DE1488487C - Drehzahlgeregelter Antrieb - Google Patents

Description

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Die Erfindung bezieht sich auf einen drehzahl- vorgesehen, daß das iiC-Integriernetzwerk aus einem

geregelten Antrieb mit einer elektromagnetischen Kondensator, zwei Widerständen zur Verbindung

Schlupfkupplung, deren Erregerstrom über eine elek- des Kondensators mit der einstellbaren Sollwert-

tronische Festkörperstellvorrichtung, entsprechend Spannungsquelle und jeweils einer mit je einem der einem aus einem Tachogenerator entnommenen 5 Widerstände in Reihe geschalteten Diode besteht,

drehzahlproportionalen Istwert und einem diesem wobei die Dioden entgegengesetzt gepolt sind.

Istwert entgegenwirkenden Sollwert verstellbar ist, Verschiedene mögliche Ausführungsbeispiele der

wobei dem die Sollwertspannung vorgebenden Ein- Erfindung werden nun an Hand der Zeichnungen

Stellpotentiometer ein Kondensator parallel geschal- veranschaulicht. Es zeigt
tet ist. ίο Fig. 1 ein Blockdiagramm der miteinander ver-

Ein derartiger Antrieb ist bereits bekannt (bri- bundenen wesentlichen Bauteile eines drehzahltische Patentschrift 942 680). Bei ihm wird die Soll- geregelten Antriebs zur Veranschaulichung eines wertspannung unmittelbar entgegengesetzt in Reihe erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiels,
zu der Istwertspannung geschaltet und die Differenz- Fig. 2 ein Schaltbild des Systems nach Fig. 1,
spannung unmittelbar zur Steuerung der Aufladung 15 F i g. 2 a ein Schaltbild für eine Modifikation, die des Kondensators einer Impulserzeugerschaltung in der Schaltung gemäß F i g. 2 vorgenommen werverwendet. Die mit dieser Schaltung erzielbare Rege- den kann, wodurch sich ein zweites Ausführungslung wird mit 6% angegeben; sie ist somit verhält- beispiel der vorliegenden Erfindung ergibt, und
nismäßig grob. Ferner besteht die Gefahr, daß bei F i g. 3 verschiedene Wellenformen, an Hand derer einer plötzlichen Verstellung des Sollwerteinstell- 20 die Arbeitsweise der erfindungsgemäßen Ausfühpotentiometers das System zu schwingen beginnt. rungsbeispiele erläutert wird.

Durch die direkte Reihenschaltung der Sollwert- Gleiche Bezugszeichen werden für entsprechende

spannung mit der Istwertspannung treten schädliche Teile in den verschiedenen Figuren verwendet.

Rückwirkungen von Istwertspannungsveränderungen Es wird nun auf die Zeichnungen und insbesonauf die Sollwertspannung auf. 25 dere auf Fig. 1 Bezug genommen: Die Anordnung

Die Aufgabe der Erfindung besteht darin, eine besteht aus einer Festkörperstellvorrichtung 23 zum Regelung über eine elektronische Festkörperstell- Erregen der Feldwicklung einer elektromagnetischen Vorrichtung für eine elektromagnetische Schlupf- Schlupfkupplung, beispielsweise einer Wirbelstromkupplung mit verbesserten Geschwindigkeitsregel- ■■ kupplung. Diese Kupplung ist durch den Block 11 eigenschaften über einen breiten Geschwindigkeits- 30 in F i g. 1 angezeigt. Sie dient dazu, die Leistung bereich zu schaffen. Hierbei soll bei Übergang auf von einem nicht gezeigten rotierenden Antriebsglied einen neu eingestellten Sollwert die Beschleunigung auf eine Belastung 13, d. h. ein Abtriebsglied zu gemäß einer gedämpften Zeitcharakteristik verlaufen, übertragen. Die Steuervorrichtung dient zur Erregung so daß ein Überschwingen über die neue Drehzahl dieser Kupplung, um die Winkelgeschwindigkeit des hinaus und Systemschwingungen vermieden werden 35 Abtriebsgliedes gleich oder im wesentlichen gleich und das Ansprechverhalten des Systems so angepaßt (beispielsweise innerhalb einer Regelgenauigkeit von werden kann, daß es mit der übrigen Anordnung, 1%) einer vorgewählten oder gewünschten Winkelmit der die Kupplung zusammenarbeitet, in Einklang geschwindigkeit zu halten. Eine einstellbare Spansteht, nungsquelle 15 gibt eine Spannung ab, die dieser

Diese Aufgabe wird bei einer Antriebsregelung 40 vorgewählten Winkelgeschwindigkeit entspricht. Die der eingangs genannten Art erfindungsgemäß gelöst Spannung der Quelle 15 wird einem Dämpfungsdurch ein zwischen die Ausgangsklemmen des Soll- netzwerk 16 zugeführt, das ein Bezugssignal abgibt, wertpotentiometers geschaltetes, aus einem /?C-Zeit- welches eine gedämpfte Funktion der zuvor von der z'^-K integriernetzwerk bestehendes Tiefpaßfilter, dessen genannten Quelle abgegebenen Spannung ist. Dieses V W„v Ausgangswert eine einstellbare gedämpfte Funktion 45 Bezugssignal wird über einen Emitterfolgeverstärker des Spannungspegels der Sollwert-Spannungsquelle 18 mit hoher Eingangsimpedanz einer Summierist, durch einen Summierpunkt, an dem der Istwert, verbindung — angezeigt bei 17 — zugeführt, die,^ eine weitere vom Erregerstrom der Schlupfkupplung wie aus F i g. 2 zu entnehmen ist, aus einer Löt-' abgeleitete Rückkopplungsspannung und der Sollwert verbindung innerhalb der Steuerschaltung besteht, am Ausgang des Tiefpaßfilters algebraisch zu- 5° Der Emitterfolgeverstärker 18 verhindert eine Besammengeführt sind, wobei das sich hieraus er- einflussung der Zeitkonstante des Dämpfungsnetzgebende gesamte Ausgangssignal zur Steuerung der werkes 16 über die Summierverbindung 17 und die Festkörperstellvorrichtung dient, und durch einen verschiedenen, an diese Verbindung angeschlossenen Transistor-Emitterfolge-Verstärker, der zwischen dem Schaltungsteile; eine Aufladung würde sonst die Ausgang des Tiefpasses und dem Summierpunkt an- 55 Zeitintegrierfunktion des Dämpfungsnetzwerkes 16 geordnet ist. stören. Die Ausgänge zweier Schleifen mit negativer

Die Zusammenführung von Soll- und Istwert in Rückkopplung, wie sie noch beschrieben werden, einem Summierpunkt, wie auch die Rückführung der sind ebenfalls an dem Verbindungspunkt 17 anStellgröße auf ihn ist zwar allgemein und letzteres gelegt. Das zusammengesetzte Ausgangssignal dieses als Differential- oder Integralrückführung auch bei 60 Verbindungspunktes (d. h. die algebraische Summe Kupplungsregelungen bekannt, diese beiden Merk- der an sie angelegten Signale) wird an den Eingang male werden im erfindungsgemäßen Falle jedoch eines Differentialverstärkers 19 geleitet, der zur nicht für sich, sondern nur im Zusammenhang mit Steuerung des Triggerns einer Impulszündschaltung dem nachgeschalteten Emitterverstärker zum Schutz 21 dient. Letztere steuert die Erregung der Festbeansprucht. 65 körperstellvorrichtung 23, die einen gesteuerten

Bei einer besonderen Ausführungsform der Erfin- Siliziumgleichrichter enthält und zur Steuerung der

dung sind für positive und negative Beschleunigun- Erregung der Kupplung 11 dient, wodurch die

gen verschiedene Dämpfungszeitkonstanten dadurch Winkelgeschwindigkeit des Abtriebsgliedes 13 gleich

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der vorgewählten, durch das gedämpfte Bezugssignal densator C 9 außerdem das ungewollte Zünden der

dargestellten Winkelgeschwindigkeit gehalten wird. noch zu beschreibenden Impulszündschaltung. Die

Die Spannung des Tachometergenerators 25, der Wellenform der Spannung am Punkt A in bezug auf von dem Abtriebsglied angetrieben wird, ist pro- den Punkt P1 ist in F i g. 3 bei A dargestellt,
portional der Ist-Winkelgeschwindigkeit. Der Aus- 5 Ein Strombegrenzungswiderstand R1 ist in Reihe gang dieses Generators ist, wie angezeigt, an die mit einer Zenerdiode F 5 geschaltet. Die letztere führt Summierverbindung 17 gelegt, so daß sich eine auf eine Beschneidung durch, so daß sich am Punkt B die auftretenden Änderungen in der Geschwindigkeit eine in Fig. 3,B veranschaulichte Wellenform erdes geregelten Abtriebsgliedes ansprechende Schal- gibt. Die mittlere Gleichspannung dieses Potentung mit negativer Rückkopplung ergibt. Wie F i g. 1 i° tials (wiederum in bezug auf den Punkt Pl) ist veranschaulicht, bildet diese Tachometergenerator- +10V ±10%. Die am Punkt B erscheinende unRückkopplung die äußere Rückkopplungsschleife. geglättete Spannung versorgt den Differential-Eine innere Rückkopplungsschleife wird durch eine verstärker und die Impulszündschaltung, die beide Stromrückführung 27 vorgesehen. Diese spricht auf noch beschrieben werden, mit Leistung. Da die den durch die Kupplungswicklung 11 fließenden *5 Zenerdiode F5 nicht temperaturkompensiert ist, Strom an und bewirkt eine entsprechende Verände- kann sich die mittlere Gleichspannung am Punkt B rung der Ausgangsleistung. Wie noch erläutert wird, mit der Temperatur ändern.

bildet diese Stromrückführung eine Rückkopplungs- Ein temperaturkompensierter Bezugs- und Vorschleife mit hoher Verstärkungsempfindlichkeit, wo- spannungsversorgungsteil der Schaltung ist an den durch die Ansprechzeit der Regelung veringert wird, a° Punkt B geschaltet und besteht aus einem Stromwährend sie unerwünschte Systemschwingungen begrenzungswiderstandjR7 und einer Trenndiode F6. unterdrückt. Ein GlättungskondensatorCl ist zwischen die Ka-

Es wird nun auf Fig. 2 Bezug genommen, welche thode der DiodeF6 und den PunktFl gelegt. Die

die das System gemäß Fig. 1 bildenden Bausteine Spannung, die an diesem Kondensator liegt, liegt

und ihre Verbindungen im einzelnen zeigt. Dem ²5 beispielsweise in der Größenordnung von 11,5V

Regelsystem wird Leistung über einen Transfer- Gleichspannung. Die Diode F 6 verhindert, daß diese

mator Tl mit einer Primärwicklung TlP und einer Spannung an den Differentialverstärker oder die

Sekundärwicklung TlS zugeführt. Erstere kann bei- Pulsschaltung gelangt. Parallel zum Kondensator Cl

spielsweise an eine 220- oder 440-V-Wechselspan- liegt die Reihenschaltung eines Regelwiderstandes

nungsquelle angelegt sein, während letztere die 3° R8 mit einer temperaturkompensierten Zenerdiode

Wechselspannung der Regelschaltung mit 115 V zu- FT. Diese Reihenschaltung gewährleistet eine konti-

fuhrt. Parallel zur Sekundärwicklung TlS liegt über nuierliche temperaturkompensierte Gleichspannung

zwei Leiter Ll und L 2 und eine Sicherung FU 2 eine zwischen dem Punkt P 2 und der Verbindung P1.

Primärwicklung T2P eines zweiten Transformators, Diese Spannung hat beispielsweise einen Wert zwi-

der eine Sekundärwicklung Γ25 (Fig. 2 unten) mit 35 sehen +8,55 und +9,45V.

Mittelanzapfung besitzt. Eine übliche Steuerung mit Ein Regelwiderstand R 4 und zwei feste Widerden Stellungen »Kurzzeitbetrieb — Dauerbetrieb— ständeR6 und R9 sind zwischen dem PunktP2 Halt« für die elektromagnetische Kupplungsvorrich- und einer mit dem Bezugszeichen 18 versehenen tang besteht aus einem Kurzzeit-Langzeit-Schalter 51 Verbindung in Reihe geschaltet. Wie sich noch (mit einem ersten Teil51v4 und einem zweiten Teil 4° später ergeben wird, bestimmt die Einstellung des 5IjB), einem Halt-Schalter 52 und einem Relais, Potentiometers R 4 den Minimalstrom durch die dessen Wicklung bei E angedeutet ist und dessen Kupplungswicklung, wenn die Steuerung auf die normalerweise geöffnete Kontakte bei El und E2 Dauergeschwindigkeit 0 eingestellt ist.
gezeigt sind. Für eine augenblickliche Erregung der Der Tachometerrückkopplungsteil der Regelung Kupplungswicklung, d. h. für eine Kurzzeitsteuerung, 45 gemäß F i g. 2 enthält einen Wechselstromgenerator wird der Schalterteil SlA kurzzeitig geschlossen, oder Tachometer G, der auf der Ausgangswelle der wobei der Schalterteil 5IB geöffnet bleibt, wodurch Wirbelstromkupplung befestigt ist. Dieser Generator die Wicklung E erregt wird und der Kontakt E1 für gibt ein Ausgangssignal ab, dessen Spannung und eine kurze Zeit geschlossen wird. Soll die Kupplung Frequenz sich als eine Funktion der Ausgangsdreherregt bleiben (d. h., wenn ein Dauerbetrieb ge- 5<> zahl ändert oder proportional zu dieser ist. Ein Meßwünscht wird), werden beide Kontakte des Schalters gerat Ml ist parallel zum Ausgang des Generators G 51 geschlossen. Hierdurch wird nicht nur die Wick- geschaltet, um dessen Ausgangssignal anzuzeigen, lung E erregt, sondern auch eine Halteschaltung über Der Generator G versorgt einen Trenntransformator die Kontakte 515 und E2 für die Wicklung E ge- T4 und einen Doppelwegbrückengleichrichter, der schaffen, die erregt bleibt, bis der Halt-Schalter 52 55 bei F 8 angezeigt ist. Das Ausgangssignal des Gleichgeöffnet wird. richters F 8 wird über eine Glättungsschaltung, be-

Der Transformator Γ2 mit seiner Sekundärwick- stehend aus zwei Kondensatoren C 2 und C 3 und

lung Γ25 mit Mittelanzapfung und zwei Gleich- einer Drosselspule LLl, geglättet. Diese ist eine

richterdioden F 3 und F 4 erzeugt zwischen einem Drossel mit veränderlicher Induktivität und nur bei Punkt A und der Mittelanzapfung der Sekundär- 6o sehr niedrigen Frequenzen und Strömen wirksam,

wicklung Γ25 ein ungefiltertes, infolge Doppelweg- Das gleichgerichtete und geglättete Ausgangssignal

gleichrichtung pulsierendes Gleichspannungspoten- des Rückkopplungsgenerators G wird in einem

tial. Die Mittelanzapfung ist mit einer Verbindung Widerstandsnetzwerk, bestehend aus der Reihen-

Pl verbunden, die die gemeinsame Leitung der schaltung der festen Widerstände R 21 und R 22 und Schaltung bildet. Ein Kondensator C9 liegt parallel 65 dem Potentiometer R 3, aufgeteilt,

zur Wicklung Γ25 und bildet einen niederohmigen Durch die Einstellung des Potentiometers R 3 wird

Übergang für hochfrequente Schwingungen. Zum die maximale Geschwindigkeit des Abtriebsgliedes

Schütze der Dioden F3 und F4 verhindert der Kon- oder der Last bestimmt. Die geeignete Einstellung

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des Potentiometers R 3 erfolgt bei Einstellung des der Strom von der Summierverbindung durch den

Sollwertpotentiometers R 5 ?uf maximale Drehzahl Widerstand .R 2 abfließt. Das Istwert- und das SoIl-

bei Nennlastbedingungen. Das Potentiometer R3 wertsignal werden also an der Summierverbindung

wird dann so eingestellt, daß die Ausgangswelle der 17 verglichen. Von dieser Verbindung fließt auch

Kupplung mit der auf dem Typenschild angegebenen 5 Strom ab durch einen Widerstand R 24, der, wie

maximalen Nennausgangsdrehzahl läuft. noch erläutert wird, einen Teil der inneren oder

Das Sollwertpotentiometer R 5 ist zwischen die . Stromrückkopplungsschleife darstellt. Die algebra-

PunktePl und P 2 geschaltet, so daß die an diesen ische Summe dieser verschiedenen Ströme wird an

Punkten erscheinende, im wesentlichen konstante die Basis eines Transistors 77? 1 angelegt, der einer

Spannung durch Einstellung des Schleifers des Poten- io der Transistoren des Differentialverstärkers der Rege-

tiometers in jedem gewünschten Verhältnis geteilt lung ist. Der andere Transistor dieses Verstärkers

werden kann. Die Quellen konstanter Spannung und ist mit TR 2 bezeichnet.

das Potentiometer R 5 stellen somit eine einstellbare Ein gemeinsamer Emitterwiderstand R17 ist zwi-

Sollspannungsquelle 15 am Schleifer des Potentio- sehen die Emitter der Transistoren TR1 und TR2

meters dar. 15 und dem Punkt Pl eingeschaltet, und zwei angepaßte

Die von der Sollspannungsquelle 15 angebotene Belastungswiderstände All und R13 sind mit den

Spannung wird über einen Widerstand RL1 einem entsprechenden Kollektoren dieser Transistoren ver-

Dämpfungsnetzwerk 16 zugeführt, das ein zwischen bunden. Der Widerstand jR 11 ist direkt mit dem

die Klemmen M und N geschaltetes Potentiometer Punkt B verbunden, während der Widerstand R13

RL 2 und einen Kondensator CXl enthält, wodurch 20 an die eine Belegung eines Kondensators C 5 ange-

sich ein gedämpftes Bezugssignal an dem Punkt N schlossen ist, dessen andere Belegung an dem

zwischen RL2 und CXl ergibt. Punkt B liegt. Ein Strombegrenzungswiderstand R12 (if

Das Bezugssignal wird über einen Emitterfolge- verbindet die Basis des Transistors TRl mit der verstärker 18 der Summierverbindung 17 zugeführt. Klemme P 2. Ein ähnlicher Widerstand R 23 verbin-Der Emitterfolgeverstärker 18 verwendet zwei Tran- 25 det die Basis des Transistors TR 2 mit dem Punkt sistoren TRLl und TRL2, die als Emitterfolge- Pl. Die gemeinsame Verbindung zwischen den EIekaskade geschaltet sind, so daß die Spannungs- menten R13 und C 5, nämlich Punkt C, stellt die verstärkung annähernd Eins beträgt. Die Widerstände Ausgangsklemme des Differentialverstärkers dar. RLl und RL3 bilden ein Schwellwertvorspannungs- Die Wellenform des am Punkt C auftretenden Potennetzwerk für die Verstärker. Diese Widerstände 30, tials ist in Fig. 3, C veranschaulicht. Dieses Potenhaben natürlich auch einen gewissen Einfluß auf das tial steuert, wie noch erläutert wird, das Triggern | Dämpfungsnetzwerk 16, aber diese Einwirkung ist der Impulszündschaltung, die wiederum die Festvorhersehbar und nicht schädlich. Die Diode FLl körperschaltvorrichtung steuert,
ist eine Blockierdiode, die die Entladung des Kon- Die Impulszündschaltung besteht aus einer abgedensators CXl über die Basis-Kollektor-Strecke des 35 wandelten Schmitt-Triggerschaltung mit zwei Tran- j Transistors TRLl und die Klemme P2 nach Masse sistoren TR3 und TR4, einem gemeinsamen Emitterhin verhindert. Ein Widerstand RL 4 spannt den widerstand R16 und zwei angepaßten Belastungszweiten Transistor TRL2 vor, während ein Wider- widerständenR18 und R20. Ein Koppelnetzwerk, I stand RL 5 seine Emitterbelastung bildet. Eine Diode bestehend aus einem Widerstand R19 und einem j FL 2, die mit dem Emitterbelastungswiderstand RL S 40 dazu parallelgeschalteten Kondensator C 6, verbindet j in Reihe geschaltet ist, dient zur Temperaturkompen- den Kollektor des Transistors TR 3 mit der Basis des sation, wodurch Ausgangsspannungsänderungen in- Transistors TR 4. Ein Glättungskondensator C 4 ist folge Temperaturänderung auf ein Minimum redu- zwischen dem gemeinsamen Emitterwiderstand R16 r~i ziert werden. und dem Punkt Pl vorgesehen und hält den Schwell- v*

Der Emitterfolgeverstärker 18 besitzt eine hohe 45 wertpegel des Schmitt-Triggers im wesentlichen kon-Eingangsimpedanz, so daß die Dämpfungsschaltung stant, so daß Schaltvorgänge im System ohne Einfluß 16 über die Summierverbindung nicht belastet wird; bleiben. Der Ausgang des Differentialverstärkers am diese Belastung würde sonst die zeitintegrierende Punkt C ist über einen Strombegrenzungswiderstand Funktion dieser Schaltung stören und die Verwen- i?14 an die Basis des Transistors TR 3 gelegt. Die dung eines Kondensators von unzweckmäßig hohem 50 gemeinsame Verbindung zwischen dem Widerstand Wert erfordern. Somit ist in gewissem Sinne der Ver- i?14 und dem Kondensator CS ist über einen Widerstärker 18 ein Vervielfacher der tatsächlichen Kapa- stand R15 mit dem Punkt B verbunden,
zität. Der Ausgang der Impulszündschaltung ist über

Das Bezugssignal, das bei niedriger Impedanz im einen Trennimpulstransformator Γ3 an die Steuer-Emitterkreis des Transistors TRL2 vorhanden ist, 55 elektrode eines gesteuerten Silizium-Gleichrichters wird über einen Isolierwiderstand RL 6 an die Sum- SCR 1 angekoppelt, der die obenerwähnte Festmierverbindung 17 angelegt. körperschaltvorrichtung darstellt. SCR 1 und seine

Da das vom am Schleifer des Sollwertpotentio- zugehörigen Bauteile stellen den Leistungsausgangsmeters R S erscheinenden Potential abgeleitete Be- teil der Regelung dar. Die Primärwicklung des Imzugssignal eine Polarität besitzt, die entgegengesetzt 60 pulstransformators, angezeigt durch T3P, ist in der derjenigen des Tachometerrückkopplungssignals oder Ausgangsschaltung des modifizierten Schmitt-Triggers des Istwerts der Regelgröße ist, das am Arm des zwischen Belastungswiderstand R 20 und Punkt Pl Potentiometers R3 erscheint (wobei das erstere posi- angeschlossen. Die Sekundärwicklung Γ3S dieses tiv in bezug auf Pl und das letztere negativ dazu Transformators ist zwischen die Steuerelektrode von ist), ist ersichtlich, daß die an die Summierverbin- 65 SCR 1 und dessen Kathode gelegt,
dung 17 angelegten Ströme entgegengesetztes Vor- Die Feldwicklung der elektromagnetischen Kuppzeichen besitzen, d. h., daß der Strom vom Sollwert- lung, die zu regeln ist, ist mit CLl bezeichnet Diese potentiometer in diesen Punkt hineinfließt, während Wicklung ist in Reihe mit einer Sicherung FUl, dem

Kontakt El, einem Widerstands 26, einer Diode Fl während der negativen Halbzyklen der Wechsel- und dem Anoden-Kathodenkreis von SCR 1 ge- spannung erregt sein kann.

schaltet, und die sich hieraus ergebende Reihen- Die Einstellung des Sollwertpotentiometers R 5 beschallung ist zischen die leiter Ll und £,2 gelegt, wirkt ein positives Potential mit einem Wert, der Eine Freilauf diode F 2 ist parallel zur Wicklung CLl 5 der gewünschten Drehzahl entspricht, wobei dieses geschaltet und leitet Schaltvorgänge in der Wicklung Potential über das Dämpfungsnetzwerk 16 und den außerhalb des Zyklus ab, so daß diese praktisch als Emitterfolgeverstärker 18 an den Summierpunkt 17 eine ohmsche Belastung erscheint Die Diode Fl und und an die Basis des Transistors Ti? 1 gelangt. Da ein Widerstand R 27 sind sekundäre Schutzvorrich- der Emitterkollektorkreis dieses Transistors in Reihe tungen, die dazu dienen, den gesteuerten Gleich- io mit dem Kondensator C 5 geschaltet ist, steuert dieser lichter SCR 1 vor hohen Spannungsspitzen zu Transistor die Aufladegeschwindigkeit dieses Konschützen und eine Fehlzündung desselben infolge densators. Anders ausgedrückt, der Kondensator C5, hoher Übergangsschaltspannungen zu verhindern. der Widerstand R13, die Emitter-Kollektor-Strecke SchaltunterdrückungskondensatorenC7 und C 8 sind von TRl und der Widerstand R17 stellen eine entsprechend über die Kupplungswicklung CLl und 15 i?C-Schaltung dar, deren R durch die Basis-Emitterdie Sekundärwicklung Γ2Ρ gelegt und stellen einen Spannung des Transistors TRl gesteuert wird. Somit niederohmigen Pfad für hochfrequente, in der Schal- bewirkt ein Ansteigen des positiven Potentials an rung auftretende Schaltvorgänge dar. Ein Ableit- dem Summierglied 17, daß der Kondensator CS widerstand, angezeigt bei F 9, ist über die Wicklung schneller aufgeladen wird.

Tl? geschaltet, um die Schaltung vor niederfrequen- 20 Da die Spannung am Kondensator nicht plötzlich ten Leitungsschaltvorgängen zu schützen. wechseln kann, baut sich die Spannung am Punkt C

Ein Voltmeter M 2 liegt in Reihe mit einem Wider- gleichzeitig mit der Anstiegskante eines Impulses am stand R 28 über der Wicklung CLl und dient zur Punkt B auf. Anfangs, d. h. im Ruhezustand, ist der ständigen Anzeige des Erregungsgrades derselben. Transistor Ti? 4 der modifizierten Schmitt-Trigger-

Der Rückkopplungsteil der Regelung, der den 25 schaltung leitend und der Transistor 77? 3 gesperrt. Strom durch die Wicklung CLl rückführt, besteht Während sich das Potential am Punkt C aufbaut, aus dem Widerstand R 26 und einer Reihenschaltung um den Schwellwert des Schmitt-Triggers zu überaus einem PotentiometerR2 und dem Widerstand. schreiten, der zur Veranschaulichung mit 10 V an- R 24. Der Widerstand R 26 liegt in Serie mit der genommen sei, wird der Transistor Ti? 3 leitend. Die Kupplungswicklung, und somit ist die Spannung an 30' Leitperioden von TR3 sind in Fig. 3, D gezeigt, diesem Widerstand proportional zu dem Strom durch Gleichzeitig wird der Transistor Ti? 4 gesperrt. Dies die Wicklung. Diese Spannung wird dem Summier- bewirkt einen ins Negative gehenden Impuls punktl7 über das veränderliche Widerstandsnetz- (Fig. 3, E), der über die Sekundärwicklung T3S an werk, bestehend aus dem Potentiometer R 2 und dem die Steuerelektrode von SCR 1 angekoppelt wird, WiderstandR24, zugeführt. 35 wodurch gewährleistet wird, daß SCRl während der

Die Arbeitsweise der Regelung gemäß Fig. 2 ist Leitperioden des Transistors TR3 in seinem auswie folgt: geschalteten oder nichtleitenden Zustand bleibt.

Das Potentiometer/?4 für die niedrige Vorspan- Die Aufladung des Kondensators C5 bewirkt, daß

nung wird anfangs so eingestellt, daß ein minimaler die Spannung am Punkt C mit einer Geschwindigkeit Strom in der Kupplungswicklung fließt, während das 4° abnimmt, die proportional zur Ladegeschwindigkeit Sollwertpotentiometer/?5 auf Null eingestellt ist. Es des Kondensators ist Diese abnehmende Spannung hat sich gezeigt, daß in einem typischen Fall das ist mit C in Fig. 3, C angezeigt, wobei die nach Potentiometer R 4 so eingestellt werden sollte, daß unten gehende Neigung dieses Teiles eine Funktion eine 5%ige Erregung der Kupplungswicklung ein- des Leitens von Transistor TR1 ist. Der Transistor tritt, wenn das Dauergeschwindigkeitspotentiometer 45 TR 3 bleibt leitend, bis der Teil C den 10-V-Trigger- R 5 auf Null gestellt ist Diese Einstellung erzeugt pegel der Schmitt-Triggerschaltung erreicht, wobei optimale thermische Drifteigenschaften. zu dieser Zeit der Transistor Ti? 3 gesperrt wird.

Das Sollwertpotentiometer R 5 wird dann auf die Dies bewirkt ein Leiten des Transistors TR 4, was gewünschte Winkelgeschwindigkeit des Abtriebs- wiederum eine positive Impulsspitze an der Steuergliedes eingestellt. Ein geeignet kalibrierter Knopf 50 elektrode von SCR 1 zur Folge hat. Wird angenom- oder eine Scheibe können beispielsweise vorgesehen men, daß die Wechselspannung zwischen Ll und L 2 sein, um diese Einstellung zu erleichtern. Der Schal- die richtige Polarität besitzt, so bewirkt diese Spitze ter 51 wird nun betätigt und in seine Dauerbetriebs- ein Leiten von SCRl und eine gleichzeitige Erregung position gestellt. Wie oben beschrieben, wird hier- der Wicklung CLl. Der an die Spule angelegte Imdurch die RelaiswicklungE erregt, wodurch die nor- 55 puls ist in Fig. 3, F gezeigt, und es ist dabei angemalerweise geöffneten Kontakte El und E2 ge- nommen, daß während des ersten Halbzyklus der schlossen werden. Der Kontakt E2 schließt einen Wellenformen gemäß Fig. 3 der Leiter Ll in bezug Haltestromkreis für die Wicklung E, während über auf den Leiter L 2 negativ ist.

den Kontakt El ein Reihenstrompfad mit der Kupp- Es ist nun ersichtlich, daß die Dauer des in

lungswicklung CLl und dem Gleichrichter SCRl 60 Fig. 3, F gezeigten Impulses und damit der Grad zwischen den Leitern Ll und L 2 gebildet wird. der Erregung der Wicklung CLl abhängig ist allein Hiernach hängt der Grad der Erregung der Kupp- von der Aufladerate des Kondensators C 5. Diese lungswicklung von der selektiven Betätigung von Aufladerate oder -geschwindigkeit ist wiederum ab-SCi?l und insbesondere von der Zeitspanne ab, hängig von der Spannung am Verbindungspunkt 17. während der SCR 1 während eines zwischen Ll und 65 Während des folgenden Halbzyklus der Wellen-L2 auftretenden Wechselspannungszyklus leitend formen gemäß Fig. 3 erfolgen dieselben Steuerwird. Es ist ersichtlich, daß infolge der Polarität der funktionen, d. h., die Impulszündschaltung triggert Diode Fl und von SCRl die Wicklung CLl nur wiederum die Steuerelektrode von SCR 1; es wird

jedoch kein Impuls an die Kupplungswicklung an- abhängig von der Einstellung des Potentiometers R 2

gelegt, da der Leiter L1 nun positiv in bezug auf kann jedoch die Ansprechzeit beträchtlich, beispiels-

den Leiter L 2 ist. Es ist verständlich, daß, wenn weise um einen Faktor 10, verringert werden, und da

zwei gesteuerte Gleichrichter mit der Wicklung CL1 diese Ansprechzeit synthetisch reduziert wird, kann

zu einer Doppelweggleichrichtung verbunden werden 5 ein System, das instabil würde, hierdurch stabil wer-

(an Stelle der Halbweggleichrichtung gemäß Fig. 2), den. Wenn beispielsweise die geschlossene Schleife

ein Impuls mit einer kontrollierten Dauer an die bei einer Gesamtansprechzeit T gleich 0,3 Sekunden

Wicklung CLl während jedes Halbzyklus der an die instabil würde, dann ergibt die synthetische Redu-

LeiterLl und L 2 angelegten Wechselspannung an- zierung dieser Ansprechzeit auf einen Wert von

