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Serienregelschaltung Die Erfindung bezieht sich auf eine Regelschaltung
hoher Rückwirkungsfreiheit zur Erzeugung einer stabilisierten Gleichspannung unter
Verwendung einer Serienregelschaltung mit einem Regeltransistor und einem Transistor-Spannungsverstärker,
dessen Arbeitswiderstand ein Transistor ist. Serienregelsohaltungen sind bereits
in mehreren Varianten bekannt. Als Beispiel ist in Fig.1 eine einfache Schaltung
dargestellt, die im wesentlichen aus einem im Längszweig liegenden Leistungstransistor
T1 als Gleichstromregelstrecke, einem Transistor T2 als Spannungsverstärker mit
Außenwiderstand R3 und einer Referenzdiode D1 besteht. Der Transistor T2 nimmt am
Spannungsteiler R1, R2 einen Teil der Ausgangsspannung VA ab, vergleicht sie mit
der Referenzspannung an der Zenerdiode D1 und verstärkt die Differenz. Der Regeltransistor
T1 wirkt als veränderlicher Widerstand, der die Differenz zwischen stabilisierter
Ausgangsspannung UA und schwankender Eingangsspannung UB aufnimmt. Die Regeleigenschaften
dieser Schaltung können verbessert werden, wenn anstelle des ohmschen Außenwiderstandes
R3 die Emitter-Köllektorstrecke eines Transistors eingeschaltet wird.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine einfache, aber weiter
verbesserte Regelaehaltung anzugeben, die in einem großen Regelbereich Schwankungen
der Eingangsspannung einschließlich der Brummspannung und Belastungsänderungen ausregelt.
Gemäß der Erfindung wird dies dadurch erreicht, daß in den Kollektorstromkreie des
Spannungsverstärkertransistors der Ausgang einer aus zwei Konstantstromquellen
bestehenden,
von zwei Transistoren entgegen-
gesetzten leitfähigkeitstyps
gebildeten Kaskadenschaltung eingeschaltet ist, deren Eingang an
der geregelten Ausgangsspannung der Regelschaltung liegt.
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Die als Arbeitswiderstand des Transistor-Spannungsverstärkers
wirkende Kon$tantstromquelle wird dabei vom Spannungsabfall
am Arbeitswiderstand der zweiten Konstantstromquelle gesteuert.
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Gemäß einer Weiterbildung der Erfindung ergibt sich mit
einem
geringen Mehraufwand der besondere Vorteil, daß die
Kaskadenschaltung
der beiden komplementären Konstantstromquellen in Verbindung mit einem
Meßwiderstand im Längszweig der Serienregelsohaltung zusätzlich
die Funktion einer
elektronischen Überlastabsehaltung übernehmen
kann.
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Ein weiterer Vorteil der erfindungsgemäßen Schaltung besteht darin,
dafl die Schaltung keine Kapazitäten erfordert, die
eine Ausführung des
Reglers als integrierte Schaltung behin-
dern würden.
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Weitere Einzelheiten der Erfindung werden anhand
von mehre-
ren Ausführungsbeispielen in den Figuren
2 bis 8 näher er-
läutert.
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In Fig.2 ist ein Ausführungebeispiel einer Regelschaltung
gemäß der Erfindung dargestellt, die gleichzeitig als
elektronische
Überlastabsohaltung wirkt. Von der in Fig.1 dargestellten bekannten
Serienregelsohaltung mit dem Regel-
transistor T1 und dem Spannungaverstärkertransistor
T2
unterscheidet sich die neue Schaltung durch eine Kaskaden-
schaltung
von zwei gesteuerten Konstantstromquellen, die
von einem pnp-Traneistor
T3 und einem npn-Traneistor T4 gebildet werden, die im Kollektorkreis
des Verstärkertran-
sistors T2 den Außenwiderstand R3 in
Fig.1 ersetzt. Der Transistor T3 der ersten Konstantetromquelle ist in Reihe mit
dem Emitterwiderstand R5 so in den Kollektorstromkreis des Verstärkertransistors
T2 eingeschaltet, daß die Kollektorelektroden beider Transistoren miteinander und
der Emitter des Transistors T3 über den Widerstand R5 mit der positiven Eingangsklemme
verbunden ist. Die zweite Konstantstromquelle besteht aus der an der Eingangsspannung
UE liegenden Reihenschaltung des Widerstandes R10 der Kollektor-Emitterstrecke des
npn-Transistors T4 und des Emitterwiderstandes R11. Der Verbindungspunkt von Widerstand
R10 und Transistor T4 ist mit der Basis des Transistors T3 und die Basis des Transistors
T4 mit der positiven Ausgangsklemme verbunden.
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Zur Erläuterung der Wirkungsweise der Schaltung nach Fig.2 wird nochmals
auf die bekannte Schaltung nach Fig.1 eingegangen. In dieser Schaltung entnehmen
der Spannungsverstärker T2 den Kollektorstrom 1c2 und der Emitterfolger T1 den Basisstrom
I B1 über den Arbeitswiderstand R3 aus der ungesiebten Eingangsspannung UE. Alle
Änderungen von U, bewirken eine entsprechende Änderung des Kollektorstromes I02
und somit auch eine Änderung der Basis-Emitterspannung UBE2 des Transistors T2.
Dadurch wiederum ändert sich das Referenzpotential URef = UBE2 + UZ der Schaltung,
wodurch die Ausgangsspannung VA entsprechend dem Übersetzungsverhältnis des Gegenkopplungsteilers
R1, R2 schwankt.
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Ersetzt man den Arbeitswiderstand des Transistors T2 durch den mit
eingeprägtem Emitterstrom als Konstantstromquelle arbeitenden pnp-Transistor T3
(Fig.2), so erhält man einen sehr großen differentiellen Arbeitswiderstand. Dadurch
steigt die offene Spannungsverstärkung des Regelverstärkers T1, T2 beträchtlich
und der Innenwiderstand Ri der Regelschaltung nimmt bei geschlossener Schleife entsprechend
ab.
Infolge der hohen Impedanz am Punkt K reicht im allgemeinen.
die
Kollektor-Baeis-Kapazität der Spannungsveretärkerstufe T2 (Miller-Kapazität)
zur Phasenkompensation der geschlos-
senen Regelschleife aus. Die Größe
des Konatantatromes I K3 ist direkt von der Basis-Referenzepannung
oUS abhängig. Deswegen wird in R10 ein zweiter Strom I K4 eingeprägt,
der
einen konstanten Spannungsabfall AUS zur Folge hat. Der
Konstantetrom
I K4 wird von dem npn-Transiator T4 geliefert,
der als Basis-Referenzepannung
die geregelte Auagangespannung U, benutzt. Durch diese Maßnahme
wird der Konstant-
etrom I K4 und damit auch I K3 durch die geregelte
Ausgangsspannung UA selbst stabilisiert. Die Ausgangsspannung UA
wird durch die hohen Impedanzen der Kollektoren von T1
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T3 (I K3) und T4 (I K4) von der ungesiebten Eingangsapannung UE dynamisch
isoliert, wodurch die Rückwirkung aller Schwankungen der Eingangeapannung
kleiner als 10-4
wird.
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Die Kaskadenschaltung der zwei komplementären Stromquellen
ermöglicht
auf einfache Weise eine elektronische Überlast-
abschaltung. Eine
solche elektronische Sicherung entsteht
durch Einfügen einen Maßwiderstandes
R6 in die Xollektorzuleitung von T1 und einer Koppeldiode D2 zum Emitter
von T3.
Sobald der Kollektorstrom von T1 in R6 einen Spannungsabfall
aUM1 = aUM2 + U$E hervorruft, fließt über die nun
leitend werdende
Diode. D2 ein Teil des Emitterstromes I E3
(damit auch des Kollektorstromea
1K3) in den Kollektor von
T1 ab. Mit weiter zunehmendem Kollektorstrom
I01 wird
schließlich immer mehr Nmitterstrom 1E3 über die Koppel-
diode
D2 abgeleitet. Daduroh erhält T2 keinen Kollektor-
strom mehr, die
Ausgangsspannung UA sinkt ab, der Konstantstrom I K4 wird geringer,
UUS wird geringer und T3 in zuneh-
mendem Maße gesperrt. Da der Regeltransistor
T1 keinen Ba-
sisstrom mehr erhält, ist der Iängazweig
der Schaltung ge-
sperrt und die Ausgangsspannung ua
wird gleich Null. Dann
sind auch die Transistoren T2 und
T4 gesperrt.
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Die Schaltung bleibt auch bei Wegnahme der Last oder des Kurzschlusses
gesperrt und muß mittels der Starttaste S1 wieder eingeschaltet werden. Dabei fließt
über die Widerstände R10 und R9 der Startstrom IS, der an R10 einen Spannungsabfall
aUS hervorruft, der etwa dem zweifachen Wert der Schwellenspannung der Emitter-Kolektordiode
des Transistors T3 entspricht. Da im gesperrten Zustand #aUM2 gleich Null ist, fließt
nun im Transistor T3 Basisstrom und somit auch Kollektorstrom IK3, der das Potential
am Punkt K sofort anhebt, die Ausgangsspannung UA steigt mit, es fließt Konstantstrom
I K4 und der Spannungsabfall aUS wird größer. Dadurch schaukelt sich die Ausgangsspannung
U, bis zum stationären Wert auf. Beim Anlegen der Eingangsspannung UE an die Schaltung,
d.h. bei Inbetriebnahme, ergibt sich der gleiche Einschaltvorgang.
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In Fig.3 ist die gleiche Regelschaltung mit einer abgewandelten Form
der elektronischen Überlastabschaltung dargestellt. Wie in der Schaltung nach Fig.2
führt auch bei dieser Schaltung ein Kurzschluß zur totalen Sperrung aller Transistoren.
Durch Hinzufügen des Widerstandes R13 (Fig.3) wird jedoch erreicht, daß die Regelschaltung
automatisch bei Inbetriebnahmeoder Aufhebung des Kurzschlusses wieder anspringt.
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Über die Widerstände R6, R13, R7 und R8 fließt bei noch gesperrter
Schaltung ein Strom Ist, der an der Reihenschaltung von R7, R8 einen Spannungsabfall
UA hervorruft, der größer ist als der zweifache Wert der Schwellenspannung der Emitter-Basis-Diode
des Transistors T4. Dadurch erhält der Transistor T4-Basisstrom. Nacheinander fließen
dann die Kollektorströme I K4 und I K3. Sodann steigt die Ausgangsspannung U, und
die gesamte Schaltung schaukelt sich bis zum stationären Zustand auf. Der Einfluß
des über die Widerstände R6 und R13 aus der ungesiebten Eingangsspannung UB in den
Ausgang
fließenden Stromes Ist ist wegen des niedrigen dynamischen Innenwiderstandes der
Regelschaltung gering.
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Im Gegensatz zu den beiden vorangehenden Schaltungen nach Fig.2 und
3 zeigt die Schaltung nach Fig.4 bei Überlast ein Konstantstromverhalten. Bei Inbetriebnahme
springt die Regelschaltung auch unter Normallast automatisch an. Diese Eigenschaften
werden durch das aus den Dioden D3 bis D6 und den Widerstand R14 bestehende Netzwerk
erzielt. Sobald die Eingangsspannung VE an die Schaltung angelegt wird, fließt über
die Dioden D6, D5, D4 und den Widerstand R14 ein Strom IS, der an den Dioden D4,
D5, D6 den Spannungsabfall SUD = 3 UBE (UBE = Schwellenspannung einer Diode in Durchlaßrichtung)
erzeugt, der wegen des geringen dynamischen Widerstandes der in Flußrichtung gepolten
Dioden als Spannungsquelle betrachtet werden kann. Da im gesperrten Schaltungszustand
die Ströme IK4 und I K3 gleich Null sind, wird die Diode D3 leitend, am Widerstand
R10 entsteht der Spannungsabfall LUS = au D - aUR = 3 UBE - UBE = 2 UBE und
es fließt Baeisatrom im Transistor T3. Dadurch wiederum steigt der Kollektorstrom
I K3, der das Potential des Punktes K hochzieht und die Basis vom Transistor T1
ansteuert. Der Kollektoratrom I C1 und die Ausgangsspannung UA steigen an, der Transistor
T4 wird leitend und nimmt den Kollektorstrom IK4 auf. Der Spannungsabfall aUS wird
durch den zusätzlichen Strom größer, der Strom I K3 steigt weiter an und die Ausgangsspannung
UA erreicht ihren stationären Wert. Dabei wird die Spannung aUS größer als die Spannung
"U D@ Infolgedessen sperrt die Diode D3 und entkoppelt somit den geregelten
Punkt C vom ungeregelten Punkt B. Bei Überlast verhält sich diese Schaltung genauso
wie die Schaltung nach Fig.2. Jedoch von dem Zeitpunkt an, in dem der Kollektorstrom
im Transistor T2 (durch das Absinken
von UA und der damit verbundenen
Sperrung der Basis-Emitterstrecke von T2) gleich Null wird, nehmen die Ströme.IK4
und I K3 nur bis auf den Wert ab, der durch die nun leitend werdende Diode D3 bestimmt
wird. Die Spannung AUS kann nur bis auf den Wert 2 U BE absinken. Dadurch ist am
Punkt C eine feste, jedoch um etwa 509& geringere Basis-Referenzspannung aUS
als im Normalbetrieb gegeben. Da der Spannungsabfall aU,m1 durch die nun geschlossene
Regelstrecke T3, D2 und T1 gleich t1US = 2 UBE gehalten wird, sinkt der Kollektorstrom
I01 auf ca. 509 des Abschaltstromes und bleibt konstant auf diesem Wert, selbst
wenn die Ausgangsspannung UA = 0 wird. Bei Aufhebung des Kurzschlusses kehrt
die Schaltung, wie anfangs beschrieben, in den stationären Zustand zurück.
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Für besondere Anwendungsfälle kann. die in Fig.4 dargestellte Schaltung
abgewandelt werden. Bei besonders kleinen Überlastgrenz$trömen, die in die
Größenordnung von I K3 kommen, empfiehlt sich die Verwendung eines zusätzlichen
pnp-Tra.nsistors T5 anstelle der Koppeldiode D2 (Fig.5). Dadurch wird der notwendige
Steuerstrom für die Abschaltung um die Stromverstärkung B des Transistors T5 verringert.
Für hohe Ausgangsströme läßt sieh die Regelschaltung durch eine Kaskadenschaltung
von Emitterfolgern erweitern. In Fig.6 ist eine Ausführung mit einem zusätzlichen
Transistor T6 gezeigt. Der Widerstand R15 dient zur Ableitung eventueller Kollektor-Basis-Rei#tströme
des Transistors T1, kann jedoch bei guten Silizium-Traneistoren meistens entfallen.
Soll die Regelschaltung integriert werden, so verwendet man aus Kostengründen allgemein
laterale pnp-Transistoren. Die geringe Stromverstärkung (B..1 bis 5) dieser Transistoren
kann man mittels eines zusätzlichen npn-Emit--terfolgers ausgleichen. Ein Beispiel
dafür ist in Fig.7 mit dem lateralen pnp-Transistor T3 und dem zusätzlichen
Transistor
T6 dargestellt.
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In Fig.8 ist eine Regelschaltung für eine geregelte Ausgangsspannung
von 24 V mit Bemessungsangaben für die.wichtigsten Bauteile wiedergegeben. Im Hinblick
auf eine gute Temperaturstabilität der Ausgangsspannung wurde eine zusätzliche Diode
D7 in Serie mit der Zenerdiode D1 geschaltet. Die Zenerdiode D1 hat eine
Durchbruchspannung von 7,2 V, so daß sich die negativen Temperaturkoeffizienten
der in Flußrichtung betriebenen Diode D7 und Basis-Emitterstrecke von T2 mit dem
positiven Temperaturkoeffizienten der Zenerdiode D1 kompensieren.
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Weiterhin ist durch den zusätzlichen Einstellwiderstand R10 die Möglichkeit
gegeben, Toleranzen der Zenerdiode D1 auszugleichen.
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Für negative Eingangs- und Ausgangsspannungen erzielt man äquivalente
Schaltungseigenschaften durch sinngemäßes Ver-tauschen der Leitfähigkeitetypen
der Transistoren und Um-
polen der Dioden. .