DE1441150C - Frequenzgegengekoppelter FM-überlagerungsempfänger - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft einen frequenzgegengekoppelten FM-Uberlagerungsempfänger mit einem Mischer, einem ZF-Teil mit zugehörigem ZF-Filter, einem Begrenzer und einem Demodulator, die zusammen mit einem vom Ausgang des Demodulators über ein zweites Filter zu einem an den Mischer angeschalteten Ortsoszillator führenden Rückkopplungskanal einen normalerweise geschlossenen Kreis des Überlagerungsempfängers bilden, bei dem der Grenzwert, von dem ab der Begrenzer nicht mehr ungestört arbeitet, in Abhängigkeit vom Grad der Frequenzgegenkopplung und der Bandbreite des ZF-Teils verschiebbar ist.

Bei Weitverkehrsnachrichtenübertragungsanlagen besteht eines der Hauptprobleme darin, sehr schwache Nachrichtensignale bei verhältnismäßig hohem Rauschpegel wiederzugewinnen. Es ist bekannt, daß bei Verwendung von Frequenzmodulation das Signal-Rausch-Verhältnis eines Empfängers um so größer wird, je größer der Frequenzhub der frequenzmodulierten Trägerwelle ist. Man erreicht hierbei jedoch bald einen Grenzwert, oberhalb dessen eine weitere Vergrößerung des Frequenzhubes keine Verbesserung des Signal-Rausch-Verhältnisses mehr ergibt.

Es ist auch bereits ein FM-Uberlagerungsempfänger mit Frequenzgegenkopplung bekannt (USA.-Patentschrift 2 075 503), bei dem die Frequenz des für den Mischer des Überlagerungsempfängers erforderlichen Ortsoszillators durch einen vom Ausgang des Empfänger-Demodulators über ein Filter führenden Rückkopplungskanal moduliert wird. Dadurch ergibt sich am Eingang des ZF-Verstärkers eine Verringerung des Frequenzhubes, so daß die Bandbreite des ZF-Verstärkers verringert und damit das Signal-Rausch-Verh'ältnis verbessert werden kann. Auch bei diesem. Empfänger erreicht man jedoch einen Grenzwert, oberhalb dessen eine Verbesserung des Signal-Rausch-Verhältnisses mit Hilfe der Frequenzgegenkopplung nicht mehr erreicht werden kann.

Für einen frequenzgegengekoppelten FM-Uberlagerungsempfängcr ist es auch bekannt, zur Herabsetzung von Verzerrungen unter gleichzeitiger Beibehaltung der Selektivität die ZF-Bandbreite um einen geringeren Betrag herabzusetzen, als es die durch die Frequenzgegenkopplung bewirkte Frequenzkompression erlauben würde.

Weiterhin ist ein FM-Uberlagerungsempfänger bekannt, in dessen ZF-Teil zur Verbesserung des Signal-Rausch-Verhältnisses ein örtlich erzeugtes moduliertes Trägersignal eingeführt wird.

Bei den bekannten FM-Empfängern liegt jedoch der bisher erreichte Grenzwert für das Signal-Rausch-Verhältnis noch so hoch, daß durch ihn das Gesamtverhalten der Nachrichtenübertragungsanlage bestimmt wird. Die Erfindung hat sich daher die Aufgabe gestellt, das Signal-Rausch-Verhältnis von frequenzgegengekoppelten FM-Überlagerungsempfängern weiter zu verbessern. Zur Lösung dieser Aufgabe geht die Erfindung von einem frequenzgegengekoppel- (>o ten FM-Uberlagerungsempfänger der eingangs genannten Art aus und ist dadurch gekennzeichnet, daß die Bandbreite des ZF-Filters so bemessen ist, daß bei offenem Rückkopplungskanal der Begrenzer in an sich bekannter Weise dicht unterhalb des Grenzwertes arbeitet, und ferner so bemessen ist, daß sie etwas kleiner als die Bandbreite des Empfängers bei geschlossenem Rückkopplungskanal ist, daß die Bandbreite des offenen Kreises mit Hilfe des zweiten Filters so bemessen ist, daß sie im wesentlichen gleich der Bandbreite der wiederzugewinnenden Modulationssignale ist und daß der Rückkopplungsfaktor so gewählt ist, daß der Ortsoszillator dicht unterhalb eines zweiten Grenzwertes betrieben wird, bei dem der quadratische Mittelwert seiner Phasenänderung auf einen Wert begrenzt ist,· bei dem um 90" phasenverschobene Paare von Seitenbändern zweiter und höherer Ordnung merkbarer Amplitude gerade noch nicht erzeugt werden.

Auf diese Weise lassen sich die beiden Grenzwerte dicht zueinander bringen, und es kann eine Verbesserung des Rauschverhaltens des Empfängers um eine oder zwei Größenordnungen erreicht werden.

Die Erfindung wird nachfolgend an Hand der Zeichnungen noch näher beschrieben, es zeigt

F i g. 1 das Blockschaltbild eines frequenzgegengekoppelten Überlagerungsempfängers zur Erläuterung der Erfindung,

F i g. 2 das Blockschaltbild der wesentlichen Elemente des Empfängers nach F i g. 1,

F i g. 3 graphisch typische Ubertragungsfunklionen bei offenem und geschlossenem Gegenkoppliingskreis für Empfänger der in F i g. 1 und 2 dargestellten Art,

F i g. 4 graphisch gemessene Ubertragungskennlinien bei geschlossenem Gegenkopplungskreis für Empfänger nach F i g. 1 und 2,

F i g. 5 graphisch die Grundband-Rauschenergie in Abhängigkeit von Träger-Rauschenergie-Verhältnis, um das Grenzwertverhalten von Empfängern nach Fig.! und 2 zu zeigen,

F i g. 6 graphisch die Bandbreite bei geschlossenem Kreis in Abhängigkeit vom Rückkopplungsfaktor und vom Phasenspielraum für Systeme mit einer bestimmten Kennlinie bei offenem Kreis.

In F i g. 1 ist ein frequenzgegengekoppelter Uberlagerunn^mpfänger bekannter Art schematisch dargestellt. Ein hochfrequenter Empfänger 10, an den die Antenne 12 angeschaltet ist, wird von einem Mischer 14 gefolgt, der das verstärkte Hochfrequenzsignal mit Hilfe des Ausgangssignals eines örtlichen Oszillators 16 in eine Zwischenfrequenz (ZF) umsetzt. Diese wird in einem Zwischenfrequenzverstärker (ZF-Verstärker) 18 verstärkt, der einen Vor- und einen Hauptverstärker sowie ein Filter enthält, und dann einem Begrenzer 20 zugeführt, der Amplitudenänderungen des ZF-Signals beseitigt. Ein an den Ausgang des Begrenzers angeschalteter Diskriminator 22 gewinnt die ursprüngliche Modulation zurück. Diese wird einem Grundbandverstärker 24 und dann dem Verbraucher zugeführt. Der Ausdruck »Grundband« bezeichnet Signale, die über das System übertragen werden. Dabei kann es sich um tonfrequente, videofrequente oder andere Signale handeln.

Wie gestrichelt angedeutet ist, kann eine automatische Verstärkungsregelung vorgesehen sein, um Amplitudenschwankungen des hochfrequenten Signals auszugleichen.

Es ist bekannt, daß in einem übertragungssystem mit einem Empfänger der oben beschriebenen Art das Signal-Rausch-Verhältnis durch Vergrößern der Bandbreite des ZF-Verstärkers und gleichzeitig durch senderseitige Vergrößerung des Modulationsgrades (Frequenzhubes) für den hochfrequenten Träger verbessert werden kann. Dies läßt sich durch eine Untersuchung der Rauschkomponenten erklären, die das

Signal begleiten und am Eingang des Begrenzers erseheinen. Man kann annehmen, daß diese Komponenten aus einer in Phase liegenden oder Amplitudenrauschkomponente und einer um 90° verschobenen oder Frequenzrauschkomponente bestehen. Offensichtlich kann die letztgenannte Komponente nicht von dem frequenzmodulierten Nutzsignal unterschieden werden. Dagegen läßt sich die Amplitudenrauschkomponente durch den Begrenzer 20 beseitigen, solange die Amplitude des Nutzsignals an dieser Stelle ausreichend groß ist. Vergrößert man nun den am Sender verwendeten Hub, so wächst der Frequenzhüb für das Nutzsignal am Diskriminator 22, und der Frequenzhub für die Frequenzrauschkomponente wird an dieser Stelle relativ kleiner. Wenn das Verhältnis der beiden Werte hinreichend groß ist, wird das Grundband-Ausgangssignal des Diskriminators durch das Rauschen nicht wesentlich beeinträchtigt.

Zwei Faktoren begrenzen die Rauschverbesserung, die auf diese Weise möglich ist. Zum einen wächst mit der Vergrößerung des sendeseitigen Hubs die benötigte hochfrequente Bandbreite für das Nachrichtenübertragungssystem. Die verfügbare Bandbreite ist aber im allgemeinen beschränkt. Zum anderen tritt, wenn die Rauschamplitude am Eingang des Begrenzers die Amplitude des Nutzsignals für größere Zeitabschnitte übersteigt, ein sogenanntes »Zusammenbrechen« des Begrenzers auf, der dann nicht mehr in der Lage ist, "die Amplitudenrauschkomponente im Eingangssignal des Diskriminators zu unterdrücken. Dieser Grenzwert ändert sich mit der Bandbreite des ZF-Verstärkers, weil bei größerer Bandbreite eine größere Amplitudenrauschkoinponente aufgenommen wird. Eine weitere Vergrößerung des Frequenzhubs führt also nicht mehr zu einer Verbesserung des Signal-Rausch-Verhältnisses Tür das wiedergewonnene Nutzsignal.

Der bekannte Überlagerungsempfänger mit Frequenzgegcnkopplung enthält gemäß F i g. 1 zwischen den Punkten A und B einen Rückkopplungskreis, der das Grundbandsignal über ein Filter 26 dem örtlichen Oszillator 16 zuführt. Dieser ist ein sogenannter spannungsgesteuerter Oszillator, dessen Frequenz sich proportional zu einer an seine Steuerklemmc angelegten Spannung ändert. Die Nennfrequenz des örtlichen Oszillators 16 wird auf einen Wert eingestellt, der sich von der zu empfangenden Trägerfrequenz um einen Betrag unterscheidet, der gleich der gewünschten Zwischenfrequenz ist. Die Nennfrequenz wird jedoch durch das Grundbandsignal geändert, und es tritt dieselbe Wirkung auf wie bei einer Verringerung des Modulationsfaktors am Eingang des ZF-Verstärkers.

Die Amplitudenrauschkomponenten werden durch den Begrenzer beseitigt wie bei einem gewöhnlichen FM-Empfänger. Die Frequenzrauschkomponenten werden durch den Diskriminator zusammen mit dem Nutzsignal demoduliert, und beide Signale modulieren die Frequenz des Oszillators 16. Hierdurch werden dem Mischer Signale und Rauschseitenbänder zugeführt, die mit den Signal- und Frequenzraiischseitenbändern des ankommenden hochfrequenten Signals kombiniert werden. Als Ergebnis wird sowohl der Modulationsfaktor (Frequenzhub) des gewünschten Signals als auch derjenige der Frequenzrauschkomponenten verringert. Dann kann die Bandbreite des ZF-Verstärkers 18 verkleinert werden, wodurch sich die Amplitudenrauschkomponenten, die den Begrenzer erreichen, verringern. Auf diese Weise läßt sich der Grenzwert für das Signal-Rausch-Verhältnis verbessern, weil die Rauschkomponenten, welche das Zusammenbrechen des Begrenzers bewirken, verringert sind.

Theoretisch sollte man annehmen, daß wegen der Beseitigung des Amplitudenrausches durch den Begrenzer und des Frequenzrauschens durch die Gegenkopplung eine beliebige Verbesserung des Signal-Rausch-Verhältnisses durch Vergrößerung des sendeseitigen Frequenzhubes erreichbar ist. Aus Gründen, die im folgenden betrachtet werden, ist dies jedoch is nicht möglich.

Es wurde festgestellt, daß bei frequenzgegengekoppelten FM-Empfängern außer dem Grenzwert, de/ durch das Zusammenbrechen des Begrenzers entsteht, ein weiterer Grenzwert vorhanden ist. Dieser beruht darauf, daß die Verringerung der Frequenzrauschkomponenten nicht, wie bisher angenommen, unabhängig vom Grad der Gegenkopplung ist. Wenn der Gegenkopplungsgrad zunimmt, wird der Modulationsfaktor des Oszillators 16 vergrößert. Bei niedrigen Modulationsfaktoren besteht das Ausgangssignal des Oszillators hauptsächlich aus einem einzigen Seitenband auf jeder Seite der Trägerfrequenz. Das Produkt des durch den Oszillator erzeugten Trägers und des ankommenden Trägers liefert einen neuen Träger am Ausgang des Mischers, während das Produkt des Trägers des Oszillators und der ankommenden Amplituden- und Frequenzrauschkomponenten neue Amplituden- und Frequenzrauschkomponenten am Ausgang des Mischers erzeugt. Gleichzeitig liefert das Produkt der Frequenzrauschkomponenten des Oszillators mit dem ankommenden Träger eine Frequenzrauschkomponente am Mischerausgang, die die prsprüngliche Frequenzrauschkomponente zu beseitigen sucht, so daß das Frequenzrauschen am Ausgang des Empfängers herabgesetzt wird. Es werden · außerdem weitere Amplituden- und Frequenzrauschkomponenten höherer Ordnung erzeugt, die jedoch eine vernachlässigbar kleine Amplitude aufweisen.

Wenn der Modulationsfaktor des Oszillators größer wird, werden außer dem ersten Frequenzrausch-Seitenbandpaar weitere Seitenbänder merkbarer Amplitude erzeugt, die nach dem Mischen mit dem ankommenden Träger und dessen Rauschkomponenten ein Frequenzrauschen erzeugen, das durch die Gegenkopplung nicht beseitigt wird. Dann treten in dem demodulierten Signal erhebliche Rauschimpulse auf. Man sieht also, daß ein zweiter Grenzwert, der nicht mit dem Zusammenbrechen des Begrenzers zusammenhängt, auftritt, wenn der Modulationsfaktor oder anders gesehen, die Phasenänderung des spannungsgesteuerten Oszillators zu groß wird. Erfindungsgemäß wird das Auftreten dieses zweiten Grenzwertes dadurch gesteuert, daß der quadratische Mittelwert der Phase des Oszillators durch geeignete Wahl der Gegenkopplung auf einen kleinen Wert begrenzt wird. Durch geeignete Wahl dieses Wertes kann der zweite Grenzwert gleich dem ersten Grenzwert gemacht werden, der durch das f>5 Zusammenbrechen des Begrenzers entsteht, so daß eine Verbesserung des Signal-Rausch-Verhältnisses um eine oder zwei Größenordnungen möglich wird. Das gewünschte Ergebnis läßt sich erzielen, indem

die Bandbreite des geschlossenen Kreises möglichst klein gemacht wird oder mit anderen Worten, ein hohes Träger-Rausch-Verhältnis in der Bandbreite des geschlossenen Kreises sichergestellt wird. Eine minimale Bandbreite des geschlossenen Kreises läßt sich erhalten, indem die übcrtragungskennlinie des Systems bei offenem Kreis gemäß der Erfindung gewählt wird.

Die Elemente, die den Aufbau eines rauscharmen Empfängers nach der Erfindung betreffen, sind in F i g. 2 dargestellt. Das frequenzmodulierte hochfrequente Signal wird einem Mischer 214 zugeführt und dort mit dem Ausgangssignal eines spannungsgestcuerten Oszillators 216 vereinigt. Dem Mischer ist ein ZF-Verstärkcr nachgcschaltet, der hier nur als Filter 218 dargestellt ist. Wie üblich, bestimmt das Filter 218 die Bandbreite des ZF-Verstärkers. Das Ausgangssignäl des Filters 218 führt zu einem Frequenzdctcktor 220. der ein Grundbandsignal für den Verbraucher und das Gcgenkopplungssignal für den Oszillator 216 liefert. Zwischen dem Ausgang des Frequenzdetektors 220 und dem Sleuereingang des Oszillators 216 ist ein Grundbandfiltcr 222 geschaltet. Die Ubertragungskcnnlinie des offenen Kreises ist diejenige Kennlinie, die beim öffnen des Rückkopplungskrciscs zwischen den Punkten Λ' und Y und durch Messung der Verstärkung in Abhängigkeit von der Frequenz unter der Bedingung bestimmt wird, daß der Modulationsfaktor des Oszillators 216 klein gegen I ist. Eiqc typische übcrtragungskennlinie des offenen Kreises ist in F i g. 3 dargestellt. Die Ubertragungskennlinic bei geschlossenem Kreis mit Bezug auf das Ausgangssignal, von der in F i g. 3 ebenfalls ein Beispiel gezeigt ist. wird erhallen, in dem die Verstärkung in Abhängigkeit von der Frequenz gemessen wird, wenn der Kreis zwischen den Punkten .Y und V geschlossen ist.

Man hat festgestellt, daß die Bandbreite bei geschlossenem Kreis klein gemacht werden kann, in dem die übertragungsfunktion des offenen Kreises so gewählt wird, daß ihre Bandbreite gleich der Bandbreite der Grundbandsignale ist und daß sie außerdem der Theorie entspricht, die von H. W. Bode in seinem Buch »Network Analysis and Feedback Amplifier Design«. D. Van Nostrand, dargelegt ist. um Stabilität bei einem hinreichenden Phasenspielraum zu erhalten. Diese Forderungen können durch eine Anzahl von Bemessungen der Schaltung erfüllt werden. Die UbcrtTagungsfunktioncn des offenen Kreises wird durch die kombinierte Wirkung des ZF-Filters 218 und des Grundbandfilters 222 erhalten. Wio F i g. 4 zeigt, kann man im wesentlichen gleiche Kennlinien des offenen Kreises und damit bei geschlossenem Kreis durch verschiedene Aufteilung der Filterung zwischen den Filtern 218 und 222 erhalten. So ergibt sich die Kurve A der F i g. 4. wenn das ZF-Filter ein Einpolfilter mit einer Bandbreite von 6 kHz und das Filter 222 ein Einpolfilter mit einer Bandbreite von ISkHz ist. Andererseits ergibt sich die Kurve B, wenn das Filter 218 ein Einpolfilter mit einer Bandbreite von 3OkHz und das Filter 222 ein Einpolfiltcr mit einer Bandbreite von 3 kHz ist. Die entsprechenden Kurven für die Grundband-Rauschenergie als Funktion des Träger-Rauschenergie-Verhältnisses bei den beiden Ubertragungskcnnlinien der F i g. 4 sind in F i g. 5 dargestellt. Sie sind im wesentlichen gleich, und der Grenzwert, bei dem das Rauschen am Empfängerausgang überhand nimmt, tritt im wesentlichen an der gleichen Stelle auf.

Der bedeutsame Unterschied zwischen den beiden erläuterten Beispielen für die Auslegung des Empfängers besteht jedoch darin, daß bei Verwendung des ZF-Filters mit großer Bandbreite ein FM-Signal mit wesentlich größcrem Frequenzhub verarbeitet werden kann. Bei sonst gleichen Bedingungen führt dies, wie oben erläutert, zu einer entsprechenden Verbesscrung des Signal-Rausch-Vcrhältnisscs.

Die maximale Verbesserung des Signal-Rausch-Verhältnisses erhält man, wenn das ZF-Filter 218 die größtmögliche Bandbreite aufweist, die aber gerade so viel kleiner als die Bandbreite bei geschlossenem Kreis ist, um zu verhindern, daß das Zusammenbrechen des Begrenzers den Grenzwert des Empfängers bestimmt. Zweckmäßig besteht dabei, wie festgestellt wurde, das ZF-Filter aus einem einfachen Schwingkreis. Die restliche Filterung, die notwendig ist. um die erforderliche Ubertragungskennlinic bei offenem Kreis zu erhalten, wird durch das Grundbandfiltcr 222 vorgenommen, das nicht unmittelbar im Signalweg liegt.

Eine solche Auslegung von Empfängern ermöglicht einen besseren Ausgleich zwischen den Verschiedenen oben geschilderten Faktoren und einen verbesserten Grenzwert. Ohne das Signal-Rausch-Verhältnis zu verschlechtern, erlaubt die Erkenntnis des zweiten Grenzwertes und eine Auslegung der Schaltung

jo derart, daß die beiden Grenzwerte im wesentlichen gleichzeitig auftreten, die Anwendung eines breiteren ZF-Filters. um ein gegenüber bekannten Empfängern mit Frequenzgegenkopplung verbessertes Signal-Rausch-Verhältnis für denselben Grenzwert oder

.15 dasselbe Signal-Rausch-Verhältnis für einen kleineren Grenzwert zu erzielen.

Der praktische Aufbau eines Empfängers nach der Erfindung kann mit Hilfe der in F i g. 6 dargestellten Kurven ermittelt werden. Diese Kurven zeigen die Bandbreite bei geschlossenem Kreis abhängig von dem Phasenspielraum für verschiedene Rückkopplungsfaktorcn in einem System, dessen übertragungsfunktion bei offenem Kreis der Funktion angenähert ist, die nach der obenerwähnten Theorie von Bode notwendig ist. Wenn eine derartige Kennlinie bei offenem Kreis mit einem typischen Phasenspielraum von 50 verwendet wird, kann zur Erläuterung ein Rückkopplungsfaktor von 20 db und eine Grundband-Bandbreite./,, von 3 kHz angenommen werden. Aus F i g. 6 wird ersichtlich, daß dann die Bandbreite bei geschlossenem Kreis ein Minimum wird. Die Kennlinie soll weiter durch Verwendung eines Einpol-ZF-Filters erhalten werden, wobei die restliche Filterung bei der Grundbandfrequenz im Rückkopplungskreis erfolgt. Aus F i g. 6 ergibt sich, daß die Bandbreite B bei geschlossenem Kreis gleich 11.6 h oder 34.8 kHz ist.

Man hat experimentell festgestellt, daß der zweite Grenzwert auftritt, wenn der quadratische Mittelwert (Eflektivwcrt) der Phasenänderung ψ des spannungsgcstcucrtcn Oszillators den Wert

„„,

'""■' öl-*⁷"· ^ra

_hs Es läßt sich zeigen, daß das Träger-Rausch-Ver-" hältnis ·» gegeben ist durch

K₁K₁

- 2Φ;_η

Es bedeuten K_f und K₁. Konstanten des Frequenzdetektors bzw.¹ des spannungsgesteuerten Oszillators. Diese stellen eine Beziehung zwischen der Kreisfrequenz und der Spannung her. Das Produkt von K_t. und Kf gibt dann das Verhältnis der Phase oder Frequenz des Signals am Eingang des Frequenzdetektors zu dem entsprechenden Wert am Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators an. Außerdem gibt 1 + K,.K_f den Rückkopplungsfaktor oder den Betrag der Frequenzkompression an.

Setzt man in die obige Gleichung den experimentell ermittelten Wert für den quadratischen Mittelwert der Phase des Oszillators sowie den angenommenen Rückkopplungsfaktor ein, so ergibt sich Tür das betrachtete Beispiel ein Signal-Rausch-Verhältnis beim zweiten Grenzwert:

10

= 3,92 oder 5,94 db .

20

Wenn ein Träger-Rausch-Verhältnis von 8,5 db am Begrenzer ausreicht, tritt der erste Grenzwert ein, wenn die ZF-Bandbreite 19,35 kHz beträgt (5,94 db bei einer Bandbreite von 34,8 kHz entsprechen 8,5 db bei einer Bandbreite von 19,35 kHz). Die Rauschbandbreite zwischen den 3-db-Punkten eines Einpol-ZF-Filters beträgt -y^ oder 12,3 kHz, wobei der Kompressionsfalctor 2 sein kann, und der Frequenzhub von Spitze zu Spitze würde 12OkHz Tür das hochfrequente Signal sein.

Ein typischer FM-Empfänger bekannter Art, der dasselbe Signal erhält, würde im 120-kHz-Band einen Grenzwert haben, der größer als 12 db ist. Der Empfänger nach der Erfindung bewirkt eine Grenzwert verbesserung von

= 11,44 db,

so daß der Vorteil offensichtlich ist.

40

Claims (2)

Patentansprüche:

1. Frequenzgegengekoppelter FM-Überlagerungsempfänger mit einem Mischer, einem ZF-Teil mit zugehörigem ZF-Filter, einem Begrenzer und einem Demodulator, die zusammen mit einem vom Ausgang des Demodulators über ein zweites Filter zu einem an den Mischer angeschalteten Ortsoszillator führenden Rückkopplungskanal einen normalerweise geschlossenen Kreis des Überlagerungsempfängers bilden, bei dem der Grenzwert, von dem ab der Begrenzer nicht mehr ungestört arbeitet, in Abhängigkeit vom Grad der Frequenzgegenkopplung und der Bandbreite des ZF-Teils verschiebbar ist, d a durch gekennzeichnet, daß die Bandbreite des ZF-Filters (18, 218) so bemessen ist, daß bei offenem Rückkopplungskanal der Begrenzer (2®, 220) in an sich bekannter Weise dicht unterhalb des Grenzwertes arbeitet, und ferner so bemessen ist, daß sie etwas kleiner als die Bandbreite des Empfängers bei geschlossenem Rückkopplungskanal ist, daß die Bandbreite des offenen Kreises mit Hilfe des zweiten Filters (26, 222) so bemessen ist, daß sie im wesentlichen gleich der Bandbreite der wiederzugewinnenden Modulationssignale ist und daß der Rückkopplungsfaktor so gewählt ist, daß der Ortsoszillator (16, 216) dicht unterhalb eines zweiten Grenzwertes betrieben wird, bei dem der quadratische Mittelwert seiner Phasenänderung auf einen Wert begrenzt ist, bei dem um 90° phasenverschoben^ Paare von Seitenbändern zweiter und höherer Ordnung merkbarer Amplitude gerade noch nicht erzeugt werden.

2. Frequenzgegengekpppelter FM-überlagerungsempfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der quadratische Mittelwert der Phasenänderung des Ortsoszillators (16, 216}

auf YYY ± 7% rad begrenzt ist.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen 009 618/26: