraussetzungen, dass die Zeitkonstanten t1 und wesentlich
grösser als die halbe Schwingungsdauer T/2 sind und die störenden Einflüsse der
Rückkopplung 18 sowie des Stromfluss'es vom Kondensator 3 in den Transistor 11 zunächst
ausser acht gelassen werden, würde sich dementsprechend als Kondensatorspannung
Ud,c(t) im quasistationären Zustand eine einem Gleicspannungs-Mittelwert überlagerte
annähernd dreieckförmige Wechselspannung ergeben, deren Spitzen zeitlich annähernd
mit den Nulldurchgängen der von-""der WEchselstromquelle 10 erzeugten Wechselspannung
zusammenfallen, wobei der Gleichspannungs-,Nittelwert
und die Amplitude der dreieckförmigen Wechselspannung
wäre,
In den Figuren 2a und.2b ist der zeitliche Verlauf der Kondensatorspannung
Ud c im quasistationären Zustand in zwei Fällen dargestellt, nämlich in Fig. 2a
für #2 =#1 + 0,15 2 und in Fig. 2b für #2 =#1 + 0,75 T.
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Es ist in diesem Zusammenhang zu bemerken, dass die verschiedenen
Zeitfunktionen in den Figuren 2a und 2b nicht in den tatsächlichen Proportionen
zueinander dargestellt sind und dass insbesondere die Rechteckspannung Ua,c und
natUrlich auch die sinusförmige Wechselspannung Ua,b bei richtiger Proportion zu
der Kondensatorspannung Ud,c wesentlich grössere Amplituden haben müssten.
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Die Zeitkonstanten t1 und t2 bzw. die Widerstände R1 und R2 der.Steuerglieder
1 und 2 und die Kapazität C des Kondensators 3 sind nun so gewählt, dass die Spannungsmarima
Ud,cmax der Kondensatorspannung im quasistationären Zustand bei mit dem Sollwert
übereinstimendem Istwert der zu regelnden Grösse etwas unterhalb der Schwellwert-Spannung
liegen, die an die Reihenschaltung der Diode 12 und der Emitter-Basis-Strecke des
Transistors 11 sowie den Widerstand 14 anzulegen ist, um einen in den Emitter des
Transistors 11 fliessenden Strom anzutreiben, der am Widerstand 15 eine Spannung
von der Höhe der Zündspannung des Transistors 5 erzeugt. Bei dieser etwas unterhalb
der genannten Schwellwert-Spannung liegenden Spannung Ud c max ist der Transistor
il noch gesperrt, so dass also bei mit dem Sollwert übereinstimmendem Istwert der
zu regelnden
Grösse durch den Emitter-Basis-Stromkreis des Transistors
11 kein störender Einfluss auf den zeitlichen Verlauf der Kondensatorspannung Ud,c
ausgeübt wird. Ebenso wird, wie im folgenden noch näher erläutert, bei mit dem Sollwert
Ubereinstimmendem Istwert der zu regelnden Grösse auch von der Rückkopplung 18 kein
störender. Einfluss auf den zeitlichen Verlauf der Kondensatorspannung Ud,c ausgeübt.
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Infolgedessen ergibt sich in diesem Fall, also bei mit dem Sollwert
übereinstimmendem Istwert der zu regelnden Grösse, für den zeitlichen Verlauf der
Kondensatorspannung Ud,c der oben näher erläuterte quasistationäre Zustand mit einer
dem Mittelwert Uni überlagerten Dreieck-Wechselspannung von der Amplitude Wenn nun
der Istwert der zu regelnden Grösse von'dem Sollwert in der eingangs genannten einen
Richtung abweicht, dann ändert sich der Widerstand R2 im Steuerglied 2, uni zwar
sinkt', er bei dem Ausführungsbeispiel in Fig. 1 mit zunehmender Abweichung des
Istwertes der zu regelnden Grösse vom Sollwert ab.
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Die Gleichrichter in den Steuergliedern 1 und 2 sind nun so gepolt,
dass der dem Kondensator 3 zugeführte Strom beim Anstieg des Potentials am Punkt
d gegenüber dem Punkt c bzw. während der positiven "Halbwellen" der Rechteckspannung
Ua'c über das Steuerglied 2 bzw. den Widerstand R2 und beim Abfall des Potentials
am Punkt d gegen
über dem Punkt c bzw. während der negativen "Halbwellen"
der Rechteckspannung Ua,c über das Steuerglied 1 bzw. den Widerstand R1 fliesst.
Dementsprechend wird bei Aenderung des Widerstandes R2 die Anstiegszeitkonstante
#2 beeinflusst, die bei der genannten Polung der Gleichrichter in den Steuergliedern
1 und 2 gleich R2C ist (bei umgekehrter Polung der Gleichrichter In den Steuergliedern
1 und 2, die dann anzuwenden wäre, wenn der Widerstand R2 mit zunehmender Abweichung
des Istwertes der zu regelnden Grösse. von ihrem Sollwert in der genannten einen
Richtung nicht absinkt sondern ansteigt, wäre #2 = R1C).
-
Bei Abweichung des Istwertes der zu regelnden Grösse, von ihrem Sollwert
in der genannten einen Richtung sinken also.
-
der Widerstand R2 und damit die Anstiegszeitkonstante #2 = = 22C gegenüber
ihren Werten bei mit dem Sollwert übereinsimmendem Istwert der zu regelnden Grösse
ab. Mit dem Absinken von t2 wird nun, wie sich aus den obigen Formeln ergibt, einerseits
der Mittelwert Um der Dreieckspannung positiver, und andererseite erhöht sich auch
die Amplitude der Dreieckspannung. Infolgedessen erhöhen sich mit einer Abweichung
des Istwertes der zu regelnden Grösse vom Sollwert in der genannten einen Richtung
bzw. mit dem dadurch verursachten Absinken von R2 und die Maxima Ud,cmax der Spannung
am Kondensator 3 und steigen nunmehr über die genannte Schwellwert-Spannung on.
