DE1488487B2 - Drehzahlgeregelter antrieb - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf einen drehzahlgeregelten Antrieb mit einer elektromagnetischen Schlupfkupplung, deren Erregerstrom über eine elektronische Festkörperstellvorrichtung, entsprechend einem aus einem Tachogenerator entnommenen drehzahlproportionalen Istwert und einem diesem Istwert entgegenwirkenden Sollwert verstellbar ist, wobei dem die Sollwertspannung vorgebenden Einstellpotentiometer ein Kondensator parallel geschaltet ist.

Ein derartiger Antrieb ist bereits bekannt (britische Patentschrift 942 680). Bei ihm wird die Sollwertspannung unmittelbar entgegengesetzt in Reihe zu der Istwertspannung geschaltet und die Differenzspannung unmittelbar zur Steuerung der Aufladung des Kondensators einer Impulserzeugerschaltung verwendet. Die mit dieser Schaltung erzielbare Regelung wird mit 6% angegeben; sie ist somit verhältnismäßig grob. Ferner besteht die Gefahr, daß bei einer plötzlichen Verstellung des Sollwerteinstellpotentiometers das System zu schwingen beginnt. Durch die direkte Reihenschaltung der Sollwertspannung mit der Istwertspannung treten schädliche Rückwirkungen von Istwertspannungsveränderungen auf die Sollwertspannung auf.

Die Aufgabe der Erfindung besteht darin, eine Regelung über eine elektronische Festkörperstellvorrichtung für eine elektromagnetische Schlupfkupplung mit verbesserten Geschwindigkeitsregeleigenschaften über einen breiten Geschwindigkeitsbereich zu schaffen. Hierbei soll bei Übergang auf einen neu eingestellten Sollwert die Beschleunigung gemäß einer gedämpften Zeitcharakteristik verlaufen, so daß ein Überschwingen über die neue Drehzahl hinaus und Systemschwingungen vermieden werden und das Ansprechverhalten des Systems so angepaßt werden kann, daß es mit der übrigen Anordnung, mit der die Kupplung zusammenarbeitet, in Einklang steht.

Diese Aufgabe wird bei einer Antriebsregelung der eingangs genannten Art erfindungsgemäß gelöst durch ein zwischen die Ausgangsklemmen des Sollwertpotentiometers geschaltetes, aus einem RC-Zeitintegriernetzwerk bestehendes Tiefpaßfilter, dessen Ausgangswert eine einstellbare gedämpfte Funktion des Spannungspegels der Sollwert-Spannungsquelle ist, durch einen Summierpunkt, an dem der Istwert, eine weitere vom Erregerstrom der Schlupfkupplung abgeleitete Rückkopplungsspannung und der Sollwert am Ausgang des Tiefpaßfilters algebraisch zusammengeführt sind, wobei das sich hieraus ergebende gesamte Ausgangssignal zur Steuerung der Festkörperstellvorrichtung dient, und durch einen Transistor-Emitterfolge-Verstärker, der zwischen dem Ausgang des Tiefpasses und dem Summierpunkt angeordnet ist.

Die Zusammenführung von Soll- und Istwert in einem Summierpunkt, wie auch die Rückführung der Stellgröße auf ihn ist zwar allgemein und letzteres als Differential- oder Integralrückführung auch bei Kupplungsregelungen bekannt, diese beiden Merkmale werden im erfindungsgemäßen Falle jedoch nicht für sich, sondern nur im Zusammenhang mit dem nachgeschalteten Emitterverstärker zum Schutz beansprucht.

Bei einer besonderen Ausführungsform der Erfindung sind für positive und negative Beschleunigungen verschiedene Dämpfungszeitkonstanten dadurch vorgesehen, daß das i?C-Integriernetzwerk aus einem Kondensator, zwei Widerständen zur Verbindung des Kondensators mit der einstellbaren Sollwert-Spannungsquelle und jeweils einer mit je einem der S Widerstände in Reihe geschalteten Diode besteht, wobei die Dioden entgegengesetzt gepolt sind.

Verschiedene mögliche Ausführungsbeispiele der Erfindung werden nun an Hand der Zeichnungen veranschaulicht. Es zeigt

ίο Fig. 1 ein Blockdiagramm der miteinander verbundenen wesentlichen Bauteile eines drehzahlgeregelten Antriebs zur Veranschaulichung eines erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiels,

Fig. 2 ein Schaltbild des Systems nach Fig. 1, F i g. 2 a ein Schaltbild für eine Modifikation, die in der Schaltung gemäß F i g. 2 vorgenommen werden kann, wodurch sich ein zweites Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ergibt, und
F i g. 3 verschiedene Wellenformen, an Hand derer die Arbeitsweise der erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiele erläutert wird.

Gleiche Bezugszeichen werden für entsprechende Teile in den verschiedenen Figuren verwendet.
Es wird nun auf die Zeichnungen und insbesondere auf Fig. 1 Bezug genommen: Die Anordnung besteht aus einer Festkörperstellvorrichtung 23 zum Erregen der Feldwicklung einer elektromagnetischen Schlupfkupplung, beispielsweise einer Wirbelstromkupplung. Diese Kupplung ist durch den Block 11 in F i g. 1 angezeigt. Sie dient dazu, die Leistung von einem nicht gezeigten rotierenden Antriebsglied auf eine Belastung 13, d. h. ein Abtriebsglied zu übertragen. Die Steuervorrichtung dient zur Erregung dieser Kupplung, um die Winkelgeschwindigkeit des Abtriebsgliedes gleich oder im wesentlichen gleich (beispielsweise innerhalb einer Regelgenauigkeit von 1%) einer vorgewählten oder gewünschten Winkelgeschwindigkeit zu halten. Eine einstellbare Spannungsquelle 15 gibt eine Spannung ab, die dieser vorgewählten Winkelgeschwindigkeit entspricht. Die Spannung der Quelle 15 wird einem Dämpfungsnetzwerk 16 zugeführt, das ein Bezugssignal abgibt, welches eine gedämpfte Funktion der zuvor von der genannten Quelle abgegebenen Spannung ist. Dieses Bezugssignal wird über einen Emitterfolgeverstärker 18 mit hoher Eingangsimpedanz einer Summierverbindung — angezeigt bei 17 — zugeführt, die, wie aus F i g. 2 zu entnehmen ist, aus einer Lötverbindung innerhalb der Steuerschaltung besteht.

