DE3730470A1

DE3730470A1 - System zur dynamischen stoerverringerung mit logarithmischer steuerung

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Publication number: DE3730470A1
Application number: DE19873730470
Authority: DE
Inventors: Waller Jun James K
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 1986-09-29
Filing date: 1987-09-08
Publication date: 1988-03-31
Anticipated expiration: 2007-09-09
Also published as: DE3730470C2; JPS6387813A; US4696044A; JPH0787324B2

Description

Die Erfindung betrifft ein System sowie ein Verfahren zur Ableitung eines Gleichspannungs steuersignals aus einem Tonfrequenzeingangs signal. Sie bezieht sich allgemein auf nicht komplementäre oder Eintakt-Störverringerungs systeme, die eine dynamisch gesteuerte Filterung und eine Niederpegelerweiterung enthalten.

Das dynamische Filtern wird seit langem angewendet zur Reduzierung von Hintergrundrauschen in Tonsignalen. Die Grundlagen für das dynamische Filtern wurden in den Jahren nach 1940 entwickelt und bilden auch heute die Basis für den Entwurf praktisch aller dynamischen Filter.

Ein derartiger Entwurf verwendet beispielsweise ein Tiefpaßfilter, das von einer eine einfache Spitzenwerterfassung für das Eingangssignal ver körpernden Erfassungsschaltung gesteuert wird. Dieser Entwurf hat den Nachteil eines begrenzten Bereichs genauer Funktionsweise des steuer baren Filters.

Es existieren andere Entwürfe, bei denen eine dynamische Filterung und eine Niederpegel erweiterung kombiniert sind zur Schaffung eines verbesserten Störverringerungssystems. Jedoch treten bei diesen andere Probleme auf. Eines der wichtigsten Kriterien für Eintakt- Störverringerungssysteme, die eine breitbandige Niederpegelerweiterung in Verbindung mit einer dynamisch gesteuerten Tiefpaßfilterung ver wenden, ist die Hörtransparenz. Der Niederpegel erweiterungsbereich eines Eintakt-Störverringerungs systems ist nur in Betrieb, wenn die Signal pegel einen Schwellenpunkt unterschreiten. Daher arbeitet in den meisten Anwendungsfällen und insbesondere in Verbindung mit Musik der Erweiterungsbereich des Systems haupt sächlich nur dann, wenn die Signalpegel extrem niedrig sind oder während des Auf- oder Abblendens der Musik. Aber das dynamisch gesteuerte Filter übt seine Funktion nahezu ständig aus und ändert kontinuierlich die Bandbreite des Systems, um die wahrgenommenen Störungen im Tonsignal zu reduzieren. Das Filter muß daher zu allen Zeiten äußerst transparent sein, um jeden Verlust von erwünschter Toninformation zu vermeiden, wie es der Fall wäre, wenn das Filter bei niedrigen Signalpegeln schließen sollte und die Bandbreite herabsetzen würde, so daß ein bemerkenswerter Verlust von Hochfrequenz information aufträte.

In den bekannten Systemen, die ein dynamisch gesteuertes Tiefpaßfilter verwenden, wird das Steuersignal in einer im wesentlichen gleichartigen Weise erzeugt. Das Eingangs signal wird zuerst einer Hochpaßfilterung unterworfen, so daß die Niederfrequenzsignale entfernt werden, die keine Wirkung auf das dynamisch gesteuerte Tiefpaßfilter haben sollen. Die Filtersteuerschaltung spricht daher nur auf den Mittel- und Hochfrequenzbereich des Tonbandes an. Dies bandbegrenzte Signal wird dann einer Spitzenwerterfassung unterworfen oder gleichgerichtet und gefiltert, so daß ein Gleichspannungssignal zur Steuerung des dynamisch gesteuerten Tiefpaßfilters er halten wird. Dieses Verfahren zur Erzeugung des Steuersignals führt zu einem extrem be grenzten Ansprechbereich für die Amplitude des Eingangssignals. Wenn das System so ausge bildet ist, daß niedrige Signalpegel eine Operation des Filters ermöglichen, würden Eingangssignale mit normaler und hoher Amplitude offensichtlich bewirken, daß das Filter sich zur Grenze des Spektrums öffnet, wodurch bei diesen Signalen mit normaler und hoher Amplitude keine wirksame Störverringerung erhalten wird. Wenn umgekehrt das System so ausgestaltet ist, daß Signale mit normaler und hoher Amplitude die gewünschte effektive Antwort des Tiefpaßfilters erzeugen, dann be wirken niedrige Signalpegel, daß das Filter geschlossen bleibt, wodurch der Hochfrequenzinhalt des Tonsignals reduziert wird und ein vernehmbarer Verlust von Hochfrequenztoninformation eintritt.

Dieses Problem wurde gelöst durch Verdichten des Signals, bevor es der dynamischen Filter steuerschaltung zugeleitet wird. In diesem System wurde ein Verdichtungsverhältnis von 2 zu 1 verwendet zur Komprimierung des dynamischen Bereichs um die Hälfte, so daß das dynamische Filter über das Doppelte seines normalen Eingangspegelbereiches arbeiten kann. Der Ver dichter wurde in Verbindung mit einer Fehllauf vorrichtung zur Reduzierung des Verdichtungs verhältnisses bei niedrigen Signalpegeln betrieben. Ohne diese Fehllaufvorrichtung würde ein Signal mit einem hohen Grad von Hintergrundrauschen in einigen Fällen so komprimiert, daß die Amplitude des Störgrundes von einer ausreichenden Höhe sein könnte, um das dynamisch gesteuerte Tiefpaßfilter offen zu halten und nicht das gewünschte Maß an Störverringerung zu erhalten. Es ist daher offensichtlich, daß die Schwellen steuerung dieses Systems sowohl die Schwelle der Erweiterung in der Niedrigpegelerweitungs schaltung als auch die Niedrigpegelempfindlichkeit des dynamisch gesteuerten Filters beeinträchtigt.

Obwohl dieses System die meisten Mängel der be kannten Systeme behob, traten doch mehrere Probleme auf. Erstens waren die Ansprecheigen schaften des Verdichtungssytems für die Ansprech- und Freigabezeit für die gewünschte Antwort des zusammengesetzten Niedrigpegelexpanders zu optimieren, um jedes wahrgenommene Pumpen im Betrieb des Niedrigpegelerweiterungssystems zu vermeiden. Diese Ansprecheigenschaft mag nicht die gewünschte Antwort für die Ausführung des dynamischen Filtersteuersytems sein. Zweitens könnten weitere Verbesserungen im dynamischen Bereich des dynamisch gesteuerten Filters gemacht werden, jedoch wäre in diesem System ein erhöhtes Verdichtungsverhältnis erforderlich, wodurch wiederum der Entwurf kompliziert würde, da der Verdichter und der Expander gemeinsam operieren. Während eine Veränderung des Verdichtungs- und Erweiterungsverhältnisses dieses Systems dessen dynamischen Bereich verbessern könnten, könnte dies weiterhin eine Verringerung der Transparenz des Systems zur Folge haben. Zum dritten ist das System nicht ohne weiteres für eine miniaturisierte Ausführung der Schaltung geeignet, wie hybride Schaltungstechnik oder LSI-Technik.

Die vorliegende Erfindung schafft ein Störver ringerungssystem, dem die Aufgabe zugrunde liegt, als eine Alternative zur dynamischen Verdichtung Erfassungssysteme mit ansprechgesteuerter loga rithmischer Umwandlung einzusetzen. Eine weitere Aufgabe der Erfindung besteht darin, daß sie für eine einfache Ausführung in hybrider Schaltungs technik und LSI-Technik geeignet ist und weiterhin eine einfache Einstellung der verschiedenen Steuerparameter ermöglicht. Ferner soll eine lineare Charakteristik zwischen dem spannungs gesteuerten Filter und dem Erfassungssystem geschaffen werden. Schließlich ist eine Aufgabe auch darin zu sehen, eine genaue gleichzeitige Steuerung sowohl der Schwelle der Erweiterung und der Empfindlichkeit des dynamischen Filters zu erhalten, wodurch eine leichte Einstellbarkeit des Systems für verschiedene Bezugspegel er möglicht wird.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die im kennzeichnenden Teil des Anspruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus den weiteren Ansprüchen.

Entsprechend der Erfindung ist ein dynamisches Filtersystem mit logarithmischer Steuerung vorgesehen, in welchem das Steuersignal in Abhängigkeit vom Eingangssignal und von Amplituden änderungen in einer stärker linearen Beziehung, als es mit der dynamischen Verdichtung möglich ist, erzeugt wird. Das Steuersignal wird an den Steuereingang eines spannungsgesteuerten Tiefpaßfilters gelegt, das auch eine im wesent lichen lineare Steuerung in Volt pro Frequenz dekade verkörpert. Das Ansprechen ist programm abhängig, um den unerwünschten Nebeneffekt des Atmens zu vermeiden.

Die Erfindung wird im folgenden anhand von in den Figuren dargestellten Ausführungsbeispielen näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines Aus führungsbeispiels unter Verwendung einer dynamisch gesteuerten Tief paßfilterung und einer ansprech gesteuerten logarithmischen Umwandlung,

Fig. 2 eine schematische schaltungsmäßige Ausführung des Ausführungsbeispiels nach Fig. 1,

Fig. 3 ein Blockschaltbild eines anderen Ausführungsbeispiels unter Ver wendung einer dynamisch gesteuerten Tiefpaß- und Hochpaßfilterung und einer ansprechgesteuerten logarithmi schen Umwandlung, und

Fig. 4 ein Blockschaltbild eines weiteren Ausführungsbeispiels unter Verwendung einer dynamischen Filterung und einer Niedrigpegelerweiterung in Verbindung mit einer ansprechge steuerten logarithmischen Umwandlung.

Wie in Fig. 1 gezeigt ist, kann es beispielsweise wünschenswert sein, ein Eingangssignal E _in in einem spannungsgesteuerten Filter 90 zu filtern. Hierzu wird ein variables Filtersteuersignal E _out von dem Eingangssignal E _in abgeleitet. Das Eingangssignal E _in wird zu einem Einzelpol -6 dB pro Oktave-Hochpaßfilter 10 geführt. Der Ausgang des ersten Filters 10 wird zu einem zweiten Einzelpol -6 dB pro Oktave-Hochpaßfilter 20 gegeben. Das zusammengesetzte Ausgangssignal der beiden kombinierten Filter ist daher eine 12 dB pro Oktave-Frequenzausgangskurve. Dieses gefilterte Signal wird dann zu einem logarithmischen Wandler 30 geführt, der im wesentlichen eine logarithmische Verdichtung des gefilterten Signals durchführt. Der Ausgang des Wandlers 30 wird dann einer Vollwellen-Gleichrichtung in einer Absolutwertschaltung 40 unterzogen, die eine externe Steuerung besitzt, um eine Einstellung der Niedrig pegelempfindlichkeit des Filtersystems zu er möglichen. Die Absolutwertschaltung 40 arbeitet in der Weise, daß sie ein Vollwellengleich richtungsausgangssignal aus dem gefilterten quadratisch-logarithmisch umgewandelten Eingangssignal ableitet. Das Ausgangssignal der Schaltung 40 wird dann einer Spitzenwert erfassung und Filterung durch eine Verarbeitungs schaltung 50 unterzogen, zu einer Pufferschaltung 60 geführt und dann zu einem nichtlinearen invertierenden Verstärker 70 gegeben. Der Ver stärker 70 funktioniert derart, daß er einen Schwellenpunkt liefert, bei dem spannungsge steuerte Filter in Betrieb gesetzt wird. Der Ausgang des invertierenden Verstärkers 70 wird dann zu einer invertierenden Begrenzerschaltung 80 gegeben, die die obere Frequenzgrenze für die Operation des spannungsgesteuerten Filters 90 wirksam einstellt und auch die externe Ein stellung für den ruhenden Niederfrequenz--3-dB- Punkt des spannungsgesteuerten Filters 90 ermöglicht. Das Ausgangssignal E _out der Schaltung 80 ist das zum spannungsgesteuerten Filter 90 geführte Gleichspannungssteuersignal zur Er zeugung des gewünschten Ausgangssignals von der variablen Filterschaltung.

Anhand von Fig. 2 wird die Ableitung des Steuer signals des dynamischen Filtersystems weiter erläutert. Das Eingangssignal E _in wird der Detektorschaltung am Eingang des Hochpaßfilters 10 zugeführt. Ein das Eingangssignal E _in empfangender Kondensator 11 ist mit dem anderen Ende der Basis eines Transistors 12 und einem an Erd potential angeschlossenen Widerstand 13 ver bunden. Der Kondensator 11 und der Widerstand 13 bilden ein Einzelpol -6 dB pro Oktave-Hochpaßfilter.

Der Kollektor des Transistors 12 liegt an einer positiven Spannungsquelle und sein Emitter ist über einen Widerstand 21 mit einer negativen Spannungsquelle verbunden. Der Transistor 12 wirkt als ein Impedanzpuffer, so daß das gefilterte Signal zu einem zweiten Hochpaßfilter 20 geliefert wird. Der Emitter des Transistors 12 ist mit einem Kondensator 22 verbunden, der mit einem in Reihe geschalteten Widerstand 23 eine zweite 6 dB pro Oktave-Hochpaßfilterstufe bildet.

Die Ausgangsseite des Widerstandes 23 ist mit dem Eingang des logarithmischen Wandlers 30 an dem Summierungspunkt eines Verstärkers 31 verbunden, der als praktisch geerdet erscheint. Damit arbeitet der Widerstand 23 als Teil des zweiten Hochpaßfilters 20 und liefert eine Eingangsspannung zu einem Stromwandlerwiderstand 32 im logarithmischen Wandler 30.

Im logarithmischen Wandler 30 wird das gefilterte Signal I _F einem Verstärker 31 zugeführt, der einen ein dem zweifachen Logarithmus des Eingangs stromes entsprechendes Ausgangssignal E _LC erzeugenden bipolaren logarithmischen Wandler bildet. Der Widerstand 32 in der Rückkopplungs schleife des Verstärkers 31 ist mit einer Seite mit dem Ausgang des Verstärkers 31 und mit der anderen Seite mit dem invertierenden Eingang des Verstärkers 31 verbunden. Der nichtinver tierende Eingang des Verstärkers 31 liegt an Erdpotential. Der Widerstand 32 erzeugt eine Abweichung vom natürlichen Logarithmus bei niedrigen Signalpegeln und dient zur Herabsetzung der Empfindlichkeit der Steuerschaltung bei niedrigen Signalpegeln.

Der logarithmische Wandler 30 enthält den inver tierenden Verstärker 31 hoher Verstärkung und ein Paar von entgegengesetzt leitenden Rück kopplungswegen. Zwei Transistoren 33 und 34 bilden einen positiv leitenden Weg um den Verstärker 31 und die beiden Transistoren 35 und 36 bilden einen negativ leitenden Weg um den Verstärker 31. Die Kollektoren der Transistoren 33 und 35 sind miteinander und auch mit dem invertierenden Eingang des Ver stärkers 31 verbunden. Die Basen der Transistoren 33 und 35 sind mit Erdpotential verbunden. Die Transistoren 34 und 36 sind diodengeschaltete Transistoren, deren Basen und Kollektoren zusammengeschlossen sind und sind jeweils mit den Transistoren 33 und 35 in Reihe geschaltet. Die Emitter der Transistoren 34 und 36 sind miteinander und mit dem Ausgang des Verstärkers 31 verbunden. Es ist allgemein bekannt, daß die Basis-Emitter-Spannung (V _BE) eines Silizium transistors logarithmisch vom Kollektorstrom abhängt. Daher ist bei zwei Halbleiterver bindungen in jedem der Rückkopplungswege um den Verstärker 31 das Ausgangssignal E _LC dem zweifachen Logarithmus des gefilterten Signals direkt proportional.

Dieses logarithmisch umgewandelte Signal E _LC wird dann einer Absolutwertschaltung und einem Vollwellengleichrichter 40 zugeführt. In dieser Schaltung arbeitet ein Verstärker 42 als inver tierender Halbwellenverstärker, der eine inver tierte Halbwellennachbildung des logarithmisch umgewandelten Signals E _LC erzeugt. Die Kathode einer Diode 43 ist mit dem Ausgang des Ver stärkers 42 und ihre Anode ist mit der Ver bindung zwischen zwei in Reihe geschalteten Widerständen 44 und 45 verbunden. Die andere Seite des Widerstandes 45 ist mit dem Summierungs punkt des Verstärkers 42 verbunden. Eine weitere Diode 46 ist in die Rückkopplungsschleife des Verstärkers 42 eingesetzt, wobei ihre Anode mit dem Ausgang des Verstärkers 42 und ihre Kathode mit dem Summierungspunkt des Verstärkers 42 verbunden sind. Ein Widerstand 41 ist zwischen den Ausgang E _LC des bipolaren Wandlers 30 und den Summierungspunkt des Verstärkers 42 geschaltet. Die Widerstände 41 und 45 haben gleiche Werte. Bei einem positiven Signal am Ausgang des Wandlers 30 ist der Ausgang des Verstärkers 42 negativ, wodurch die negative Rückführschleife über den Widerstand 45 geschlossen wird. An der Verbindung der Widerstände 44 und 45 und der Anode der Diode 43 ergibt sich ein gleichgerichtetes Halbwellensignal E _HW.

Ein Widerstand 47 ist zwischen den Ausgang des logarithmischen Wandlers 30 und den invertierenden Eingang eines Verstärkers 48 geschaltet. Der Ver stärker 48 ist ein invertierender summierender Verstärker mit einem Widerstand 49 in der Rück kopplungsschleife zwischen seinem Ausgang und seinem invertierenden Eingang. Sowohl der Verstärker 48 als auch der Verstärker 42 sind mit ihren nichtinvertierenden Eingängen auf Erdpotential gelegt. Die Widerstände 47 und 49 haben gleiche Werte wie die Widerstände 41 und 45. Der Widerstand 44 hat einen halb so großen Wert wie der Widerstand 49. Am Ausgang des Verstärkers 48 ergibt sich ein gleichgerichtetes Vollwellensignal E _AVC.

Eine Empfindlichkeitseinstellung kann am nicht invertierenden Eingang des Verstärkers 48 er folgen, wobei sie eine Gleichspannungsversetzung am Ausgang bewirkt. Diese Einstellung ermöglicht, die dynamische Filterempfindlichkeit durch Ver änderung eines veränderlichen Widerstandes 39, an dessen Enden jeweils eine positive und nega tive Spannung gelegt ist, zu steuern. Ein Wider stand 38 ist zwischen den invertierenden Eingang des Verstärkers 48 und den verstellbaren Abgriff des veränderbaren Widerstandes 39 geschaltet. Die Einstellung des veränderlichen Widerstandes 39 hat die Wirkung der Addition eines externen Steuersignals zu dem logarithmisch umgewandelten Signal. Der Spitzenwert des Ausgangssignals E _AVC des Verstärkers 48 wird dann erfaßt und dieses gefiltert. Die Anode einer gleichrichtenden Diode 51 ist mit dem Ausgang E _AVC der Absolut wertschaltung 40 und ihre Kathode ist mit der Parallelschaltung eines Kondensators 53 und eines Widerstands 52 verbunden. Die andere Seite der Parallelschaltung ist mit einer negativen Spannungsquelle verbunden. Der Kondensator 53 speichert eine der Spitzenspannung am Ausgang des Verstärkers 48 entsprechende Gleichspannung. Der Widerstand 52 stellt die Freigabezeit der Schaltung ein.

Die resultierende Gleichspannung am Ausgang E _PD des Spitzenwertdetektors 50 wird auf den nicht invertierenden Eingang eines Pufferverstärkers 61 gegeben. Der Ausgang des Verstärkers 61 ist auf den invertierenden Eingang geführt, wodurch ein Spannungsfolger gebildet wird. Am Ausgang des Verstärkers 61 wird ein Ausgangssignal E _B erzeugt, das dem Logarithmus des Wertes RMS des gefilterten Signals I _F der Stufe 30 ent spricht, das in Volt pro Dezibel des Eingangs signals bemessen und durch den veränderlichen Widerstand 39 im Gleichspannungspegel versetzt wird. Dieses Ausgangssignal E _B weicht bei niedrigen Signalpegeln vom wahren Wert RMS des gefilterten Signals I _F ab aufgrund der Wirkung des Widerstandes 32 im Rückkopplungsweg des Verstärkers 31. Ein Anstieg des Eingangssignal pegels bewirkt einen positiven Anstieg des Gleichspannungspegels im Ausgangssignal E _B des Verstärkers 61.

Das Ausgangssignal E _B dieser Pufferstufe 60 wird dann zu dem Eingang einer nichtlinearen inver tierenden Verstärkerstufe 70 geleitet. Diese Stufe 70 dient dazu, den Schwellenpunkt einzu stellen, bei dem das dynamische Filter 90 zu arbeiten beginnt, Die Anode einer Diode 71 ist mit dem Ausgang E _B des Verstärkers 61 und ihre Kathode über einen Widerstand 72 mit dem inver tierenden Eingang eines Verstärkers 73 verbunden. Ein Widerstand 74 ist in die Rückkopplungs schleife des Verstärkers 73 gelegt und dessen nichtinvertierender Eingang befindet sich auf Erdpotential.

Die Versetzung des Ausgangssignals des Verstärkers 48 könnte beispielsweise so eingestellt werden, daß ein Hochfrequenzeingangspegel von -40 dBv am Ausgang E _B des Pufferverstärkers 61 eine Gleichspannung von 0 Volt erzeugt. Signalwerte unterhalb dieses Pegels erzeugen dann kein Ausgangssignal E _THR am Verstärker 73, da das Gleichspannungsausgangssignal E _B des Verstärkers 61 in bezug auf den Summierungspunkt des inver tierenden Verstärkers 73 (der auf Erdpotential liegt) negativ und die Diode 71 in Sperrichtung vorgespannt werden. Der Gleichspannungsausgang E _THR des Verstärkers 73 bleibt dann auf Erd potential bzw. 0 Volt Gleichspannung. Hochfrequenz signale am Eingang oberhalb -40 dBv erzeugen eine positive Gleichspannung am Ausgang des Verstärkers 61. Dann befindet sich die Diode 71 im leitenden Zustand und, da der Verstärker 73 ein invertierender Verstärker ist, das Gleich spannungsausgangssignal E _THR wird negativ. Es wird deutlich, daß die Steuerung über den veränderlichen Widerstand 39 eine extrem lineare Einstellung der Empfindlichkeit des dynamischen Filters ermöglicht, da das Erfassungssystem auf einer linearen Volt pro Dezibel-Basis arbeitet. Die Wirkungsweise der invertierenden Verstärker stufe 70 veranschaulicht, daß diese Steuerung eine leichte Einstellung des Systems für ver schiedene Bezugspegel ermöglicht.

Das Ausgangssignal E _THR der invertierenden Verstärker stufe 70 wird über einen Widerstand 81 zu einer invertierenden Begrenzerstufe 80 gegeben. Die andere Seite des Widerstandes 81 ist mit dem invertierenden Eingang eines Verstärkers 82 verbunden. Dessen nichtinvertierender Eingang ist auf Erdpotential gelegt. Eine Parallelschaltung aus einem Widerstand 83 und einer Diode 84 befindet sich in der Rückkopplungsschleife des Verstärkers 82. Die Anode der Diode 84 und die eine Seite des Widerstandes 83 sind an den Ausgang des Verstärkers 82 geschaltet. Die Kathode 84 und die andere Seite des Widerstandes 83 sind mit dem invertierenden Eingang des Verstärkers 82 verbunden. Der Verstärker 82 invertiert das Gleichspannungssignal am Ausgang des Verstärkers 73 zur Einstellung des oberen -3-dB-Punktes des spannungsgesteuerten Filters 90 durch Verwendung der Diode 84 und zur Ermöglichung der Einstellung des niederfrequenten -3-dB-Ruhepunktes des spannungsgesteuerten Filters 90, so daß die Steuerung der Bandbreite des Betriebes des spannungsgesteuerten Filters 90 erfolgen kann. Ein veränderlicher Widerstand 85 ist zwischen eine positive Spannungsquelle und Erdpotential geschaltet. Der verstellbare Abgriff des Wider standes 85 ist über einen Widerstand 86 mit dem invertierenden Eingang des Verstärkers 82 verbunden und stellt die negative Versetzung des Ausgangssignals des Verstärkers 82 ein, wodurch der -3-dB-Niederfrequenzpunkt des Filters 90 bei Abwesenheit jeglicher Mittel- oder Hoch frequenzkomponente im Eingangssignal eingestellt wird. In bestimmten Anordnungen können der ver änderliche Widerstand 85 weggelassen und der Wert des Widerstandes 86 so gewählt werden, daß die gewünschte Ausgangsversetzungsspannung er zeugt wird. Das Ansprechen der Filtersteuer schaltung ist programmabhängig, so daß ein gewünschtes Gesamtansprechverhalten des arbeitenden Systems erzeugt wird. Das heißt, ein Signal wie ein plötzlicher Hochfrequenz- oder Hochpegel übergang hat eine viel schnellere Ansprechzeit zur Folge als ein leichter Anstieg in der Frequenz und/oder Amplitude. Dies reduziert verständlicher weise den unerwünschten Nebeneffekt des Atmens. Bei Abwesenheit von Hochfrequenztoninformation zur Maskierung der Hochfrequenzstörkomponente ermöglicht ein kleiner Pegelanstieg, wenn die Filterbandbreite erheblich erhöht werden kann (wie es bei den bekannten Systemen der Fall ist), daß diese Hochfrequenzstörkomponente hörbar wird und einen Effekt des Atmens erzeugt. Die Freigabeantwort der Steuerschaltung in Volt pro Zeiteinheit ist konstant und durch den Wert des Kondensators 53 und des Widerstandes 52 im Spitzenwertdetektor 50 bestimmt.

Das resultierende Ausgangssignal E _out der inver tierenden Begrenzerschaltung 80 ist das Gleich spannungssteuersignal, das an den Steuereingang des spannungsgesteuerten Filters 90 gelegt wird. Die Ansprechcharakteristiken der Filtersteuer schaltung können für das gewünschte Ansprech verhalten optimiert werden, um dem Erfordernis eines transparenten Betriebes zu genügen.

Es ist in bezug auf Fig. 3 festzustellen, daß die Prinzipien des vorstehenden Ausführungs beispiels umgekehrt angewendet werden können, um ein variables Hochpaßfilter 190 zu schaffen, das veränderbar durch ein Filtersteuernetzwerk 110 bis 180 steuerbar ist, in welchem entsprechende Bezugszeichen verwendet werden, um gleichartige Schaltungsoperationen zu kennzeichnen.

Es gibt eine Anzahl von verschiedenen spannungs gesteuerten Filterschaltungen, die in dem offenbarten System mit guten Resultaten wirksam sind, jedoch liefert die spannungsgesteuerte Filterschaltung 90 aus einer Mehrzahl von Gründen ausgezeichnete Ergebnisse. Der Hauptteil des gezeigten spannungsgesteuerten Filters (VCF) ist ein spannungsgesteuerter Verstärker (VCA) von hoher Qualität mit logarithmischer Steuerung, der ein lineares Volt pro Dezibel oder dezi-lineares Signal erzeugt. Spannungsgesteuerte Verstärker mit dieser Eigenschaft sind allgemein bekannt. Das gezeigte Filter ist eine Version eines zustandsvariablen Filters und bietet sowohl einen Hochpaß- als auch einen Tiefpaßausgang vom Verstärker 92 bzw. 99. Der Summierverstärker 92 vergleicht das Eingangssignal mit dem Tiefpaß filterausgangssignal des Verstärkers 99. Die Differenz ist das Hochpaßausgangssignal am Verstärker 92. Dieses Ausgangssignal könnte in dem System nach Fig. 3 verwendet werden, um das spannungsgesteuerte Hochpaßfilter zu realisieren.

Das Eingangssignal des spannungsgesteuerten Filters 90 wird über einen gleichspannungs blockierenden Kondensator 100 zu einem Widerstand 91 geführt, der auch mit dem invertierenden Eingang des Verstärkers 92 verbunden ist. Der nichtinvertierende Eingang des Verstärkers 92 ist an Erdpotential gelegt. Ein Widerstand 95 und ein Kondensator 94 sind in der Rückkopplungs schleife des Verstärkers 92 angeordnet. Der Aus gang des Verstärkers 92 ist mit einem Widerstand 93 verbunden, der ein spannungs/strom-wandelnder Widerstand ist und mit einer spannungsgesteuerten Verstärkerstufe 97 verbunden ist, die aus jeder erhältlichen entsprechenden Verstärkerstufe hoher Qualität bestehen kann. Der Stromausgang des spannungsgesteuerten Verstärkers 97 ist mit dem spannungs/strom-wandelnden Integrator 99 verbunden, der einen Kondensator 98 in der Rückkopplungsschleife aufweist. Der Ausgang des Integrators 99 ist über einen Widerstand 96 zum nichtinvertierenden Eingang des Ver stärkers 92 zurückgeführt. Im Betrieb wird der spannungsgesteuerte Verstärker dazu verwendet, den augenscheinlichen Wert des Widerstandes 93 zu verändern, wodurch die -3-dB-Frequenzen der Filterausgänge geändert werden. Das Filter ist so ausgestaltet, daß Anstiege über 0 Volt Gleich spannung am Steuereingang des spannungsgesteuerten Verstärkers die -3-dB-Frequenz zum Filterausgang erhöhen, und Spannungsabsenkungen unter 0 Volt Gleichspannung eine Abnahme im -3-dB-Punkt des Filterausgangs bewirken. Das spannungsgesteuerte Filter 90 erzeugt eine lineare Steuerfunktion. Das heißt, wenn der spannungsgesteuerte Ver stärker eine Verstärkungssteuerkonstante von 20 dB pro Volt besitzt, verschiebt eine Änderung von 1 Volt in der Steuerspannung den -3-dB-Punkt des Filters um eine Dekade in der Frequenz. Dieses lineare Volt pro Dekade-Verhalten des kombinierten Filters mit den linearen Volt pro Dezibel-Eigen schaften der Erfassungsschaltung und der linearen Volt pro Zeiteinheitfreigabegeschwindigkeit der Erfassungsschaltung scheinen die akustische Transparenz des Systems zu verbessern.

Ein System zur Störverminderung, das sowohl die dynamische Filterung und die Niedrigpegelaus dehnung verkörpert, ist in Fig. 4 gezeigt, in der die Schaltungen in Blockform den bereits be schriebenen entsprechen, so daß gleiche Bezugs zeichen zur Kennzeichnung gleichartiger Schaltungsoperationen verwendet werden. In der Schaltungsanordnung nach Fig. 4 ist ein Pumpen der Expander-Schaltung praktisch nicht vorhanden infolge des Umstandes, daß die VCA-Steuerschaltung ein gleichartiges programm abhängiges Ansprechen erzeugt wie die spannungs gesteuerte Filtererfassungsschaltung. Infolge der Tatsache, daß beide Schaltungen diese lineare Steuercharakteristik ermöglichen, kann eine einzige Schwellensteuerung verwendet werden, um gleichzeitig sowohl den Schwellen punkt der Ausdehnung nach unten als auch der Empfindlichkeit des Filters einzustellen, wodurch die Ausgestaltung vereinfacht und eine einfache Einstellung der verschiedenen Steuerparameter ermöglicht werden. Es ist auch ersichtlich, daß diese offenbarte Ausgestaltung leichter für eine hybride und LSI-Technologie geeignet ist.

Claims

1. System zur Ableitung eines Gleichspannungs steuersignals aus einem Tonfrequenzeingangs signal,
gekennzeichnet durch
eine Vorrichtung zur Filterung des Eingangs signals zur Reduzierung des Pegels dieses Eingangssignals, wenn es in einen vorge wählten Freqenzbereich fällt,
eine Vorrichtung zur Verdichtung des ge filterten Signals proportional in bezug auf seinen Logarithmus,
eine Vorrichtung zur Ableitung eines Signals aus dem verdichteten Signal, das proportional zu dem absoluten Wert des verdichteten Signals ist,
eine Vorrichtung zur Erzeugung eines Bezugs signals mit variabel einstellbarem Pegel,
eine Vorrichtung zur Kombination des Bezugs signals mit dem Absolutwertsignal,
eine Vorrichtung zur Ableitung eines Gleich spannungssignals aus dem kombinierten Signal, und
eine Vorrichtung für den Durchlaß dieses abgeleiteten Gleichspannungssignals, wenn sein Pegel einen vorgewählten Signalpegel überschreitet, und für die Blockierung dieses Gleichspannungssignals, wenn sein Pegel unter den vorgewählten Signalpegel fällt.

2. System nach Anspruch 1, dadurch gekenn zeichnet, daß weiterhin eine Vorrichtung für den Durchlaß des durchgelassenen Signals, wenn sein Pegel unter einen zweiten vorgewählten Signalpegel fällt, und für die Blockierung des durchgelassenen Signals, wenn sein Pegel den zweiten vorgewählten Signal pegel überschreitet, vorgesehen ist.

3. System nach Anspruch 1, dadurch gekenn zeichnet, daß weiterhin
eine zweite Vorrichtung zur Filterung des Eingangssignals, um dessen Pegel herabzusetzen, wenn dieses Signal in einen zweiten vorge wählten Frequenzbereich fällt,
eine Vorrichtung zur Verdichtung des zweiten gefilterten Signals proportional in bezug zu seinem Logarithmus,
eine Vorrichtung zur Ableitung eines Signals aus dem zweiten verdichteten Signal, das proportional zum Absolutwert des zweiten verdichteten Signals ist,
eine Vorrichtung zur Erzeugung eines zweiten Bezugssignals mit variabel auswählbarem Pegel,
eine Vorrichtung zur Kombination des zweiten Bezugssignals mit variabel auswählbarem Pegel mit dem zweiten Absolutwertsignal,
eine Vorrichtung zur Ableitung eines zweiten Gleichspannungssignals aus dem zweiten kombinierten Signal, und
eine Vorrichtung zum Durchlaß des zweiten abgeleiteten Gleichspannungssignals, wenn sein Pegel einen vorbestimmten Signalpegel überschreitet, und zur Blockierung dieses Signals, wenn sein Pegel unter den vorbe stimmten Signalpegel fällt, vorgesehen sind, wobei die Vorrichtung zur Erzeugung des ersten Bezugssignals und die Vorrichtung zur Erzeugung des zweiten Bezugssignals eine gemeinsame Vorrichtung zur gleichzeitige Änderung ihrer jeweiligen Bezugssignalpegel aufweisen.

4. System nach Anspruch 1, dadurch gekenn zeichnet, daß weiterhin
eine Vorrichtung zur Verdichtung des Eingangssignals proportional in bezug auf seinen Logarithmus zur Erzeugung eines zweiten verdichteten Signals,
eine Vorrichtung zur Ableitung eines Signals aus dem zweiten verdichteten Signal,
das proportional zum Absolutwert des zweiten verdichteten Signals ist,
eine Vorrichtung zur Erzeugung eines zweiten Bezugssignals mit variabel auswählbarem Pegel,
eine Vorrichtung zur Kombination des zweiten Bezugssignals mit variabel auswählbarem Pegel mit dem zweiten Absolutwertsignal,
eine Vorrichtung zur Ableitung eines zweiten Gleichspannungssignals aus dem zweiten kombinierten Signal, und
eine Vorrichtung zum Durchlaß des zweiten abgeleiteten Gleichspannungssignals, wenn sein Pegel einen vorbestimmten Signalpegel überschreitet, und zur Blockierung dieses Signals, wenn sein Pegel unter den vorbe stimmten Signalpegel fällt, vorgesehen sind,
wobei die Vorrichtung zur Erzeugung des ersten Bezugssignals und die Vorrichtung zur Erzeugung des zweiten Bezugssignals eine gemeinsame Vorrichtung zur gleichzeitigen Änderung ihrer jeweiligen Bezugssignalpegel aufweisen.

5. System zur Ableitung eines Signals zur Steuerung eines dynamischen Filters aus einem Eingangssignal für das dynamische Filter,
gekennzeichnet durch
eine Vorrichtung zur Dämpfung des Eingangs signals über einen vorgewählten Bereich von niedrigen Frequenzen mit einer Rate von 12 dB pro Oktave,
eine Vorrichtung zur Verdichtung des ge dämpften Signals auf einen Pegel, der im wesentlichen gleich dem zweifachen Logarithmus des gedämpften Signals ist,
eine Vorrichtung zur Erzeugung eines Signals mit einem Pegel, der im wesentlichen gleich dem absoluten Wert des logarithmisch ver dichteten Signals ist,
eine Vorrichtung zur Erzeugung eines Bezugs signals mit variabel einstellbarem Pegel,
eine Vorrichtung zur Kombination des Absolut wertsignals mit dem Bezugssignal,
eine Vorrichtung zur Ableitung eines Gleichspannungssignals aus dem kombinierten Signal,
eine Vorrichtung zur Invertierung und zum Durchlaß des abgeleiteten Gleichspannungs signals, wenn sein Pegel einen ersten vorge wählten Signalpegel überschreitet, und zur Blockierung des abgeleiteten Signals, wenn sein Pegel unter den ersten vorgewählten Signalpegel fällt, und
eine Vorrichtung zur Invertierung und zum Durchlaß des invertierten durchgelassenen Signals, wenn sein Pegel unter einen zweiten vorgewählten Signalpegel fällt, und zur Blockierung dieses Signals, wenn sein Pegel den zweiten vorgewählten Signalpegel überschreitet.

6. Verfahren zur Ableitung eines Gleichspannungs steuersignals aus einem Tonfrequenzeingangs signal,
gekennzeichnet durch die Schritte:
Dämpfen des Eingangssignals über einen vorgewählten Bereich von niedrigen Frequenzen,
Verdichten des gedämpften Signals im Ver hältnis seines Logarithmus,
Umwandeln des logarithmischen Signals in ein Absolutwertsignal,
Erzeugen eines Bezugssignals mit variabel steuerbarem Pegel,
Kombinieren des Absolutwertsignals mit dem Bezugssignal,
Ableiten eines Gleichspannungssignals aus dem kombinierten Signal, und
Blockieren dieses abgeleiteten Signals, wenn sein Pegel unter einen vorgewählten Signalpegel fällt.

7. Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekenn zeichnet, daß das abgeleitete Signal blockiert wird, wenn sein Pegel einen vorgewählten Signalpegel überschreitet.