gelegt würde. io 0,03 Sekunden, daß das System stabil wird. Dieses

Die Erregung der Wicklung CLl koppelt das An- gewährleistet nicht nur eine Verhinderung von triebsglied (beispielsweise einen Motor) mit dem Systemschwingungen, sondern gestattet auch den drehbar angetriebenen Glied oder der Last 13. Die Aufbau eines kritisch gedämpften Systems.
Drehzahl des Abtriebsgliedes hängt größtenteils von Zur Reduzierung der durch sich ändernde Umdem Grad der Erregung der Wicklung CLl ab. Um 15 gebungstemperaturen verursachten thermischen Drift diese Drehzahl zu erfassen, ist der Tachometer- in der Drehzahlregulierung ist zur Steuerung der generator G auf der Abtriebswelle der Kupplungs- Ladegeschwindigkeit des Kondensators CS ein Diffevorrichtung angeordnet. Unmittelbar nach der An- rentialverstärker vorgesehen. Die Betaverstärkung fangserregung der Wicklung CLl ist das Ausgangs- eines Transistors, d.h. die Gleichvorspannungssignal der Generatorrückkopplung (gekoppelt durch 20 verstärkung, ändert sich beträchtlich als eine Funk-Widerstand R 2 nach Punkt 17) auf einem sehr nied- tion der Temperatur. Beim Ansteigen der Temperigen Wert. Dementsprechend ist das positive Poten- ratur verringert sich der Basis-Emitter-Widerstand tial am Summierglied 17 auf einem verhältnismäßig des einen Transistors, und falls eine feste Basishohen Wert. Dies erhöht das Leiten von Transistor Emitter-Vorspannung angelegt wird, hat diese 77? 1, bewirkt die Aufladung des Kondensators C 5 25 Widerstandsverringerung ein Anwachsen des Basismit einer höheren Geschwindigkeit und erhöht hier- Emitter-Stromes zur Folge. Dies wiederum bewirkt durch die der Kupplungswicklung über SCR 1 züge- ein beträchtliches Abfallen des Kollektor-Emitterführte Leistung. Dies erhöht die Kupplung zwischen Widerstandes. Wenn nur der Transistor TRl zur dem Antriebs- und dem Abtriebsglied, wodurch die Steuerung der Aufladegeschwindigkeit des Konden-Drehzahl des letzteren erhöht wird. Das sich er- 3<> sators C 5 vorgesehen wäre, so würde sich diese Aufgebende Anwachsen der Drehzahl wird von dem ladegeschwindigkeit infolge Temperaturänderungen Generator G abgeführt, der eine ansteigende negative verändern. Der Transistor 7722 wirkt jedoch als ein Spannung am Punkt 17 zum Vergleich mit dem temperaturkompensierendes Glied, das die Leitfähigpositiven Bezugssignal zuführt. Da die algebraische keit des Transistors 77? 1 im wesentlichen unabhängig Summe der an den Punkt 17 angelegten Ströme 35 von Temperaturänderungen aufrechterhält,
negativer wird, wird auch die Basis-Emitter-Vor- Die Transistoren 77? 1 und TR2 sind deshalb in spannung am Transistor TR1 reduziert, wodurch einer gemeinsamen Wärmesenke angeordnet, so daß sich auch die Aufladegeschwindigkeit des Konden- die beiden Transistorgehäuse im wesentlichen auf der sators CS verringert. Dies wiederum hat eine Ver- gleichen Temperatur liegen. Somit ist ein Ansteigen kürzung der Zeit zur Folge, während der SCR 1 4° der Temperatur des Transistors TR1 (was ein Anleitend ist, so daß sich eine Verringerung des Er- steigen von dessen Leitfähigkeit bewirkt) von einem regungsgrades der Spule CLl ergibt. Wenn die Dreh- entsprechenden Ansteigen der Temperatur von TR2 zahl des Abtriebsgliedes den voreingestellten Wert begleitet Dies erhöht die Leitfähigkeit des Kollektorerreicht, ist der der WicklungCLl zugeführte mitt- Emitter-Kreises von TR2, was wiederum ein An_r lere Strom gerade ausreichend, um diese gewünschte 45 steigen des Stromes durch den gemeinsamen Emitter-Drehzahl aufrechtzuerhalten. Abweichungen in der widerstand R17 zur Folge hat. Der erhöhte Strom tatsächlichen Drehzahl der Belastung werden von durch i?17 hebt das positive Potential am Emitter der Tachometerrückkopplung abgefühlt, und die von 77? 1 an, wodurch die Basis-Emitter-Vorspan-Erregung der Spule CLl wird entweder erhöht oder nung dieses Transistors Ti? 1 verändert wird. Wenn erniedrigt, je nachdem, welche Wirkung erforderlich 5° die beiden Transistoren so ausgewählt wurden, daß ist, um die tatsächliche Drehzahl wieder auf den sie annähernd gleiche Verstärkungen besitzen, so gewünschten Wert zu bringen. kompensiert die Veränderung der Basis-Emitter-

Um eine engere Drehzahlregelung vorzusehen, Vorspannung des Transistors Ti? 1 gerade die durch d. h., um die Geschwindigkeit des Abtriebsgliedes die Temperaturänderung bedingte Basis-Emitterder voreingestellten Geschwindigkeit noch besser an- 55 Widerstandsveränderung. Dies gewährleistet, daß der zunähern und um die Ansprechzeit des Systems zu Basis-Emitter-Strom von 77? 1 (der Parameter, der verringern, fühlt die innere Rückkopplungsschleife die Leitfähigkeit seines Kollektor-Emitter-Kreises 27 den Strom durch die Kupplungswicklung CLl ab steuert) im wesentlichen unabhängig von Tempe- und legt ein negatives Rückkopplungssignal an Punkt raturänderungen gehalten wird.
17, das proportional zu diesem Strom ist. Diese 60 Bei einem besonderen Ausführungsbeispiel der innere Schleife besteht aus dem Widerstand R26 und Regelung gemäß Fig. 2 lag die Geschwindigkeitsder Reihenschaltung der Widerstände/?2 und i?24. regelung innerhalb ±1% über einen geregelten GeWenn einmal die gewünschte Drehzahl erreicht ist, schwindigkeitsbereich von 33:1. Im Vergleich dazu dann werden auftretende Änderungen im Strom ist bei bekannten Systemen ein guter Wert für die durch die Wicklung CLl zu dem Summierglied 17 65 Geschwindigkeitsregelung ±2% über einen Gerückgeführt in der Form einer negativen Rückkopp- schwindigkeitsbereich von 10:1. Der Dämpfungslung. Diese negative Rückkopplung erfordert eine faktor war etwas größer als 0,7 und näherte sich dem etwas höhere Gesamtverstärkung für das System; optimalen Faktor von 0,707; die thermische Drift

war weniger als 0,04 % pro ° C. Die Eigen- oder Systemdrift lag bei allen Arbeitsdrehzahlen innerhalb des Geschwindigkeitsbereiches unter ± einer Umdrehung pro Minute.

Zur Ausregelung von Drehzahlunterschieden bei Einstellung des Sollwertpotentiometers R 5 während des Betriebes wird gemäß der Erfindung die an dessen Schleifer angebotene Spannung nicht direkt, sondern über das Dämpfungsnetzwerk 16 und den Emitterfolgeverstärker an die Summierverbindung 17 angelegt. Wenn das Potentiometer R 5 plötzlich auf eine neue Position eingestellt wird, dann folgt das am Verbindungspunkt N zwischen dem Widerstand RL 2 und dem Kondensator CXl abgreifbare Bezugssignal dieser Einstellung nicht gleichzeitig, sondern nähert sich dem neuen Wert, wie es dem Fachmann erkenntlich sein dürfte, logarithmisch. Die Werte von CXl und RL2 sind so gewählt, daß die Zeitkonstante des Netzwerks über einen zweckmäßigen Bereich verändert werden kann, beispielsweise zwischen 6 und 100 Sekunden durch Einstellung von RLl.

Da die Summierverbindung 17 mit der Transistorschaltung verbunden ist, arbeitet sie notwendiger auf einem Pegel niedriger Impedanz. Eine direkte Verbindung mit einer derartigen Schaltung mit niederohmiger Impedanz würde das Dämpfungsnetzwerk

16 belasten und seine Zeitintegriereigenschaft stören. Die Aufladung des Dämpfungsnetzwerkes über die Summierverbindung 17 und die diesem zugeordnete Schaltung wird dadurch verhindert, daß der Bezugs- 30·" Signalausgang des Netzwerkes mit der Verbindung

17 nicht direkt, sondern über einen Emitterfolgeverstärker 18 verbunden ist. Der Verstärker 18 weist eine verhältnismäßig hohe Eingangsimpedanz und eine relativ niedrige Ausgangsimpedanz auf.

Da das gedämpfte Bezugssignal der Summierverbindung 17 in ungestörter Form zugeführt wird, bewirkt die oben beschriebene Rückkopplungsregelung, daß die Drehzahl des Abtriebsgliedes genau dem Bezugssignal folgt. Mit anderen Worten: Wenn das Drehzahlsollwertpotentiometer plötzlich auf eine neue Einstellung gesetzt wird, dann nähert sich das Abtriebsglied infolge des gedämpften Charakters des Bezugssignals, mit dem das Rückkopplungssignal verglichen wird, logarithmisch der neuen Geschwindigkeit. Auf diese Weise wird die Überlastung der Kupplung vermieden. Die logarithmische Annäherung ist natürlich auch in vielen Fällen dann von Vorteil, wenn es gilt, Schwingungen und ein Überschwingen in Systemen zu verhindern, mit denen die erfindungsgemäße Regelung zusammenarbeiten kann. Die Zeitkonstante der logarithmischen Annäherung ist selbstverständlich zum großen Teil durch die relativen Werte des Potentiometers RL 2 und des Kondensators CXl bestimmt und kann durch Verändern des tatsächlichen Wertes von RL2 so verändert werden, daß sie einer bestimmten Situation angepaßt ist.

Wird zwischen die Klemmen M und N an Stelle des einen Potentiometers RL2 gemäß Fig. 2 die in Fig. 2, A gezeigte Schaltung gesetzt, so können unterschiedliche Änderungsgeschwindigkeiten positiven und negativen Beschleunigungen zugeordnet werden. Bei dieser Modifikation sind zwei Potentiometer RL 9 und i?Lll vorgesehen, die jeweils mit einer Steuerdiode FL 3 bzw. FL 5 in Reihe geschaltet sind. Die Dioden sind entgegengesetzt gepolt, so daß, wenn die eine leitend ist, die andere in Sperrichtung vorgespannt wird. Wenn somit eine positive Beschleunigung gewünscht wird und der Strom zum Anheben des Potentials des Bezugssignals in den Kondensator CXl hineinfließen muß, dann wird die Diode FL 5 blockiert, und das Potentiometer RL 9 bestimmt allein die Zeitkonstante der logarithmischen Annäherung an die neue Geschwindigkeit. Wenn umgekehrt eine negative Beschleunigung oder eine Verzögerung durch eine neue Einstellung des Potentiometers R 5 erforderlich ist und der Strom aus dem Kondensator CXl fließen muß, dann wird die Diode FL 3 blockiert, und die Einstellung des Potentiometers RLU bestimmt allein die logarithmische Zeitkonstante.

Jedes dieser beiden unterschiedlich gedämpften Bezugssignale verursacht beim Vergleich mit dem Rückkopplungssignal an der Summierverbindung 17 eine Beeinflussung der Drehzahl des Abtriebsgliedes oder der Last 13 in entsprechender Weise.

Claims (2)

Patentansprüche:

1. Drehzahlgeregelter Antrieb mit einer elektromagnetischen Schlupfkupplung, deren Erregerstrom über eine elektronische Festkörperstellvorrichtung, entsprechend einem aus einem Tachogenerator entnommenen drehzahlproportionalen Istwert und einem diesem Istwert entgegenwirkenden Sollwert verstellbar ist, wobei dem die Sollwertspannung vorgebenden Einstellpotentiometer ein Kondensator parallel geschaltet ist, gekennzeichnet durch ein zwischen die Ausgangsklemmen des Sollwertpotentiometers (RS) geschaltetes, aus einem jRC-Zeitintegriernetzwerk (RL2, CXl) bestehendes Tiefpaßfilter (16), dessen Ausgangswert eine einstellbare gedämpfte Funktion des Spannungspegels der Sollwert-Spannungsquelle (15) ist, durch einen Summierpunkt (17), an dem der Istwert, eine weitere vom Erregerstrom der Schlupfkupplung abgeleitete Rückkopplungsspannung und der Sollwert am Ausgang des Tiefpaßfilters algebraisch zusammengeführt sind, wobei das sich hieraus ergebende gesamte Ausgangssignal zur Steuerung der Festkörperstellvorrichtung (21) dient, und durch einen Transistor-Emitterfolgeverstärker (18), der zwischen dem Ausgang des Tiefpasses und dem Summierpunkt angeordnet ist.

2. Antrieb nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das ÄC-Integriernetzwerk aus einem Kondensator (CXl), zwei Widerständen (RL9, RLU) zur Verbindung des Kondensators (CXl) mit der einstellbaren Sollwert-Spannungsquelle (15) und jeweils einer mit je einem der Widerstände in Reihe geschalteten Diode (FL3, FL 5) besteht, wobei die Dioden entgegengesetzt gepolt sind.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen