DE1537044B2

DE1537044B2 - Impulserzeugerschaltung

Info

Publication number: DE1537044B2
Application number: DE19671537044
Authority: DE
Inventors: Anthony Carpentersulle IU Trujillo (V St A )
Original assignee: Borg Warner Corp
Current assignee: Borg Warner Corp
Priority date: 1966-12-27
Filing date: 1967-12-09
Publication date: 1971-04-29
Also published as: US3406355A; GB1181417A; FR1549633A; NL6717058A; CH465006A; DE1537044A1; SE327727B

Description

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Die Erfindung betrifft eine Impulserzeugerschal- einen Schalter 33 enthält. Die Brückenschaltung weist tung, bei der die Speiseeingangsspannung an die Ver- ein erstes Paar von Anschlußpunkten 34, 35 und ein bindungspunkte zweier eine Brückenschaltung bilden- zweites Paar von Anschlußpunkten 36, 37 auf. Die der Zweige angelegt ist und in einem Brückenquer- Gleichspannungsquelle ist mit dem Anschlußpunkt 35 zweig ein Halbleiterschalter angeordnet ist. 5 verbunden und gibt an diese eine Speisespan-

Bei der bekannten Schaltung (USA.-Patentschrift nung E_B ab.

3 143 713), von der die Erfindung ausgeht, ist zwi- Die Brückenschaltung 32 besteht im einzelnen aus

sehen die Speisespannung und den durch zwei Schalt- einem ersten Zweig 33 α zwischen den Anschlußtransistoren und einem Widerstand gebildeten Aus- punkten 34 und 35, bestehend aus einem Widerstand gang der Schaltung ein Spannungsteiler in Form einer io 38 und einem Kondensator 39, und aus einem zwei-Brückenschaltung geschaltet. Beim Aufladen und ten Zweig 33 b zwischen den gleichen Anschlußpunk-Entladen eines in einem Brückenzweig angeordneten ten, bestehend aus einem Lastwiderstand R_L in Reihe Kondensator werden die beiden Transistoren abwech- mit einem Kondensator 40 und einem Widerstand 41. selnd leitfähig und gesperrt, wodurch Impulse an Die hier dargestellte Ausführung des Schalters 33 einem Ausgangswiderstand auftreten. Der Schalt- 15 enthält ein Paar von komplementären Transistoren zustand der Transistoren und damit die Frequenz der 50, 51, die in Reihe geschaltet sind. Innerhalb des Impulserzeugerschaltung ist von der Zeitkonstante Rahmens der vorliegenden Erfindung können jedoch der Widerstände und des Kondensators bestimmt und an Stelle der Transistoren auch Mikroschaltungen damit unabhängig von einer Änderung der Speise- oder integrierte Schaltungen Verwendung finden. In spannung. Durch den Spannungsteiler ist jedoch die 20 dem dargestellten Beispiel ist der Transistor 50 vor-Ausgangsspannung stets wesentlich kleiner als die zugsweise vom npn-Typ und hat einen Emitter 50 a, Speisespannung. Dies ist in vielen Fällen nicht er- eine Basis 50 b, einen Kollektor 50 c, während der wünscht. Transistor 51 vom pnp-Typ ist und einen Emitter M

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, am 51 a, eine Basis 51 b und einen Kollektor 51 c aufAusgang der Schaltung ebenfalls unabhängig von 25 weist. Ein zweiter Lastwiderstand r_L ist in gestrichel-Änderungen der Speisespannung einen Impuls mit ten Linien eingezeichnet. In dieser abgeänderten schmaler Breite und hoher Leistung zu erzeugen. Schaltungsausführung ist die eine Seite des Last-

Diese Aufgabe ist erfindungsgemäß bei der Impuls- Widerstandes r_L mit dem Anschlußpunkt 35 verbunerzeugerschaltung der eingangs geschilderten Art da- den, während die andere Seite mit dem Kollektor 51c durch gelöst, daß die Zweige wenigstens einen Wider- 30 des Transistors 51 und einer Seite des Kondensators stand und einen Kondensator aufweisen, daß in dem 39 verbunden ist. Mit dem Lastwiderstand r_L in der Brückenquerzweig zwei komplementäre Transistoren Schaltung kann die Impulserzeugerschaltung Impulse mit ihren Emitter-Kollektor-Strecken in Reihe ange- mit positiver Amplitude entweder zusätzlich oder an ordnet sind, die mit ihren Basisanschlüssen mit den Stelle der negativen Impulse abgeben, die an dem Anschlußpunkten des anderen Brückenquerzweiges 35 Lastwiderstand R_L auftreten.

verbunden sind, und daß in dem einen Brückenzweig Ein zwischen den Anschlußpunkten 36, 37 liegenein Lastwiderstand angeordnet ist, der in Reihe mit des Signal gelangt gleichzeitig an die mit diesen den Emitter-Kollektor-Strecken der Transistoren an Punkten verbundenen Basen der Transistoren 50 b der Speisespannung liegt. und 51 b. Zur Abgabe eines Ausgangsimpulses an den

Mit dieser Schaltung läßt sich ein kurzer Impuls 4° Lastwiderstand R_L, und um eine periodische Enthoher Spannung, im wesentlichen gleich der Speise- ladung der Kondensatoren 39, 40 der Brückenschalspannung und damit hoher Leistung, erzeugen. Die tung zu erzielen, ist der Kollektor 50 c des einen Frequenz bzw. Schwingungsdauer der Impulserzeu- Transistors 50 mit einem Verbindungspunkt 52 zwigerschaltung ist in gleicher Weise von Schwankungen sehen dem Lastwiderstand R_L und dem Kondensator /φ der Speisespannung praktisch unabhängig. Die Fre- 45 40 verbunden, während der Kollektor 51 c des Tran- v/ quenz wird allein durch die Aufladegeschwindigkeit sistors 51 mit dem Anschlußpunkt 35 verbunden ist, der Kondensatoren bestimmt. Während der Zeitdauer der an einem Pol der Speisespannung E_B liegt, zwischen zwei Impulsen sind beide Transistoren ge- Außerdem sind der Emitter 50 α von Transistor 50 sperrt. Da die beiden Transistoren nur während der und der Emitter 51 α von Transistor 51 in Reihe sehr kurzen Impulsdauer leitend sind, ist durch die 5° geschaltet. Bei dem gezeigten Beispiel ist in dieser erfindungsgemäße Schaltung auch eine sehr gute Reihenschaltung eine Diode vorgesehen, um die Frequenzkonstanz bei Temperaturschwankungen er- Transistoren, besonders gegen einen hohen, umgezielt. Ferner ist die Schaltung einfach ausgebildet. kehrt gerichteten Spannungsanstieg zwischen Emitter

Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung und Basis, was besonders für Transistoren des SiIisind in den Unteransprüchen gekennzeichnet. 55 ziumtyps wichtig ist, zu schützen.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist nach- In F i g. 7 ist beispielsweise eine Anzahl von Kennstehend an Hand der Zeichnung erläutert. Es zeigt linien für einen geeigneten Transistor dargestellt. Die

F i g. 1 ein Schaltbild der Impulserzeugerschaltung, Abszisse stellt die Kollektorspannug (F) dar, während

F i g. 2 bis 5 verschiedene Darstellungen der Span- die Ordinate den Kollektorstrom (A) darstellt. Diese nungsverläufe im Schaltbild gemäß F i g. 1, 60 Kennlinien werden in für den Fachmann bekannter

F i g. 6 eine Darstellung der Spannungsverläufe zur Weise dadurch erhalten, daß bestimmte Werte des Betätigung des Halbleiterschalters und Basisstromes ausgewählt und konstant gehalten wer-

F i g. 7 mehrere Kennlinien eines in F i g. 1 ver- den, während die Kollektorspannung verändert wird, wendeten Transistors. Die verschiedenen Werte des Basisstromes haben

Tn F i g. 1 ist eine bevorzugte Ausführungsform der 65 einen gemeinsamen Ausgangspunkt, nämlich die Impulserzeugerschaltung 30 nach der Erfindung Linie 55, welche die Sättigungskurve für den Trandargestellt, die durch eine Gleichspannungsquelle 31 sistor darstellt. In F i g. 7 ist außerdem ein Satz von gespeist wird und eine Brückenschaltung 32 sowie Belastungskennlinien angegeben, eine Kennlinie für

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Ohmsche Belastung 56 und zwei Kennlinien für um die Spannung α unterhalb des Potentials des An-Blindbelastung 58, 59. Diese Belastungskennlinien Schlußpunktes 35 liegt, wie in F i g. 3 dargestellt ist. ergeben sich aus der Schaltung, in welcher der Tran- Zur Erklärung ist zu beachten, daß der Kondensator sistor betrieben wird. An dem Punkt 60 schneidet die 40 zwei entgegengesetzt geladene Seiten 40 α bzw. Belastungskennlinie 56 die Abszisse. Dieser Punkt 5 40 b aufweist und in dem betrachteten Zeitpunkt die stellt die an dem Transistor anliegende Spannung dar, Kondensatorseite 40 α auf positives Potential aufgewenn dieser gesperrt ist, und wird durch die Speise- laden ist. Die andere Kondensatorseite 4OZ? ist in Spannung vorgegeben. An dem anderen Punkt 61 bezug auf die Kondensatorseite 40 α negativ aufgeschneidet die Belastungskennlinie 56 die Sättigungs- laden, wobei jedoch zu berücksichtigen ist, daß sich kurve 55 und gibt die Sättigungsspannung v_sat des io die Kondensatorseite 40 b in bezug auf die Bezugs-Transistors an, wenn dieser voll leitend ist. spannung an dem Anschlußpunkt 35 auf einem posi-

In den F i g. 2 bis 6 und damit bei der Beschrei- tiven Potential befindet. Wenn der Schalter 33 »Einbung der Arbeitsweise der Impulserzeugerschaltung geschaltet« wird, wird die positiv aufgeladene Konstellt das Bezugszeichen τ, die Periode des Oszillators densatorseite 40 α mit dem negativen Pol der Spandar. τ, setzt sich aus einem Zeitintervall ί₃ und einem 15 nungsquelle 31, d. h. mit dem Anschlußpunkt 35 ver-Zeitintervall i₄ zusammen. In der Praxis ist das Zeit- bunden, und zwar durch die leitenden Transistoren Intervall i₃ sehr viel größer als das Zeitintervall ί₄. 50, 51. Weil die positiv aufgeladene Kondensatorin den graphischen Darstellungen sind die Zeitinter- seite 40 α durch den Sättigungsspannungsabfall an valle t₃ und i₄ aus Gründen der besseren Übersicht- den Transistoren 50 und 51, der hier als F_Cmin darlichkeit nicht maßstabsgetreu dargestellt, um zu 20 gestellt ist, oberhalb des Bezugspotentials des Anzeigen, daß während des Zeitintervalls i₄ erhebliche Schlußpunktes 35 festgehalten wird, beträgt der Spannungsänderungen in der Brückenschaltung auf- momentane Potentialabfall des mit der negativen treten, die sich nur durch eine Dehnung des Zeit- Kondensatorseite 40 b verbundenen Teils des Strom-Intervalls t_i darstellen lassen. In der Praxis beträgt kreises α— F_cmin. Da der Anschlußpunkt 37 mit der das Verhältnis t_s/t_i bei einem Ausführungsbeispiel 25 negativ aufgeladenen Kondensatorseite 40 b verbunbeispielsweise 1000 :1. den ist, überträgt sich dieser abrupte Potentialabfall

F i g. 5 zeigt eine Kurve, für welche die Zeit längs auf den Anschlußpunkt 37.

der Abszisse und eine Spannung längs der Ordinate In der graphischen Darstellung von F i g. 4 stellt

aufgetragen ist. Als Bezugsspannung dient das Poten- die Abszisse die Zeit und die Ordinate eine Span-

tial des Anschlußpunktes 35 in der Schaltung von 30 nung dar, und die beiden Kurven 66, 67 stellen die

Fig. 1. Die Kurve 62 stellt die Veränderung des .Potentialänderungen an den Anschlußpunkten 36

Potentials des Anschlußpunktes 36 der Brückenschal- bzw. 37 dar, die das an dem Schalter 33 anliegende

tung in bezug auf den Anschlußpunkt 35 der Brük- Potential darstellen. Diese Anschlußpunkte befinden

kenschaltung dar oder mit anderen Worten die Span- sich jeweils in einem der Brückenzweige 33 α bzw.

nungsänderung am Kondensator 39. Wie F ig. 2 zeigt, 35 33 b, die aus zeitabhängigen Schaltelementen bestehen,

lädt sich der Kondensator auf, so daß das Potential Der eine Zweig 33 α besteht aus dem Widerstand 38

am Anschlußpunkt 36 in bezug auf das Potential am und dem Kondensator 39, und der andere Zweig 33 b

Anschlußpunkt 35 so lange zunimmt, bis das Zeit- besteht aus dem Lastwiderstand R_L, dem Konden-

intervall i₃ abgelaufen ist. Nach Ablauf dieses Zeit- sator 40 und dem Widerstand 41. Die Darstellung

Intervalls wird der Schalter 33 betätigt und entlädt 40 von F i g. 4 verbindet die Darstellungen der F i g. 2

den Kondensator während des Zeitintervalls i₄ auf und 3 und zeigt die Spannungsänderungen, welche

eine niedrigste Spannung V_c _{39 min}, wie im folgenden sich aus der Aufladung der Kondensatoren 39 und 40

ausführlich beschrieben werden soll. ergeben. Zunächst besteht ein »Differenzsignal« 68,

F i g. 3 zeigt die Potentialänderung am Anschluß- d. h. eine Spannungsdifferenz zwischen den Anpunkt 37. Auch hier stellt die Abszisse wiederum die 45 schlußpunkten 36, 37, die etwa der Speisespan-Zeit und die Ordinate eine Spannung dar, wobei nung E_B entspricht, wovon die Spannungen V_c _{40 mia} die. Spannung am Anschlußpunkt 35 das Bezugs- und V_c _{39 min} abzuziehen sind. Während des Zeitinterpotential darstellt. Die Kurve 64 stellt die Spannungs- valls i₃ nimmt das zwischen den Anschlußpunkten Veränderung am Anschlußpunkt 37 in bezug auf den 36, 37 liegende Differenzsignal 68 infolge der Auf-Anschlußpunkt 35 dar. Zu Beginn des Zeitinter- 50 ladung der Kondensatoren 39, 40 bis kurz vor dem valls i₃ liegt das Potential des Anschlußpunktes 37 Ende des Intervalls i₃ (s. Punkt 70 in Fi g. 4) ab und ungefähr auf der Höhe des Potentials des Anschluß- hat bei Punkt 70 den Spannungswert Null erreicht, punktes 34, der mit dem positiven Pol der Speise- Anschließend nimmt das Potential am Anschlußpunkt Spannung verbunden ist. Es besteht ein Spannungs- 36 zu, so daß es etwas mehr über dem Potential am abfall V_c ₄₀ am Kondensator 40 und ein vernachläs- 55 Anschlußpunkt 35 als das Potential am Anschlußsigbarer Spannungsabfall am Belastungswider- punkt 37 über dem Potential des Anschlußpunktes stand R_L. Wenn während des Ladevorganges die 35 liegt. Das bedeutet, daß sich die Polarität des Spannung am Kondensator 40 zunimmt, liegt ein Differenzsignals 68 umkehrt. Diese kleine Änderung größerer Teil der Speisespannung E_B am Konden- der Polarität des Differenzsignals 68 zwischen den sator 40, so daß das Potential des Anschlußpunktes 60 Anschlußpunkten 36, 37 schaltet den Schalter 33 ein 37 in bezug auf das Potential des Anschlußpunktes und bewirkt somit die Abgabe eines Impulses e_aus 35 absinkt. Dieser Teil des Vorganges während des am Lastwiderstand R₁ sowie die Entladung der Kon-Zeitintervalls i₃ ist aus F i g. 3 zu ersehen. densatoren 39, 40. Dies erfolgt, wie bereits erwähnt,

Am Ende des Zeitintervalls f₃, das durch den innerhalb des sehr kurzen Zeitintervalls i₄. Der ImPunkt 65 der Kurve 64 dargestellt ist, läßt das »Ein- 65 puls e_aus ist in F i g. 5 dargestellt und ist bei dem hier schalten« des Schalters 33 das Potential des An- dargestellten Ausführungsbeispiel ein negativer Schlußpunktes 37 abrupt unterhalb des Potentials Impuls,
vom Anschlußpunkt 35 auf einen Wert absinken, der Zur Beschreibung der Entstehung der Impulsab-

gäbe zu Beginn des Zeitintervalls i₄, wenn sich die Polarität des Differenzsignals 68 zwischen den Anschlußpunkten 36, 37 ändert oder umkehrt, ist die Basis 50 b des Transistors 50 in bezug auf dessen Emitter 50 α positiv und der Emitter 51 α von Transistor 51 in bezug auf die Basis 51& des Transistors 51 positiv. Diese Polaritäten in den Emitter-Basis-Strecken der Transistoren 50, 51 haben zur Folge, daß diese Transistoren leitend sind. Diese Polaritäten sind in F i g. 1 dargestellt. Die Transistoren erreichen schnell ihre Sättigung, weil bei Beginn der Leitfähigkeit des entsprechenden Transistors die an jedem der Transistoren anliegende Spannung vermindert wird, d. h., daß der Widerstand der Kollektorstrecken der entsprechenden Transistoren verringert wird, so daß die Vorspannung, gemessen zwischen Basis und Emitter des Transistors, zunimmt, wodurch der Basisstrom vergrößert wird. Anders betrachtet, wenn die Spannung an den Transistoren verringert wird und dabei der Basisstrom zunimmt, wie aus den Kennlinien des Transistors von F i g. 7 zu ersehen ist, nimmt die Spannung zwischen Emitter und Basis zu infolge des Spannungsabfalles am Lastwiderstand R_L und der Reihenschaltung der npn und pnp Transistoren 50, 51. Diese Zunahme der Spannung zwischen Emitter und Basis hat gleichzeitig die Wirkung, den Basisstrom zu erhöhen und die Transistoren zur Sättigung zu treiben, die durch den Punkt 61 auf der in F i g. 7 angegebenen Belastungskennlinie 56 am Schnittpunkt mit der Sättigungskurve 55 dargestellt ist. Tatsächlich liegt der Basisstrom auf irgendeinem Punkt der Sättigungskurve 55, weil die zwischen Emitter und Basis anliegende Spannung ausreichend ist, um den Basisstrom über den Wert hinaus zu vergrößern, der durch den Schnittpunkt 61 der Belastungskennlinie 56 mit der Sättigungskurve 55 gegeben ist.

Das vorstehend beschriebene »Einschalten« der Transistoren 50, 51 erfolgt sehr rasch. Das geschieht aus dem Grunde, weil die zusätzliche Wirkung der Spannungsabfälle an den Schaltelementen der Brükkenschalrung dazu beiträgt, die Transistoren zur Sättigung zu treiben. Sobald also die Transistoren 50, 51 leitend werden, nimmt der Spannungsabfall am Lastwiderstand R_L zu, wodurch der Verbindungspunkt 52 stärker negativ wird. Wenn Punkt 52 eine negative Spannung hat, wird die positiv aufgeladene Seite 40 α des Kondensators 40 auf einem niedrigeren Bezugspotential gehalten. Damit wiederum wird der Anschlußpunkt 37 durch die negativ aufgeladene Seite 40 b des Kondensators 40 noch stärker negativ aufgeladen. Da der Anschlußpunkt 37 mit der Basis 51 b von Transistor 51 verbunden ist, liegt an den Emitter-Basis-Strecken der beiden Transistoren 50, 51 eine erhöhte Vorspannung. Damit wird der Basisstrom erhöht und die Transistoren 50, 51 werden noch stärker leitfähig. Aus diesem Grunde nimmt der Spannungsabfall am Lastwiderstand R_L weiter zu, und der bereits vorstehend beschriebene zusätzliche Effekt bewirkt, daß die Transistoren durch Erhöhung des Basisstromes noch stärker in die Leitfähigkeit vorgespannt werden. Es ist selbstverständlich möglich, daß die Basisströme der Transistoren oberhalb des Schnittpunktes der Belastungskennlinie mit der Sättigungskurve liegen.

Die in F i g. 5 dargestellte Spannung e_aus am Lastwiderstand R_L ergibt sich dann, wenn sich das Potential am Verbindungspunkt 52 von einem positiven Wert in der Nähe des positiven Potentials der Anschlußspannung E_B und oberhalb der Bezugsspannung zu einem niedrigeren, positiven Potential etwas oberhalb des Potentials am Anschlußpunkt 35 verändert, wobei die abzuziehende Spannung E_sat ist, welche durch den Sättigungsspannungsabfall an den Transistoren 50, 51 dargestellt wird. Dieser Vorgang ist durch die Kurve 69 in F i g. 5 dargestellt. Der Spannungsabfall am Lastwiderstand R_L ist sehr klein,

ίο wenn die Transistoren 50, 51 »abgeschaltet« sind. Die abzuziehende Spannung wird durch das Bezugszeichen b angegeben und verläuft exponentiell.

Die beginnende Abschaltung der Transistoren ist in F i g. 6 dargestellt. In dieser Figur ist das Zeit-Intervall i₄ für den abgegebenen Impuls in einem stark gedehnten Zeitmaßstab dargestellt. Die Transistoren 50, 51 sperren, wenn sich einer der beiden Kondensatoren 39 oder 40 auf seine Minimalspannung entlädt und damit veranlaßt, daß der Basisstrom des entsprechenden Transistors abzunehmen beginnt. Die Entladungsstromkreise für die beiden Kondensatoren sind wie folgt: Der Kondensator 39 entlädt sich über einen Stromkreis, der aus der Transistorbasis 50 b, dem Transistoremitter 50 a, der Diode 54, dem Transistoremitter 51a und dem Transistorkollektor 51c besteht. Der andere Kondensator 40 entlädt sich über einen Stromkreis, der aus dem Transistorkollektor 50 c, dem Transistoremitter 50 a, der Diode 54, dem Transistoremitter 51 α und der Transistorbasis 51 b gebildet ist. Für den Kondensator, der sich auf einen Minimalwert (F₅₄ ist der Spannungsabfall an der Diode 54) entlädt, stellen die folgenden Gleichungen die minimale Kondensatorspannung dar:

Kondensator 39:
V

^v c min

Kondensator 40:

V =

^v c min

^v 54 ' ^v ce_Sa,_5l

V = V A-VA-V

^Y c min ^r be₅₁ ~ ^r 54 ' ^Y "SaJ₅

J₅₀

Sobald sich der entsprechende Kondensator auf seine Minimalspannung entladen hat, beispielsweise der Kondensator 40, wird der Basisstrom für den Transistor 51 verringert, so daß der Transistor 51 nicht mit einem hohen Basisstrom betrieben wird. Daraus ergibt sich, daß der Basisstrom entlang der Sättigungskurve 55 zunimmt und den Punkt 61 auf der Kennlinie von F i g. 7 erreicht.

In F i g. 6 sind die relativen Potentiale der Transistorelemente, d. h. des Emitters, der Basis und des Kollektors, dargestellt. Diese Potentiale sind mit den gestrichenen Bezugszeichen Q für die einzelnen Transistorelemente bezeichnet. Zur Erklärung des Sperrens der Transistoren ist zu berücksichtigen, daß die Entladung der Kondensatoren 39, 40 eine entgegengesetzt gerichtete Wirkung auf die mit diesen verbundenen Basen 50 b, 51b der Transistoren ausübt. Wenn sich der Kondensator 39 entlädt, nimmt die Spannung 50 δ' an der Basis 50 & ab, wenn sich dagegen der Kondensator 40 entlädt, nimmt die Spannung 51V an der Basis 51 zu. Das Ergebnis ist, daß die Vorspannung für beide Transistoren 50, 51 abnimmt. Sobald der Basisstrom unterhalb des Be-

65* triebswertes an Punkt 61 der Kennlinie von F i g. 7 abgesunken ist, beginnt die Kollektorspannung an dem entsprechenden Transistor zuzunehmen. Wenn also der Transistor gesperrt wird, nimmt die Span-

nung 51 a' des Emitters 51 α ebenfalls in bezug auf eine Bezugsspannung zu, welche durch das Potential des Anschlußpunktes 35 (F i g. 6) gebildet ist, wodurch die Spannung 50 d von Emitter 50 α des anderen Transistors 50 erhöht wird. Da die Basis 50 & dieses Transistors durch den anderen Kondensator 39 praktisch auf einem konstanten Potential gehalten wird, nimmt die Vorspannung für den Transistor ab. In der Darstellung der F i g. 6 geschieht das an dem Zeitpunkt, der durch die Linie 71 angegeben ist. Damit ist klargestellt, daß die Spannung 51 b' bei praktisch gleichbleibender Spannung 50 V steil ansteigt. Somit kommt der Transistor 50 aus dem Sättigungsbereich heraus, und die Kollektorspannung steigt steil an. Die Linie 71 in F i g. 6 entspricht dem Punkt 61 in F i g. 7, da 50 c' auf der Belastungskennlinie zu wandern beginnt, sobald die Kollektorspannung zunimmt.

Wenn die an dem Transistor anliegende Spannung zunimmt, steigt das Potential des Punktes 52 an, und der Kondensator 40 überträgt diesen Potentialanstieg auf den Anschlußpunkt 37. Dieser ist mit der Basis 51 b des Transistors 51 verbunden. Wie die F i g. 6 zeigt, liegen die Potentiale SOd, 51 d der Emitter 50iz bzw. 51 α zwischen den Potentialen 50 &', 51b' der Basen 506 bzw. 51 b. Das Ergebnis ist, daß die beiden Transistoren plötzlich gesperrt werden, sobald sich einer der Kondensatoren 39 oder 40 auf seinen Minimalwert entlädt.

Es soll darauf hingewiesen werden, daß es nicht notwendig ist, daß sich die beiden Kondensatoren auf den im vorstehenden angegebenen Minimalwert entladen. Der Grund dafür ist der folgende: Sobald sich einer der beiden Kondensatoren auf den Minimalwert entlädt, wird das Sperren der Transistoren eingeleitet und der andere Kondensator hat keine Möglichkeit, sich weiter zu entladen.

Wie aus der vorstehenden Beschreibung ersichtlich ist, enthält der Schalter 33 zwei Steueranschlüsse 50 6 bzw. 51 b und zwei Schaltanschlüsse 50 c bzw. 51 c. Wenn das an den Steueranschlüssen 50 b, 516 liegende Signal die richtige Polarität besitzt, bewirken die Schaltanschlüsse 50 c, 51 c zusammen einen Ausgangsimpuls am Lastwiderstand, d. h. an entweder R_L oder r_L oder auch an diesen gemeinsam.

Wie bereits ausgeführt worden ist, ist in einem praktischen Ausführungsbeispiel i_s etwa 10³-fach größer oder langer als f₄. Damit ist die Zeitspanne, in welcher sich die Kondensatoren 39, 40 entladen und die Transistoren sperren, nachdem die Brückenschaltung die Leitfähigkeit der Transistoren bewirkt hat, sehr kurz. Da der Spannungsabfall an den Transistoren niedrig ist, kann praktisch die ganze Speisespannung am Lastwiderstand R_L liegen. Dadurch liefert die Schaltung 30 einen Ausgangsimpuls von hoher Energie, der beispielsweise besonders für Oszillatoren in logischen Schaltungen von Invertern geeignet ist. Das Zeitintervall t_v welches im wesentlichen der Periode der Impulserzeugerschaltung 30 entspricht, ist unabhängig von der SpeisespannungE_B. Die Schwingungsdauer der Impulserzeugerschaltung ist durch das Ende des Zeitintervalls i₃ am Punkt 70 in F i g. 4 gegeben, wenn die Spannung am Kondensator 39 und die Spannung am Widerstand 41 in bezug auf den Anschlußpunkt 35 als Bezugspunkt gleich sind, also das Differenzsignal 68 gleich Null ist. Jede dieser Spannungen wird durch eine entsprechende Exponentialfunktion dargestellt, die für den sich aufladenden Kondensator kennzeichnend ist. Da in dem das Zeitintervall tz kennzeichnenden mathematischen Ausdruck die Speisespannung nicht eingeht, besitzt die Impulserzeugerschaltung eine Frequenz, die innerhalb praktisch vertretbarer Grenzen von Schwankungen der Speisespannung unabhängig ist.

Es darf weiterhin darauf hingewiesen werden, daß die Auswahl der Schaltelemente nicht maßgeblich ist.

ίο Der Punkt70 gleicher Spannungen in Fig. 4 muß nicht genau in der Mitte des Wertes der Speisespannung E_B liegen. Er kann an jeder, durch den Schaltungsentwurf vorgegebenen Stelle liegen. Ein weiteres Merkmal der vorliegenden Erfindung ergibt sich daraus, daß die Frequenz der Impulserzeugerschaltung von ihrer Umgebungstemperatur im wesentlichen unabhängig ist. Im allgemeinen beruhen die Temperaturunstabilitäten von Kippschwingoszillatoren mit Halbleitern auf drei Faktoren:

Kriechströme (Strom vom Kollektor zur Basis) und deren Änderungen, Änderungen der Stromverstärkung (ß) und Änderungen der Spannung zwischen Basis und Emitter der Halbleiter bei Temperaturänderungen.

In der vorgeschlagenen Schaltung sind die Transistoren 50,51 nahezu während der ganzen Periode τ, der Schaltung, d. h. während des Zeitintervalls i_s mit umgekehrter Polarität vorgespannt. Der Kriechstrom entspricht somit im großen ganzen dem Strom der umgekehrt vorgespannten Kollektor-Basis-Diode. • Eine Änderung der Stromverstärkung der Transistoren 50, 51 in Abhängigkeit von der Temperatur wirkt sich nur während des Zeitintervalls t_i aus, in welchem der Transistor leitfähig ist, und dieses Zeit-Intervall ist nur ein sehr kleiner Bruchteil der gesamten Periode. Schließlich sind die durch Temperaturschwankungen hervorgerufenen Änderungen der Spannung zwischen Basis und Emitter der Transistoren 50, 51 durch Verwendung einer verhältnismäßig leistungsfähigen Spannungsquelle für die Speisespannung leicht zu kompensieren, deren Spannung im Verhältnis zu den temperaturbedingten Spannungsänderungen verhältnismäßig viel höher ist. Dadurch wird eine temperaturbedingte Spannungsänderung ein unerheblicher Anteil an der Gesamtspeisespannung.

Claims

Patentansprüche:

1. Impulserzeugerschaltung, bei der die Speiseeingangsspannung an die Verbindungspunkte zweier eine Brückenschaltung bildender Zweige angelegt ist und in einem Brückenquerzweig ein Halbleiterschalter angeordnet ist, da durch gekennzeichnet, daß die Zweige wenigstens einen Widerstand und einen Kondensator aufweisen, daß in den Brückenquerzweig zwei komplementäre Transistoren mit ihren Emitter-Kollektor-Strecken in Reihe angeordnet sind, die mit ihren Basisanschlüssen (50 c, 51c) mit den Anschlußpunkten des anderen Brückenquerzweiges verbunden sind, und daß in dem einen Brückenzweig ein Lastwiderstand angeordnet ist, der in Reihe mit den Emitter-Kollektor-Strecken der Transistoren an der Speisespannung liegt.

2. Impulserzeugerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Lastwiderstand (^i) ^rz.) zwischen dem Kollektoranschluß (50 c) des einen Transistors (50) und/oder dem Kollek-

toranschluß (51c) des anderen Transistors (51) und der Speiseeingangsspannung liegt.

3. Impulserzeugerschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen den Emitteranschlüssen (50 a, 51a) der Transistören (50, 51) eine Diode (54) geschaltet ist.

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