Der Emitterfolgeverstärker 18 verhindert eine Beeinflussung der Zeitkonstante des Dämpfungsnetzwerkes 16 über die Summierverbindung 17 und die verschiedenen, an diese Verbindung angeschlossenen Schaltungsteile; eine Aufladung würde sonst die Zeitintegrierfunktion des Dämpfungsnetzwerkes 16 stören. Die Ausgänge zweier Schleifen mit negativer Rückkopplung, wie sie noch beschrieben werden, sind ebenfalls an dem Verbindungspunkt 17 angelegt. Das zusammengesetzte Ausgangssignal dieses Verbindungspunktes (d. h. die algebraische Summe der an sie angelegten Signale) wird an den Eingang eines Differentialverstärkers 19 geleitet, der zur Steuerung des Triggerns einer Impulszündschaltung 21 dient. Letztere steuert die Erregung der Festkörperstellvorrichtung 23, die einen gesteuerten Siliziumgleichrichter enthält und zur Steuerung der Erregung der Kupplung 11 dient, wodurch die Winkelgeschwindigkeit des Abtriebsgliedes 13 gleich

der vorgewählten, durch das gedämpfte Bezugssignal dargestellten Winkelgeschwindigkeit gehalten wird.

Die Spannung des Tachometergenerators 25, der von dem Abtriebsglied angetrieben wird, ist proportional der Ist-Winkelgeschwindigkeit. Der Ausgang dieses Generators ist, wie angezeigt, an die Summierverbindung 17 gelegt, so daß sich eine auf die auftretenden Änderungen in der Geschwindigkeit des geregelten Abtriebsgliedes ansprechende Schaltung mit negativer Rückkopplung ergibt. Wie F i g. 1 veranschaulicht, bildet diese Tachometergenerator-Rückkopplung die äußere Rückkopplungsschleife. Eine innere Rückkopplungsschleife wird durch eine Stromrückführung 27 vorgesehen. Diese spricht auf den durch die Kupplungswicklung 11 fließenden Strom an und bewirkt eine entsprechende Veränderung der Ausgangsleistung. Wie noch erläutert wird, bildet diese Stromrückführung eine Rückkopplungsschleife mit hoher Verstärkungsempfindlichkeit, wodurch die Ansprechzeit der Regelung veringert wird, während sie unerwünschte Systemschwingungen unterdrückt.

Es wird nun auf F i g. 2 Bezug genommen, welche die das System gemäß Fig. 1 bildenden Bausteine und ihre Verbindungen im einzelnen zeigt. Dem Regelsystem wird Leistung über einen Transformator Π mit einer Primärwicklung TIP und einer Sekundärwicklung TlS zugeführt. Erstere kann beispielsweise an eine 220- oder 440-V-Wechselspannungsquelle angelegt sein, während letztere die Wechselspannung der Regelschaltung mit 115 V zuführt. Parallel zur Sekundärwicklung TlS liegt über zwei Leiter Ll und L 2 und eine Sicherung FU 2 eine Primärwicklung T2P eines zweiten Transformators, der eine Sekundärwicklung T25 (Fig. 2 unten) mit Mittelanzapfung besitzt. Eine übliche Steuerung mit den Stellungen »Kurzzeitbetrieb — Dauerbetrieb — Halt« für die elektromagnetische Kupplungsvorrichtung besteht aus einem Kurzzeit-Langzeit-Schalter 51 (mit einem ersten Teil SIA und einem zweiten Teil SlB), einem Halt-Schalter 52 und einem Relais, dessen Wicklung bei E angedeutet ist und dessen normalerweise geöffnete Kontakte bei El und E2 gezeigt sind. Für eine augenblickliche Erregung der Kupplungswicklung, d. h. für eine Kurzzeitsteuerung, wird der Schalterteil SlA kurzzeitig geschlossen, wobei der Schalterteil SlB geöffnet bleibt, wodurch die Wicklung £ erregt wird und der Kontakt El für eine kurze Zeit geschlossen wird. Soll die Kupplung erregt bleiben (d. h., wenn ein Dauerbetrieb gewünscht wird), werden beide Kontakte des Schalters 51 geschlossen. Hierdurch wird nicht nur die Wicklung E erregt, sondern auch eine Halteschaltung über die Kontakte 5IZ? und E 2 für die Wicklung £ geschaffen, die erregt bleibt, bis der Halt-Schalter 52 geöffnet wird.

Der Transformator Γ 2 mit seiner Sekundärwicklung Γ25 mit Mittelanzapfung und zwei Gleichrichterdioden F 3 und F 4 erzeugt zwischen einem Punkt A und der Mittelanzapfung der Sekundärwicklung T25 ein ungefiltertes, infolge Doppelweggleichrichtung pulsierendes Gleichspannungspotential. Die Mittelanzapfung ist mit einer Verbindung Fl verbunden, die die gemeinsame Leitung der Schaltung bildet. Ein Kondensator C9 liegt parallel zur Wicklung Γ25 und bildet einen niederohmigen Übergang für hochfrequente Schwingungen. Zum Schütze der Dioden F 3 und F 4 verhindert der Kondensator C9 außerdem das ungewollte Zünden der noch zu beschreibenden Impulszündschaltung. Die Wellenform der Spannung am Punkt A in bezug auf den Punkt P1 ist in F i g. 3 bei A dargestellt.
Ein Strombegrenzungswiderstand/?! ist in Reihe mit einer Zenerdiode F 5 geschaltet. Die letztere führt eine Beschneidung durch, so daß sich am Punkt B eine in Fig. 3,ZJ veranschaulichte Wellenform ergibt. Die mittlere Gleichspannung dieses Potentials (wiederum in bezug auf den Punkt Pl) ist + 10V± 10%. Die am Punkt B erscheinende ungeglättete Spannung versorgt den Differentialverstärker und die Impulszündschaltung, die beide noch beschrieben werden, mit Leistung. Da die Zenerdiode F 5 nicht temperaturkompensiert ist, kann sich die mittlere Gleichspannung am Punkt Z? mit der Temperatur ändern.

Ein temperaturkompensierter Bezugs- und Vorspannungsversorgungsteil der Schaltung ist an den Punkt B geschaltet und besteht aus einem Strombegrenzungswiderstand R 7 und einer Trenndiode F 6. Ein Glättungskondensator Cl ist zwischen die Kathode der Diode F6 und den Punkt Pl gelegt. Die Spannung, die an diesem Kondensator liegt, liegt beispielsweise in der Größenordnung von 11,5 V Gleichspannung. Die Diode F 6 verhindert, daß diese Spannung an den Differentialverstärker oder die Pulsschaltung gelangt. Parallel zum Kondensator Cl liegt die Reihenschaltung eines Regelwiderstandes Z? 8 mit einer temperaturkompensierten Zenerdiode Fl. Diese Reihenschaltung gewährleistet eine kontinuierliche temperaturkompensierte Gleichspannung zwischen dem Punkt P 2 und der Verbindung P1. Diese Spannung hat beispielsweise einen Wert zwisehen +8,55 und +9,45 V.

Ein Regelwiderstand Z? 4 und zwei feste Widerstände Z? 6 und Z? 9 sind zwischen dem Punkt P 2 und einer mit dem Bezugszeichen 18 versehenen Verbindung in Reihe geschaltet. Wie sich noch später ergeben wird, bestimmt die Einstellung des Potentiometers Z? 4 den Minimalstrom durch die Kupplungswicklung, wenn die Steuerung auf die Dauergeschwindigkeit 0 eingestellt ist.

Der Tachometerrückkopplungsteil der Regelung gemäß F i g. 2 enthält einen Wechselstromgenerator oder Tachometer G, der auf der Ausgangswelle der Wirbelstromkupplung befestigt ist. Dieser Generator gibt ein Ausgangssignal ab, dessen Spannung und Frequenz sich als eine Funktion der Ausgangsdrehzahl ändert oder proportional zu dieser ist. Ein Meßgerät Ml ist parallel zum Ausgang des Generators G geschaltet, um dessen Ausgangssignal anzuzeigen. Der Generator G versorgt einen Trenntransformator T 4 und einen Doppelwegbrückengleichrichter, der bei F 8 angezeigt ist. Das Ausgangssignal des Gleichrichters F 8 wird über eine Glättungsschaltung, bestehend aus zwei Kondensatoren C 2 und C 3 und einer Drosselspule LLl, geglättet. Diese ist eine Drossel mit veränderlicher Induktivität und nur bei sehr niedrigen Frequenzen und Strömen wirksam. Das gleichgerichtete und geglättete Ausgangssignal des Rückkopplungsgenerators G wird in einem Widerstandsnetzwerk, bestehend aus der Reihenschaltung der festen Widerstände Z? 21 und Z? 22 und dem Potentiometer Z? 3, aufgeteilt.

Durch die Einstellung des Potentiometers Z? 3 wird die maximale Geschwindigkeit des Abtriebsgliedes oder der Last bestimmt. Die geeignete Einstellung

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des Potentiometers R3 erfolgt bei Einstellung des der Strom von der Summierverbindung durch den

Sollwertpotentiometers R 5 ?uf maximale Drehzahl Widerstand R 2 abfließt. Das Istwert- und das SoIl-

bei Nennlastbedingungen. Das Potentiometer R3 wertsignal werden also an der Summierverbindung

wird dann so eingestellt, daß die Ausgangswelle der 17 verglichen. Von dieser Verbindung fließt auch

Kupplung mit der auf dem Typenschild angegebenen 5 Strom ab durch einen Widerstand R 24, der, wie

maximalen Nennausgangsdrehzahl läuft. noch erläutert wird, einen Teil der inneren oder

Das Sollwertpotentiometer R 5 ist zwischen die . Stromriickkopplungsschleife darstellt. Die algebra-

PunktePl und P 2 geschaltet, so daß die an diesen ische Summe dieser verschiedenen Ströme wird an

Punkten erscheinende, im wesentlichen konstante die Basis eines Transistors TR1 angelegt, der einer

Spannung durch Einstellung des Schleifers des Poten- io der Transistoren des Differentialverstärkers der Rege-

tiometers in jedem gewünschten Verhältnis geteilt lung ist. Der andere Transistor dieses Verstärkers

werden kann. Die Quellen konstanter Spannung und ist mit TR 2 bezeichnet.

das Potentiometer R S stellen somit eine einstellbare Ein gemeinsamer Emitterwiderstand R17 ist zwi-

Sollspannungsquelle 15 am Schleifer des Potentio- sehen die Emitter der Transistoren Ti? 1 und TR2

meters dar. 15 und dem Punkt Pl eingeschaltet, und zwei angepaßte

Die von der Sollspannungsquelle 15 angebotene Belastungswiderstände R11 und R13 sind mit den

Spannung wird über einen Widerstand RL1 einem entsprechenden Kollektoren dieser Transistoren ver-

Dämpfungsnetzwerk 16 zugeführt, das ein zwischen bunden. Der Widerstand R11 ist direkt mit dem

die Klemmen M und N geschaltetes Potentiometer Punkt i? verbunden, während der Widerstand R13

RL2 und einen Kondensator CXl enthält, wodurch 20 an die eine Belegung eines Kondensators CS ange-

sich ein gedämpftes Bezugssignal an dem Punkt N schlossen ist, dessen andere Belegung an dem

zwischen RL 2 und CXl ergibt. Punkt B liegt. Ein Strombegrenzungswiderstand R12 (Jf

Das Bezugssignal wird über einen Emitterfolge- verbindet die Basis des Transistors TRl mit der Verstärker 18 der Summierverbindung 17 zugeführt. Klemme P 2. Ein ähnlicher Widerstand R 23 verbin-Der Emitterfolgeverstärker 18 verwendet zwei Tran- 25 det die Basis des Transistors TR 2 mit dem Punkt sistoren TRLl und TRL2, die als Emitterfolge- Pl. Die gemeinsame Verbindung zwischen den EIekaskade geschaltet sind, so daß die Spannungs- menteni?13 und CS, nämlich Punkt C, stellt die verstärkung annähernd Eins beträgt. Die Widerstände Ausgangsklemme des Differentialverstärkers dar. ALI und RL3 bilden ein Schwellwertvorspannungs- Die Wellenform des am Punkt C auftretenden Potennetzwerk für die Verstärker. Diese Widerstände 30, tials ist in F i g. 3, C veranschaulicht. Dieses Potenhaben natürlich auch einen gewissen Einfluß auf das tial steuert, wie noch erläutert wird, das Triggern j Dämpfungsnetzwerk 16, aber diese Einwirkung ist der Impulszündschaltung, die wiederum die Festvorhersehbar und nicht schädlich. Die Diode FLl körperschaltvorrichtung steuert,
ist eine Blockierdiode, die die Entladung des Kon- Die Impulszündschaltung besteht aus einer abgedensators CXl über die Basis-Kollektor-Strecke des 35 wandelten Schmitt-Triggerschaltung mit zwei Tran- j Transistors TRLl und die Klemme P2 nach Masse sistoren TRZ und TR4, einem gemeinsamen Emitterhin verhindert. Ein Widerstand RL 4 spannt den widerstand R16 und zwei angepaßten Belastungszweiten Transistor TRL2 vor, während ein Wider- widerständenR18 und R20. Ein Koppelnetzwerk, stand RL 5 seine Emitterbelastung bildet. Eine Diode bestehend aus einem Widerstand R19 und einem j FL2, die mit dem Emitterbelastungswiderstand RL5 40 dazu parallelgeschalteten Kondensator C6, verbindet j in Reihe geschaltet ist, dient zur Temperaturkompen- den Kollektor des Transistors Ti? 3 mit der Basis des sation, wodurch Ausgangsspannungsänderungen in- Transistors Ti? 4. Ein GlättungskondensatorC4 ist folge Temperaturänderung auf ein Minimum redu- zwischen dem gemeinsamen Emitterwiderstand R16 r"i ziert werden. und dem Punkt Pl vorgesehen und hält den Schwell- ^- *

Der Emitterfolgeverstärker 18 besitzt eine hohe 45 wertpegel des Schmitt-Triggers im wesentlichen kon-Eingangsimpedanz, so daß die Dämpfungsschaltung stant, so daß Schaltvorgänge im System ohne Einfluß 16 über die Summierverbindung nicht belastet wird; bleiben. Der Ausgang des Differentialverstärkers am diese Belastung würde sonst die zeitintegrierende Punkt C ist über einen Strombegrenzungswiderstand Funktion dieser Schaltung stören und die Verwen- R14 an die Basis des Transistors TR 3 gelegt. Die dung eines Kondensators von unzweckmäßig hohem 50 gemeinsame Verbindung zwischen dem Widerstand Wert erfordern. Somit ist in gewissem Sinne der Ver- i?14 und dem Kondensator C 5 ist über einen Widerstärker 18 ein Vervielfacher der tatsächlichen Kapa- stand R15 mit dem Punkt B verbunden,
zität. Der Ausgang der Impulszündschaltung ist über

Das Bezugssignal, das bei niedriger Impedanz im einen Trennimpulstransformator T3 an die Steuer-Emitterkreis des Transistors TRL2 vorhanden ist, 55 elektrode eines gesteuerten Silizium-Gleichrichters wird über einen Isolierwiderstand RL6 an die Sum- SCR 1 angekoppelt, der die obenerwähnte Festmierverbindung 17 angelegt. körperschaltvorrichtung darstellt. SCR 1 und seine

Da das vom am Schleifer des Sollwertpotentio- zugehörigen Bauteile stellen den Leistungsausgangsmeters R S erscheinenden Potential abgeleitete Be- teil der Regelung dar. Die Primärwicklung des Imzugssignal eine Polarität besitzt, die entgegengesetzt 60 pulstransformators, angezeigt durch Γ 3 P, ist in der derjenigen des Tachometerrückkopplungssignals oder Ausgangsschaltung des modifizierten Schmitt-Triggers des Istwerts der Regelgröße ist, das am Arm des zwischen Belastungswiderstand R 20 und Punkt Pl Potentiometers R 3 erscheint (wobei das erstere posi- angeschlossen. Die Sekundärwicklung T3S dieses tiv in bezug auf Pl und das letztere negativ dazu Transformators ist zwischen die Steuerelektrode von ist), ist ersichtlich, daß die an die Summierverbin- 65 SCR 1 und dessen Kathode gelegt,
dung 17 angelegten Ströme entgegengesetztes Vor- Die Feldwicklung der elektromagnetischen Kuppzeichen besitzen, d. h., daß der Strom vom Sollwert- lung, die zu regeln ist, ist mit CLl bezeichnet. Diese potentiometer in diesen Punkt hineinfließt, während Wicklung ist in Reihe mit einer Sicherung FUl, dem

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Kontakt£1, einem Widerstands26, einer Diode Fl während der negativen Halbzyklen der Wechsel- und dem Anoden-Kathodenkreis von SCR 1 ge- spannung erregt sein kann.

schaltet, und die sich hieraus ergebende Reihen- Die Einstellung des Sollwertpotentiometers R S beschaltung ist zwischen die Leiter Ll und L 2 gelegt. wirkt ein positives Potential mit einem Wert, der Eine Freilauf diode F 2 ist parallel zur Wicklung CLl 5 der gewünschten Drehzahl entspricht, wobei dieses geschaltet und leitet Schaltvorgänge in der Wicklung Potential über das Dämpfungsnetzwerk 16 und den außerhalb des Zyklus ab, so daß diese praktisch als Emitterfolgeverstärker 18 an den Summierpunkt 17 eine ohmsche Belastung erscheint. Die Diode Fl und und an die Basis des Transistors TR1 gelangt. Da ein Widerstand!?27 sind sekundäre Schutzvorrich- der Emitterkollektorkreis dieses Transistors in Reihe tungen, die dazu dienen, den gesteuerten Gleich- io mit dem Kondensator C 5 geschaltet ist, steuert dieser richter SCR 1 vor hohen Spannungsspitzen zu Transistor die Aufladegeschwindigkeit dieses Konschützen und eine Fehlzündung desselben infolge densators. Anders ausgedrückt, der Kondensator C5, hoher Übergangsschaltspannungen zu verhindern. der Widerstand/? 13, die Emitter-Kollektor-Strecke SchaltunterdrückungskondensatorenC? und C 8 sind von Ti?l und der Widerstand R17 stellen eine entsprechend über die Kupplungswicklung CLl und 15 i?C-Schaltung dar, deren R durch die Basis-Emitterdie Sekundärwicklung T2P gelegt und stellen einen Spannung des Transistors 77? 1 gesteuert wird. Somit niederohmigen Pfad für hochfrequente, in der Schal- bewirkt ein Ansteigen des positiven Potentials an tung auftretende Schaltvorgänge dar. Ein Ableit- dem Summierglied 17, daß der Kondensator C 5 widerstand, angezeigt bei F 9, ist über die Wicklung schneller aufgeladen wird.

T2P geschaltet, um die Schaltung vor niederfrequen- 20 Da die Spannung am Kondensator nicht plötzlich

ten Leitungsschaltvorgängen zu schützen. wechseln kann, baut sich die Spannung am Punkt C

Ein Voltmeter M 2 liegt in Reihe mit einem Wider- gleichzeitig mit der Anstiegskante eines Impulses am

standR28 über der WicklungCLl und dient zur PunktB auf. Anfangs, d.h. im Ruhezustand, ist der

ständigen Anzeige des Erregungsgrades derselben. Transistor TR 4 der modifizierten Schmitt-Trigger-

Der Rückkopplungsteil der Regelung, der den 25 schaltung leitend und der Transistor Ti? 3 gesperrt. Strom durch die Wicklung CLl rückführt, besteht Während sich das Potential am Punkt C aufbaut, aus dem Widerstand R 26 und einer Reihenschaltung um den Schwellwert des Schmitt-Triggers zu überaus einem Potentiometer i? 2 und dem Widerstand schreiten, der zur Veranschaulichung mit 10 V ani?24. Der Widerstand R 26 liegt in Serie mit der genommen sei, wird der Transistor Ti? 3 leitend. Die Kupplungswicklung, und somit ist die Spannung an 30 Leitperioden von 77?3 sind in Fig. 3, D gezeigt, diesem Widerstand proportional zu dem Strom durch Gleichzeitig wird der Transistor TR4 gesperrt. Dies die Wicklung. Diese Spannung wird dem Summier- bewirkt einen ins Negative gehenden Impuls punktl7 über das veränderliche Widerstandsnetz- (Fig. 3, E), der über die Sekundärwicklung Γ3S an werk, bestehend aus dem Potentiometer R 2 und dem die Steuerelektrode von SCR 1 angekoppelt wird, WiderstandR24, zugeführt. 35 wodurch gewährleistet wird, daß SCRl während der

Die Arbeitsweise der Regelung gemäß Fig. 2 ist Leitperioden des Transistors 77?3 in seinem aus-

wie folgt: geschalteten oder nichtleitenden Zustand bleibt.

Das Potentiometer R 4 für die niedrige Vorspan- Die Aufladung des Kondensators C5 bewirkt, daß

nung wird anfangs so eingestellt, daß ein minimaler die Spannung am Punkt C mit einer Geschwindigkeit

Strom in der Kupplungswicklung fließt, während das 40 abnimmt, die proportional zur Ladegeschwindigkeit

Sollwertpotentiometer R 5 auf Null eingestellt ist. Es des Kondensators ist. Diese abnehmende Spannung

hat sich gezeigt, daß in einem typischen Fall das ist mit C in Fi g. 3, C angezeigt, wobei die nach

Potentiometer R 4 so eingestellt werden sollte, daß unten gehende Neigung dieses Teiles eine Funktion

eine 5%ige Erregung der Kupplungswicklung ein- des Leitens von Transistor TR1 ist. Der Transistor

tritt, wenn das Dauergeschwindigkeitspotentiometer 45 TR 3 bleibt leitend, bis der Teil C den 10-V-Trigger-

RS auf Null gestellt ist. Diese Einstellung erzeugt pegel der Schmitt-Triggerschaltung erreicht, wobei

optimale thermische Drifteigenschaften. zu dieser Zeit der Transistor Ti? 3 gesperrt wird.

Das Sollwertpotentiometer R 5 wird dann auf die Dies bewirkt ein Leiten des Transistors TR 4, was gewünschte Winkelgeschwindigkeit des Abtriebs- wiederum eine positive Impulsspitze an der Steuergliedes eingestellt. Ein geeignet kalibrierter Knopf 50 elektrode von SCR 1 zur Folge hat. Wird angenom- oder eine Scheibe können beispielsweise vorgesehen men, daß die Wechselspannung zwischen Ll und L 2 sein, um diese Einstellung zu erleichtern. Der Schal- die richtige Polarität besitzt, so bewirkt diese Spitze ter S1 wird nun betätigt und in seine Dauerbetriebs- ein Leiten von SCR 1 und eine gleichzeitige Erregung position gestellt. Wie oben beschrieben, wird hier- der Wicklung CLl. Der an die Spule angelegte Imdurch die Relaiswicklung E erregt, wodurch die nor- 55 puls ist in F i g. 3, F gezeigt, und es ist dabei angemalerweise geöffneten Kontakte El und E2 ge- nommen, daß während des ersten Halbzyklus der schlossen werden. Der Kontakt E2 schließt einen Wellenformen gemäß Fig. 3 der Leiter Ll in bezug Haltestromkreis für die Wicklung E, während über auf den Leiter L 2 negativ ist.
den Kontakt El ein Reihenstrompfad mit der Kupp- Es ist nun ersichtlich, daß die Dauer des in lungswicklung CLl und dem Gleichrichter SCR 1 60 Fig. 3, F gezeigten Impulses und damit der Grad zwischen den Leitern Ll und L 2 gebildet wird. der Erregung der Wicklung CLl abhängig ist allein Hiernach hängt der Grad der Erregung der Kupp- von der Aufladerate des Kondensators CS. Diese lungswicklung von der selektiven Betätigung von Aufladerate oder -geschwindigkeit ist wiederum ab- SCR1 und insbesondere von der Zeitspanne ab, hängig von der Spannung am Verbindungspunkt 17. während der SCR 1 während eines zwischen Ll und 65 Während des folgenden Halbzyklus der Wellen-L2 auftretenden Wechselspannungszyklus leitend formen gemäß Fig. 3 erfolgen dieselben Steuerwird. Es ist ersichtlich, daß infolge der Polarität der funktionen, d. h., die Impulszündschaltung triggert Diode Fl und von SCRl die Wicklung CLl nur wiederum die Steuerelektrode von SCR 1; es wird

1 no coo/on

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jedoch kein Impuls an die Kupplungswicklung an- abhängig von der Einstellung des Potentiometers R 2

gelegt, da der Leiter L1 nun positiv in bezug auf kann jedoch die Ansprechzeit beträchtlich, beispiels-

den Leiter L 2 ist. Es ist verständlich, daß, wenn weise um einen Faktor 10, verringert werden, und da

zwei gesteuerte Gleichrichter mit der Wicklung CZ-I diese Ansprechzeit synthetisch reduziert wird, kann

zu einer Doppelweggleichrichtung verbunden werden 5 ein System, das instabil würde, hierdurch stabil wer-

(an Stelle der Halbweggleichrichtung gemäß Fig. 2), den. Wenn beispielsweise die geschlossene Schleife

ein Impuls mit einer kontrollierten Dauer an die bei einer Gesamtansprechzeit T gleich 0,3 Sekunden

Wicklung CLl während jedes Halbzyklus der an die instabil würde, dann ergibt die synthetische Redu-

LeiterLl und Ll angelegten Wechselspannung an- zierung dieser Ansprechzeit auf einen Wert von

gelegt würde. io 0,03 Sekunden, daß das System stabil wird. Dieses

Die Erregung der Wicklung CLl koppelt das An- gewährleistet nicht nur eine Verhinderung von triebsglied (beispielsweise einen Motor) mit dem Systemschwingungen, sondern gestattet auch den drehbar angetriebenen Glied oder der Last 13. Die Aufbau eines kritisch gedämpften Systems.
Drehzahl des Abtriebsgliedes hängt größtenteils von Zur Reduzierung der durch sich ändernde Umdem Grad der Erregung der Wicklung CLl ab. Um 15 gebungstemperaturen verursachten thermischen Drift diese Drehzahl zu erfassen, ist der Tachometer- in der Drehzahlregulierung ist zur Steuerung der generator G auf der Abtriebswelle der Kupplungs- Ladegeschwindigkeit des Kondensators C5 ein Diffevorrichtung angeordnet. Unmittelbar nach der An- rentialverstärker vorgesehen. Die Betaverstärkung fangserregung der Wicklung CLl ist das Ausgangs- eines Transistors, d.h. die Gleichvorspannungssignal der Generatorrückkopplung (gekoppelt durch 20 verstärkung, ändert sich beträchtlich als eine Funk-Widerstand jR 2 nach Punkt 17) auf einem sehr nied- tion der Temperatur. Beim Ansteigen der Temperigen Wert. Dementsprechend ist das positive Poten- ratur verringert sich der Basis-Emitter-Widerstand tial am Summierglied 17 auf einem verhältnismäßig des einen Transistors, und falls eine feste Basishohen Wert. Dies erhöht das Leiten von Transistor Emitter-Vorspannung angelegt wird, hat diese TRl, bewirkt die Aufladung des Kondensators C5 25 Widerstandsverringerung ein Anwachsen des Basismit einer höheren Geschwindigkeit und erhöht hier- Emitter-Stromes zur Folge. Dies wiederum bewirkt durch die der Kupplungswicklung über SCRl züge- ein beträchtliches Abfallen des Kollektor-Emitterführte Leistung. Dies erhöht die Kupplung zwischen Widerstandes. Wenn nur der Transistor TR1 zur dem Antriebs- und dem Abtriebsglied, wodurch die Steuerung der Aufladegeschwindigkeit des Konden-Drehzahl des letzteren erhöht wird. Das sich er- 3° sators C5 vorgesehen wäre, so würde sich diese Aufgebende Anwachsen der Drehzahl wird von dem ladegeschwindigkeit infolge Temperaturänderungen Generator G abgeführt, der eine ansteigende negative verändern. Der Transistor TR2 wirkt jedoch als ein Spannung am Punkt 17 zum Vergleich mit dem temperaturkompensierendes Glied, das die Leitfähigpositiven Bezugssignal zuführt. Da die algebraische keit des Transistors TR1 im wesentlichen unabhängig Summe der an den Punkt 17 angelegten Ströme 35 von Temperaturänderungen aufrechterhält,
negativer wird, wird auch die Basis-Emitter-Vor- Die Transistoren Ti? 1 und TR2 sind deshalb in spannung am Transistor TRl reduziert, wodurch einer gemeinsamen Wärmesenke angeordnet, so daß sich auch die Aufladegeschwindigkeit des Konden- die beiden Transistorgehäuse im wesentlichen auf der sators CS verringert. Dies wiederum hat eine Ver- gleichen Temperatur liegen. Somit ist ein Ansteigen kürzung der Zeit zur Folge, während der SCR 1 4° der Temperatur des Transistors TR1 (was ein Anleitend ist, so daß sich eine Verringerung des Er- steigen von dessen Leitfähigkeit bewirkt) von einem regungsgrades der Spule CLl ergibt. Wenn die Dreh- entsprechenden Ansteigen der Temperatur von TR2 zahl des Abtriebsgüedes den voreingestellten Wert begleitet. Dies erhöht die Leitfähigkeit des Kollektorerreicht, ist der der WicklungCLl zugeführte mitt- Emitter-Kreises von TR2, was wiederum ein Anlere Strom gerade ausreichend, um diese gewünschte 45 steigen des Stromes durch den gemeinsamen Emitter-Drehzahl aufrechtzuerhalten. Abweichungen in der widerstand R17 zur Folge hat. Der erhöhte Strom tatsächlichen Drehzahl der Belastung werden von durch R17 hebt das positive Potential am Emitter der Tachometerrückkopplung abgefühlt, und die von TjRI an, wodurch die Basis-Emitter-Vorspan-Erregung der Spule CLl wird entweder erhöht oder nung dieses Transistors TR1 verändert wird. Wenn erniedrigt, je nachdem, welche Wirkung erforderlich 50 die beiden Transistoren so ausgewählt wurden, daß ist, um die tatsächliche Drehzahl wieder auf den sie annähernd gleiche Verstärkungen besitzen, so gewünschten Wert zu bringen. kompensiert die Veränderung der Basis-Emitter-

Um eine engere Drehzahlregelung vorzusehen, Vorspannung des Transistors TR1 gerade die durch d. h., um die Geschwindigkeit des Abtriebsgliedes die Temperaturänderung bedingte Basis-Emitterder voreingestellten Geschwindigkeit noch besser an- 55 Widerstandsveränderung. Dies gewährleistet, daß der zunähern und um die Ansprechzeit des Systems zu Basis-Emitter-Strom von TRl (der Parameter, der verringern, fühlt die innere Rückkopplungsschleife die Leitfähigkeit seines Kollektor-Emitter-Kreises 27 den Strom durch die Kupplungswicklung CLl ab steuert) im wesentlichen unabhängig von Tempe- und legt ein negatives Rückkopplungssignal an Punkt raturänderungen gehalten wird.
17, das proportional zu diesem Strom ist. Diese 60 Bei einem besonderen Ausführungsbeispiel der innere Schleife besteht aus dem Widerstand R26 und Regelung gemäß Fig. 2 lag die Geschwindigkeitsder Reihenschaltung der Widerständet2 und R24. regelung innerhalb ±1% über einen geregelten GeWenn einmal die gewünschte Drehzahl erreicht ist, schwindigkeitsbereich von 33:1. Im Vergleich dazu dann werden auftretende Änderungen im Strom ist bei bekannten Systemen ein guter Wert für die durch die Wicklung CLl zu dem Summierglied 17 65 Geschwindigkeitsregelung ±2% über einen Gerückgeführt in der Form einer negativen Rückkopp- schwindigkeitsbereich von 10 :1. Der Dämpf ungslung. Diese negative Rückkopplung erfordert eine faktor war etwas größer als 0,7 und näherte sich dem etwas höhere Gesamtverstärkung für das System; optimalen Faktor von 0,707; die thermische Drift

war weniger als 0,04% pro ° C. Die Eigen- oder Systemdrift lag bei allen Arbeitsdrehzahlen innerhalb des Geschwindigkeitsbereiches unter ± einer Umdrehung pro Minute.

Zur Ausregelung von Drehzahlunterschieden bei Einstellung des Sollwertpotentiometers R 5 während des Betriebes wird gemäß der Erfindung die an dessen Schleifer angebotene Spannung nicht direkt, sondern über das Dämpfungsnetzwerk 16 und den Emitterfolgeverstärker an die Summierverbindung 17 angelegt. Wenn das Potentiometer R 5 plötzlich auf eine neue Position eingestellt wird, dann folgt das am Verbindungspunkt N zwischen dem Widerstand AL 2 und dem Kondensator CXl abgreifbare Bezugssignal dieser Einstellung nicht gleichzeitig, sondern nähert sich dem neuen Wert, wie es dem Fachmann erkenntlich sein dürfte, logarithmisch. Die Werte von CXl und RL2 sind so gewählt, daß die Zeitkonstante des Netzwerks über einen zweckmäßigen Bereich verändert werden kann, beispielsweise zwischen 6 und 100 Sekunden durch Einstellung von RL2.

Da die Summierverbindung 17 mit der Transistorschaltung verbunden ist, arbeitet sie notwendiger auf einem Pegel niedriger Impedanz. Eine direkte Verbindung mit einer derartigen Schaltung mit niederohmiger Impedanz würde das Dämpfungsnetzwerk

16 belasten und seine Zeitintegriereigenschaft stören. Die Aufladung des Dämpfungsnetzwerkes über die Summierverbindung 17 und die diesem zugeordnete Schaltung wird dadurch verhindert, daß der Bezugssignalausgang des Netzwerkes mit der Verbindung

17 nicht direkt, sondern über einen Emitterfolgeverstärker 18 verbunden ist. Der Verstärker 18 weist eine verhältnismäßig hohe Eingangsimpedanz und eine relativ niedrige Ausgangsimpedanz auf.

Da das gedämpfte Bezugssignal der Summierverbindung 17 in ungestörter Form zugeführt wird, bewirkt die oben beschriebene Rückkopplungsregelung, daß die Drehzahl des Abtriebsgliedes genau dem Bezugssignal folgt. Mit anderen Worten: Wenn das Drehzahlsollwertpotentiometer plötzlich auf eine neue Einstellung gesetzt wird, dann nähert sich das Abtriebsglied infolge des gedämpften Charakters des Bezugssignals, mit dem das Rückkopplungssignal verglichen wird, logarithmisch der neuen Geschwindigkeit. Auf diese Weise wird die Überlastung der Kupplung vermieden. Die logarithmische Annäherung ist natürlich auch in vielen Fällen dann von Vorteil, wenn es gilt, Schwingungen und ein Überschwingen in Systemen zu verhindern, mit denen die erfmdungsgemäße Regelung zusammenarbeiten kann. Die Zeitkonstante der logarithmischen Annäherung ist selbstverständlich zum großen Teil durch die relativen Werte des Potentiometers RL 2 und des Kondensators CXl bestimmt und kann durch Verändern des tatsächlichen Wertes von RL2 so verändert werden, daß sie einer bestimmten Situation angepaßt ist.

Wird zwischen die Klemmen M und N an Stelle des einen PotentiometersRL2 gemäß Fig. 2 die in Fig. 2, A gezeigte Schaltung gesetzt, so können unterschiedliche Änderungsgeschwindigkeiten positiven und negativen Beschleunigungen zugeordnet werden. Bei dieser Modifikation sind zwei Potentiometer RL9 und RLU vorgesehen, die jeweils mit einer Steuerdiode FL 3 bzw. FL 5 in Reihe geschaltet sind. Die Dioden sind entgegengesetzt gepolt, so daß, wenn die eine leitend ist, die andere in Sperrichtung vorgespannt wird. Wenn somit eine positive Beschleunigung gewünscht wird und der Strom zum Anheben des Potentials des Bezugssignals in den Kondensator CXl hineinfließen muß, dann wird die Diode FL 5 blockiert, und das Potentiometer RL 9 bestimmt allein die Zeitkonstante der logarithmischen Annäherung an die neue Geschwindigkeit. Wenn umgekehrt eine negative Beschleunigung oder eine Verzögerung durch eine neue Einstellung des Potentiometers R 5 erforderlich ist und der Strom aus dem Kondensator CXl fließen muß, dann wird die Diode FL 3 blockiert, und die Einstellung des Potentiometers RLU bestimmt allein die logarithmische Zeitkonstante.

Jedes dieser beiden unterschiedlich gedämpften Bezugssignale verursacht beim Vergleich mit dem Rückkopplungssignal an der Summierverbindung 17 eine Beeinflussung der Drehzahl des Abtriebsgliedes oder der Last 13 in entsprechender Weise.

Claims (2)

Patentansprüche:

1. Drehzahlgeregelter Antrieb mit einer elektromagnetischen Schlupfkupplung, deren Erregerstrom über eine elektronische Festkörperstellvorrichtung, entsprechend einem aus einem Tachogenerator entnommenen drehzahlproportionalen Istwert und einem diesem Istwert entgegenwirkenden Sollwert verstellbar ist, wobei dem die Sollwertspannung vorgebenden Einstellpotentiometer ein Kondensator parallel geschaltet ist, gekennzeichnet durch ein zwischen die Ausgangsklemmen des Sollwertpotentiometers (R5) geschaltetes, aus einem .RC-Zeitintegriernetzwerk (RL 2, CXl) bestehendes Tiefpaßfilter (16), dessen Ausgangswert eine einstellbare gedämpfte Funktion des Spannungspegels der Sollwert-Spannungsquelle (15) ist, durch einen Summierpunkt (17), an dem der Istwert, eine weitere vom Erregerstrom der Schlupfkupplung abgeleitete Rückkopplungsspannung und der Sollwert am Ausgang des Tiefpaßfilters algebraisch zusammengeführt sind, wobei das sich hieraus ergebende gesamte Ausgangssignal zur Steuerung der Festkörperstellvorrichtung (21) dient, und durch einen Transistor-Emitterfolgeverstärker (18), der zwischen dem Ausgang des Tiefpasses und dem Summierpunkt angeordnet ist.

2. Antrieb nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das ÄC-Integriernetzwerk aus einem Kondensator (CXl), zwei Widerständen (RL9, RLH) zur Verbindung des Kondensators (CXl) mit der einstellbaren Sollwert-Spannungsquelle (15) und jeweils einer mit je einem der Widerstände in Reihe geschalteten Diode (FL 3, FL 5) besteht, wobei die Dioden entgegengesetzt gepolt sind.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen