DE1591263C3 - Überlagerungsempfänger - Google Patents
ÜberlagerungsempfängerInfo
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Description
Bei hochempfindlichen Empfängern sollen die empfangenen Signale innerhalb eines gegebenen Frequenzbandes
ohne Auftreten von Intermodulationsanteilen ausgesiebt werden. Die gesuchten Signale können
relativ schwach sein, und es können gleichzeitig stärkere Signale neben dem Band der gesuchten Signale
auftreten. Schaltungen, mit denen die Frequenz der empfangenen Signale zur Erleichterung der Verstärkung
in ein niedrigeres Band umgesetzt wird, haben häufig Nichtlinearitäten, denen zufolge Mischprodukte
der stärkeren Signale außerhalb des gewünschten Bandes als Intermodulationsanteile entstehen. Diese
Anteile fallen in das Band des Empfängers und durchlaufen ihn gleichzeitig mit den gewünschten
Signalen.
Bandfilter mit piezoelektrischen Schwingern, wie sie in der DTPS 6 75 313 geneigt werden, stellen für dicht
außerhalb des gewünschten Bandes liegende Frequenzen einen hohen Eingangswiderstand dar, der als
BelasUingswiderstand für die unerwünschten Signale wirkt, die so zu erheblichen Amplituden anwachsen
können. Obgleich diese außerhalb des Bandes liegenden Signale durch das Filter zurückgehalten werden, können
sie in der vor dem Filter liegenden Schaltung Intcrmodulutionscrschcinungcn verursachen, wobei die
Intcrmndulationsproduklc in den Durchlaßbereich des !•"ilters fallen und es zusammen mit den gewünschten
4-,
50
y,
Signalen durchlaufen.
Aus der Zeitschrift »Funkschau«, 1956, Heft 16, Seiten 677 bis 680, ist ein Überlagerungsempfänger mit einem
Kristallfilter bekannt, welches an den zweiten Mischer über einen Transformator angekoppelt ist, dessen
Primärwicklung und dessen Sekundärwicklung auf Resonanz bei der Zwischenfrequenz abgestimmt sind.
Dadurch wird der Eingangswiderstand des Kristallfilters direkt proportional angekoppelt. Das Kristallfilter
weist die Charakteristik auf, daß seine Eingangsimpedanz unmittelbar benachbart zu dem Durchlaßbereich
auf beiden Seiten steil ansteigt. Demgemäß steigt zwangsläufig auch die Impedanz auf der Primärseite des
Transformators in entsprechender Weise an. Dadurch wird ein Zustand herbeigeführt, welcher die Entstehung
von Intermodulationsprodukten in zu dem Durchlaßbereich des Filters unmittelbar benachbarten Frequenzbereichen
fördert. Da diese Intermodulationsprodukte praktisch immer Frequenzanteile aufweisen, die auch in
den Durchlaßbereich des Filters fallen, wird dadurch bei dieser bekannten Anordnung das Auftreten von
Störsignalen aus benachbarten Kanälen ermöglicht.
Auf diesem Stand der Technik aufbauend liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, einen Überlagerungsempfänger
der im Oberbegriff des Anspruchs 1 genannten Art zu schaffen, welcher eine besonders
starke Unterdrückung von Intermodulationsprodukten gewährleistet, welche infolge der stark ansteigenden
Impedanz benachbart zu dem Durchlaßbereich entstehenkönnen.
Zur Lösung dieser Aufgabe dienen die im kennzeichnenden Teil des Anspruchs 1 niedergelegten Merkmale.
Gemäß der Erfindung ist der wesentliche Vorteil erreichbar, daß die Nutzsignale im Vergleich zu
gleichzeitig auftretenden, im Frequenzspektrum vorhandenen Störsignalen verhältnismäßig schwach sein
können, ohne daß die Gefahr besteht, daß die Intermodulationsprodukte das Nutzsignal nach der
Mischung überdecken.
Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird an Hand der folgenden Beschreibung in Verbindung mit der
Zeichnung eines Schaltplanes der Misch- und Selektionsschal'ung
eines Überlagerungsempfängers näher beschrieben.
Die empfangenen Signale werden ausgesiebt und auf die Steuerelektrode eines Feldeffekttransistors gegeben,
dessen Quellelektrode die Oszillatorschwingungen mit einer relativ hohen Spannung zugeführt werden. Die
empfangenen Signale liegen damit zwischen der Steuer- und der Quellelektrode und die Oszillatorschwingungen
zwischen der Quellelektrode und der Steuerelektrode des Feldeffekttransistors. An seine Senkenelektrode ist
eine Ausgangsschaltung angekoppelt, die auf die Differenz der Frequenzen der ankommenden Signale
und der Oszillatorschwingungen abgestimmt ist. Für die weitere Selektion der Differenzfrequenz ist ein
hochempfindliches Bandfilter in Form eines Kreuzgliedfilters vorgesehen, das piezoelektrischer Schwinger, wie
Quarzkristalle oder Bariumtitanatschwinger, enthält.
Das Bandfilter ist an die Ausgangsschaltung des Transistors über eine Impedanzwandlerschaltung mit
einer Längsspule und einer Querkapazität angeschaltet. Der impedanzwandler wirkt wie eine λ/4-Leitung, so
daß eine hohe Impedanz am Ausgang auf eine niedrige Impedanz am Eingang transformiert wird. Hierzu kann
man die Längsinduktivitüt durch eine parallel zur effektiven Querkapazität des Filters liegenden Übcbrückiingskondensator
abstimmen, so daß die Reso-
nanzfrequenz dieses Reihenschwingkreises in die Mittenfrequenz des auszuwählenden Bandes fällt. Über
die Querkapazität kann ein Dämpfungswiderstand gelegt werden, so daß die Abstimmung unkritischer ist.
Das Bandfilter hat eine sehr hohe Selektion und sperrt außerhalb des gewünschten Bandes liegende Frequenzen
wirksam. Das Bandfilter hat jedoch für dicht außerhalb seines Durchlaßbereiches liegende Frequenzen
einen relativ hohen Eingangswiderstand und könnte damit einen Belastungswiderstand darstellen, an dem
starke Signale der außerhalb des Bandes liegenden Frequenzen entstehen können. Derartige Signale
können mit anderen Signalen am nichtlinearen Ausgang des Feldeffekttransistors Intermodulationsprodukte bilden,
die in den Durchlaßbereich des Filters fallen. Der Impedanzwandler erniedrigt die effektive Impedanz des
Filters, die am abgestimmten Ausgangskreis des Feldeffekttransistors für außerhalb des Bandes liegende
Frequenzen erscheint. Es existiert damit kein nennenswerter Belastungswiderstand, und die Möglichkeit, daß
Intermodulationsanteile im Senkenelektrodenkreis des Feldeffekttransistors auftreten, die in den Durchlaßbereich
des Bandfilters fielen, ist minimal.
Di ζ Figur zeigt einen Empfänger, in dem Funkwellen
durch die Antenne 10 empfangen und in einer Resonanzschaltung 11 ausgewählt werden, die ein
Wendel- oder Hohlraumresonator sein kann. Die selektierte Frequenz wird einer Anzapfung der Spule 12
zugeführt, die mittels des Kondensators 13 auf die gewünschte Frequenz abgestimmt ist.
Ein Kristalloszillator 15 liefert die Oszillatorschwingungen, die in einem Verstärker 16 verstärkt werden.
Die Oszillatorschwingungen werden über einen Kondensator 17 auf eine aus der Kapazität 18 und der
Induktivität 19 bestehende abgestimmte Schaltung geführt. Von der Induktivität 19 werden sie über eine
Anzapfung 20 abgenommen, die mit Rücksicht auf einen geeigneten Oszillatorschwingungspegel für den Mischzweck
bei guter Stabilität und Empfindlichkeit gewählt ist. Zwischen die Anzapfung 20 der Spule 19 und Masse
ist zur Erhöhung der Stabilität ein Widerstand 21 geschaltet.
Die empfangene Frequenz wird der Steuerelektrode 26 eines Feldeffekttransistors 25 zugeführt, während die
Oszillatorschwingungen über ein Vorspannungsnetz mit einem Widerstand 24 und einem Kondensator 23 seiner
Quellelektrode 27 zugeführt werden. Die Senkenelektrode 28 ist mit einer abgestimmten Ausgangsschaltung,
die einen Kondensator 29 und eine Spule 30 enthält, verbunden. Die Spule 30 liegt ferner an der positiven
Betriebsspannung Λ+ ,die durch einen Kondensator 31
überbrückt ist. Die Ausgangsschaltung ist auf die Differenz der Empfangsfrequenz und der Oszillatorschwingung
abgestimmt.
Die Empfangsfrequenz erscheint zwischen der γ,
Steuerelektrode 26 und der Quellelektrode 27 des Feldeffekttransistors, da die Anzapfung 20 der Spule 19
eine niedrige Impedanz nach Masse darstellt. Die Oszillatorschwingungen erscheinen zwischen der Quellelektrode
27 und der Steuerelektrode 26, da der mi Kondensator 13 für die Oszillatorfrequenz eine niedrige
Impedanz ist. Der Feldeffekttransistor hat bezüglich der ihm zugeführten Signale eine quadratische Kennlinie,
und der Senkenstrom stellt das Produkt der beiden zugeführten Signale dar und enthält somit deren 1,,
Summen und Differenzfrequenzen. Die Spule 30 ist mit den angekoppelten Kapazitäten auf die Differen/frequenz
abgestimmt.
Von einer Anzapfung der Spule 30 werden die Ausgangssignale abgenommen und der Koppelschaltung
mit der Induktivität 32, der Kapazität 33 und dem Belastungswiderstand 34 zugeführt. Das an diesem
Widerstand erscheinende Signal wird dem Filter 35 mit den Schwingern 36 und 37 zugeführt. Das Filter ist ein
bekanntes Kreuzgliedfilter und hat einen Ausgangstransformator mit einer angezapften Primärwicklung
39. Die Anzapfung ist über einen mit einem Widerstand 42 parallelgeschalteten Kondensator 41 mit Masse
verbunden. Die Sekundärwicklung 40 des Transformators liegt zwischen dieser Spulenmittelanzapfang und
der Basis des Transistors 45. Der Emitter dieses Transistors liegt über einen Widerstand 46 an positiver
Spannung, und seine Basis ist durch den aus den Widerständen 42 und 43 gebildeten Spannungsteiler
vorgespannt. Ein Kondensator 47 überbrückt den Emitter. Der Transistor 45 bildet einen Verstärker und
führt die durch das Kristallfilter selektierten Signale einem zweiten Mischer 50 zu.
Das Kristallfilter hat eine sehr hohe Selektion und außerhalb seines Durchlaßbereiches eine sehr hohe
Impedanz, die für im Senkenkreis des Feldeffekttransistors entstehende Signale einen sehr hohen Belastungswiderstand
bildet, so daß beträchtliche Intermodulationserscheinungen auftreten können. Die Koppelschaltung
mit der Spule 32 und dem Kondensator 33 wirkt mit der Ausgangsschaltung, die die Spule 30 und den
Kondensator 29 umfaßt, zur Bildung eines Impedanzwandlers zusammen, dessen Charakteristik der eines
λ/4-Transformators gleicht. Hierdurch wird die hohe
Impedanz des Filters außerhalb seines Durchlaßbereiches auf niedrige Impedanz heruntertransformiert, so
daß die außerhalb des Durchlaßbereiches vorhandenen Signale sich nicht zu einer störenden Höhe aufbauen
können. Die Wirkung der Impedanzwandlung dieser Koppelschaltung beruht auf der Reihenresonanz der
Spule 32 mit dem Kondensator 33, der parallel zur äquivalenten Querkapazität des Kristallfilters bei der
Bandmittenfrequenz liegt. Die Querkapazität des Filters ist durch die gestrichelt dargestellte Kapazität 44
veranschaulicht. Der Widerstand 34 wirkt als Dämpfungswiderstand, so daß die Abstimmung unkritisch ist.
Bei einem bestimmten Ausführungsbeispiel arbeitet das Kristallfilter bei einer Bandmittenfrequenz von
8 MHz und hat eine Bandbreite von ±8 kHz. Die Impedanz des Filters bei der Mittenfrequenz beträgt
etwa 1,8 kOhm, für den Nachbarkanal (30 kHz Abstand) ist sie erheblich höher, nämlich 100 kOhm. Infolge der
Verwendung der Impedanzwandlerschaltung ist die der Senkenelektrode des Feldeffekttransistors 25 dargebotene
Impedanz etwa 10 kOhm bei Bandmittenfrequenz und nur etwa 5 kOhm für den um 30 kHz
danebenliegenden Nachbarkanal. Die erhöhte Impedanz des Filters außerhalb seines Durchlaßbereiches ist
damit für die Senkenelektrode des Feldeffekttransistors auf eine niedrige! e Impedanz heruntertransformiert.
Diese Impedanzwandlung kann statt mit Hilfe des dargestellten Reihenschwingkreises auch durch andere
Schaltungen erzielt werden. Beispielsweise kann zur Nachbildung eines λ/4-Transformators ein π- oder
T-Glied verwendet werden. Der dargestellte Reihenschwingkreis kann zusammen mit der abgestimmten
Ausgangsschaltung des Feldeffekttransistors als π-Schaltung angesehen werden. Auch eine tatsächliche
Λ/4-Leitung, die hier nicht unangemessen lang und teuer werden würde, kann verwendet werden.
Durch die Verwendung der Impcdan/wandlerschal-
tung wird die Größe der außerhalb des Filterdurchlaßbereiches liegenden Signale im Senkenkreis des
Feldeffekttransistors stark verringert. Dadurch wird die Intermodulation im Senkenkreis herabgesetzt, und das
Auftreten von Intermodulationsanteiien mit in den Filterdurchlaßbereich fallenden Frequenzen ist auf ein
Minimum gebracht.
Die erfindungsgemäße Mischschaltung hat sich in sehr empfindlichen Empfängern als außerordentlich
wirksam erwiesen. Die Eingangssignale können unmittelbar von der Antenne durch einen Hohlraumresonator
oder eine andere Abstimmeinrichtung auf die Steuerelektrode des Feldeffekttransistors gegeben werden.
Ein Hochfrequenzverstärker ist daher nicht notwendig, so daß in einem solchen H F-Verstärker auftretende
Intermodulationserscheinungen von vornherein entfallen. Die Ausgangssignale des Feldeffekttransistors
werden in einem Bandpaßfilter weiter selektiert, das piezoelektrische Schwinger hoher Selektion enthält und
über eine Impedanzwandlerschaltung an den Feldeffekttransistor angekoppelt ist. Die der Senkenelektrode
des Feldeffekttransistors für neben dem Durchlaßbereich liegende Frequenzen dargebotene Impedanz ist
niedrig, so daß Signale dieser Frequenzen sich nicht auf hohe Amplituden aufbauen können und die unerwünschte
Intermodulation auf einem Minimum gehalten wird.
Hierzu 1 Blatt Zeichnungen
Claims (3)
1. Überlagerungsempfänger mit doppelter Überlagerung und mit einem Mischelement zur ersten
Überlagerung, das eine quadratische Kennlinie besitzt und dem ein Eingangssignal und eine
Oszillatorschwingung zugeführt werden, mit einer an den Ausgang des Mischelementes angekoppelten
Ausgangsschaltung zur Selektion von Signalen mit der Differenzfrequenz der empfangenen Signale und
der Oszillatorschwingung und mit einem piezoelektrische Schwinger aufweisenden Bandpaßfilter zur
Selektion der Differenzfrequenzsignale innerhalb eines bestimmten Bandes, dadurch gekennzeichnet,
daß die Ausgangsschaltung einen nach Art einer λ/4-Leitung wirkenden Impedanzwandler
(32,33,34) aufweist, der den Eingangswiderstand des nachgeschalteten Filters (35) auf den Ausgang des
Mischelementes derart transformiert, daß der Ausgangswiderstand für das Mischelement unmittelbar
neben dem Filterdurchlaßbereich wesentlich kleiner ist als in der Mitte des Durchlaßbereiches.
2. Überlagerungsempfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Impedanzwandler
eine mit dem Eingang des Filters verbundene Serieninduktivität (32) und eine über den Eingang
des Filters geschaltete Querkapazität (33) aufweist, wobei die Querkapazität (33) zusammen mit der
resultierenden Querkapazität (44) des Filters und der jo
Serieninduktivität (32) einen auf die Mittenfrequenz des Bandpaßfilters abgestimmten Reihenschwingkreis
bildet.
3. Überlagerungsempfänger nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß parallel zu der
Querkapazität (33) ein Widerstand (34) geschaltet ist.
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US53998466 | 1966-04-04 | ||
DEM0072758 | 1967-02-14 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE1591263C3 true DE1591263C3 (de) | 1978-01-05 |
Family
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