DE1487281A1 - Signalverarbeitungseinrichtung mit Mitteln zur UEbertragung,Aufzeichnung oder anderweitiger Verarbeitung eines Signals - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Signalverarbeitungeeinrichtung, mit Mitteln zur Übertragung. Aufzeichnung oder anderweitiger Verarbeitung eines Signals ohne Beeinflussung des wesentlichen Charakters des Signals, mit einen ersten modifizierenden Hetzwerk zur Einspeisung eines modifizierten Signals in die Verarbeitungseinrichtung und einem zweiten modifizierenden Netzwerk zur Ableitung des modifizierten Signals von der Verarbeitungseinrichtung, wobei jedes der modifizierenden Netzwerke Mittel aufweist, die eine frequenzabhängige, nichtlineare Modifizierung der Amplitude des jeweiligen eingespeisten Signals aufweisen. Die Erfindung betrifft insbesondere

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die Verarbeitung oder Aufzeichnung von Schallsignalen·

Bel der Herstellung von Schallplatten 1st es bekannt und üblich, das Schallsignal auf einem Hagnetband als Hutteraufzelchnung aufzuzeichnen. Das Signal wird nachfolgend von dem Mutterband abgetastet und dient so zur Herstellung der Preßform zum Pressen der Schallplatte. Die Verwendung einer magnetischen Hutteraufzeichnung hat viele Vorteile, jedoch auch den Nachteil des Auftretens von Hintergrundrauschen bei der Aufzeichnung. Aus diesem Grund 1st bereits vorgeschlagen worden, den Dynamikbereich des Signals zu pressen, bevor die Hutteraufzeichnung auf dem Hagnetband erfolgt, und ein System zur Durchführung einer solchen Pressung 1st bereits in der deutschen Anmeldung S 24 969 beschrieben. Natürlich kann das Schallsignal wieder auf seinen ursprünglichen Dynamikbereich zurückgeführt werden, indem es nach der Wiedergabe von dem Magnetband vor der Herstellung der Preßform gedehnt wird. VIe bereits in der zuvor genannt en deutschen Anmeldung beschrieben, ist es wünschenswert, die Pressung auf die hochfrequenten Komponenten des Signals zu beschränken, um so zu vermeiden, daß der unerwünschte Effekt des Zischens Oder Klirrens ("hush-hush") entsteht. Bei der in der genannten deutschen Anmeldung beschriebenen Anordnung sind mit drei Reaktanzen versehene Horton-Pilter in dem Presser und in dem Dehner zur Aufteilung des Signale in Hoch- und Hi ed er fr e quenzkanale

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Terwendet. Ua einen im wesentlichen flachen Frequenzgang ohne Kreuzmodulation der Einhüllenden zu erzeugen, unterscheidet sich die Überschneidungsfrequenz der Filter in dem Dehner γόη den Filtern in dem Fresser, und außerdem ist ein nichtlineares Filter, das als G—Filter bezeichnet ist, in dem Kanal zur Erzeugung dee Steuerkanals in dem Dehner vorgesehen. Die Korton-Filter und die S-FiIter sind jedoch teuer, und obwohl bei einem kritischen Anhören keine Fehler entdeckt werden können, bleibt nichtsdestoweniger eine Reständerung im Frequenzgang des gesamten Systems zurück, die von dem Pegel des Audiosignals abhängt.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein verbessertes Signalübertragungssystem zu schaffen, das bei der Aufzeichnung und Übertragung von Schall zu verwenden ist, und bei dem eine Pressung und Dehnung des Signals durch relativ billige Einzelteile erzielt werden kann, ohne daß eine wesentliche Kreuzmodulation der Einhüllenden auftritt, während der Frequenzgang im wesentlichen flach ist.

Die Erfindung soll im allgemeinen bei einem System zur Verarbeitung von Signalen anwendbar sein, bei dem es erforderlich ist, eine frequenzabhängige, nicht-lineare Modifikation eines Signals vor Verarbeitung des Signals in irgendeiner Weise durchzuführen, die nicht den wesentlichen Charakter des Signals beeinflußt, wobei nachfolgend die Wiederherstellung des ursprünglichen Signals erfolgt. Die allgemeine Aufgabe der Er-

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findung ist es daher, ein verbessertes System zu schaffen, das dieses Ergebnis hat.

Die der Erfindung zugrundeliegende Aufgabe wird dadurch gelöst, daß das zweite modifizierende Netzwerk die Umkehrung (invers) des ersten modifizierenden Netzwerks ist, so daß ein Eingangssignal, das durch das erste Netzwerk modifiziert ist, von dem zweiten Netzwerk im wesentlichen in seiner ursprünglichen Form wieder hergestellt wird. Das erste Netzwerk kann ein Zweipolnetzwerk, ein Kettenteiler oder Abzweigfilter sein, das gleiche gilt für das zweite Netzwerk.

Bei einer Ausführungsform der Erfindung, die für die Anwendung bei einem Tonsignalverarbeitungsgerät ist, ist das erste Netzwerk so ausgebildet, daß eine frequenzabhängige Pressung des Xonsignals in einer solchen Weise bewirkt wird, daß die Pressung für hochfrequente Komponenten in einem größeren Maße erfolgt als für niederfrequente Komponenten, und das zweite Netzwerk ist so ausgelegt, daß es die entsprechende Dehnung des Tonsignals bewirkt. Sind die beiden Netzwerke gegenseitig invers, so hat das System einen flachen Überalles-Frequenzgang, und eine Kreuzmodulation der Einhüllenden ist vermieden. Eine Eigenart des Systems ergibt sich durch die gegenseitige inverse Eigenschaft der Netzwerke und besteht darin, daß die Überschneidungsfrequenzen der beiden Netzwerke sich in einem Ausmaß unterscheiden, das von dem Pegel des Signals abhängt.

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Anhand in der Zeichnung dargestellter Ausführungsbeispiele soll die Erfindung näher erläutert werden.

Fig. 1 zeigt ein Schallverarbeitungssystem gemäß einem Ausfiihrungsbeispiel der Erfindung, es enthält Mittel zur Pressung des Schallsignals und zur nachfolgenden Dehnung,

Fig. 2 ist eine schematisierte Schaltung und

zeigt das Prinzip, das bei der Anordnung gemäß Fig. 1 angewendet ist,

Fig. 3 ist eine vereinfachte Form der Fig. 2,

Fig. 4 ist eine Darstellung der Fig. 1 mit den in der Fig. 3 verwendeten Bezugszeichen,

Fig. 5 und 6 zeigen mit den Bezugszeichen der Fig. 3 Abwandtingen der Fig. 1,

Fig. 7 bis 13 zeigen, welche Einrichtungen die Bezugszeichen darstellen, die bei der Einrichtung gemäß der Erfindung verwendet sind,

Fig. H bis 20 zeigen Steuereinrichtungen gemäß Weiterbildungen der Erfindung,

Fig. 21 zeigt in schematischer Form Umkehrnetzwerke gemäß der Erfindung,

Fig. 22a und 22b zeigen die Pressungs- und Dehnungsnetzwerke einer Verarbeitungseinrichtung

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für Audiofrequenzen gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der Erfindung, und Pig. 23 ist ein Spannungspegeldiagramm für die Fig. 22a.

Vie bereits in der deutschen Anmeldung E 24 969 angegeben, kann die Bedingung für einen flachen Frequenzgang im Falle eines kombinierten Pressungs- und Dehnungssystems für Schallsignale durch die folgende Gleichung dargestellt werden:

b/a = jT+ Cq₁ - DF₁^J £"+ (q₂ - 1)f£J = 1 (D

In dieser Gleichung ist:

a = Eingangssignalleistung

b « Ausgangssignalleistung

F₁ = Hochpaßleistungsverlauf des Pressers

q.j » leis tungs verstärkung des Fresserteilers

F₂ = Hochpaßleistungsrerlauf des Sehners

q₂ « LelstungsverStärkung des Dehnungsvervielfachers.

Sarüberhinaus ist die Bedingung für die nicht einhüllende Kreuzmodulation:

- ¹ (2)

Setzt man q₂ in Gleichung 1 ein und nimmt man an, daß der Fehler Null ist, so erhält man:

C^{1 {}*1-*^ " ⁽*2-^f

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Daraus ergibt sich, vorausgesetzt, daß q^ nicht gleich 1 ist:

Diese zuletzt angeg*>ene Gleichung zeigt, daß die beiden Bedingungen für einen flachen Frequenzgang und die nicht einhüllende Kreuzmodulation nur dann erfüllt werden können, wenn die Beziehung zwischen F₁ und F₂ ^von dem Pegel abhängt, das bedeutet, wenn die Übergangsfrequenz in dem Dehner sich von der Übergangsfrequenz in dem Presser in einem Ausmaß unterscheidet, dajEj von dem Signalpegel abhängt. Nimmt man an, daß maximal flache Butterworth-3Pi.lter mit einer ungeraden Anzahl von Reaktanzen zur Frequenztrennung in dem Presser und Dehner verwendet sind, so ist:

^ ^{= 1 +}fr) (5)

worin'fij' die Überschneidungsfrequenz für F₁ und 1-F₁ und f₂ die Überschneidungsfrequenz für F₂ und 1-F₂ ist. Aus den Gleichungen 4, 5 und 6 folgt:

= 1/q (7)

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Gleichung 7 gibt daner die Erfordernisse für die Filter in dem allgemeinen Fall an, um einen flachen Frequenzgang und keine Kreuzmodulation für die Einhüllende zu erzielen, und während es durchaus möglich ist, diese Bedingung für η = 3 oder höhere ungerade Zahlen zu erfüllen, so würde doch eine solche Schaltung sehr kompliziert sein. In dem Beispiel für die Erfindung, das beschrieben werden soll, ist η gleich 1, und das Filter hat die Form eines R. C.-Eetzwerks.

Die in Fig. 1 oben dargestellten Schaltteile sind in einen Presser für ein Schallsignal eingeschaltet, wodurch der Dynamikbereich des Signals gepreßt wird, ehe das Signal auf ein Magnetband aufgezeichnet wird. Die Bauteile in dem unteren Teil der Fig. 1 sind in einem Dehner enthalten, wodurch der Dynamikbereich wieder hergestellt werden kann, nachdem die Signale wieder von dem Magnetband abgespielt worden sind. Das zu pressende Signal wird an eine Eingangsklemme 1 angelegt, und es sei angenommen, daß a das Quadrat der Spannung des zugeführten Signals darstellt. Die Eingangsklemme 1 stellt das obere Ende eines Widerstands 2 von Widerstand Ro dar und ist in Reihe zu einem Kondensator 3 der Kapazität G geschaltet. Die untere Elektrode des Kondensators ist an den Eingang eines Stromverstärkers 4 angeschlossen. Die Eingangsimpedanz des Verstärkers 4 ist effektiv Null, so daß der Eingang des Verstärkers 4 ein scheinbar geerdeter Punkt ist. Der Ausgangsstrom des Verstärkers 4, der als

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gleich mit dem Eingangsstrom angenommen sei, wird in einen Teiler 5 für die Einhüllende in Serie mit einem Kondensator 6 eingespeist, der gleich der Kapazität des Kondensators 3 ist. Der Divisor dea Teilers 5 ist der Ausgangsstrom eines Steuersignalgenerators 7, dessen Eingangsspannung die Spannung über dem Teiler 5 ist. Das Ausgangssignal des Pressers ist die Spannung über dem Teiler 5 in Reihe mit dem Kondensator 6 und kann von Klemmen 8 beispielsweise einem Magnetbandaufzeichnungsgerät zugeführt werden. Der Steuersignalgenerator 7 ist ein Gleichrichter und Dehner, wie er beispielsweise in der deutschen Patentanmeldung E 26 254 beschrieben ist, und der Divisor des Teilers 5 stellt die Einhüllende der Spannung über dem Teiler 5 dar. Die Spannung über dem Teiler ist der Quotient des Eingangestrome und des Steuersignalstroms, und da der Steuersignalstrom die Einhüllende der Spannung über dem Teiler 5 darstellt, kann die Schaltung als "einhüllender Quadratwurzelzieher" bezeichnet werden. Unter den angegebenen Bedingungen let die Spannung ν über dem Kondensator 3 durch die Gleichung

v² = B(I-F₁)

angegeben, während der Eingangs β tr om 1. für den Verstärker durch die Gleichung

i²

angegeben ist.

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In diesen Gleicbungen ist

F₁ = _xL (8)

worin χ = wRqG ist. Die Spannung über dem !Peiler 5 (Quadrat-' würzelzieher) läßt sieb darüberhinaus durch die Gleichung

angeben:

1 1

v² = J Ί *

und da durch den Kondensator 6 der giß iche Strom fließt und der Kondensator die gleiche Kapazität wie der Kondensator hat, ist die Spannung über dem Kondensator 6 definiert durch die Gleichung ν = aO-]?..). Folglich ist die Ausgangs spannung an den Klemmen 8 in quadratischen Spannungen ausgedrückt:

1 1
P₀ = a^? *1 ^ ₊ a(1 - P₁) (9)

Die Dehnerschaltung zur Wiederherstellung des Dynamikbereichs des Signals, wenn es beispielsweise von dem Magnetband abgetastet ist, weist einen Vervielfacher 9 und einen Kondensator 10 auf, die in Reihe geschaltet sind, so daß die Eingangs spannung zwischen einer Eingangski emme 11 über 9 und 10 erscheint. Die Kapazität von 10 iöt C. Der Vervielfacher 9 besitzt einen Steuersignalgenerator 12 ähnlich dem Generator 7, der einen Steuersignalstrom proportional zur Einhüllenden der Spannung über dem Vervielfacher 9 erzeugt. Der durch den Vervielfacher 9 und den damit in Reihe geschalteten

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Kondensator 10 fließende Strom wird einem Stromverstärker 13 mit der Verstärkung von 1 und einer Eingangsimpedanz von Null zugeführt. Der Ausgangsstrom des Verstärkers 13 wird einem
Widerstand 14 mit dem Wert R_Q und einem Kondensator 15 mit
dem Wert C zugeführt, der damit in Reihe geschaltet ist, um
das ursprüngliche Eingangsleistungssignal a wieder herzustellen. Der Vervielfacher 9 entspricht dem Teiler 5» und der Steuersignalgenerator 12 entspricht dem Steuersignalgeneistor 7 und wirkt als Quadrierer für die Einhüllende, wobei die Funktionen der Schaltkreise 5 und 9 eine zu der anderen im umgekehrten
Verhältnis stehen, da einer mit dem Strom und der andere mit der Spannung gespeist wird, und ihre Ausgangssignale sind
entsprechend Spannungen und Ströme. Der Teiler 5 und der
Vervielfacher 9 sind rein ohmsch. Außerdem ist die Kapazität des Kondensators 10 die gleiche wie die der Kondensatoren 3 und 6, und aus diesem Grund muß das Verhältnis des Stromes durch den Vervielfacher 9 zu der darüber abfallenden Spannung das gleiche im Falle des Teilers 5 sein. In gleicher Weise muß das Verhältnis des Stromes durch den Kondensator zu der darüber abfallenden Spannung das gleiche wie für den
Kondensator 6 sein. Darüberhinaus ist die quadratische
Gesamtspannung über Teiler 5 und Kondensator 6, die in Serie geschaltet sind, die gleiche wie die quadratische Spannung
über der Reihensohaltung von Vervielfacher 9 und Kondensator Die Spannung über dem Vervielfacher 9 ist daher

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und der durch die Reihenschaltung von Vervielfacher 9 und Kondensator 10 fließende Strom ist

i² = ^aF1

Dieser in dem Verstärker 13 verstärkte und in dem Widerstand 14 in Reihe mit einem Kondensator 15 eingespeiste Strom erzeugt an einer Klemme 16 eine Ausgangsspannung, die die gleiche ist wie die, die an die Eingangsklemme 1 angelegt worden ist.

Natürlich kann die Anordnung gemäß Pig. 1 abgewandelt werden. Anstatt einen Kondensator 6 in Reihe mit dem Teiler einzuschalten, kann die Ausgangsspannung des Pressers auch dadurch gewonnen werfen, in_dem die Spannung über dem Kondensator 3 zu der über dem Teiler 5 erzeugten hinzugefügt wird. In gleicher Weise kann das Ausgangssignal des Dehners dadurch gewonnen werden, daß die Spannung über dem Kondensator 10 einer Spannung hinzugefügt wird, die proportional dem Strom ist, der durch die Reihenschaltung von Vervielfacher 9 und Kondensator 10 fließt.

Das Prinzip der Erfindung ist in Pig. 2 erläutert, in der der linke Teil und der rechte Teil Teile eines Pressers und Dehners darstellen. Die in der Pig. 2 mit G bezeichneten Kästen können Filter, Gleichrichter, Begrenzer usw. enthalten. Es können die verschiedensten Formen von Verzerrungen erzeugt werden, z. B. durch einen Gleichrichtvorgang,

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nichtsäestoweniger werden alle diese exakt ausgelöscht, wodurch der Ausgangsstrom i. in der inversen Schaltung gMch ist dem ursprünglichen Eingangsstrom. Man kann solche Schaltungen als nicht-lineare Egalisierer ansehen, von denen ein !Compandor ein besonderer !Fall ist. Die Steuerstromleitung, in die G eingeschaltet ist, verhindert nicht, daß die Schaltung ein 2-Klemmennetzwerk ist, da die Steuerleitung und G ale interne Elemente angesehen werden können.

Fig. 2 kann dadurch vereinfacht werden, indem der Teiler und der Vervielfacher durch veränderliche Widerstände R ersetzt werden, wie das in Pig. 3 angegeben ist. Die beiden in Pig. 2 oder 3 gezeigten Netzwerke sind repräsentativ für eine allgemeine Gruppe von 2-Klemmennetzwerken, für die der Strom 1 durch ein Netzwerk und die darüber abfallende Spannung flir folgende Gleichung miteinander in Verbindung stehen

i = f(V)

worin V die zugeführte Spannung ist und durch folgende Gleichung definiert ist

V= f "¹ (i)

wenn ein Strom hindurchgeleitet ist, wobei Strom und Spannung einwertig sind. Diese beiden Bedingungen schließen irrelevante Netzwerke aus, wie beispielsweise solche, die ein Hystereseverhalten haben.

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Nimmt man ein Paar von zu dieser Gruppe gehörenden identischen Netzwerken, wie sie in den Fig. 2 und 3 enthalten sind, und verbindet sie entweder in Reihe oder parallel, so müssen die Zustände der "beiden Netzwerke die gleichen sein. Es ergibt sich somit, daß, wenn eines der Netzwerke mit dem Strom i. und das andere Netzwerk mit einer Spannung V gespeist wird, die gleich ist der darüber abfallenden Spannung, die Zustände der beiden Netzwerke die gleichen sein müssen. Somit muß der Strom durch das zweite Netzwerk jL sein. Wird in gleicher Weise eines der Netzwerke mit einer Spannung gespeist und wird der Strom, der gleich ist dem durchfließenden Strom, in das zweite der Netzwerke eingespeist, so müssen die Zustände der beiden Netzwerke wiederum die gleichen sein. Das Ausgangssignal des ersten Netzwerks kann übertragen, aufgezeichnet oder in einer anderen Weise verarbeitet werden, die nicht den wesentlichen Charakter des Signals beeinflußt, und das ursprüngliche Signal ebenso wie alle Ströme und Spannungen, die den Zustand des ersten Netzwerkes darstellen, werden in dem zweiten Netzwerk wieder hergestellt. Das zweite Netzwerk, obwohl gleich dem ersten, wirkt als dessen umkehrung als Folge des Austausches von Strom und Spannung, und dies trifft für alle Netzwerke zu, die Mittel zur frequenzabhängigen, nicht-linearen Abwandlung des jeweiligen Signals aufweisen. Die Netzwerke mögen somit Quadratwurzelzieher, Quadrierglieder, logarithm!erglieder und Antilogarithmierglieder enthalten.

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Gemäß der Erfindung können die Netzwerke in Serie oder parallel geschaltet werden, da sie weiterhin ein 2-Klemmennetzwerk darstellen, das einen einzigen äußeren Strom und eine einzige äußere Spannung besitzt. Sind O₁ und O₂ Operatoren, die die Wirkung des Netzwerks auf ein zugeführtes Signal darstellen, so können solche Operatoren hinzugefügt werden. Ist die erste dargestellte Schaltung durch Null dargestellt, so ist die zweite oder

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Ausgangsschaltung durch O dargestellt, so daß OO =

ist. Operatoren O₁ und Op sind im allgemeinen nicht kommutativ für nicht-lineare Netzwerke, wie sie es für lineare sein würden. Im allgemeinen ist 0..O₂ Φ O₂O,,. 2 Es ist möglich, solche Netzwerke in Kaskade zu schalten. Dann ist

-1 -1 -1
... O₃ O₂ O₁ =1 (10)

Einige dieser Operatoren können die Funktion linearer Netzwerke darstellen, in welchem' Fall sie sich seihst untereinander austauschen, jedoch im allgemeinen nicht mit nichtlinearen Operatoren.

Es ist angenommen, daß alle Netzwerke, wie beispiels-

-1 -1 weise O₁, O₂, stromgespeist und alle Netzwerke O₁ , O₂ spannungsgespeist sind. Aus diesem Grund muß die Ausgangsspannung aus O₁ in einen Strom umgewandelt werden, ehe sie

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-1 in O₀ eingespeist wird, und der Ausgangsstrom von O.

^{ά Ί} -1

muß in eine Spannung umgewandelt werden, ehe er in O₂ eingespeist wird. Die Verbindung verläuft natürlich in einer Richtung, so daß die Netzwerke sich nicht aneinander belasten. Das Prinzip der Dualität hat zur Folge, daß bei allen Angaben die Spannungen durch Ströme und die Ströme durch Spannungen ersetzt werden können.

Pig. 3 weist nicht auf die Steuersignalgeneratoren 7 und 14 hin. Die Existenz dieser Generatoren verhindert nicht, daß der Presser und Dehner gemäß Pig. 1 Zweipolnetzwerke sind, da, wie bereits erwähnt, die Generatoren und 14 als interne Elemente verbunden sind.

Pig. 4 ist eine Darstellung der Pig. 1 unter Verwendung der Bezugszeichen der Pig. 3, wobei die in den Pig. 1 und 4 einander entsprechenden Seile mit den gleichen Bezugszeichen versehen sind. Der Teiler 5, 7 in dem Presser ist daher durch einen Widerstand R und in gleicher Weise der Vervielfacher 9, 12 in dem Dehner durch einen Widerstand R bezeichnet. R läßt sich folgendermaßen angeben:

R = R₀ ^V¹H (11)

worin R_n der Wert von R bei I₁₁ = I_n ist. Es sei in Pig. 4

O Jl O °

angenommen, daß der Strom i^, der durch den Widerstand 2 und den Kondensator 3 fließt, der Strom ist, der an den Stromverstärker 4 angelegt ist und dann an den Teiler 5, 7 gelangt, der durch R dargestellt ist, in Serie mit dem Kondensator 6,

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der durch G dargestellt ist. In Pig. 4 sind die Schaltelemente 14- und 15 des Dehners, an die der Ausgangsstrom des Verstärkers 13 gelegt ist, nicht dargestellt. Verwendet man die Bezeichnungen gemäß Pig. 4» so ist die Spannung Y, die über dem Teiler 5, 7 und dem in Reihe liegenden Kondensator 6 erzeugt wird,

^Y = ⁷I ^{+ R}o

und die Leistungsverstärkungen q^ und qg des Teilerkreises und des Vervielfacherlcreises sind

q₁ = 1/q₂ = (R/R_o)² (13)

Bei der Abwandlung der Fig. 1, wie sie schematisch in Pig. 5 dargestellt ist, ist der Vervielfacher 5, 7 parallel zu einer Induktion L geschaltet, und die Parallelschaltung wird mit dem Eingangssignal in der Form eines Stromes ± gespeist. Der durch die Spule 17 fließende Strom i^ wird durch einen Verstärker, der eine wirksame Eingangsimpedanz von Null ist, in eine Spannung V¹, umgewandelt, und diese Spannung wird der Spannung V¹™ zugeführt, die über der Parallelschaltung des Teilers 5» 7 und der Spule 17 abfällt, um so die Ausgangsspannung V des Pressers zu bilden. In dem Dehner wird die wiedergegebene Ausgangsspannung des Pressers an die Reihenschaltung eines festen Widerstands 18 des Widerstands R_Q mit einem Kondensator 19 der Kapazität C angelegt. Der Strom !'„ durch Widerstand 18 und Kondensator

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ist proportional einem Strom ig in dem Seiler 5» 7 des Fressers. Dieser Strom i'_H wird durch einen passenden Verstärker in eine Spannung V¹^ umgewandelt und an die Parallelschaltung des Vervielfachers 9, 12 mit einer Spule 20 angelegt, deren Induktivität gleich der der Spule 17 ist. Sie Summe 1 der durch den Verrielfacher 9, 12 und die Spule 20 fließenden Ströme ist dann gleich dem ursprünglichen Eingangsstrom i. Xn der zweiten Abwandlung, wie sie in Pig. 6 dargestellt ist, ist der Fresser der gleiche wie hei der Anordnung gemäß Pig. In dem Sehner ist die Spule 20 jedoch nicht parallel mit dem Vervielfacher 9, 12 geschaltet. Ser Strom durch den Vervielfacher ist dann gleich i_H, und das ursprüngliche Eingangssignal wird als Spannung wiedergegeben, indem i_& in eine Spannung durch einen entsprechenden Verstärker umgewandelt und die Spannung V^ hinzugefügt wird, die an dem Kondensator 19 in dem Sehner abfällt. Bei der in den Pig. 1 und 4 dargestellten Anordnung wird die Übergangsfrequenz vor der Fressung durch den ersten Teil der Schaltung bestimmt und 1st daher unabhängig von dem Signalpegel· Sie Übergangsfrequenz in dem Sehner 1st jedoch pegelabhängig· Auf der anderen Seite 1st bei den in den Pig. 5 und 6 dargestellten Anordnungen die Übergangsfrequenz für das Signal nach Fressung und vor Sehnung konstant. Hit anderen Vorten ist bei der Anordnung gemäß den fig. 1 bis 4 J₁ konstant, und I₂ hängt vom Fegel ab, während bei den Anordnungen gemäß den Flg. 5 und 6 P₁ vom Fegel abhängt und P₂ konstant ist. Ss läßt sich zeigen,

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daß die in den Fig. 1 und 4 dargestellten Anordnungen vorteilhaft ia Hinblick auf Rauschen und Zischlaute sind, während die Anordnungen gemäß den Fig. 5 und 6 gewisse praktische Torteile haben.

Bei dem weiteren Aueführungsbeispiel der Erfindung, das nachfolgend beschrieben werden soll, wird eine Steueranordnung alt einer Zener-Diode verwendet, deren Konstruktion in der zuvorgenannten deutschen Anmeldung £ 26 254 beschrieben 1st. Diese Einrichtung stellt im wesentlichen einen variablen Widerstand dar, der in den Zeichnungen dieser Anmeldung durch das in Flg. 7 dargestellte Symbol bezeichnet ist, wobei die horizontale Linie, die zu dem Pfeil führt, den Weg für den Steuerstrom darstellt. Das Signal, das von der Einrichtung verarbeitet werden soll, wird entweder in Form einer Spannung an den Widerstand angelegt, den die Einrichtung darstellt, oder als Strom durch die Einrichtung, Dieselben Resultate können für andere Steuereinrichtungen verwendet werden, die keine Zener-Dioden verwenden, vorausgesetzt, daß die Einrichtung nur zwei Hemmen für Eingangs- und Ausgangssignal hat.

Fig. 8 zeigt die Einrichtung als Vervielfacher M, worin T das Spannungseingangssignal, i_c der Steuerstrom und JL der Ausgangsstrom ist.

Der Ausgangsstrom wird in einen schedbbar geerdeten Verstärker mit einer sehr niedrigen Eingangeimpedanz eingespeist und ist folgendermaßen definiert:

¹ - ¹C

13/1140 _ ₂₀ _

worin T₀ eine Konstante der Einrichtung ist, so daß i ist, wenn V = V₀ ist.

Der Widerstand R der Einrichtung ist:

In der Einrichtung selbst erfolgt die Steuerung durch einen Strom aus einer Stromquelle mit sehr hoher Impedanz. In der Praxis kann eine Spannung an einen Verstärker in dem Steuerkreis angelegt werden, wobei der Verstärker einen begrenzten Eingangswiderstand und eine sehr hohe Ausgangsimpedänz hat. Die Schaltung kann dann aus Rechengründen, wie in Pig. 9, gezeichnet werden, in der V. die angelegte Spannung und R_n der Eingangswiderstand ist· Dann ist

- V^Rc

^R - Vo^/Yc

Pig. 10 zeigt die Steuereinrichtung« die als Teiler D betrieben wird, indem i. der Eingangsstrom und V die Ausgangsspannung ist, die bestimmt sind durch

V - iV_c/i_c (19)

was das gleiche ist wie Gleichung 14» mit dem unterschied, daß Eingang und Ausgang vertauscht sind.

Wird in Gleichung 14 i_c von der Eingangs spannung V abgeleitet, wie das in Pig. 5 gezeigt ist, so ergibt sich V_c = V, so dafi, wenn man ein Quadrierglied S hat, für das gilt

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i = T²/H_CT_O (20)

In der Praxis ist es üblich, mit den Spitsenaignalen

„ und T_n xa arbeiten» Bann 1st: P P

(22)

Sormalisiert nn die Ausdrücke Bit i und T , so ergibt sich die einfache Gleichung

i * V² (23)

Wenn Eingang und Ausgang wie bei Pig. 12 vertauscht werden, so folgt aus Gleichung 20

T - /H₀T₀I (24)

woraus sich nach Vormallsierung ergibt

1
T » 1 7 (25)

Man erhält somit die Quadratwursel SR. Es ist natürlich so, daß von i_c angenommen ist, daß es mit Hilfe einer Einwegschaltung abgeleitet ist, so daß es den Eingang nicht belastet. Wird ein Vechselspannungssignal, beispielsweise eine reine Sinusschwingung, an eine Steuereinrichtung mit einer Zener-Diode angelegt, und befindet sich ein Gleichrichter R in dem Steuerkreis susammen mit einer entsprechenden Glättungseinrichtung, wie das bei der Diode in flg. 13 der fall ist, so ist die Schaltung dieser figur, die sonst mit der des

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Quadriergliedes genäß fig. 11 übereinstimmt, so, daß die Steuerung damnur nach Maßgabe des zugeführten Signals erfolgt, wobei die Phase des Ausgangssignals die gleiche ist wie die des Eingangesignals· Auf diese Weise kann das Quadrat des Betrages des Eingangssignale gewonnen werden, wobei die Wellenform unverändert bleibt· Durch eine gleiche Maßnahme im lalle eines Quadratwurzelgliedes oder eines Teilergliedes kann man die Quadratwurzel des Betrages erhalten, oder den Betrag teilen. Der Gleichrichter kann natürlich auch mehr sein als lediglich eine Einrichtung zur Gewinnung des Betrages, und er kann z. B. den quadratischen Mittelwert bilden und eine Mittelwert- oder Spitzengleichrichtung bewirken. Besteht darttberhinmus das an den Gleichrichter angelegte Signal aus einer Mischung verschiedenster ?requenzkomponenten, so wird das gleichgerichtete Steuersignal in bezug zu diesen Steuerkomponenten unterschiedlich bewicht*, je nach der Art der verwendeten Gleichrichtung. Der Übertragungeverlauf des Steuersignals hängt außerdem von der Art der Gleichridtung und den Zeltkonstanten des Gleichrichters ab.

Bei der Fressung wird die Quadratwurzel des Betrages In dem Presser gebildet, und das Quadrat des Betrages wird in dem Dehner gebildet, wodurch das ursprüngliche Original wieder hergestellt wird.

Obwohl die Erfindung vorzugsweise für die Pressung von Tonfreguenzsignalen gedacht ist, soll zunächst auf die

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Entwicklung der Steuereinrichtungen Bezug genommen werden, die in den Fig. 7 bis 13 beschrieben sind. Diese Entwicklungen sind In den Pig. H his 20 erläutert und stellen Erfindungen für sich dar.

Pig. H zeigt z. B. eine Anordnung, in der der Steuerstrom proportional dem Eingangeetrom ist, wie das durch die parallel laufenden Leitungen deutlich gemacht ist. Ist i. s l/K, dann ergibt sich aus Gleichung 19

V * KV₀ (26)

so daß die Ausgangespannung für einen gegebenen Wert von E konstant ist, jedoch durch Einjustierung von K gesteuert werden kann. »

Pig. 15 zeigt eine Zweizustandseinrichtung, die eich durch Vertauschen von Eingang und Ausgang in Pig. 14 ergeben hat. Setzt man 1_Q = i/K in Gleichung 14 ein, so erhält man

i « iV/KV₀ (27)

Kommt es vor, daß die Eingangsspannung 7 den Wert KV₀ hat, so ist diese Gleichung erfüllt. Sie Bedingungen sind jedoch unstabil, da, wenn Y etwas erhöht wird, der Strom 1 ansteigen muß, bis eine Begrenzung auftritt, während dann, wenn V etwas abgesenkt wird, ί absinken muß, bis eine Begrenzung auftritt. Sie Schaltung arbeitet somit als Zweizustandseinrichtung.

Pig. 16 zeigt einen Begrenzer L, der eine Vorspannung von V_T hat und in dem Steuerkanal hinter dem Gleichrichter R

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liegt. Einzelheiten des Begrenzers, wie beispielsweise die zugehörigen Impedanzen, sind weggelassen, wie das auch für den Gleichrichter R der Fall war. Die Einrichtung besitzt dann zwei Betriebsbedingungen, eine, wenn die gleichgerichtete Spannung größer als V^ und eine, wenn sie geringer ist. Die normalisierten Verläufe sind die folgenden, wenn die Einrichtung gemäß Fig. 16 als Quadrierglied und ein Quadratwurzelglied verwendet ist.

ν² ,

i = VY₁

Quadrierglied

¹ (28)

Quadratwurzelglied

V m i ; V>V

_T ¹

V = i/Y_L ;

(29)

Es sei bemerkt, daß die Gleichung für das Qxeäratwurzelglied aus denen für das Quadrierglied abgeleitet werden kann, indem lediglich Eingang und Ausgang vertauscht werden.

Fig. 16 kann außerdem in der in Fig. H dargestellten Weise benutzt werden, um den Betrag der Ausgangs spannung durch den Gleichrichter R konstant zu halten. Für diesen Fall sei

¹Co ^β V^Rc .(3O)

Bann ist

V =

9 O 9 b¹ 1 3 / 1 U O

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wobei die letste Grleichung sich dadurch ergibt, indes i_ß = i in Gleichung 19 eingesetzt wird.

Die Formeln fur konstanten Betrag sind nicht normalisiert, denn wurde nan das tun, so würde K eliminiert werden, das bedeutsam ist·

Fig. 17 zeigt einen Filterfrequenzgang F CJw) in dem Steuerfreie zum Quadrieren des Betrages. Dieser erzeugt das Produkt von T und YF oder

i - Y²F (32)

Durch Vertauschen von Eingang und Ausgang erhält man die Gleichung für das Quadratwurzelglied

( 33)

Ss sei der Fall betrachtet, wenn, für eine gewisse Frequenz, F=O ist. Für eine einzige Eingangefrequenz würde dies einen Spitzenwert erzeugen, dessen Amplitude lediglich durch den Arbeitsbereich der Einrichtung begrenzt ist, was in gewissen Fällen zweckmäßig sein mag, z. B. zum Definieren der Schwingfrequenz in einer rückgekoppelten Schaltung. Eine Selektivität ergibt sich jedoch nicht für gleichzeitige Signale unterschiedlicher Frequenzen.

Wird F in den Steuerkanal der Einrichtung gemäß Fig· für den konstanten Betrag eingeführt, so ist i_Q * Fi/k, so daß sich die Gleichung 19 folgendermaßen schreibt:

▼ - rt₀/* (34)

so daß, wie auch immer der Betrag des Eingangssignals seit der Betrag des Ausgangssignals sich im umgekehrten Verhältnis

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- 26 -

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wie ϊ(3ω) ändert· Die Phasenlage des AusgangBsignals ist jedoch die gleiche wie die des Eingangssignals. Ist F = 0, so tritt eine scharfe Spitze auf, jedoch führt dies für das Quadratwurzelglied nicht zu einer Selektionswirkung wie zwischen gleichzeitigen Signalen verschiedener Frequenzen.

Pig. 18 und 20 «eigen allgemeine Fälle, in denen Begrenzer zusammen mit drei Filtern verwendet sind; F₁ vor der Einrichtung, F₂ ^{in dea} Steuerkanal und F, hinter der Einrichtung, wobei in jedem Fall F den Betrag darstellt* Die drei Vorgänge des Quadrierens, Quadratwurzelziehens und das Erzeugen eines konstanten Betrages (aufgrund der Wirkung der Filter) sind in den Fig. 18, 19 und 20 dargestellt.

Ss sei angenommen, daß das Quadrierglied gemäß Fig. von der Grundforael für die Multiplikation oder Division aus beginnt, wenn sie auf die Eingangs- und Ausgangssignale der Einrichtung selbst angewendet wird. Tritt keine Begrenzung auf, so gilt für das Quadrierglied

i/F3 - VF1 . VF1F2	Damit ist	i » W1F1F3 j VF1F2,^-
Eine Begrenzung tritt auf, wenn VF1Fr
i/F3 « VF1V1	,ς-V1 ist. Dann ist
V1 (35)
V1

Die Phase 1st die durch F₁F₃ erzeugte. Es sei nun das

- 27 -

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Quadratwurzelglied gemäß Fig. 9 betrachtet. Dieses entspricht einem Teiler, somit ist

Begrenzung -tritt auf, wenn VP„/F,/ V₁. ist, es ist dann Somit ergibt sich

-¹¹J

T-A₁ ¹⁸I₂ ²Sp₃ ; TVi₃^T₁ ⁽³⁶⁾

v = U₁I₃A₁ ; ν*₂Ζ*_3< ⁷L

Die Phase ist die, die durch F₁F₃ bestimmt ist.

Die Einrichtung' gemäß Pig. 19 für den konstanten Betrag entspricht eiuam Seiler, so daß sich unter Benutzung der * Gleichungen 19 und 26 ergibt

V V".	Somit 1st	V - KV	auf,	O
Begrenzung tritt	V = iV		wenn
VZP3 =			1/:Lco
0*3/*
0*1*3	2 ;
/1Co ;

^{es isi:} dann

(57)

Die Formeln für konstanten Betrag sind wiederum nicht normalisiert, um K nicht zu eliminieren.

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Ist in der ersten Gleichung 37 F« = F~ = 1, so der Betrag des Ausgangssignals konstant, Jedoch ergibt sich die Phase aufgrund F^· Es ist somit möglich, die Phase zu ändern, wenn gleichzeitig der Betrag des Ausgangssignals konstant gehalten ist.

In den Steuerkanal können jede Art von Netzwerken, linear oder nicht-linear, eingeschaltet werden, vorausgesetzt, daß die Glättung hinter dem Gleichrichter ausreichend ist, und es wird keine Verzerrung der Wellenform erzeugt werden·

Die Steuereinrichtungen können darüberhinaus in Kaskade geschaltet werden. Zum Beispiel durch Kaskadenschaltung von Vervielfachern und Teilern ist es möglich, Funktionen der Form

_a _b c

χ y ζ ....

zu erhalten, wobei die Indizes entweder positive oder negative ganze Zahlen sein können. Gleiche Betrachtungen gelten für die Quadrierglieder und die Quadratwurzelglieder, und aufeinanderfolgende Stufen zur Glättung können dadurch erhalten werden, indem Netzwerke wie die in Fig. 17 in Kaskade geschaltet werden.

Sie in Verbindung mit den Fig. 1 bis 6 beschriebenen Netzwerke hängen bei ihrem Betrieb von umkehrbaren, nichtlinearen Zweipolnetzwerken ab, und einige der Eigenschaften solcher Netzwerke sind bereits oben erläutert worden. Es sei Jedoch angenommen, daß alle beschriebenen Netzwerke, die

- 29 -

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Zweipolnetzwerke sind, umkehrbar sind, da, wenn die Einspeisung einer Spannung Y in ein Zweipolnetzwerk, linear oder nicht-linear, zu einem Stromflufi i^ durch das Netzwerk führt, 00 erzeugt ein diesem Strom i_ gleichwertiger Strom, der durch ein zweites gleiches Netzwerk geschickt wird, eine Spannung V über dem zweiten Netzwerk in umgekehrter Weise.

Die in den Pig. 7 bis 20 dargestellten Steuereinrichtungen mit Zener-Dioden stellen umkehrbare Netzwerke dar. Hauptzweck der vorliegenden Erfindung ist die Einschaltung eines Netzwerks G in den Steuerkanal der Steuereinrichtungen, die in zwei Netzwerken mit umgekehrtem Verlauf verwertbar sind, wie das in Pig. 21 angedeutet ist. In Pig. 21 weist das erste Netzwerk einen Teiler D und das zweite Netzwerk einen Vervielfacher M auf. Das Netzwerk Q- möge einen Gleichrichter, einen Begrenzer oder ein ähnliches anderes lineares oder nicht-lineares Netzwerk aufweisen. Darüberhinaus mögen im allgemeinen die beiden Netzwerke vertauscht sein, in welchem Pail der Ausgangs strom von dem ersten Netzwerk als Eingangssignal für das zweite Netzwerk dienen muß. In einem Beispiel gemäß der Erfindung, das bei einem Tonfrequenz-Presser-Dehner angewendet und in Verbindung mit den Pig. 22a und 22b beschrieben werden soll, sind zwei inverse Netzwerke verwendet, die besondere Ausführungsbeispiele der sbematischen Schaltungen gemäß Pig· 21 sind, und diese Netzwerke können als nicht-lineare

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komplementäre Egalisierer angesehen werden. Die Impedanzen Z₁ und Z₂ dienen zur Aufteilung des Bandes, und die Netzwerke Gr sind ebenfalls reaktiv, und jedes weist einen Gleichrichter zur Gewinnung der Einhüllenden des Signals auf, das an den Steuerkanal angelegt ist, so daß das Steuersignal somit frequenzabhängig ist.

Gemäß den Fig. 22a und 22b sind die in der Fig. 22a dargestellten Bauteile in einem Fresser für ein Tonfrequenzsignal enthalten, mit dem der Dynamikbereich desSignals gepreßt werden kann, ehe das Signal auf einem Nagnetband aufgezeichnet wird. Die Bauteile in Fig. 22b befinden sich in einem Dehner, mit dem der Dynamikbereich wieder hergestellt werden kann, nachdem das Signal wieder von dem Magnetband abgetastet worden ist. Das zu pressende Signal wird an die Eingangsklemme 31 in Form einer Spannung V_Q angelegt, und diese Spannung wird an ein RC-Filter mit einem Widerstand 32 und einem Kondensator 33 angelegt, dessen Werte mit R_Q und C angegeben sind. Der Ausgangsetrom des Filters ig wird in einem Verstärker 34- verstärkt und an die Eingangsklemme 35 einer Steuereinrichtung mit einer Zener-Diode angelegt, die durch einen variablen Widerstand 36 dargestellt ist. Der Verstärker 34 ist so ausgelegt, daß er eine vernachlässigbare Eingangsimpedanz hat· Die Steuereinrichtung 36 1st ein Quadratwurzelglied für den Betrag, unterscheidet sich jedoch von dem in dem Hetzwerk gemäß Fig. 1 verwendeten dadurch, daß

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zusätzlich ein RC-Filter 37, 38 In dem Kanal zur Erzeugung des Steuersignals für das Quadratwurzelglied verwendet ist. Dieser Kanal weist außerdem einen Gleichrichter zur Gewinnung des Betrages auf, er ist ganz einfach durch eine Diode 39 und einen Begrenzer 39a gebildet. Die Filter 32, bewirken eine Bandaufteilung des Eingangssignale, wobei die ^jchfrequenten Komponenten in dem Ausgangsstrom ig und die niederfrequenten Komponenten in der Spannung über dem Kondensator 33 enthalten sind. Die Bauteile 35 bis 39 wirken auf die hochfrequenten Komponenten ein, um deren Dynamikbereich zu pressen, und die gepreßten hochfrequenten Komponenten, die jetzt die Form der Spannung V_H haben, werden der ungepreßten niederfrequenten Spannung V^ in einem Additionsnetzwerk 40 hinzugefügt. Die zusammengesetzten Signale werden dann durch einen Egalfeierer 41 geleitet, dessen Übertragungsfunktion durch ?_c bestirnt 1st. Das Ausgangssignal des Egalisierers 41, das als Y¹ bezeichnet ist, ist das Signal, das auf dem Nagnetband aufgezeichnet oder in anderer Weise verarbeitet ist, und zwar in einer Weise, die nicht den wesentlichen Charakter des Signals beeinflußt. Anstatt Y^ und V¹T mittels des Additionsnetzwerks 40 zusammenzufügen, kann auch die Addition ganz einfach dadurch erfolgen, daß ein Kondensator C zwischen der Verbindung von 36 und 38 und Erde eingefügt wird. Die Summe von Y_Q und V'_L erscheint dann an Klemme 35·

- 32 -

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Die Debnungsbauteile der in Mg. 22a gezeigten Einrichtung stellen ein Netzwerk dar, das invers zu dem Presser ist. Das wiedergegebene gepreßte Signal 7 wird zuerst einem Egalisierer 42 zugeführt, der invers zu dem Egalisierer 4-1 ist und daher die Übertragungsfunktion 1/F_n hat. Das Ausgangssignal des Egalisierers wird dann einer Steuereinrichtung 43 in Reihe mit einem Kondensator 44 zugeführt, der den Wert C hat. Der Steuersignalgenerator der Steuereinrichtung 43 ist der gleiche wie der der Steuereinrichtung 36, und er enthält einen Kondensator 45t einen Widerstand 46 und einen Gleichrichter 47. Die Kondensatoren 33 und 44 haben die gleiche Kapazität wie auch die Kondensatoren 37 und 45, und bei der vorliegenden Ausführungsform hat es sich herausgestellt, daß optimale Ergebnisse dadurch erzielt werden können, wenn jeder der Kondensatoren 33» 37* 44 und 45 den Wert C und die Widerstände 32, 38 und 46 jeder den Wert R_Q haben. Da das Eingangssignal der Steuereinrichtung 43 eine Spannung und weniger ein Strom ist wie im Fall der Einrichtung 36, wirkt die Einrichtung 43 als Quadrierglied für den Betrag und ist invers zu der Einrichtung 36. Die Einrichtung 43 mit dem in Serie liegenden Kondensator 44 bewirkt darüberhinaus eine Bandaufteilung, wobei die hochfrequenten Komponenten in dem Strom ig enthalten sind, der durch den Kondensator 44 fließt, während die niederfrequenten Komponenten in der Spannung über dem Kondensator enthalten sind. Der Strom i_Q wird in einen Stromverstärker eingespeist,

9 0 9 Ö 1 3 / 1 1 Λ (J - 33 -

U87281

und die nieder- und hochfrequenten Komponenten werden dann in passender Weise addiert, so daß sie das Eingangssignal 7_Q ergeben. Das Signal V_Q wird in der Tat vorzugsweise dadurch erzeugt, daß der Strom ig nach Verstärkung in ein Netzwerk ähnlich 32, 33 eingespeist wird, so daß die Spannung V₀ direkt daran abfällt. In diesem Fall besteht keine Hotwendigkeit, ein Ausgangssignal von der Spannung über dem Kondensator 44 abzugreifen.

Pig. 23 gibt die Pegel der verschiedenen Signale auf ihrem Weg durch die in Pig. 22a dargestellte Einrichtung an. Sie Sarstellung zeigt nur den Pegel eines bestimmten Signals, wie es von dem Eingang zu dem Magnetband wandert, d. h. durch den Presser, da die Wirkung des Sehners lediglich die ist, den ursprünglichen Pegel wieder herzustellen. Sarüberhinaus ist das Signal-Rausch-Verhältnis (S/N) festgelegt, nachdem das Signal auf dem Magnetband aufgezeichnet ist. Fig. 23 bezieht sich auf ein hochfrequentes Signal, von dem angenommen ist, daß es genügend oberhalb der Überschneidungsfrequenz der Einrichtung liegt, und außerdem ist ein niederfrequentes Signal angegeben, das genügend unterhalb dieser Frequenz liegt. Eine Spitze eines hochfrequenten oder niederfrequenten Signals durchläuft den Presser unverändert, wie das auch bei einem schwachen, niederfrequenten Signal oder einem schwachen hochfrequenten Signal in Anwesenheit eines hoohfrequenten Spitzensignals der Fall ist. Sin schwaches

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Signal ist als Signal definiert, das wenigstens 2L dB unterhalb des Spitzenwertes des Eingangssignals liegt. Ein

schwaches hochfrequentes Signal andererseits, ohne ein hochfrequentes Spitzensignal und mit oder ohne ein niederfrequentes Spitzensignal wird im Pegel um L dB angehoben. Das Pegeldiagramm ist für ein schwaches Signal gezeichnet, das genau 21 dB unterhalb des Spitzenwertes des Eingangssignals liegt, und es ist davon ausgegangen, daß die Pegel für Signale unterhalb dieses Pegels lediglich um den zusätzlichen Pegelabfall nach unten verschoben sind. Das Signal-Rausch-Verhältnis S/N wird nie für ein niederfrequentes Signal oder für ein schwaches hochfrequentes Signal bei Anwesenheit eines Spitzenwertes eines hochfrequenten Signals verbessert. Es wird jedoch verbessert für ein schwaches hochfrequentes Signal in Anwesenheit eines niederfrequenten Spitzensignals· Es tritt jedoch kein Zischen oder Klirren auf, da hochfrequentes Rauschen durch das SpitzenfrequenzsigtdL überdeckt ist.

Der Oberschsidungs- oder Obergangsbezirk, der sich aus der Bandaufteilung ergibt, die in dem Presser und dem Dehner stattfindet, ist das Frequenzband, in dem es erforderlich ist, sowohl auf das hochfrequente Signal zu achten, dai durch das Quadrierglied verläuft, als auch auf das niederfrequente Signal, das dies nicht tut. Bei einem unendlich scharfen Obergang ergibt sich kein Überschneidungsbereich, weil der Überschneidungsbereich ein größeres Band

- 35 909813/1U0

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einnimmt, und er ist daher von umso größerer Bedeutung, je langsamer der Übergang erfolgt. Er ist daher wichtig im Fall von einfachen RC-Filtern.

Das Klirren H (f) als Funktion der Frequenz ist definiert als Anstieg des hochfrequenten Rauschens, wie dies auch erzeugt wird,wenn ein Signal mit einer Frequenz f im ^ gel von Null zum Spitzenwert angehoben wird· Der Anstieg des Rauschens ist äquivalent der Verringerung von Verstärkung. Ist q_Q die Leistungsveretärkung des Quadratwurzelgliedes für ein Nullsignal und ist q seine Verstärkung für das Spitzensignal, wobei beide q's die Dimensionen von Leistungen haben, so ergibt sich .

H(f) « q₀ (f)/q_p(f) (38)

H(f) ist unbeeinflußt von einer Dämpfung vor und nach dem Quadratwurzelglied, da eine solche Dämpfung unabhängig vom Pegel ist.

Die Verbesserung des Signal-Rausch-Verhältnisses als Folge der Pressung ist gleich dem Verhältnis der Leistung eines schwachen Signals auf dem Hagnetband zu der Leistung, die man in der Abwesenheit der Pressung erhalten haben würde. Für das schwache Signal würde es ausreichend sein, das Signal zu nehmen, das gerade das Arbeiten des Begrenzers 39a in dem Steuerkreis bewirkt, da die Verbesserung für ein schwächeres Signal das gleiche ist. Somit kann die Verbesserung des Signal-Rausch-Verhältnisses S/N geschrieben werden als (P/a)_L,

- 36 -

9 0 9 3 1 3 / 1 U 0 RAO ORIGINAL

wobei bei dem Pegel, bei dem der Begrenzer gerade arbeitet, a die Leistung des Eingangssignals und P die Leistung ist, die dem Signal auf dem Hagnetband entspricht. In Abwesenheit einer Pressung gilt (P/a),· = 1. Zur Berechnung von H und (P/a)r ist es zweckmäßig, zu vereinfachen und F₁ für den Leistungsverlauf des Hochfrequenzfilters und 1 - P₁ für den Leistungsverlauf des Niederfrequenzfilters zu schreiben. Für alle Frequenzen ist q_Q = L, denn es gilt

- 1

^qp " ^P1 ; pf 71/L

71/L

(39)

Somit ist

1 1

H = L F^ ; F^

X (40)

H = 1 ; F

so daß H=L für sehr hohe Frequenzen und 1 für sehr niedrige Frequenzen ist. H ist oberhalb ungefähr 2 kHz jedoch nicht von Bedeutung, da die überdeckung ausreichend ist.

(P/a)-r ist aus zwei Anteilen aufgebaut: 1 - F₁ von dem 1. f.-Kanal und L F₁ von dem h. f.-Kanal. Somit gilt,

(P^)₁ = 1 + (L-DF₁ (41)

daß 1 bei sehr niedrigen Frequenzen und L bei sehr hohen Frequenzen ist.

Aus Gleichung 40 folgt:

909813/1 UO

- 37 -

H87281

)_τ = 1 + L - 1 H² ; F?>1/I (42)

oder für I= 31,6

(P/a)_L m 1 + 0,0306 H² (43)

H = 5,71 •tP/aU - 1 (44)

mit einem minimalen Wert von eine.

Nun mag noch H einige Schwierigkeiten bei 4 oder 6 dB bereiten, wenn (P/a)^ = 1,49 oder nur ungefähr 1,8 dB ist. Somit ist H niedrig nur bei einer Frequenz, die so niedrig ist, daß die Rauschverringerung ebenfalls niedrig ist. Je niedriger die Frequenz ist, umso geringer ist die Oberdeckung des hochfrequenten Rauschens· Es folgt, daß es am meisten auf H(f) am niederfrequenten Ende des Überschneidungsbereichs ankommt. Auf der anderen Seite kommt es auf das Rauschen im gesamten Überschneidungsbezirk an.

Für Irgendein Butterworth-Filter gilt

_2n F₁ = 2 (45)

1 ₊ x²*

worin χ «■ 1 für das RC-Netzwerk ist. Somit gilt für das einfache RC-Netzwerk,das zuvor in Verbindung mit den Fig. 1 bis beschrieben ist, wo χ = CuR₀ C ist,

31.6 χ H = ^Z_{1 + X}2 (46)

(P/*)!= 1 + 31.6 x² 1 + x^Z

(47)

909813/1U0 -38-

Im fall von Pig. 19 sei ein Filter mit einem Leietungsgang F₂ ^{in äem} Steuerkanal angenommen, wenn F₁ der Leistungsgang des Eingangsfiltere und F₀ der Leistungsgang des Korrekturfilters vor dem Magnetband ist. Gebt man in Gleichung mit F₀ = 1 (F₀ entspricht F* in Gleichung 36), und benutet man Spannungen und Ströme in quadrierter Form, um der Tatsache Rechnung zu tragen, daß man mit Leistungsgrößen arbeitet, so ergibt sich für Vg in Fig. 22a

1 1 V² = i F* J^ ; v|f₂71/L (48)

V² _β I²P₁ L ; V² F₂<1/L (49)

worin V£ durch 1/L ersetzt ist.

Für einen Spitzenpegel ist i = 1, wenn 1 1 11

g ^₂

1 1 (50)

Vg = F₁ L ; F^ f|<1/L

Wird nun das niederfrequente Spitzensignal 1 - Ϊ hinzugefügt, so ergibt sich die Bedingung für einen flachen Frequenzgang an dem Magnetband wie folgt

1 _1 V·² = F₀(I - F₁ + F^ F₂ ⁷) . 1 ; F₁F₂ ?1/L² V·² « F_c(1 - F₁ + LF₁) = 1 ; F.,F₂<1/L²

oder ' 1.1 <⁵¹>

1/F₀ = 1 - F^F^F^ ; F₁F₂ ^1/L² 1:F_C = 1 + (L - I)F₁ ; F₁F_2<1/L²

9Ü9813/1U0 -39-

-39- H87281

Bei niedrigen Pegeln ist die zweite Gleichung 50 anwendbar, so daß gilt (P/a)_L = F_c(1 - P₁ + IF₁). Das ergibt

1 + (L - I)P_{1 9}

(P/a)_L = ^ ; P₁ ²

1 - P₁ + pfp/ , (52)

(P/a)_L =1 ; P₁ P₂<1/L²

Um Ή zu&rhalten, ist die Tatsache zu berücksichtigen, daß sich Leistungsverstärkung q durch Teilung der Gleichungen 50 durch P₁ ergibt. Ss ist dann

q_p = L ; P₁ P₂<1/L²

Sie Leistungsverstärkung q ist immer L. Unter Verwendung von Gleichung 38 ergibt sich dann

1 1 H = L P^ p| ; P₁ P₂

₂ (53)

H = 1 ; P₁ FV

Es ist wünschenswert, H soweit wie möglich abzusenken, ohne in unzulässiger Weise die Dämpfung von P_n zu vergrößern oder das Signal-Rausch-Verhältnis S/N zu verschlechtern, das mit (P/a)_L gegeben ist. Ss ist somit nützlich, P_Q und (?/a)_L in Ausdrücken von H anzugeben. Es ist ausreichend, dieses für

1/L zu tun.

- 40 -

9003 13/1 UO

1/F_C = 1 - P₁ + LF₁/H (54)

1 + (L - 1)ϊ-(P/a), = 1 (55)

^h 1 - P₁ + Z

Senkt man somit H durch Absenken von F₂ ^ab» während man P₁ konstant läßt, so vergrößert man den Betrag der anzuwendenden Korrektur und verringert das Signal-Rausch-Verhältnis, das durch (P/a)-r gegeben ist. Pur die Schaltungen gemäß den Pig. 22a und 22b ist P₂ = P₁ und somit gilt

^{1 2 + x} (56)

P_r = 1 = 1 + x² ; X²<;1/(L-1)

^{1 +} ^¹^ ²

1 + L ²

(P/a) . —= f— ; χ² 7V(L-D (57)

jj Ji₁. 2 + χ

(P/a)_L = 1 ; x*<1/(L-1) (58)

H=LP,= ^LX

1 + x* (59)

H · 1 ; X²<;1/(L-1)

In dem besonderen Pall der Pig. 22a und 22b, wo L= 15 dB ist, ist die Überschneidungsfrequenz optimal mit 2, 2 kHz bemessen. Die durch P. bewirkte Korrektur ist ungefähr 3 dB. Es sei bemerkt, daß die erfindungsgemäße Lehre auch bei anderen Formen von Netzwerken als die in den Pig. 22a und 22b dargestellten angewendet werden kann» Pur einige Zwecke mag es auch erforderlich sein, sowohl die hoch- als auch

- 41 -

9 0 9 S l 3 / 1 U Π

- 41 - U87281

die niederfrequenten Signale zu steuern, und für gewisse andere Zwecke mag es erforderlich sein, unabhängig Signale in einer größeren Zahl von Kanälen zu steuern, wobei gleichzeitig in jedem Fall die Bedingung aufrechterhalten ist, daß der Dehner ein Netzwerk lnvers zu dem Pressernetzwerk ist.

um z. B. ein begrenztes Frequenzband zu steuern, können beispielsweise die Kondensatoren 33, 37, 45 und 44 in den Fig. 22a und 22b durch Serienresonanzkreise ersetzt werden.

Für einen auf dem Gebiete der vorliegenden Erfindung bewanderten Fachmann ist es natürlich naheliegend, daß die beschriebenen Schaltungen in einer Vielzahl von Netzwerken kombiniert werden können, ohne daß das Prinzip der Inversion verlassen wird, das oben beschrieben worden ist.

Außerdem kann eine Verzerrung des Signals zwischen dem Presser und Dehner in der beschriebenen Anordnung verhindern, daß Presser und Dehner, wie sie beschrieben worden sind, als wirkliche inverse Netzwerke arbeiten. So kann beispielsweise eine Phasenverzerrung, die keine Wirkung auf die Tonqualität bei normalen Einrichtungen hat, eine merkliche Überallee-Verzerrung in den Schaltkreisen gemäß der Erfindung hervorrufen. Es ist daher wünschenswert, irgendeine Übertragungsanordnung, die auf dem Wege zwischen Presser und Dehner liegt, so zu bemessen, daß die Überalles-Verzerrung

90S813/1U0

vernachlässigter ist. Zum Beispiel kann eine Überalles-Verzerrang, die in anderer Weise entstanden sein kann, durch entsprechende Netzwerke, wie beispielsweise solche zur Korrektur von Phasenfehlern, korrigiert werden.

Vie bereits bemerkt, ist die erfindungsgemäße Lehre in ihrer Anwendung nicht auf die Fressung und Dehnung des Dynamikbereichs von !Eonfrequenzsignalen beschrätfefc, sie kann vielmehr auch in anderen Fällen angewendet werden, wo frequenzabhängige, nicht-lineare Abänderungen eines Signals erforderlich sind, bevor das Signal in irgendeiner Weise ver arbeitet wird, die nicht den Charakter des Signals beeinflußt, gefolgt von einer Wiederherstellung des ursprünglichen Signals.

Wenn auch die Erfindung in erster Linie in Verbindung mit der Aufzeichnung und Wiedergabe von Schallsignalen auf Magnetbändern beschrieben worden ist, so ist doch die Erfindung immer anwendbar, wenn das Signal übertragen wird, durch Kabel oder in anderer Weise, nachdem es gepreßt ist, bevor es gedehnt wird.

Die Erfindung besteht nicht nur in dem System als ganzem, sondern auch in den einzelnen !Teilen des Systems und erfaßt auch nach dem System hergestellte Aufzeichnungen oder Schallplatten.

SL/Sch - Patentansprüche -

INSPECTED· " / !

Claims (1)

1. y Signalverarbeitungseinrichtung, mit Mitteln zur Übertragung, Aufzeichnung oder anderweitiger Verarbeitung eines Signale ohne Beeinflussung des wesentlichen Charakters des Signals, mit einen ersten modifizierenden Netzwerk zur Einspeisung eines modifizierten Signals in die Verarbeitungseinrichtung und einem zweiten modifizierenden Netzwerk zur Ableitung des modifizierten Signals von der Yerarbeitungseinrichtung, wobei jedes der modifizierenden Netzwerke Mittel aufweist, die eine frequenzabhängige, nicht-lineare Modifizierung der Amplitude des jeweiligen eingespeisten Signals aufweisen, dadurch gekennzeichnet. daß das zweite modifizierende Netzwerk die Umkehrung (invere) des ersten modifizierenden Netzwerks ist, so daß ein Eingangssignal, das durch das erste Netzwerk modifiziert ist, von dem zweiten Netzwerk im wesentlichen in seiner ursprünglichen Form wieder hergestellt wird.

   2. Einrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß erstes und zweites Netzwerk zwei gleiche frequenzabhängige, nicht-lineare, umkehrbare Netzwerke aufweisen, wobei das Eingangssignal des ersten Netzwerks und dae Ausgangssignal des zweiten Netzwerks durch einen Strom gebildet ist, der in dem jeweiligen Netzwerk fließt, und wobei das Ausgangssignal

   -12-

   9098 13/1 UO

   H87281

   des ersten Netzwerks und das Eingangssignal des zweiten
   Netzwerks durch eine Spannung über dem jeweiligen Netzwerk gebildet ist, oder umgekehrt.

   3· Einrichtung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennz ei ohne t, daß die Einrichtung zur Durchführung der frequenzabhängigen, nicht-linearen Modifikation des Signals ein Zweipolnetzwerk ist.

   4- Einrichtung nach Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Mittel zur Durchführung der frequenzabhängigen,
   nicht linearen Modifikation der Amplitude des jeweiligen
   eingespeisten Signals die Serienschaltung einer Kapazität
   und einer ohmschen Impedanz enthalten, dessen Widerstand in Abhängigkeit von der Amplitude der Einhüllenden des Signals gesteuert ist, das an der ohmschen Impedanz abfällt.

   5. Einrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß das über der ohmschen Impedanz abfallende Signal durch ein Filter geleitet wird, ehe das Steuersignal für den Widerstand abgeleitet wird.

   6. Einrichtung nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet. daß die Steuerung des Widerstands begrenzt ist.

   8 ρ η a 13 / η * ο ^{0HIGINALINSPECXED}