-
Sobald nun das erste Spannungsmaximum Ud,cmax die genannte Schwellwert-Spannung
überschreitet, triebt die nunmehr als Steuersignal wirksam werdende Kondensatorspannung
Ud im Emitter-Basis-Stromkreis des Transistors 11 einen Strom an. Da jedoch der
Zeitpunkt, zu dem die Kondensato.rspannung Ud.c ihr Maximum Ud c erreicht, max wie
aus Fig. 2a ersichtlich, noch innerhalb der positiven "Halbwelle" der Rechteckspannung
Ua,c liegt und dementsprechend die im tollektor-Basis-Stromkreis des Transistors
11 liegende Rechteckspannung Ua,c die Eollektor-Basis-Strecke des Transistors 11
und ferner auch die Diode 13 in Sperrrichtung vorspannt, bewirkt der von der Kondensatorspannung
Ud,cmax im Emitter-Basis-Stromkreis des Transistors 11 angetriebene Strom zunächst
noch keinen Kollektor-Strom des Transistors 11 und dementsprechend auch kein Ausgangssignal
am Kollektorwiderstand 15. Sobald Jedoch die Polarität der Rechteckspannung Ua,c
gewechselt hat, also unmittelbar nach dem Nulldurchgang der Wechselspannung Ua,b
verursacht der von der Kondensatorspannung Ud,c im Emitter-Basis-Stromkreis des
Transistors 11 angetriebene Strom einen annähernd gleich grossen Strom in dem nunmehr
vob#n der Rechteckspannung Ua,c in Durchlassrichtung vorgespannten Kollektor-Basis-Stromkreis
des Transistors 11, so dass an dem Kollektorwiderstand 15 ein Ausgangs signal von
der Höhe der zur Zündung des Thyristors 5 notwendigen Spannung auftritt.
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Dieses Ausgangssignal wird über die Ausgangsleitung 21 dem Steuereingang
bzw. der Zündelektrode 5a des Thyristors 5 zugeführt und schaltet diesen praktisch
im Moment des Nulldurchganges der Wechselspannung Ua,b durch.
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UebeY"d,en Thyristor 5 wird nunmehr während der sich anschliessenden
negativen Halbwelle der Wechseispannung Ua,b dem Stellglied 4 Strom zugeführt. Gleichzeitig
wird während dieser Halbwelle von der am Widerstand 7 abfallenden Spannung über
den Gleichrichter 8 der Kondensator 9 auf eine Spannung aufgeladen, die zur Zündung
des Thyristors 6 in der anschliessenden positiven Halbwelle der Wechselspannung
Ua,b ausreichend ist.
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Sobald nun die negative Halbwelle der Wechseispannung Ua.'b beendet
ist, Löscht der Thyristor.5 selbsttätig und geht damit wieder in den nicht durchgeschalteten
Zustand übers und unmittelbar mit dem Beginn der anschliessenden positiven Halbwelle
wird der Thyristor 6 von der Spannung am Kondensator 9 gezündet und damit durchgeschaltet,
so dass dem Stellglied 4 während dieser anschliessenden positiven Halbwelle der
Wechselspannung Ua,b über den Thyristor 6 Strom zugeführt wird,, Mit Beedimgung
dieser positiven Halbwelle der Wechselspannung Ua,b löscht der Thyristor 6 selbsttätig
und die Stromzuführung zu dem Stellglied 4 wird damit bis zur nächsten Zündung des
Thyristors 5 unterbrochen.
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Jeweils mit der Durchschaltung des elektronischen Schalters bzw. der
Thyristoren 5 und 6 wird nun dem Rückkopplungsnetzwerk 18 ein Eingangssignal zugeführt,
das von dem Strom, der während der Durchschaltung des Thyristors 5 bzw. 6 durch
das Stellglied 4 fliesst, an de im Stromkreis des Stellgliedes 4 liegenden Impedanz
19 erze.uj't wird.
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Dieses dem Rückkopplungdnetzwerk 18 zugeführte Eingangssignal bewirkt
nun nach Ablauf einer von der Ausbildung des Rückkopplungsnetzwerkes 18 abhängigen,
dem Rückkopplung netzwerk eigenen Uebertragungszeit eine auf den zeitlichen Verlauf
des Steuersignals, d.h. also der Kondens,atorspannung am Kondensator 3, einwirkende
Rückkopplung, die Ausgleichvorgänge des Steuersignale auslöst, während derer die
Maxima das Steuersignale unter der Höhe der Steuersignalmaxima liegen, die sich
bei dem oben erläuterten quasistationären Zustand ergibt.
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Für die Wirkungsweise des in Fig. 1 dargestellten Ausführungsbeispiels
einer Regeleinrichtung nach der Erfindung sind dabei zwei Arten von Rückkopplungsnetzwerken
zu unter scheiden, nämlich erstens Rückkopplungsnetzwerke, bei denen die Uebertragungs'zeitonstante
vom' Eingang zum Ausgang des Rückkopplungsnetzwerkes kleiner als die halbe Schwingungsdauer
der von der Wechselstromquelle erzeugten Wechselspannung, vorzugsweise vernachlässigbar
klein
gegen diese ist, und zweitens Rückkopplungsnetzwerke, bei
denen die Ubertragungszeitkonstante vom gang zum Ausgang des Rückkopplungsnetzwerkes
grösser als e eine halbe Schwingungsdauer der von der Wechselstromquelle erzeugten
Wechsslspannung ist und die halbe Schwingungsdauer vorzugsweise vernachlässigbar
klein gegen die Ubertragungszeitkonstante des Rückkopplungsnetzwerkes ist.
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Im ersteren Fall ergibt sich eine starre und im zweiten Fall eine
verzögernd nachgebende Rückkopplung.
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Im folgenden sei zunächst anhand der Figuren 3 und 4 die Wirkungsweise
des Ausführungsbeispiels in Fig. 1 mit einem Rückkopplungsnetzwerk 189 dessen Uebertragungszeitkonstante
vernachlässigbar klein gegen die halbe Schwingungsdauer T/2 der von der Wechselstromquelle
10 erzeugten Wechsel spannung ist und das dementsprechend eine starre Rückkopplung
bewirkt, beschrieben.
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In fig: 3 b ist ein Beispiel für die Ausbildung der Blöcke 1, 2, 18
und 19 für diesen Fall einer starren RAckkopplung-dargestellte Das erste Steuerglied
1 besteht in diesem Fall, wie ersichtlich, aus der Reihenschaltung eines Festwiderstandes
22 und eines fest einstellbaren Widerstandes 23, die zusammen den Widerstand R1
des ersten Steuergliedes 1 bilden, sowie aus einem in Reihe zu den Widerständen
22 und 23 geschalteten
Gleichrichter 24, der jeweils während der
negativen "Halbwellen" der an den Zenerdioden 16 und 17 abfallenden Rechteckspannung
durchlässig ist. Der Festwiderstand 22 kann dabei auc DU justierzwecken bei der
Fertigung der Regeleinrichtung als einstellbarer Widerstand ausgebildet sein Der
fest einstellbare Wiaers-tand 23 dient zur Einstellung des Jeweils gewünschten wertes
beim getrieb der RegeL-einrichtung. Das zweite Steuerglied 2 besteht bei der In
Fig. Db gezeigten Variante des Ausführungsbeispiels in Fig. l aus einem temperaturabhängigen
Widerstand 25, beispielsweise einem PTC-Widerstand, der den Widerstand R2 des zweiten
Steuergliedes 2 bildet und dessen Widerstandswert sich mit zunehmender Abweichung
des istwertes der zu regelnden Grösse von ihrem Sollwert in der genannten einen
Richtung beispielsweise mit dem Absinken des Istwertes der Temperatur eines Raumes
unter den gewünschten Temperatur-Sollwert, verringert, sowie aus einem in Reihe
zu dem Widerstand e5 geschalteten Gleichrichter 26, der jeweils während der positiven
"Halbwelen" derÆan den Zenerdioden 16 und 17 abfallenden Rechteckspannung durchlässig
ist.
