DE1815974A1

DE1815974A1 - Echofilteranordnung fuer elektromagnetische Ortungsgeraete

Info

Publication number: DE1815974A1
Application number: DE19681815974
Authority: DE
Inventors: Jacques Sirven
Original assignee: CSF Compagnie Generale de Telegraphie sans Fil SA
Current assignee: Thales SA
Priority date: 1967-12-20
Filing date: 1968-12-20
Publication date: 1969-08-21
Also published as: GB1192290A; SE359166B; SE1748768A; FR94959E

Description

Echofilteranordnung für elektromagnetische Ortungsgeräte Die Erfindung bezieht sich auf Impulsradargeräte, deren Strahlungsdiagramm einen gegebenen Raumwinkel zyklisch abtastet.
Bei den Anordnungen dieser Art ist es im allgemeiner.
erforderlich, bestimmte Echos zu unterdrücken. rohe die Ortung der Nutzziele stören, insbesondero die; Beszielechos.
Diese Echounterdrückung, die auch Echofilterung genannt werden kann, kann für jedes Ziel dadurch erfolgen, dass eine bewertete Summe einer bestimmten Zahl aufeinanderfolgender Echos des Ziels gebildet wird, wobei die Bewertungsfaktoron von der Nummer des Echos in der betreffenden Echofolge abhängen. Bei Systemen mit kontinuierlich Raumabtastung muss man für das gleiche Ziel eine zi@@lich grosse Zahl von aufeinanderfolgenden bewerteten Summen bilden: Das gleiche Echo nimmt nacheinander unterschiedliche Plätze in den aufeinanderfolgenden Summen ein, und es muss demzufolge parallel mit verschiedenen Bewertungsfaktoren multipliziert werden. Die nacheinander erhaltenen be'serteteu Summen müssen gespeichert werden, bis die letzte von ihnen gebildet ist.
Zur Vermeidung der parallelen Multiplikation sind Kaskadensysteme, beispielsweise mit verzögerungsleitungen oder mit digitaler Übertragung entworfen w9rden, aber es bleibt stets notwendig, alle während der Anstrahlungszeit des Ziels gebildeten bewerteten Summen zu speichern.
Bei den Systemen mit schrittweiser Abtastung bleibt dagegen das Abtastbündel während des Beobachtungszyklus fest stehen, und ein Sello nimmt einen genau definierten Platz unter den aufeinanderfolgenden echos eines Ziels ein; es muss dann nur eine einzige bewertete Summe pro Ziel und pro Antennenstellung gebildet werden, nämlich die bewertete Summe der n aufeinanderfolgenden Echos, welche den n Impulsen entsprechen, die in dieser Stellung nacheinander gesendet worden sind.
Das Ziel der Erfindung ist die Schaffung einer Radarechofilterschaltung, die besonders für den Ball einer schrittweisen Abtastung vorteilhaft ist , obgleich sich die erfindungsgemässe Schaltung auch für bestimmte Radargeräte mit kontinuiertlicher Abtastung eignet, insbesondere für Radargeräte, die mit Impulspaaren arbeiten.
Erfindungsgemäss werden die aufeinanderfolgenden Echos eines Ziels mit einem vorbestimmten Faktor multipliziert, der von dem PLatz des echos in der Echofolge abhängt, d.h. von der Zeit, die seit dem Beginn des theoretischen Beobachtungszyklus des Ziels verstrichen ist, der vorbestimmt und im Ball einer schrittweisen Abtastung mit dem effektiven Zyklus identisch ist, das Ergebnis der Multiplikation wird zu der Summe der Ergebnisse der Multiplikationen der vorangehenden Echos hinzugefügt, die gespeichert worden sind, und die neue Summe ersetzt im Speicher die vorhergehende Summe; somit wird das erste Echo beim Beginn des Zyklus gespeichert, dann zu dem zweiten Echo hinzugefügt, usw., und die Summe des letzten bewerteten Echos und des bei seinem Empfang gespeicherten Wertes bildet die letzte Summe, welche das gesuchte gefilterte Signal darstellt.
Gemäss einer bevorzugten Ausführungsform mit Digitalausgang werden die Echos zuvor auf eine Zwischenfrequenz umgesetzt, und die Multiplikation wird in ein Produkt von wenigstens zwei Multiplikationen zerlegt, von denen die eine analog ist, während die andere digital ist und einer einfachen Komma-Verschiebung in dem gewählten Code entspricht.
Die erfindung wird nachstehend an Hand der Zeichnung beispielshalber beschrieben. Darin zeigen: Fig.1 das allgemeine Prinzipschema eines mit Raumabtastung arbeitenden Radarsystems, das eine Filteranordnung nach der Erfindung enthält, Fig.2 ein Ausführungsbeispiel der Erfindung für den Fall eines Empfängers mit Doppler-Filterkanälen, Fig.3 ein Ausführungsbeispiel eines Schaltungsteil3 der Anordnung von Fig.2, Fig.4a, 4b, 5a, 5b, 6, 7 Diagramme zur Erläuterung der Wirkungsweise und Fig.8 das Prinzipschema eines nach der Erfindung ausgeführten Radarsystems, das mit Impulspaaren arbeitet.
Die Erfindung wird zunächst für den Pall ihrer Anwendung bei einem herkömmlichen Impulsradarsystem beschrieben, d.h.
bei einem Radarsystem, das mit einer einzigen ImpulsfoLge arbeitet. In diesem Fall ist die Erfindung besonders dann vorteilhaft, wenn die Abtastung schrittweise durchgeführt wird, und deshalb bezieht sich die Anordnung von Fig.1 auf diesen Fall.
In Fig.1 sind der Impulssender 3, die Antenne An mit der schrittweise arbeitenden elektronischen Abtaststeuerung 3, die Bende Empfangs Weiche TR und die Hoeh- und Zwischenfrequenzstufe R des Empfängers des Radargerätes nur sehr schematisch dargestellt, da sie in herkömmlicher Weise ausgeführt sind.
Das gleiche gilt für die allgemeine Synchronisieranordnung Sy, die den Sender, die Abtastanordnung und den Empfänger in an sich bekannter Weise steuert. EineMehrfach-Multiplizierungsanordnung X multipliziert die aufeinanderfolgenden Echos mit Werten, die in Abhängigkeit von der Zeit bestimmt sind. Zu diesem Zweck wird die Multiplizieranordnung X von der Synohronisieranordnung Sy gesteuert. Bei Analogausführung ist die Multiplizieranordnung X beispielsweise durch einen Verstärker mit durch ein Programm veränderlichem Verstärkungsfaktor gebildet, während sie bei Digitalausführung aus einer Gruppe von digitalen Multiplieierkanälen und einem durch die Ausgangsimpulse der Synohronisieranordnung Sy gesteuerten Umschalter bestehen kann.
Ein in der Anordnung X multipliziertes Signal wird in der Anordnung # zu einer Summe hinzugefügt, die in einem Speicher M gespeichert worden ist, wie durch den von M zu 2 gerichteten Pfeil angedeutet ist. Das Ergebnis der in # durchgeführten Addition ersetzt in dem Speicher M die entnommene Summe, wie durch den von # nach M gerichteten Pfeil angedeutet ist.
Jedem Entfernungskanal entspricht eine Speicherzelle in dem Speicher N1. Zu diesem Zweck wird die Adressierung in dem Speicher M von einer Adressierschaltung Äd durchgeführt, die von der Synchronisieranordnung Sy gesteuert wird. Am Ende jedes Beobachtungszyklua steuert das Steuersignal der Schrittabtast-Steueranordnung B zugleich die Ablesung des Speicher, und das Ergebnis dieser Ablesung wird beispielsweise in der Verwertungsanordnung U angezeigt.
Fig. 2 zeigt in grösseren Einzelheiten ein Anwendungsbeispiel der Erfindung für den herkömmlichen Falt, dasa der Empfänger ein kohärenter Empfänger ist , und dass ea durch den Vergleich der Phase der Echos mit der Phase einer Bezugsschwingung (die mit dem Sendeträger kohärent ist)ermöglicht wird,die Echos der beweglichen Ziele von den Festzlelechos zu unterscheiden.
Als Beispiel wird hier angenommen, dass die Multiplikation in eine Analogmultiplikation vor der Phasendetektion und in eine Digitalmultiplikation nach der Detektion und Codierung zerlegt ist.
Die. von der Stufe R abgegebenen Zwischenfrequenz-Echos E (t) werden einem Bewertungsverstärker A zugeführt, dessen Verstärkungsfaktor sich von einer Folgeperiode zur nächsten ändert, wobei sich die Verstärkungsänderungen aus Umschaltungen ergeben, die in dem Verstärker durchgeführt werden. Jede Umschaltung ist durch eine Zahl gekennzeichnet, die in dem mit der Folgefrequenz abgelesenen Speicher M1 aufgezeichnet ist.
DZr weicher ist mit dem Verstärker und mit einem am Ausgang des Verstärkers angeordneten Inverter-Umschalten I gekoppelt.
Im Anschluss an die BesChreibung der Figuren findet man bei der Erläuterung des Prinzips der Filterung die iinzelheiten der Berechnung der Faktoren. Diese Faktoren werden in Abhängigkeit von der Platznummer der Folgeperiode bestimmt.
Zu diesem Zweck steuern die Ausgangs impulse eines Taktgebers Fr die schrittweise Ablesung der in dem Speicher aufgezeichneten Werte, und die abgelesene Zahl bestimmt die Verstärkung des Verstärkers und die Stellung des Umschalters I.
Die so bewerteten echos werden n Paaren von PhasendetektoranordnungnDi, D' i (i = 1,2 ... n) zugeführt, wobei n bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel den Wert 3 hat.
Jede Phasendetektoranordnung Di oder D'i enthält einen Phasendetektor und einen Generator, der eine Sinusschwingung mit der Frequenz Fm+ fdi erzeugt, wobei Fm die Zwischenfrequenz des Empfängers und fdi eine vorbestimmte Frequenz ist, die aus dem Bereich der eventuellen Dopplerfrequenzen gewählt ist. Die Frequenz fdi ändert sich von einem Paar zum anderen, wobei die beiden Schwingungen des gleichen Paares die gleiche Frequenz haben und gegenseitig um # /2 phasenverschoben sind.
Zum besseren Verständnis zeigt Fig.2a ein Aus£"ühruna'sbeispiel eines Paares Di u Die Man erkennt einen Oszillator 0, dessen Ausgang direkt den Phasendetektor di des Kanals Di und nach einer Phasenverschiebung um 900 in der Anordnung Ph den Phasendetektor d'i in dem Kanal D1i ansteuert.
Nach der Phasendetektion gelangt das Signal zu einer Schaltung Ci bzw. C', von denen nur die Schaltung C3 im einzelnen dargestellt ist. Sie enthält einen an sich bekannten Codierabtaster E3, der unter der Steuerung des Taktgebers Fd mit der Abtastfrequenz arbeitet. Diese Frequenz wird in an sich bekannter Weise durch die Breite eines Entfarnukanals bestimmt.
Bei den beschriebenen Beispielen folgt auf den Abtastcodierer eine Verschiebeschaltung T3, welche dem codierten Signal eine Verschiebung erteilt, die von der Platznummer in der Folge abhängt. Die Verschiebewerte sind in dem Speicher M2 gespeichert, der wie der Speicher M1 mit der Folgefrequenz abgelesen wird.
Wenn p die Basis des für die Codierung verwendeten Digital7 codes ist, erteilt die Schaltung T3 dem codierten Signal k Verschiebungen, wenn k die im Speicher M2 für die betreffende Folgeperiode gespeicherte Zahl ist, was bedeutet, dass das Signal mit pk multipliziert wird.
Ds im allgemeinen der Binärcode verwendet wird, wird das Signal in der Anordnung T3 mit 2 multipliziert.
Theoretisch könnte diese Verschiebung entfallen und die Bewertungsfunktion durch die aus Verstärker und Inverter bestehende Anordnung durchgeführt werden. In der Praxis kann sich aber der Verstärkungsfaktor des Verstärkers nur in ziemlich engen Grenzen andern, und es ist daher notwendig, die Bewertung in zwei Stufen durchzuführen, von denen die eine analog und sehr schnell im Verstärker A erfolgt, während die andere digital in der Anordnung 23 erfolgt. Die letste Stufe ist auf Multiplikationen mit pk beschränkt, d.h. auf einfache Kommaverschiebungen, so dass sie gleichfalls sehr schnell erfolgen kann.
Am Ausgang der Anordnung T3 wird das Signal in der Anordnung #3 zu dem zuvor in dem Speicher M aufgezeichneten Wert addiert. Das Additionsergebnis wird in dem Speicher unter der Adresse eingegeben, unter der sich der bei der vorangehenden Folgeperiode aufgezeichnete Wert befand.
Zu dieses Zweck enthält der Speicher M eine Adressierschaltung AD, die zugleich durch die Taktgeber Fr und Fd synchronisiert ist. Die vom Taktgeber Fd kommenden Signale geben im Speicher die Lage eines ankommenden oder austugebenden Signals an. Die Signale des Taktgebers Fr steuern die Abnahme dde Signale der duroli den Taktgeber 2 bestimmten Entfernungszelle und seine Überführung zu der Anordnung 2 damit es zu dem von T3 kommenden Signal addiert wird.
Der Speicher enthält 2nN Zellen, wenn N die Zahl der Entfernungskanäle ist.
Genauer gesagt enthält der Speicher n gleichartige Gruppen, die jeweils den n Geschwindigkeitskanälen zugeordnet sind.
Jede Gruppe enthält zwei gleichartige Untergruppen mit jeweils Entfernungszellen, wobei die eine Untergruppe mit einem Kanal Ci und die andere mit einem Kanal C' i gekoppelt ist. Es gibt also in dem Speicher für einen Geschwindigkeitskanal und einen Enfernungskanal zwei Zellen,' nämliöh eine Sinus-Zelle und eine Gosinus-gelle, Am Ende einer Überwachungsperiode in einer gegebenen Richtung löst die Steueranordnung B für die Verstellung des ausgestrahlten Bündels dgs Ablesen der im Speicher M gespeicherten Informationen aus.
Diese Informationen werden in einer Anordnung U verwertet, die beispielsweise ein synthetischer Videogenerator oder ein Bahnrechengerät sein kann.
Fig.3 zeigt das Prinzipschema eines Bewertungsverstärkers; Das Signal E(t) wird den Klemmen einer Gruppe von Widerständen R@, R2 ... Rk, Rn zugeführt.
Die Klemmen dieser Widerstände sind mit Abgriffen bo, b1 ... bk verbunden.
Sin Umschalter w oder der von dem Speicher M1 gesteuert wird, verbindet die Klemme b.(j = 1, 2 ... k), die dem vom Programm j bestimmten Faktor entspricht, mit den Klemmen a und b. Die Klemmen a, b geben das Signal am Ausgang des Umschalters wieder, während zwischen den Klemmen a' und b' das Signal umgekehrt ist. Je nach der SteLlung des vom Speicher M1 gesteuerten Umschalters 5w1 erhält man also das direkte Signal oder seinen Kehrwert.
Bei dem beschriebenen System ist das in einer Entfernungszelle des Speichers aufgezeichnete Signal also die bewertete Summe der Signale, die während der Beobachtungszeit in dieser Zelle empfangen worden sind. Der numerische Bewertungsfaktor eines Signals ist das Produkt der in den Schaltungen A und T3 angewendeten Faktoren, und sein Vorzeichen hängt von der Stellung des Umschalters I ab. Diese drei Parameter sind ausschliesslich durch den Platz der Folgeperiode bestimmt, d.h. durch die zeitliche Stellung des empfangenen Signals in Bezug auf einen Bezugszeitpunkt.
Das beschriebene System ermöglicht eine leichte Änderung der Werte der Faktoren je nach der Art der vorhandenen Störechos und ihrer relativen Bedeutung.
Es ermöglicht ferner eine leichte Änderung des Detektorschwellwerts in Abhängigkeit vom Pegel des Bodenechos: Zu diesem Z¢eck genügt es, am Ausgang vor der Verwertung bei jedem Entfernungskanal einen Schwellwert anzuordnen, der gleich einem Bruchteil des Spitzenwertes des Echos vor der Filterung ist, wobei dieser Spitzenwert dann im,wesentlichen gleich dem Wert des Bodenechos ist.
Nachfolgend wird die Berechnung der Filterfunktion H(t) angegeben, deren Bewertungsfaktoren die diskreten Werte von 2 zu 2 sind, wenn T die Folgeperiode ist, wobei die folgenden Annahmen gemacht werden: a) das Nutzecho kann als Abschnitt einer reinen Sinuswelle in dem Zeitintervall t = - 8 bis t = + 2 angesehen werden 2 (d.h. als ein Radarimpuls der Dauer , wobei t = 0 als der mittlere Zeitpunkt des Empfangs des betreffenden Echos angenommen wird); b) die Dopplerfrequenz der Bodenechos hat den ert 0 und das Störsignal hat eine konstante Amplitude S von t = -#/2 bis t = + #/2.
In Fig.4a ist die Amplitude dieses Störsignals als Funktion der Zeit und in Fig.4b seine Fourier-Transformierte dargestellt, d.h. seine Amplitude in Abhängigkeit von den Frequenzkomponenten; sie hat ihr Maximum bei f = 0.
Das Nutzsignal hat die Form a cos (2,IIfDt + # ) zwischen t = - #/2 und t = + #/2. Fig.5 zeigt die Amplitude des Signals in Abhangigkeit von der Zeit, und Fig.5b seine Fourier-Transformierte. Es sei daran erinnert, dass fD die Dopplerfrequenz des Signals ist, und dass # von der Entfernung des Ziels abhängt. Die Maxima werden für f = + fD erhalten (es sei daran erinnert, dass diese Uberlegungen rein theoretisch sind).
Wenn man das ideale Filter betrachtet, dessen Bandbreite 2p ein Vielfaches von 2/#, also ist, dessen Mittelfrequenz f0 # in der Nähe von fD liegt, lässt sich sein Impulsvsrhalten folgendermassen schreiben: H(t) = cos 2 # f0t Wenn man dem Eingang dieses Filters das Nutzsignal (t + O) und ein Festzielecho (fD = O) zuführt, lässt sich zeigen, dass die Fourier-Transformierten der am Ausgang des Filters erhaltenen Signale den Kurven von Fig.6 und 7 entsprechen, wobei die gestrichelt dargestellten Kurvenabschnitte durch das Bandfilter beseitigt sind.
Die Amplituden dieser Signale werden dadurch erhalten, dass die integrale dieser Transformierten von -# bis + oQ berechnet werden. Man erhält für das Nutzsignal A cos Y wenn A die algebraische Summe der schraffierten Flächen von Fig.6 ist, und für das Störsignal eine sehr kleine Amplitude (da die schraffierten Flächen im wesentlichen von gleicher Grössenordnung und abwechselnd positiv und negativ sind).
Es ist also zu erkennen, dass im Zeitpunkt t = 0 das Störsignal praktisch Null ist, während das Nutzsignal einen endlichen Wert hat.
Dieses ideale Filter besitzt keine physikalische. Realität, aber die beschriebene Filteranordnung berechnet das folgende Integral worin E(t) das Signal am Eingang eines Entfernungskanals ist, während H(t) das Impulsverhalten des Bandfilters für abgetastete Werte von E(t) ist, nämlich für t = - #/2 + iT mit i = 1, 2... n, wenn n die Nummer der Folgeperiode ist.
Das Integral ist dann auf eine Summe i von Produkten zurückgeführt.
Die Gssamtheit der in den Schaltungen A, T3u,nd im Phasendetektor durchgeführten Multiplikationen ist einer einzigen Multiplikation mit H(t) für t = #/2 + iT äquivalent.
Bisher ist angenommen worden, dass das System mit unstetiger Abtastung arbeitet. Diese Bedingung ist natürlich nicht zwingend; es kann der Fall eines Radargeräts mit stetiger Raumabtastung in Betracht gezogen werden, wobei der Zeitpunkt des Beobachtungsbeginos dann wxllkürl4ch ist.
Die beträchtlichen Verstärkungsänderungen, die dach auftreten würden, würden jedoch die Leistungsfähigkeit des Systems beeinträchtigen, so dass in diesem Fall die bekannten Systeme vorteilhafter sind.
Dagegen ergibt die Anwendung dieses Filterverfahrens bei mit Impuispaaren arbeitenden Systemen in allen Fällen einen grossen Vorteil, unabhängig davon, ob die Abtastung tetig oder unstetig erfolgt, denn es wird dadurch mögLich, die Geschwindigkeit der Ziele ohne Mehrdeutigkeit selbst dann zu bestimmen,.wenn die Folgefrequenz klein ist, was insbesondere bei Uberwachungssystemen grosser Reichweite der Fall ist.
Fig.8 zeigt das Prinzipschema eines Impulspaar-Radargeräts mit einer Echofilteranordnung nach der erfindung.
In dieser Darstellung sind nur die für das Verstandnis der Erfindung notwendigen Teile im einzelnen dargestellt, wobei die gleichen Bezugszeichen wie im Fall von Fig.1 und 2 zur Bezeichnung identischer Schaltungsteile verwendet werden.
Man erkennt wieder die Antenne An, die elektronische Abtaststeuerung B, die im vorliegenden Fall schrittweise oder stetig arbeiten kann, die Sende-Empfangs-Weiche TR und den Sender S. Der £ender wird im vorliegenden Fall durch zwei Folgen periodischer Signale ausgelöst.
Zu diesem Zweck steuert die Hauptsynchronisieranordnung Sy wei Anordnungen Fr1 und Fr2, die zwei Folgen von Auslösesignalen zum Sender E liefern. Wenn beispielsweise der Taktgeber Sy in jeder Mikrosekunde ein Signal für eine Radarperiode von 1000 µs liefert, und wenn die Impulse eines Paares einen Abstand von 20 µs haben, bestehen die Anordnungen Fr1, und Fr2 aus zwei Zählern, deren Anfangszustände um 20 µs verschoben sind, und von denen jeder alle 1000 µs ein Signal liefert.
Die empfangenen Signale werden in der Empfangsstufe R verstärkt und auf die Zwischenfrequenz umgesetzt. Die am Ausgang des Empfängers R verfügbaren Schosignale werden in einer Anordnung verarbeitet, deren Prinzip demjenigen der zuvor beschriebenen Anordnung analog ist.
Zu diesem Zweck werden die empfangenen Echos einem Verstärker A mit veränderlicher Verstärkung zugeführt, auf den ein Inverter-Umschalter I folgt. Die positive oder negative Verstärkung der aus dem Verstärker A und dem Umschalter I bestehenden Anordnung ändert sich von einer Folgeperiode zur anderen, im vorliegenden Fall für jede impulsfolge, aber sie ist für zwei Impulse des gleichen Paares gleich, d.h. also für zwei im AbstandT voneinander liegende Echos.
Wie bei dem Ausführungsbeispiel von Fig.2 ergeben sich die Verstärkungsänderungen durch Umschaltungen, die im Verstärker durchgeführt werden, wobei jede Umschaltung durch eine Zahl gekennzeichnet ist, die in dem Speicher M1 aufgezeichnet ist, der mit der Folgefrequenz abgelesen wird.
Zu diesem Zweck steuern die Impulse des Zählers Fr1, d.h.
der Synchronisieranordnung für den ersten Impuls jedes Paares das schrittweise Ablesen der im Speicher aufgezeichneten Werte. Die abgelesene Zahl bestimmt die Verstärkung des Verstärkers und die Stellung des Umschalters I.
Die auf diese Weise bewerteten echos werden den n Paaren von Peasendetektoranordnungen Di, D'i ( i = 1, 2 ... n) zugeführt, auf welche die Schaltungen Ci folgen. Als Beispiel ist in der Zeichnung n = 3 gewählt.
Am Ausgang der Addierschaltungen #i der Schaltungen Ci werden die Signale im Speicher M unter der Adresse gespeichert, unter der sich der bei der vorangehenden Folgeperiode aufgezeichnete Wert befand.
Zu diesem Zweck besitzt der Speicher M eine Adressierschaltung AD, die zugleich durch den die erste Impuls.
folge synchronisierenden Taktgeber Fr1 und durch den Taktgeber Fd synchronisiert wird.
Die von der Anordnung ,Fd kommenden Signale geben die Lage eines ankommenden oder zu entnehmenden Signals im Speicher an. Dia Signale des Taktgebers Fri steuern die Entnahme des Signals aus der von dem Taktgeber Fd bestimmten Speicherzelle und die Übertragung dieses Signals in die Schaltung # damit es zu dem von der Anordnung T3 kommenden Signal addiert wird, Im Fall einer schrittweisen Abtastung steuert die die Verstellung des ausgestrahlten Bündels bewirkende Anordnung X am Ende einer Überwachungsperiode in einer gegebenen Richtung das Ablesen der im Speicher M aufgezeichneten Informationen.
Wenn die Abtastung stetig erfolgt, töst die Synchronisieranordnung Sy@dieses Ablesen nach jeweils k Radarzyklen aus, wobei k eine ganze Zahl ist, die etwas kleiner als die Zahl der Echos ist, die von dem gleichen Ziel stammen, wenn dieses von dem Teil des Bündels überstrichen wird, dessen Stärke grösser oder gleich 3db ist.
Da die Entfernungszellen auf Grund des ersten Impulses jedes Paares synchronisiert werden, wird das den Echos des zweiten Impulses entsprechende Signal im Speicher M in einer Entfernungszelle gespeichert, die einer etwas grösseren Entfernung entspricht. Wenn man sich beispielsweise für ein Ziel in der Entfernung d = 100 km interessiert, und wenn e# das Intervall # so gross ist; dass = 5km gilt, wobei c 2 die Lichtgeschwindigkeit ist, wird das der zweiten Impulsfolge entsprechende Signal in der. Entfernungszelle "105 km" abgelesen. Man hat somit für ein der Entfernung d entsprechendes Echo vier Informationen, die alle a@ @usg@@ des gleichen Geschwindigkeitsfilters erhalten werden, nämlich ein Sinussignal und ein Cosinussignal, die in der Zelle für die Entfernung d gespeichert sind, und ein Sinussignal und ein Cosinussignal in der Zelle für die Entfernung d .
Dies ist in der Zeichnung in dem Speicher M schematisch dargestellt, wobei die linken Rechtecke derZelle für die Entfernung d uns die rechten Rechtecke der Zelle für die Isntfernung d + 2 entsprechen; dabei beziehen sich die schraffierten Rechtecke auf die Cosinus-Informationen und die anderen Rechtecke auf die L'inus-lnformationen.
Es gibt somit eine Mehrdeutigkeit hochstens für zwei Ziele, die sich mit der gleichen mehrdeutigen Geschwindigkeit bewegen und voneinander eine Entfernung c c #/2 , im vorliegenden Fall also 5 k@ haben.
Unter dem Begriff "gleiche mehrdeutige Geschwindigkeit" sind Geschwindigkeiten zu verstehen, die sich voneinander nur um ein Vielfaches der Mehrdeutigkeit der Minimalgeschwindigkeit unterscheiden, welche der i h r e r Doppler-Frequenz entspricht, die dann die gleiche ist.
Unter "scheinbarer Doppler-Frequenz" ist bekanntlich die Frequenz der Doppler-Signale zu verstehen, die mit der Folgefrequenz des Radargeräts abgetastet werden.
Die Auswertung der Informationen erfolgt in herkömmlicher Weise in einer Anordnung S durch gleichzeitigen Vergleich der in den entsprechenden Zellen (100 km und 105km) aufgezeichneten Signale mit vorbestimmte Schwellwert und durch Berechnung der Geschwindigkeit des Ziels.
Die Schaltung S ist nur einmal vorhanden, da die gespeicherten Informationen nacheinander abgelesen werden. Zu diesem Zweck wird jede Gruppe von einander zugeordneten Entfernungszellen nacheinander mit den Eingängen der Schaltung S verbunden, beispielsweise durch die von dem Taktgeber S;,r gesteuerten Schalter I1 bis I4 für die dargestellten Zellen.
Die Schaltung S enthält beispielsweise vier Vergleichsanordnungen s bis S4, welche die Eingangssignale nur dann durchlassen, wenn sie über einem vbrbestimmten Schwellwert liegen.
Die Vergleichsnnodnungen, welche mit den der Entfernungszelle des ersten Impulses zugeordneten Schaltern Ii und 12 verbunden sind, sind mit einer Oder-Schaltung Ol verbunden, während die beiden anderen Schalter mit einer Oder-Schaltung 02 verbunden sind. Die beiden Oder-Schaltungen sind mit einer Und-Schaltung verbunden, deren Ausgang das Entsperren eines Rechenwerks N steuert, beispielsweise eines Digitalrechenwerks, das ausserdem die vier Signale, nämlich zwei Sinuswerte und zwei Cosinuswerte empfängt und daraus ihre Phasendifferenz berechnet. Wenn die aufgezeichneten Signale mit cos sin #1 und cos #2, sin y 2 bezeichnet werden, stellt ihre Phasendifferenz # # = Y2 - #1 bis auf einen konstanten Faktor die Zahl der Geschwindigkeitsmehrdeutigkeit zwischen der der Doppler-Frequenz des Kanals Ci entsprechenden Geschwindigkeit und der tatsächlichen Geschwindigkeit dar. Das Digitalrechenwerk N ist mit einer Verwertungsanordnung verbunden, welche aus ## und dem Wert der dem zugehörigen Kanal Ci entsprechendden Nenngeschwindigkeit den Wert der Zielgeschwinigkeit ermittelt. Wenn beispielsweise jede Geschwindigkeitsmehrdeutigkeit 50 m/s beträgt und ihr eine theoretische Shasenverschiebung ## von 180 entspricht, ist für eine berechnet Phasenverschiebung ## von + 90° die Zielgeschwindigkeit gleich der Nenngeschwindigkeit + 100 m/s, da 36 das am nächsten bei 40 liegende Vielfache von 18 ist.
Das Rechenwerk N, das einfache trigonometrische Funktionen folgender Art bildet: cos ## = cos #1 cos # 2 - sin #1 sin #2 und sin # # #= cos 81 sin 8 2 - cos #2 sin enthält beispielsweise ein einfaches arithmetisches Rechenwerk, das cos ## und sin ## berechnet, einen Speicher, welcher die Tabellen für ( # , cos # 9 ) und ( 8 , sin #) enthält, und eine Wählschaltung, welche aus den zwei durch jede Tabelle gegebenen Werten von # den gemeinsamen Wert auswahlt.
Natürlich sind im Speicher M nicht die Sinuswerte und Cosinuswerte gespeichert, sondern deren Produkte mit dem gleichenFaktor, der bei den Berechnungen beseitigt wird.
Die Erfindung ist natürlich nicht auf die dargestellten und beschriebenen Ausführungsbeispiele beschränkt. Insbesondere können auf den Empfänger in an sich bekannter Weise einstellbare Schwellwertschaltungen folgen.
Ferner ist die Anwendung der Erfindung nicht auf die beschriebenen Arten von Radargeräten beschränkt; sie kann vielmehr immer dann in Betracht gezogen werden, wenn die Verstärkung des Systems für ein gegebenes Ziel bis auf einen konstanten Faktor bei jeder Folgeperiode bekannt ist. Insbesondere eignet sich die Erfindung auch für Impulskompressionssysteme Patentansprüche

Claims

Patentansprüche 1. Radarsystem mit einer Anordnung zur Abtastung des Raums durch ein strahlendes Bündel, das durch weinigstens eine Impulsfolge mit konstanter Folgefrequenz moduliert ist, einer Anordnung zur Synchronisation der gesendeten impulse und mit einer Anordnung zum Empfang der Echosignale dieser von Zielen reflektierten Impulse, gekennzeichnet durch Einrichtungen (X, Fig.1) zum Multiplizieren der empfangenen Signale mit algebraischen Faktoren, die in Abhängigkeit von der Lage veränderlich sind, welche der Impuls, dessen Empfangssignal ein cho ist, in der betreffenden Folge einnimmt, wobei diese Linrichtungen 'tbewerteteEchosignale liefern, durch Einrichtungen ( 5 M, AD) zur Bildung der summe der bewerteten Signale, die auf Grund der Echos des gleichen Ziels erhalten und während eines vorbestimmten Zeitintervalls empfangen worden sind, wobei diese Einrichtungen eine Speicheranordnung (M) eine von der Synchronisationsanordnung synchronisierte Anordnung (AD), welche die Adressierung der ih die Speicher anordnung eingeführten Signale in Abhängigkeit von der entfernung des zugehörigen Ziels und das Ablesen der gespeicherten Signale mit der Solgefrequenz bewirkt, sowie Addiereinrichtungen ( # ) enthalten, die einen an den Ausgang der Multipliziereinrichtung angeschlossenen Eingang, einen mit der Speicheranordnung verbundenen Eingang und einen mit der Speicheranordnung verbundenen Ausgang aufweist, wobei das von der Addieranordnung gebildete Summensignal in der Speicheranordnung das zuvor für die edition entnommene Signal ersetzt, und durch Einrichtungen (Verbindung Sy - M) , welche die Ablesung und Löschung aller gespeicherten Informationen am Ende des vorbestimmten Zeitintervalls bewirkt.
2, Radarsystem nach Anspruch 1, bei welchem die Raumabtastung s¢hrittweise erfolgt, dadurch gekennzeichnet, dass das Zeitintervall gleich der Periode ist, während der das BUnde; feststehend bleibt, und dass das ablesen und Löschen des Speichers mit der Verstellung des Bündels synchronisiert ist.
3. Radarsystem nach Anspruch 1 oder 2 mit n Paaren von kohärenten Detektoren, wobei sich die Frequenz der Bjzugsschwingung von einem Paar zum nächsten ändert und die Bezugsschwingungen des gleichen Paares gegenseitig um i/2 phasenverschoben sind, dadurch gekennzeichnet, dass die Cpeicheranordnung (£i) n gleichartige, den n Paaren zugeordnete Gruppen enthält, von denen jede aus zwei Untergruppen besteht, und dass die Addiereinrichtungen 2n Addier-Schaltung ( # -i , Fig.2 und 8) enthalten, die jeweils zwischen die Detektoren und die Untergruppen eingefügt sind.
4. Radarsystem nach Anspruch 3 mit .inrichtungen zur Sodalation des ausgestrahlten Bündels durch eine zweite Impuls folge mit gleicher Folgefrequenz wie die erste Impulsfolge, wobei die Impulse der zweiten Folge gegen die Impulse der ersten Folge um ein Zeitinterval verzögert sind, das 'glein gegen die gemeinsame Folgeperiode der beiden Impulsfolgen ist, und obei die beiden durch dieses Zeitintervall voneinander getrennten Impulse ein Impulspaar darstellen, dadurch gekennzeichnet, dass die Adressier- und Leseanordnung (AD) mit dem ersten Impuls jedes Paares durch die Synchronisieranordnung(Fr1) der ersten Folge synchronisiert ist.
5. Radarsystem nach Anspruch 4, gekennzeichnet durch eine logische Schaltung (S, Fig.8), die an den Ausgang der Speicheranordnung angeschlossen ist, um jeweils vier Signale gleichzeitig zu vergleichen, die in der gleichen Gruppe des Speichers unter zwei Adressen aufgezeichnet sind, die sich zeitlich um das Zeitintervall zwischen zwei Impulsen des gleichen Paares unterscheiden, und durch ein Rechenwerk (N) mit einem Steuereingang, der an den Ausgang der logischen Schaltung angeschlossen ist, sowie mit einem Signaleingang, der parallel zu dem Eingang der logischen Schaltung angeschlossen ist.
6. Radarsystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die 1'iultipliziereinrichtunge n einen Verstärker (A) mit veränderlicher Verstärkung, einen dem Verstärker nachgeschalteten Inverter-Umschalter (1) mit zwei Stellungen sowie ein digitales Verschieberegister (Ti) enthalten, und dass eine digitale Codierar;ordnung ( i zwischen den Umschalter und das Register eingefügt ist.
7. Radarsystem nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Verstärkung des Verstärkers und die Stellung des Inverter-Umschaltrseinerseits sowie die Verschiebung des igisters andrerseits durch Speicher (M1, M2, Fig.2 und 8) gesteuert werden, welche von der Synchronisationsanordnung synchronisiert sind.
8. Radarsystem nach Anspruch 6 oder 7 unter Rückbeziehung auf Anspruch 3, gekennzeichnet durch 2n Digitalcodierer (Ei) und zwei n Verschieberegister, welche zwischen die Detektoren und die Addierschaltungen eingefügt sind.