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Das Rückkopplungsnetzwerk 18 besteht bei der in Fig. 3b gezeigten
Variante des Ausführun.gsbeispiels in Fig. l aus einem npn-Schalttransistor 27 mit
einem zur Begrenzung seiner Basis-Emitter-Spannung bei Uebersteuerung des Einganges
des Rückkopplungsnetzwerkes 18 dienenden ohmschen Widerstand 28 in seiner Basiszuleitung,
und die
Impedanz 1-9 aus einem ohmschen Widerstand 28, dessen Widerstandswert
eo bemessen ist, , dass an ihm bei Durchschaltung des Thyristors 5 bzw. bei Stromfluss
durch das Stellglied 4 eine Spannung abfällt, deren Amplitude ca.
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S bis 10 mal so gross wie die Spannung ist, die an die Basis-Emitter-Streeke
des Transistors 27 anzulegen ist, um im Kollektor-Emitter-Stromkreis des Transistors
27 einen Strom von der Höhe der Rechteckspannung U, dividiert durch den Widerstandswert
des Widerstandes 23, zu erzielen.
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Zur Erläuterung der Wirkungsweise des AusführungsbeisPiels in Fig.
1 mit einer Ausbildung der Blöcke 1, 2, 18 und 19 wie in Fig. 3b sei zunächst noch
einmal angenommen, dass der Istwert der zu regelnden Grösse mit dem Sollwert übereinstimmt.
-
In diesem Fall ergibt sich, wie oben bereits erläutert, für den zeitlichen
Verlauf der Spannung am Kondensator 3 ein quasistationärer Zustand, bei dem sich
die Kondensatorspannung Ud,c(t) aus einem Gleichspannungsmittelwert Um und einer
diesem überlagerten annähernd dreieckförmigen Wechselspannung mit der Amplitude
U6! susammelqsetzt; wobei die Maxima der Kondensatorspannung Ud,cmax noch etwas
unterhalb der Schwellwertspannung liegen, bei der der Transistor 11, geöffnet wird.
-
Der zeitliche Verlauf der Kondensatorspannung Ud,c(t) für diesen Fall
ist in Fig. 4a dargestellt, und zwar für eine"
Anstiegszeitkonstante
#2 = R2C = 6 T/2 und eine Abfallszeitkonstante #1 = R1C = 5 T/2, beispielsweise
also bei einer Frequenz der Wechselstromquelle 110 von 50 Hz bzw.
-
bei T/2= 10 ms für C = 1µF, R1 = 50 kil und R2 = 60 kn.
-
In diesem Fall ergibt sich, wie sich aus den obigen Formeln für Um
und U ermitteln lässt, für die Maxima der Kondensatorspannung Ud,c = Um + U - O
Volt. Die Maxima der max Kondensatorspannung sind daher nicht hoch genug, um im
Emitter-Basis-Stromkreis des Transistors 11 einen Strom anzutreiben und damit den
Thyristor 5 zu zünden. Die Thyristoren 5 und 6 werden daher nicht durchgeschaltet,
und es ergibt sich demzufolge am Stellglied 4 ein zeitlicher Verlauf der Spannung
Uf,b(t) = O,wie ebenfalls in Fig. 4a dargestellt. Die dem Stellglied 4 zugeführte
mittlere Leistung N im Vergleich zu dem dem Stellglied 4 bei ständiger Durchschaltung
des elektronischen Schalters zuführbaren Höchstwert Nmax der elektrischen Leistung
ist dementsprechend bei mit dem Sollwert übereinstimmendem Istwert der zu regelnden
Grösse gleich Null.
-
Wenn nun der Iatwert der zu regelnden Grösse von dem Sollwert in der
genannten einen Richtung abweicht und sich dementsprechend der Widerstand R2 des
zweiten Steuergliedes 2 und damit die Austiegszeitkonstante #2 verringert, dann
würden sich nach den obigen Formeln im quasistationähren Zustand für die Maxima
der Kondensatorspannung Spannungswerte Ud,c =Um + U# ergeben, die grösser als Null
sind und die von einer bestimmten Abweichung
des Ietwertes.der
zu regelnden Grösse'von ihrem Sollwert bzw. von einer bestimmten Verringerung des
Widerstandes R2 und damit der Anstiegszeitkonstante t2 ab oberhalb der genannten
Schwellwertspannung des Emitter-Basis-Stromkreises des Transistors 11 liegen. Nun
wird Jedoch Jeweils, wenn ein Maximum der Kondensatorspannung oberhalb der genannten
Schwellwertspannung liegt, entsprechend den obigen Erläuterungen der Thyristor 5
gezündet und damit für die auf das Spannungsmaximum der Kondensatorspannung folgende
negative Halbwelle der wechselspannung Ua,b durchgeschaltet. Während dieser negativen
Halbwelle fällt daher an dem Widerstand 29 eine halbwellenförmige Spannung ab, die
bei der obengenannten Bemessung des Widerstandes 29 hoch genug ist, um den Transistor
27 praktisch über die gesamte Dauer der negativen Halbwelle durchzuschalten, so
dass die Kollektor-Emitter-Spannung des Transistors 27 während der gesamten Halbwelle
nahezu Null ist. Dementsprechend wird durch das im wesentlichen von dem Transistor
27 gebildete Rückkopplungsnetzwerk 18 Jeweils während der auf ein oberhalb der Schwellwertspannung
liegendes Spannungsmaximum U folgenden max negativen Halbwelle der Wechselspannung
Ua,b der Widerstand 22 im ersten Steuerglied 1 kurzgeschlossen. Infolgedessen wird
während dieser negativen Halbwelle die Abfallzeutkonstante #1 = R1C verringert,
beispielweise bei etwa gleich grossen Widerständen 22 und 23 auiE die
Hälfte
ihres Wertes bei nicht durchgeschaltetem Transistor 27 bzw. nicht durchgeschaltetem
Thyristor 5.
-
Aufgrund dieser Verringerung der Abfallszeitkonstante #1 fällt das
Potential am Punkt d gegenüber dem Punkt c während dieser negativen Halbwelle wesentlich
stärker ab als während der negativen Halbwellen der Wechselspannung Ua,bS in denen
der Thyristor 5 und damit der' Transistor 27 nicht durchgeschaltet sind. Während
der nun folgenden positiven Halbwelle der Wechselspannung Ua,b wird dem Kondensator
3 wieder über den Widerstand R2 Strom zugeführt und das Potential am Punkt d gegenüber
dem Punkt c steigt dementsprechend wieder an. Da jedoch die Abfallzeitkonstante
#1 in der vorangegangenen negativen Halbwelle wesentlich, s.B. auf die Hälfte ihres
normalen Wertes, verringert worden war, erreicht das Potential U Punkt d gegenüber
dem Punkt c am Ende dieser positiven Halbwelle nur dann einen über Null liegenden
positiven Wert, wenn der Widerstandswert des Widerstandes R2 infolge einer relativ
grossen Abweichung des Istwertes der zu regelnden Grösse von ihrem Sollwert ebenfalls
schon auf ca. die Hälfte seinen Widerstandswertes bei mit den Sollwert übereinstimmendem
Istwert abgesunken ist, während sich bei einer nur relativ geringfügigen Abweichung
des Istwertes der zu regelnden Grösse Von ihrem Sollwert und einer dementsprechend
nur geringen Verminderung des Widerstandes R2 gegenüber seine. Widerstandswert bei
mit dem Sollwert Ubereinstimmenden
Istwert am Ende der positiven
Halbwelle ein Potential am Punkt gegenüber dem Punkt o ergibt, das kleiner als Null
ist, weil der auf z.B. die Hälfte ihres normalen Wertes verringerten Abfallszeitkonstante
und dem entsprechend steilen Abfall des Potentials am Punkt d gegenüber dem Punkt
c in der vorangegangenen negativen Halbwelle eine wesentlich grüssere Anstiegszeltkonstante
#2 und ein entsprechend schwächerer Anstieg des Potentials am Punkt d gegenüber
dem Punkt c in der' positiven Halbwelle gegenübersteht. Da das Potential am Punkt
d gegenüber dem Punkt c bei vorausgesetzt kleiner Abweichung des Istwertes der zu
regelnden Grösse von ihrem Sollwert am Ende der positiven Halbwelle kleiner als
Null ist und somit unter der Schwellwertspannung des Emitter-Basis-Stromkreises
des Transistors 11 liegt, wird der Thyristor 5 in der nächstfolgenden negativen
Halbwolle nicht gezündet.
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In der Folgezeit fällt nun das Potential am Punkt d gegen über dem
Punkt c Jeweils während der negativen Halbwellen der Wechselspannung Ua,b linear
mit der Zeit t ab und steigt während der positiven Halbwellen der Wechselspannung
Ua,b wieder. linear mit der Zeit t an, wobei dib Spannungsmaxima Ud,c auf den Wert
zustreben, den sie max bei den gegebenen Werten der Widerstände R1 und R2 bzw.
-
der Zeitkonstanten #1 und f-2 im quasistationären Zustand erreichen
würden.
-
Man kann dieaen sich nach einem Durchschalten des Thyristors 5 sowie
des Transistors 27, also nach einem Kurzschluss des Widerstandes 22,abspielenden
Vorgang als einen Einschwingvorgang in den quasistationären Zustand betrachten,
der durch die von dem Kurzschluss des Widerstandes 22 verursachte Störung ausgelöst
wird.
-
Wendet man diese Betrachtungsweise an, so ergibt sich aufgrund einer
hier nicht im einzelnen anführbaren mathematischen Analyse, dass im wesentlichen
nur der Mittelwert Um der Kondensatorspannung Ud bei einer durch den Kurzschluss
des Widerstandes 22 verursachten Störung ein Schalt sprung ausführt und anschliessend
nach einer e-Funktion wieder auf seinen Wert im quasistationären Zustand zustrebt,
während sich die Amplitude U# der dem Mittelwert Um überlagerten dreieckförmigen
Wechselspannung durch die Störung nicht ändert.
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Es ergibt sich dementsprechend bei dem Ausführungsbeispiel nach Fig.
1 mit einer Ausbildung der Blöcke 1, 2, 18 und 19 entsprechend Fig. 3b innerhalb
des Regelbereiches der Regeleinrichtung eine Kondensatorspannung Ud ,c(t), die sich
aus einem zeitabhängigen Mittelwert 11m (t) und einer dem Mittelwert überlagerten
annähernd dreieckförmigen Wechselspannung zusammensetzt, wobei der Mittelwert U(t)
jeweils zu dem Zeitpunkt, wenn ein Spannungsmaximum Ud,cmax einen oberhalb der Schwellwertspannung
des Bmitter-Basis-Stromkrsises des Transistor
11 liegenden Wert
erreicht hat, einen negative Spannungssprung ausführt und anschliessend bis zum
nächsten negativen Spannungssprung nach einer e-Funktion auf den obengenannten Mittelwert
Um im quasistationären Zustand sustrebt, und wobei die Amplitude der dem Mittelwert
Um(t) überlagerten dreieckförmigen Wechselspannung gleich der obengenannten Amplitude
U# im quasistationären Zustand ist. Die Grösse der negativen Spannungssprünge des
Nittelwertes Um (t) ist für alle innerhalb des Regelbereiches liegenden Werte von
2 etwa gleich und ist im wesentlichen nur von dem Verhältnis des Widerstandes 23
sum Widerstand 22 abhängig.
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Die Zeitkonstante der e-Funktion, mit der der Mittelwert Um (t) jeweils
nach einem negativen Spannungssprung dem Mittelwert Um im quasistationären Zustand
zustrebt, entspricht in erster Näherung der Antiegszeitkonstante und ist von dem
Verhältnis des Widerstandes 23 zum Widerstand 22 nahezu unabhangig.
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Die Zeitdauer zwischen zwei negativen Spannungssprüngen des Mittelwertes
Um(t) bzw. die Zeitdauer von einer zur nächsten Durchschaltung des Thyristors 5
hängt in erster Linie von dem Mittelwert Um im quasistat'ionären Zustand, auf den
der zeitabhängige Mittelwert Um(t) nach einem negativen Spannungssprung mit einer
e-Funktion zustrebt, und zweitens noch von der Zeitkon.stante dieser e-Funktion
und drittens von der Hühe des Spannungsmaximums Ud,cmax
bei dem
jeweils am Beginn der Zeitdauer liegenden negativen Spannungssprung des Mittelwertes
Um (t) ab.
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Je grösser der Mittelwert Um im quasistationären Zustand und je kleiner
die Zeitkonstante der e-Funktion, mit der Um(t) nach einem Spannungssprung ansteigt,
wird, desto kleiner wird die Zeitdauer von einer zur nächsten Durchschaltung des
Thyristors 5. Da mit zunehmender Abweichung des Istwertes der zu regelnden Grösse
von ihrem Sollwert in der genannten einen Richtung der Widerstand R2 absinkt und
sich; damit die.diesem proportionale Anstiegszeitkonstante #2 = R2C vermindert und
mit einer Yeriinderung von ?-2 erstens der Mittelwert Um im quasistationären Zustand
- wie aus der obigen Formel ersichtlich - ansteigt und zweitens die #2 entsprechende
Zeitkonstante der e-Funktion, mit der Um (t) nach einem Spannungssprung ansteigt,
kleiner wird, wird also die Zeitdauer von einer zur nächsten Durchschaltung des
Thyristors umso kleiner, je grösser die' Abweichung des Istwertes der zu regelnden
Grosse von ihrem Sollwert'ist.
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Dementsprechend folgen die Durchschaltungen des Thyri stora 5 mit
der Jeweils anschliessenden Durchschaltung des Thyristors 6 mit zunehmender'Abweichung
des Istwertes der Su regelnden Grösse von ihrem Sollwert in immer kürzieren Zeitabständen
aufeinander, so dass sich die dem Stellglied 4 zugeführte mittlere elektrische Leistung
N mit zunehmender Abweichung des Istwertes der zu regelnden Grösse von ihrem Sollwert
in der genannten einen Richtung
mehr und mehr erhöht, bis der Thyristor
5 während köder negativen Halbwelle durchgeschaltet wird und die dem Stellglied
4 zugeführte elektrische Leistung ihren Höchstwert Nmax erreicht hat.
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Die Regelung der dem Stellglied 4 zugeführten mittleren elektrischen
Leistung ist also bei dem Ausführungsbeispiel in Fig. 1 mit einer Ausbildung der
Blöcke 1, 2, 18 und 19 entsprechend Fig. 3b eine stetig ähnliche Regelung, bei der
dem Stellglied 4 umso, mehr Leistung zugeführt wird, Je grösser die Abweichung des
Istwertes der zu regelnden Grösse von ihrem Sollwert ist.
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Die Regelcharakteristik dieser Regeleinrichtung, d.h.
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der Verlauf der dem Stellglied 4 zugeführten mittleren elektrischen
Leistung über der Abweichung des Istwertes der zu regelnden Grösse von ihrem Sollwert,
lässt sich durch Aenderung des Verhältnisses des Widerstandes 22 zum Widerstand
23 beeinflussen.
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In den Figuren 4b bis 4e sind der zeitliche Verlauf der Kondensatorspannung
Ud,c(t) und der zeitliche Verlauf ihres Mittelwertes Um(t) für nerscheidene Abweichungen
des Istwertes der zu regelnden Grösse von ihrem Sollwert bzw. für verschiedene diesen
Abweichungen entsprechende Anstiegszeitkonstanten #2 = R2C dargestellt, und zwar
in
Fig. 4b für #2 = 5 T/2 in Fig. 4c für #2 = 4,5 T/2, in Fig. 4d für #2 = 4 T/2 und
in Fig.4e für t2 = 3,5 T/2, beispielsweise also bei einer Frequenz der Wechsel-Stromquelle
10 von 50 Hz bzw. bei T/2 = 10 .5 sowie bei einer Kapazität des Kondensators 3 von
C = 1µF in Fig. 4b für R2 = 5Q kA, in Fig. 4c für R2 = 45 k#, in Fig. 4d für R2
= 40 k# und in Fig. 4e für R2 = 35 kQ.
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Vorausgesetzt ist dabei, dass die Abfallszeitkonstante = R1C bei nicht
durchgeschaltetem Thyristor 5 bzw. nicht durchgeschaltetem Transistor 27 gleich
#1 = 5 T/2 und bei durchgeschaltetem Thyristor bzw. durchgeschaltetem Transistor
27 und somit kurzgeschlossenem Widerstand 22 #1 = 2,5 T/2 ist, d.h. also dass die
Widerstände 22 und 23 bei einer Frequenz der Wechselstromquelle 10 von 50 Hz bzw.
bei T/2 = 10 ms - und bei einer Kapazität des Kondensators 3 pon C - l/F eine Grösse
von je 25 k# haben.
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Unter dieser Voraussetzung ergibt sich bei #2 = 5 T/2 (Fig. 4b) jeweils
nach drei Perioden der Wechselspannung Ua,b ein über Null liegendes Spannungsmaximum
Ud,cmax und dementsprechend eine Zündung des Thyristors 5, so dass also die Spannung
am Stellglied 4 den ebenfalls in Fig. 4b dargestellten zeitlichen Verlauf Uf,b(t)
hat und die dem Stellglied 4 zugeführte mittlere elektrische Leistung N gleich einem
Drittel des genannten Höchstwertes Nmax der dem Stellglied 4 zuführbaren elektrischen
Leistung ist. Entsprechend ergibt sich für #2 = 4,5 T/2 (Fig. 4c) nach jeder zweiten
Periode der Wechselspannung eine Zündung des Thyristors 5 und damit ein Verlauf
der
Spannung Uf,b(t) am Stellglied 4, wie ebenfalls in Fig. 4c dargestellt, bzw. eine
dem Stellglied 4 zugeführte mittlere elektrische Leistung N = Nmaxe Für 2 = 4 T/2
(Fig. 4d) ergeben sich Jeweils zwei aufeinanderfolgende Perioden der Wechselspannung,
in denen der Thyristor 5 gezündet wird, und eine sich ansehliessende Periode, in
der der Thyristor 5 nicht gezündet wird, und damit ein Spannungsverlauf Uf,b(t)
am Stellglied 4, wie ebenfalls in Fig. 4d dargestellt, sowie eine dem Stellglied
4 zugeführte mittlere elektrische Leistung N = 2/3 Nmax. bie #2 = 3,5 T/2 (Fig.
4e) schliesslich ist die Austiegszeitkonstante #2 bzw. der Widerstand R2 so weit
abgesunken, dass das Potential am Punkt d gegenüber dem Punkt c bereits in der auf
eine Durchschaltung des Thyristors 5 folgenden positiven Halbwelle der Wechselspannung
Ua,b wieder einen über Null liegenden positiven Wert erreicht und der Thyristor
5 dementsprechend in jeder Periode der Wechselspannung Ua,b zündet wird. Es ergibt
sich daher bei r2 = 3,5 T/2 und und kleineren Werten von #2 der ebenfalls in Fig.
4e dargestellte zeitliche Verlauf der Spannung Uf,b am Stellglied 4 von Uf,b(t)
# Ua,b sin#t bzw. eine dem Stellglied 4 zugeführte Leistung N, die gleich dem genannten
Höchswert Nmac ist.
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Anhand der Figuren 5 a bis c sei nun im folgenden noch die Wirkungsweise
des Ausführungsbeispiels in Fig. -1
mit einem Rückkopplungsnetzwerk
18, dessen Uebertragungszeitkonstante wesentlich grösser r als die halbe Schwingungsdauer
T/2 2 der von der Wechselstromquelle 10 erzeugten Wechselspannung ist und das dementsprechend
eine verzögernd nachgebende Rückkopplung bewirkt, beschrieben.
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In den Figuren 5b und 5c sind zwei Beispiele für die Ausbildung der
Blöcke 1, 2, 18 und 19 für diesen Fall einer verzögernd nachgebenden Rückkopplung
dargestellt.
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Bei der Ausbildung der Blöcke 1, 2, 18 und 19 wie in Fig. 5b sind
die Blöcke 1 und 2, also das erste Steuerglied 1 und das zweite Steuerglied 2, wie
in Fig 3b ausgebildet. Auch die Bemessung der Widerstandswerte der in den Blöcken
1 und 2 vorgesehenen Widerstände sowie die Bemessung der Kapazität des Kondensators
3 kann den in Zusammenhang mit der Fig. 3b beispielsweise angegebenen Werten entsprechen.
Hingegen sind bei dieser in Fig. 5b gezeigten Variante des Ausführungsbeispiels
in Pig. 1 erstens das Rückkopplungsnetz'werk 18 und zweitens die Impedanz 19 anders
als in Fig. 3b ausgebildet, und zwar besteht die Impedanz 19 aus einer Zenerdiode
(30),die Jeweils während einer Durchschaltung des Thyristors 5 einen negativen rechteckförmigen
Gleichspannungsimpuls von der Breite der halben Schwingungsdauer der Wechaelspannung
Ua,b und der Höhe der Zenerspannung liefert, wobei die Zenerspannung so gewählt
isi, dass sie
ca. 1,25 bis 10 mal, vorzugsweise 2 mal so gross
wie die Spannung ist, die an die Basis-Emitter-Strecke des Transistors 31 im Rückkopplungsnetzwerk
18 anzulegen ist, um im Kollektor-Emitter-Stromkreis des Transistors 31 einen Strom
von der Höhe der Rechteckspannung ,~ dividiert durch den Widerstandwert des Widerstandes
23, zu erzielen- Im einzelnen hängt die Wahl des Verhältnisses der Zenerspannung
der Zenerdiode 30 zu der genannten, an die Basis-Emitter-Strecke des Transistors
31 anzulegenden Spannung von der Ausbildung des Rückkopplungsnetzwerkes 18, genauer
gesagt von den Ladezeitkonstanten der Kondensatoren 32 und 33 im Rückkopplungsnetzwerk
18 ab. Das Rückkopplungsnetzwerk 18 besteht bei der in Fig. 5b gezeigten Variante
des Ausführungsbeispiels in Fig. 1 aus einem RC-Netzwerk mit den Kondensatoren 32
und 33 sowie den Widerständen 34, 35 und 36, einer Diode 37 und dem npn-Transistor
31. Das RC-Netzwerk liefert bei Durchschaltung des Thyristors 5 in jeder Periode,
d.h. also bei einer Gleichspannungsimpulsfolge mit der Folgefrequenz von 50 Hz und
einer Impulsbreite von 10 ms an seinem Eingang über dem Widerstand 96 einen Gleichspannungsi.puls
von der im unteren Block der Fig. 5a gezeigten Form, wobei die Zeitdauer zwischen
dem Beginn und dem Maximum dieses Impulses in der Grössenordnung von mehreren Sekunden
bis zu mehreren Minuten liegt.
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Zur Erläuterung der Wirkungsweise des Ausführ:ungsbeispiels in Fig.
1 mit einer Ausbildung der Blöcke 1, 2, 18 und 19 wie in Fig. 5b sei zunächst noch
einmal angenommen, dass Grösse der Istwert der zu regelden mit dem Sollwert übereinstimmt.
-
Dann ergibt sich, wie oben bereits erläutert, für den zeitlichen Verlauf
der Spannung am Kondensator 3 ein quasistationärer Zustand, bei dem sich die Kondensatorspannung
Ud,c(t) aus einem Gleichspannungsmittelwert Um und einer diesem überlagerten dreieckförmigen
Wechselspannung mit der Amplitude U# zusammensetzt, wobei die Maxima der Kondensatorspannung
Ud,c noch etwas unterhalb der max-Schwellwertspannung liegen, bei der der Transistor
11 geöffnet wird, d.h. es ergibt sich der gleiche zeitliche.
-
Verlauf der Spannung am Kondensator 3 wie oben für Fig.3b beschrieben,
wenn die Bemessung der Widerstände R1 und R2 sowie des Xondensators 3 ebenso wie
bei Fig. 3b gewählt ist #. Dieser zeitliche Verlauf der Kondensatorspannung Ud,c(t)
ist, wie erwähnt, in Fig. 4a dargestellt.
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Wenn nun der Istwert der zu regelnden Grösse von dem Sollwert'in der
genannten einen Richtung abweicht und sich dementsprechend der Widerstand R2 des
zweiten Steuergliedes 2 und damit die Anstiegszeitkonstante #2 verringert, dann
ergeben sich entsprechend den obigen Formeln im quasistationären Zustand für die
Maxima der Kondensatorspannung Spannungswerte Ud,cmax=Um + U#
die
grösser als Null sind und die von einer bestimmten, Abweichung des Istwertes der
zu regelnden Grösse von ihrem Sollwert bzw. von einer bestimmten Verringerung des
Widerstandes R2 und' damit der Anstiegszeitkonstante #2 an oberhalb der genannten
Schwellwertspannung des Emitter-Basis-Stromkreises des Transistors 11 liegen.
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Sobald nun durch eine Abweichung des Istwertes der zu regelnden Grösse
von dem Sollwert in der genannten einen Richtung der Widerstand R2 und damit die
Zeitkonstante #2 verringert' wird, geht der zeitliche Verlauf der Spannung am Kondensator
3 in einen der verringerten Zeitkonstante #2 entsprechenden neuen quasistationären
Zustand über, in dem nunmehr die Maxima der Kondensatorspannung Ud,cmax oberhalb
des genannten Schwellwertes liegen. Damitsprechend wird von diesem Uebergang in
den neuen quasistationären Zustand ab der Thyristor 5 in Jeder Periode gezündet
und das Stellglied 4 somit an die Wechselstromquelle 10 angeschlossen. Infolgedessen
liefert die Zenerdiode 30 von dem'Zeitpunkt des Uebergangs der Kondensatorspannung
in den neuen quasistationören Zustand ab eine Folge von rechteckförmigen negativen
Gleichspannungsimpulsen mit einer Folgefrequenz von 50 Hz und einer Impulsbreite
von 10 ms , die dem Eingang des Rückkopplungsnetzwerkes 18 zugeführt wird. Die im
wesentlichen von der Para'llelschaltung der Widerstände 54, 35 und 36 bestimmte
Ladezeitkonstante des Kondensators 32 im Rückkopplungsnetzwerk
18
ist nun 80 beuessea, dass der Anstieg der Spannung U Kondensator 32 auf die Höhe
der von der Zenerdiode 30 gelieferten Gleichspannungsimpulse, bzw.
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genauer gesagt auf den durch das Teilungsverhältnis der Widerstände
34 und 35 bestimmten Teilbetrag der Höhe dieser Gleichspannungsimpulse, im Vergleich
zu einer Schwingungsdauer der Wechselspannung Ua,b ausserordentlich lange dauert.
Ferner ist die wenigstens anfangs im wesentlichen durch die Parallelschaltung der
Widerstände 35 und 36 bestimmte Entladezitkonstante des Kondensators 32 so bemessen,
dass sie wesentlich grösser als die genannte Ladezeitkonstante des Kondensators
32 ist.
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Daher hat die nur impulsweise Auslegung von Gleichspannung an den
Eingang des Rückkcpplungsnetzwerkes 18 keinen wesentlichen Einfluss auf die prinzipielle
Wirkungsweise des Rückkopplungsnetzwerkes sondern wirkt etwa so, als ob an den Eingang
des Rückkopplungsnetzwerkes eine konstante Gleichspannung von der Höhe der Zenerspannung
an der Zenerdiode 30 angelegt würde und die Ladezeltkonstante des Kondensators 32
doppelt eo gross wie die tatsächliche Lad.zeitkonstante des Kondensators 32 wäre.
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Von dem Zeitpunkt des Ueberganges der Spannung am Kondensator 3 in
den genannten neuen quasistationären Zustand an steigt also die Spannung am Kondensator
32 im Rückkopplungsnetzwerk 18 langsam und im Mittel zunächst linear mit der Zeit
t an, wobei die Anstiegszeitkonstante
dieses zeitproportionale.n
Spsunungsanstieges etwa gleich der doppelten Ladezeitkonstante des Kondensators
32 ist.
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Die Ladezeitkonstante des an den Kondensator 32 angeschlossenen, aus
dem Widerstand 36 und dem Kondensator 33 gebildeten RC-Gliedes ist nun so bemessen,
dass sie in der Grössenordnung der Anstiegszeitkonstante des zeitproportionalen
Spannungsanstieges am tondensator 32 liegt und vorzugsweise um einiges grösser als
diese Anstiegszeitkonstante ist. Daher liegt am Anfang des zeitproportionalen Spannungsanstieges
am Kondensator 32 der Hauptteil der Spannung des Kondensators 32 über dem Widerstand
36, und die Spannung am Widerstand 36 steigt dementsprechend, wie der untere Block
der Fig. 5e zeigt, anfangs ebenso wie die Spannung am Kondensator 32 zeitproportional
an, wobei der Spannungsanstieg über der Zeit am Widerstand 36 etwas geringer als
am Kondensator 32 ist.
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Die vom Zeitpunkt des Ueberganges der Spannung am Kondensator .3 in
den gennanten neuen quasistationären Zustand zeitproportional ansteigende Spannung
am Widerstand 36 bewirkt nun einen mit der Zeit ansteigenden Strom im Kollektor-Emitter-Stromkreis
des Transistors 31, und damit wird der Widerstand, der von der Parallelschaltung
der Kolleltor-Emitter-Strecke des Transistors 31 und dem Widerstand 22 gebildet
wird und der gleich der Spannung am Widerstand 22, dividiert durch die Summe des
Eollektor-
Stromes des Transistors 31 und des Stromes durch den
Widerstand 22, ist, wegen des mit der Zeit t ansteigenden Kollektor-Stromes nach
und nach immer kleiner. Durch diese Verringerung des von der Parallelschaltung der
Kollektor-Emitter-Stre,cke des Transistors 31 und dem Widerstand 22 gebildeten Wider3tandes
wird e'ntsprechend auch der Widerstand R1 des Steuergliedes 1 und damit die Abfallszeitkonstente
#1 = R1C verringert, so dass der Mittelwert Um der Kondensatorspannung Ud c(t),
wie sich aus'den obigen Formeln ergibt, mit der Zeit langsam wieder absinkt, bis
die Spannungsmaxima Ud der max Kondensatorspannung wieder unter die genannte Schwellwert
spannung gefallen sind und die Zündung des Thyristors 5 aufhört und damit das Stellglied,
4 von der Wechselstromquelle 10 abgeschaltet wird.
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Die Zeitdauer, die von der Einschaltung des Stellgliedes 4 bis zu
seiner Abschaltung vergeht, ist nun umso grösser, Je grösser die anfängliche Abweichung
des Istwertes der zu regelnden Grösse von ihrem Sollwert war, d.h. je grösser die
anfängliche Abweichung des Wertes des Widerstandes R2 von seinem Wert bei mit dem
Sollwert Ubereinstimmendem Istwert war', weil der Widerstand R1 um ungefähr den
gleichen Wert wie diese anfängliche Abweichung des Widerstandes R2 verringert werden
muss, damit die Spannungsmaxima Ud,cmax der Kondensatorspannung wieder unter die
genannte Schwellwertspannung absinken und damit
das Stellglied
4 von der Wechselstromquelle 10 abgeschaltet wird, und weil für diese Verringerung
des Widerstandes R1 ein umso grö-sserer Kollektorstrom des Transistors 31 und damit
wegen des zeitproportionalen Spannungsanstieges der Basis-Emitter-Spannung des Transistors
31 eine umso grössere Zeit benötigt wird, Je grösser die erforderliche Verringerung
des Widerstandes R1 ist.
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Es ist i.n diesem Zusammenhang zu bemerken, dass man zur Erzielung
eines der Spannung am Widerstand 36 direkt proportionalen Kollektorstromes des Transistors
31, d.h.
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a,l.so zur Erzielung, eines zeitproportionalen Anstieges des Kollektorstromes
des Transistors 31, in die Emitterzuleitung des Transistors 31 noch einen Widerstand
zur Spannungsgegenkopplung einfügen kann.
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Das Rückkopplungsnetzwerk 18 und die Zenerdiode 30 slnd nun so ausgelegt,
dass die Zeitdauer, die zur Verringerung des Widerstandes R1 bis auf einen Wert,
bei dem das Stellglied 4-abgeschaltet wird, notwendig ist, etwa der Zeitdauer entspricht,
bis das zweite Steuerglied 2 bzw. der Widerstand R2 eine Nachstellung der zu regelnden
Grösse durch das Stellglied 4 "wahrnimmt", und dass der nach der Abschaltung des
Stellgliedes 4 und damit der Abschaltung der Gleichspannungsimpulse am Eingang des
Rückkopplungsnetzwerkes 18 infolge der nunmehr einsetzenden Verringerung der Spannung
am Widerstand 36 langsam wieder
ansteigende Widerstand R1 zunächst.langsamer
als der die Nachstellung der zu regelnden Grösse mehr-und mehr wahrnehmende und
dadurch ebenfalls ansteigende Widerstand R2 ansteigt.
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Nach einer gewissen Zeit, die von den die zu regelnde Grösse beeinflussenden
Umgebungsbedingungen abhängig ist, erreicht der Widerstandswert des Widerstandes
R2 ein Maximum und fällt von ds an wieder ab, während der Widerstand R1 auf den
Widerstandswert der Reihenschaltung der Widerstände 22 und 23 zustrebt. Dabei überschreitet
der Widerstand R1 den Widerstand R2 zu einem bestimmten Zeitpunkt wieder, und von
da an beginnt das Regelspiel von neuem, Es ist noch zu bemerken, dass dann, wenn
die Abweichung des Istwertes der zu regelnden Grösse vom Sollwert bzw.
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die Abweichung des Widerstandes R2 von seinem Widerstandswert bei
mit dem Sollwert übereinstimmendem Istwert sehr gross ist, der Fall eintritt, dass
die beim Spannungsmaximum am Widerstand 36 (5. Spannungsfunktion im unteren Block
der Fig. 5a) bzw. beim Strommaximum des Eollektorstromes des Transistors 31 erzielbare
Verringerung des Widerstandes R1 nicht ausreichend ist, um eine Verringerung der
Spannungsmaxima Ud,cmax der Spannung am Kondensator 3 auf einen unter dem genannten
Schwelwert liegenden Wert zu erreichen. In diesem Fall bleibt das Stellglied 4 an
der Wechselstromquelle 10 angeschlossen, während der
Widerstand
R1 entsprechend der nach Durchlaufen des Spannungsmaximum% absinkinden Spannung
am Widerstand 96 (s. Spannungsfunktion im unteren Block der Fig. 5a) und dem daher
absinkenden Kollektorstrom des Transistors 31 langsam wieder auf den Widerstandswert
der Reihenschaltung der Widerstände 22 und 23 zustrebt. In diesem Fall wird also
dem Stellglied 4 eine dem Höchstwert entsprechende elektrische Leistung zugeführt,
und zwar eo lange, bis der Istwert der zu regelnden Grösse wieder auf den Sollwert
angestiegen und damit der Widerstand R2 so weit erhöht worden ist, dass die Spannungsmaxima
Ud der Spannung max am Kondensator 3 wieder unter den genannten Schwellwert, absinken
und damit das Stellglied 4 von der Wechselstromquelle 10 abgeschaltet wird. Im Anschluss
daran entladen sich die Kondensatoren 32 und 33 im Rückkopplun'gsnetzwerk über die
Widerstände 35 und 36, und daraufhin kann dann ein neues Regelspiel beginnen.
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Bei einer Ausbildung der Blöcke 1, 2, 18 und 19 des Ausführungsbeispiels
in Fig. 1, wie in der Fig. 5c dargestellt, ergibt sich im Prinzip ein gleichartiges.
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Regelverhalten wie bei einer Ausbildung der Blöcke 1, 2, 18 und 19
entsprechend der Fig. 5b. Dabei wird die vom Zeitpunkt eines Eloschaltens des Stellgliedes
4 an einsetzende Verminderung des in Fig. 5c von den Widerständen 23 und 38 gebildeten
Widerstandes R1, die in Fig. 5b durch, den mit der Zeit ansteigenden Strom des
Transistors
31 bewirkt wird, durch den mit steigender Temperatur abslnkenden Widerstand 38 bewirkt,
der mit dem als Wärmequelle dienenden Widerstand 39 thermisch rela tiv fest gekoppelt
ist. Der Widerstand 39 wird mit dem Einschalten des Stellgliedes 4 durch die Spannung,
die an dem die Impedanz 19 bildenden, in Reihe zu dem Stellglied 4 geschalteten
ohmschen Widerstand 40 abfällt, vom Zeitpunkt des Einschaltens des Stellgliedes
4 an langsam aufgeheizt. Der Widerstand 39 und der mit diesem thermisch relativ
fest gekoppelte Widerstand 38 bilden also zusammen einen ersten thermischen Wandler,
der den ansteigenden Ast der im unteren Block der Fig. 5a dargestellten Funktion
simuliert. Da jedoch der Widerstand 38 so lange, wie das Stellglied 4 eingeschaltet
bleibt, bzw. so lange, wie dem Widerstand -39 Strom zugeführt wird, nicht auf seinen
ursprünglichen Wert, den er vor Beginn des Einschaltens des Stellgliedes 4 hatte,
zurückkehren kann, lässt sich allein mit dem Widerstand 38 bzw. der Kombination
der Widerstände 38 und 39 die~ gesamte im unteren Block der Fig. 5a angegebene Funktion
nicht simulieren, sondern nur deren ansteigender Ast. Um den abfallenden Ast dieser
Funktion zu simulieren, ist daher in Reihe zu dem zweiten Steuerglied 2 ein weiterer
temperaturabhängiger Widerstand 41 vorgesehen7 der ebenfalls thermisch mit dem als
Wärmequelle dienenden Widerstand 39 gekoppelt ist, wobei jedoch diese Kopplung wesentlich
loser
als die Kopplung der Widerstände 38 und 39 ist.
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In Fig. 5c ist dies durch einen grösseren Abstand des Widerstandes
41 vom Widerstand 39 angedeutet. Infolge dieser loseren Kopplung ist die Zeitkonstante
für die Erwärmung des Widerstandes 41 vom Widerstand 39 wesento lich grösser als
die Zeitkonstante für die Erwärmung des Widerstandes 38 vom Widerstand 39. Der Widerstand
41 sinkt ebenfalls mit steigender Temperatur ab, wobei dieses Absinken in wesentlichem
Masse Jedoch erst eine gewisse Zeitspanne,naeh dem Einschalten des Stellgliedes
4 einsetzt. Durch, das Absinken des Widerstandes 41, der Ja zusammen mit dem Widerstand
25 den Widerstand R2 bildet, wird der Widerstand R2 vermindert, was, in seiner Wirkung
einer Erhöhung des Widerstandes R1 auf seinen ursprünglichen Wert äquivalent ist.
Durch den Widerstand 41 bzw. den von den Widerständen 39 und 41 gebildeten zweiten
thermischen Wandler wird also der abfallende Ast der im unteren Block der Fig. 5a
dargestellten Funktion simuliert. Daraus ergibt sich, dass die Wirkungsweise des
AusfUhrungsbeispiels in Fig. 1 bei einer Ausbildung der Blöcke 1, 2, 18 und 19 wie
in Fig. 5c der oben bereits beschriabenen und daher hier nicht nochmals wiederholten
Wirkungsweise entspricht, die sich bei einer Ausbildung der Blöcke 1, 2, 18 und
19 wie in Fig. Sb ergeben würde.