DE1438247C - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Reglerschaltung mit einer an eine Gleichstromquelle über eine Last angeschlossenen Reihenschaltung aus einer Primärwicklung eines Transformators und einer Emitter-Kollektor-Strecke eines Schalttransistors und mit einer Sekundärwicklung des Transformators im Steuerstromkreis des Schalttransistors zur Regelung der Spannung an der Last oder des Stromes durch eine Last.

Bei bekannten Spannungsreglern wird meistens ein durch die Ausgangsspannung gesteuertes Impedanzelement in Reihe zwischen die Stromquelle und den Verbraucher geschaltet. Die Impedanz des Elementes und damit die an ihm abfallende Spannung ändert sich entsprechend der Spannungsänderung am Verbraucher und hält eine konstante Spannung am Verbraucher aufrecht. Das Impedanzelement kann man sich als einen stetig veränderbaren Widerstand vorstellen, der den Spannungsunterschied zwischen der Quelle und dem Verbraucher aufnimmt. Dieses Regelelement verbraucht daher große Leistungen und benötigt Kühleinrichtungen zum Abführen der zwangläufig erzeugten Wärme. Der Wirkungsgrad dieser Regler ist dadurch selbst unter günstigsten Bedingungen auf einen Bereich von etwa 70 % beschränkt.

Es ist auch bekannt, an Stelle eines solchen stetig veränderbaren Widerstandes einen Schalttransistor vorzusehen, der in Abhängigkeit von der Verbraucherspannung durch einen Taktgeber rhythmisch in den Sättigungs- und den Sperrzustand gebracht wird. Im Sperrzustand des Transistors übernimmt ein aus einer Längsdrossel und einem Querkondensator bestehendes Glättungssystem die Lieferung der Verbraucherenergie. Bei einer solchen Anordnung lassen sich zwar höhere Wirkungsgrade erzielen, aber der Aufwand für die Steuerung des Schalttransistors ist wegen des erforderlichen Taktgebers verhältnismäßig hoch.

Weiterhin wurde bereits eine Anordnung zur Konstanthaltung einer Gleichspannung vorgeschlagen, die aus einer Gleichstromquelle derart abgeleitet ist, daß die schwankende Eingangsgleichspannung stets größer ist als die konstant gehaltene Gleichspannung und daß der aus der Gleichstromquelle entnommene Gleichstrom kleiner ist als der gesamte mittlere, über den Lastwiderstand fließende Gleichstrom, daß in einem Längszweig eine als Energiespeicher verwendete Drossel vorgesehen ist, die eingangsseitig durch einen elektronisch gesteuerten Umschalter, bestehend aus einem Transistor, dessen Kollektor-Emitter-Strecke im Längszweig liegt, und einer Diode im Querzweig, periodisch zwischen den beiden Eingangsklemmen hin- und hergeschaltet wird, und daß am ausgangsseitigen Anschluß der Drossel ein im Querzweig liegender Glättungskondensator angeordnet ist. Die Besonderheit des älteren Vorschlages besteht darin, daß der im Längszweig liegende Schalttransistor über seine Basis-Emitter-Strecke abhängig von in einer zweiten Wicklung der Drossel durch deren Flußänderungen erzeugten Spannungen periodisch in Durchlaß- bzw. Sperrichtung geschaltet wird, daß der den Kollektorstrom begrenzende Basisstrom des Schalttransistors während dessen Durchlaßzeit in einen größeren, durch die Emitter-Kollektor-Strecke und in einen kleineren, durch die Emitter-Basis-Strecke eines Steuertransistors geleiteten Teilstrom aufgespalten ist, wobei dem kleineren Teilstrom in äinem Widerstand über einen Stelltransistor ein Zusatzstrom überlagert wird, der von der konstant zu haltenden Ausgangsspannung durch Vergleich derselben mit einem Spannungsnormal abgeleitet ist, und daß der Basis-Emitter-Stromkreis des Schalttransistors über eine während dessen Startzeit durchlässige Diode geschlossen ist. Bei dem älteren Vorschlag wird die Drossel also als Energiespeicher benutzt.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine verbesserte Reglerschaltung zu schaffen, die bei hohem

ίο Wirkungsgrad nur einen geringen Aufwand erfordert. Die Erfindung geht dazu aus von einer Reglerschaltung der eingangs genannten Art und sieht vor, daß eine erste Kombination von Schaltelementen zur Steuerung der Geschwindigkeit, mit der sich der Magnetfluß in der Primärwicklung des Transformators aufbaut, und damit zur Steuerung der Zeitdauer, während der ein Strom durch die Emitter-Kollektor-Strecke des Schalttransistors fließt, in den Stromkreis der Sekundärwicklung des Transformators eingeschaltet ist und daß eine zweite Kombination von Schaltelementen zur Steuerung der Geschwindigkeit, mit der der Magnetfluß in der Primärwicklung des Transformators sich abbaut, und damit zur Steuerung der Zeitdauer, während der kein Strom durch die Emitter-Kollektor-Strecke des Schalttransistors fließt, in den Stromkreis der Sekundär- oder von Tertiärwicklungen des Transformators einschaltbar ist.

Der Schalttransistor bildet mit dem Transformator einen zwischen die Stromquelle und den Verbraucher geschalteten Oszillator, und die Regelung kommt dadurch zustande, daß der Wert der je Periode an den Verbraucher angelegten Spannung bzw. des über den Verbraucher fließenden Stromes gesteuert wird. Da der Schalttransistor nur jeweils im Sperr- und Sättigungszustand betrieben wird, ist der Wirkungsgrad der Reglerschaltung hoch. Trotzdem bleibt der Aufwand niedrig, weil keine komplizierten Steuerschaltungen für den Schalttransistor, beispielsweise ein gesonderter Taktgeber, erforderlich sind. Die erfindungsgemäßen Reglerschaltungen lassen sich also einfach, zuverlässig und billig aufbauen, so daß sich vielfache Anwendungsmöglichkeiten ergeben.

Die Erfindung soll nachfolgend an Hand von Ausführungsbeispielen in Verbindung mit den Zeichnungen noch näher beschrieben werden. Es zeigt

F i g. 1 das Schaltbild eines einfachen Ausführungsbeispiels der Erfindung,

F i g. 2 ein weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung,

F i g. 3, 4 und 5 Ausführungsbeispiele der Erfindung, bei denen eine Steuerung der Ausgangsspannung angewendet wird,

F i g. 6 ein weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung.

Wie aus F i g. 1 ersichtlich, sind eine Gleichstromquelle 1, ein Verbraucher 2, eine Wicklung 3, ein Transformator 4 mit den Wicklungen 5 und 6, ein pnp-Transistor 7, Widerstände 8 und 9 sowie eine Diode 10 vorgesehen.

Die Gleichstromquelle 1 ist mit dem Verbraucher 2, der Emitter-Kollektor-Strecke des Transistors 7 und der Transformatorwicklung 5 in Reihe geschaltet. Die Wicklung 3 liegt parallel zur Transformatorwicklung 5. Die Transformatorwicklung 6 ist mit dem Widerstand 9 und der Diode 10 in Reihe geschaltet. Der Widerstand 8 verbindet die Basis des Transistors 7 mit der Verbindung zwischen der Transformatorwicklung 6 und dem Widerstand 9.

Die in den Zeichnungen benutzte Punktkennzeichnung stellt ein Hilfsmittel dar, durch das die Polarität einer in einer Wicklung induzierten Spannung bestimmt werden kann. Ein Punkt an einer Wicklung bedeutet, daß die Polarität der in dieser Wicklung am Punkt induzierten Spannung gleich der Polarität der Spannung ist, die am Punkt jeder weiteren Wicklung im gleichen Magnetfeld auftritt.

Wenn die Gleichstromquelle 1 in den Stromkreis eingeschaltet ist, fließt ein kleiner Strom über den Verbraucher 2, die Emitter-Kollektor-Strecke des '' Transistors 7 und die Transformatorwicklung 5. Wie man aus der Punktkennzeichnung sieht, wird in der Wicklung 6 eine Spannung induziert, die den Transistor 7 weiter in den leitenden Zustand treibt. Zweckmäßig kann das Windungsverhältnis der Wicklung 5 zur Wicklung 6 so sein, daß der Transistor 7 sofort in den Sättigungszustand gebracht wird. Dann ist der Strom durch den Verbraucher 2 im wesentlichen durch die Spannung der Stromquelle 1 und die Impedanz des Verbrauchers 2 gegeben, da die Spannungs-_T abfalle am gesättigten Transistor und an der Transit formatorwicklung 5 vernachlässigt werden können. ι Da die Impedanz der Wicklung 3 vielfach größer als ; die wirksame Impedanz der Transformatorwicklung 5 ist, fließt anfangs fast der gesamte Strom durch die Wicklung 5. Das ergibt sich aus der Tatsache, daß die ■ Wicklung 5 in erster Näherung als ein Widerstand ! erscheint, dessen Wert durch die im Quadrat des Windungsverhältnisses übertragene Impedanz der Wicklung 6 bestimmt wird. Mit der Zeit steigt der Strom in der Wicklung 3 jedoch so weit an, daß die Wicklung den gesamten durch den Verbraucher 2 fließenden Strom führen würde. Die dazu erforderliche Zeit

ist angenähert 5 -=-, wobei R den gesamten Strom-

kreiswiderstand und L die Induktivität der Wicklung 3 darstellt. Dieser Zustand wird jedoch nicht erreicht. Wenn sich der durch die Wicklung 5 fließende Strom so weit verringert, daß der Transistor 7 aus dem Sättigungszustand kommt, steigt der Widerstand der Emitter-Kollektor-Strecke und der Gesamtstrom nimmt ab. Die Induktivität der Wicklung 3 wirkt jedoch jeder plötzlichen Stromänderung entgegen. Wenn der Strom durch die Wicklung 3 zu fallen beginnt, bricht der die Wicklung umgebende Fluß zusammen und induziert eine EMK in entgegengesetzter Richtung, die ihrerseits einen Strom durch die Transformatorwicklung 5 in entgegengesetzter Richtung zum Verbraucherstrom fließen läßt. Wie man aus der Punktkennzeichnung sieht, ist die Richtung des durch den Widerstand 9 und die Diode 10 fließenden Stromes jetzt so, daß der Transistor 7 sperrt.

Dieser Betriebszustand bleibt bestehen, bis die Energie in der Wicklung 3 abgeflossen ist. Das wiederum hängt von der rückwirkenden Impedanz der Wicklung 6 ab, und die Sperrzeit des Transistors 7 kann durch Verändern der Impedanz der Elemente, die den Stromkreis der Wicklung 6 bilden, gesteuert werden. Wenn die Energie in der Wicklung abgeflossen ist, beginnt ein neuer Zyklus. Es sei darauf hingewiesen, daß die Speicherzeit nicht auftritt, die bei anderen Schaltungen zum Verbrauch der überschüssigen Minoritätsträger im Transistor erforderlich ist, da sich der Transistor nicht im Sättigungszustand befindet, wenn er in den Sperrzustand gebracht wird. Als Folge davon schaltet der Transistor schneller.

Bis jetzt wurde angenommen, daß die Wicklung 3 parallel zur Transformatorwicklung 5 liegt. Wenn es sich bei dem Stromwandler 4 um einen idealen oder fast idealen Transformator handelt, kann die Spule mit dem gleichen Ergebnis auch über die Transformatorwicklung 6 oder eine Tertiärwicklung geschaltet werden, vorausgesetzt, daß die Induktivität entsprechend dem Quadrat des Windungsverhältnisses der Wicklungen richtig angepaßt ist.

Weniger offensichtlich ist es, daß die Wicklung als besonderes Bauteil ganz fortgelassen und durch eine gleichwertige Nebenschlußinduktivität im Transformator 4 ersetzt werden kann, die durch einen Luftspalt im Kern oder durch andere Maßnahmen verwirklicht werden kann. Die Wirkungsweise der Schaltung wird durch diese Abänderung nicht berührt. Da man sich zur Erleichterung des Verständnisses diese Art jedoch besser vorstellen kann, wird im folgenden eine getrennte Wicklung beibehalten. Aus wirtschaftlichen Gründen wird man aber in der Praxis die Induktivität in den Transformator einbauen.

Die Elemente 11, 12, 23, 20, 21, 22, 19, 17, 18 und 16 der F i g. 2 entsprechen den Elementen 1 bis 10 der F i g. 1. Der Kondensator 13 liegt parallel zum Verbraucher 12, und die Spule 14 liegt in Reihe zur Gleichstromquelle 11, dem Verbraucher 12, der Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 19 und der Wicklung 21. Der Kondensator 13 und die Spule 14 bilden ein Tiefpaßfilter, das vor dem Verbraucher 12 liegt und den Strom glättet. Die Diode 15, die parallel zur Reihenschaltung der Filterspule 14 mit dem Verbraucher 12 liegt, bildet einen Entladungsweg für die in der Spule 14 gespeicherte Energie, wenn der Transistor 19 gesperrt ist. Ein weiterer Kondensator 24 liegt parallel zu der Diode 15, um das Einschalten des Transistors 19 zu beschleunigen. Die Wirkungsweise der Schaltung in F i g. 2 entspricht im übrigen der nach Fig. 1.

Die Elemente 31, 32, 41, 40, 47, 39, 37, 34, 48, 36, 33 und 38 der F i g. 3 entsprechen den Elementen 11, 12, 13, 14, 24, 15, 17, 20, 21, 22, 23 und 19 der F i g. 2. In F i g. 3 ist eine Tertiärwicklung 35 des Transformators 34 in Reihe zur Emitter-Kollektor-Strecke des Transistors 44 und der Diode 46 geschaltet. Am Verbraucher 32 liegen zwei parallele Stromkreise. Der erste enthält die Zenerdiode 42 und den Widerstand 43, während der zweite aus dem Potentiometer 45 besteht. Der Emitter des Transistors 44 liegt an der Verbindung der Diode 42 mit dem Widerstand 43, während die Basis des Transistors 44 mit der Anzapfung des Potentiometers 45 verbunden ist. Die Wirkungsweise der Schaltung in F i g. 3 ist im wesentlichen gleich der Wirkungsweise der Schaltung in F i g. 2, mit der Ausnahme, daß die zusätzlichen Bauelemente 42, 43, 44, 45, 46 und 35 eine Steuerung der Sperrzeit des Transistors 38 in Abhängigkeit von der Spannungsänderung am Verbraucher in der folgenden Weise ermöglichen. Wenn der Transistor 38 auf die in Verbindung mit F i g. 1 beschriebene Weise gerade in den Sperrzustand gebracht wurde, hängt die Sperrzeit von der Geschwindigkeit ab, mit der der Fluß im Kern der Wicklung 33 verschwindet. Die Punktkennzeichnung zeigt, daß die Diode 46 im Stromkreis der Tertiärwicklung 35 sperrt, wenn der Transistor 38 leitet. Wenn der Transistor 38 in den Sperrzustand gebracht ist, leitet dagegen die Diode. Steigt die Spannung am Verbraucher 32, so erscheint ein entsprechender Teil des Spannungsanstiegs am Abgriff des Potentiometers 45. Da die Zenerdiode 42

dauernd im Bereich der Durchbruchspannung arbeitet, bleibt die an ihr liegende Spannung konstant, und der gesamte Spannungsanstieg am Verbraucher 32 erscheint am Widerstand 43. Daher verringert sich die Basis-Emitter-Spannung des Transistors 44, und der Kollektorstrom fällt ab. Dann ist die Zeit, die der Fluß im Kern der Wicklung 33 zum Verschwinden braucht, größer, und es ergibt sich eine längere Sperrzeit des Transistors 38, wodurch der ursprüngliche Spannungsanstieg am Verbraucher kompensiert wird.

Es sei bemerkt, daß ein weiterer Transistor in bekannter Weise in den Steuerkreis für die Sperrzeit eingeführt werden kann, wenn eine besondere Verstärkung verlangt wird.

Die Elemente 51, 52, 53, 55, 54, 61, 58, 59, 69, 62, 63, 65, 64, 66 und 68 der F i g. 4 entsprechen den Elementen 31, 32, 33, 48, 34, 39, 37, 46, 47, 40, 41, 42, 43, 44 und 45 der F i g. 3. Der Transistor 60 der F i g. 4 ersetzt die Tertiärwicklung 35 der F i g. 3. Aus der Punktkennzeichnung geht hervor, daß die Diode 59 in Sperrichtung vorgespannt ist, während der Transistor 57 leitet, und daß sie leitet, um einen Stromkreis über die Emitter-Kollektor-Strecke des Transistors 60 zum Abfließen der Energie im Kern der Wicklung 53 zu schließen, wenn der Transistor 57 gesperrt ist. Die Wirkungsweise dieser Schaltung kann am besten verstanden werden, wenn man annimmt, daß die Spannung am Verbraucher 52 steigt. Da die Spannung über der Zenerdiode 65 konstant ist, steigt die Basis-Emitter-Spannung des Transistors 66 entsprechend der Einstellung des Potentiometers 68 an. Das bewirkt einen größeren Strom im Transistor 66 und im Transistor 60. Die Zeit, die der Fluß im Kern der Spule 53 zum Verschwinden braucht, hängt also umgekehrt von der an ihr liegenden Spannung ab. Ein vergrößerter Kollektorstrom im Transistor 60 vergrößert demnach die Geschwindigkeit, mit der der Fluß in der Spule 53 verschwindet, und dadurch wiederum wird die Sperrzeit des Transistors 57 vergrößert, wodurch der ursprüngliche Spannungsanstieg am Verbraucher kompensiert wird.

Die Elemente 71, 78, 83, 73, 75, 74, 77, 84, 91, 85, 86, 87, 89, 90 und 72 der F i g. 5 entsprechen den Elementen 51, 57, 61, 53, 55, 54, 56, 62, 69, 63, 64, 65, 66, 68 und 52 der F i g. 4. Die Ein- und Ausschaltzeiten der Schaltungen nach F i g. 1 bis 4 werden von der Temperatur, dem Verbraucher und auf andere Weise beeinflußt. Wenn der Verbraucher jedoch konstant ist, kann die Fehleranzeigeschaltung vom Verbraucher getrennt werden, und es ergeben sich feste Ein- und Ausschaltzeiten (s. F i g. 5). Wenn bei einer solchen Anordnung der Verbraucher veränderlich ist, während die Spannungsquelle konstant ist, wird das Verhältnis der Schaltzeiten weiter geregelt, obwohl die Ein- und Ausschaltzeiten nicht mehr fest sind. Die Schaltung kann weiter verändert werden, um Änderungen der Eingangsspannung zu kompensieren, indem ein Teil der Eingangsspannung dem Fehlersignal zugeführt wird. Zu diesem Zweck wird der die Widerstände 82 und 88 enthaltende Spannungsteiler in die Schaltung eingefügt, der auch in den Schaltungen nach F i g. 3 und 4 verwendet werden kann, um die Spannungsänderungen der Stromquelle auszugleichen. Die Tertiärwicklungsschaltung gemäß F i g. 5 entspricht der nach F i g. 4. Ein zusätzlicher Widerstand 80 ist in Reihe mit der Gleichstromquelle 71, dem Verbraucher 72, der Emitter-Kollektor-Strecke des Transistors 78 und der Wicklung 75 geschaltet, um eine den Spannungsänderungen am Verbraucher entsprechende Vorspannung zwischen Basis und Emitter des zusätzlichen Transistors 79 zu erzeugen. Der Widerstand 81 begrenzt den Basisstrom. Die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 79 liegt in Reihe zur Emitter-Basis-Strecke des Regeltransistors 78 und der Wicklung 77. Da der Widerstand 80 in Reihe mit dem Verbraucher 72 liegt, verursachen Belastungsänderungen entsprechende Spannungsänderungen an diesem Widerstand und beeinflussen den Basis-Emitter-Strom und damit den Kollektorstrom durch den Transistor 79. Das wiederum begrenzt den Stromfluß durch die Emitter-Basis-Strecke des Transistors 78 und die Wicklung 77 und steuert so die Einschaltzeit des Transistors. Es sei bemerkt, daß die Schaltungen der F i g. 1 bis 4 ebenfalls die Ein- und Ausschaltzeit des Transistors steuern.

Durch entsprechende Abänderungen können entweder npn- oder pnp-Transistoren oder gleichwertige Bauelemente wie pnpn-Schalter, mechanische Schalter usw. in den Ausführungsformen der F i g. 1 bis 5 verwendet werden.

In weiterer Ausbildung der Erfindung kann ein Widerstands-Kondensator-Netz in Verbindung mit einer Diode verwendet werden, um den Regeltransistor gegen hohe Stoßsperrspannungen beim Umschalten zu schützen und neben dieser Schutzwirkung auch den Wirkungsgrad des Reglers zu verbessern. Die Anpassung an den jeweiligen Verwendungszweck wird durch Anwendung von Temperaturkompensation, Stoßspannungsschutz und Frequenzsteuerung ermöglicht. Ein wesentlicher Vorteil der Einrichtungen für den Stoßspannungsschutz und die Temperaturkompensation besteht darin, daß sie die Gesamtvorteile des Systems mit Bezug auf den Wirkungsgrad, geringe Kosten, Einfachheit und Zuverlässigkeit nicht vermindern sondern vergrößern.

Die Schaltung der F i g. 6 enthält eine Gleichstromquelle 91, pnp-Transistoren 95, 117, 130, einen Transformator 100 mit den Wicklungen 97, 98, 99, Spulen 92, 122, Kondensatoren 93, 120, 135, temperaturabhängige, nichtlineare Widerstände 113, 125, 129, 133, Dioden 96,111, 116,119, 121,137, Zenerdioden 124, 128, 132, eine Sicherung 123, Widerstände 94, 112, 115, 118, 126, 131, 134, Potentiometer 114, 127 und einen Verbraucher 136.

Die Gleichstromquelle 91 ist in Reihe geschaltet mit der Filterdrossel 92, der Wicklung 97, der Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 95, der Filterdrossel 122, die Sicherung 123 und dem Verbraucher 136. Der Kondensator 93 liegt zwischen der Verbindung der Drossel 92 mit der Wicklung 97 und der positiven Klemme der Gleichstromquelle 91 und bildet in Verbindung mit der Drossel 92 ein L-Eingangsfilter. Am Verbraucher 136 liegt der Filterkondensator 135, der in Verbindung mit der Drossel 122 ein L-Ausgangsfilter bildet. Außerdem liegen am Verbraucher 136 drei parallele Stromwege, deren erster aus der Zenerdiode 132, dem temperaturabhängigen Widerstand 133 und dem Widerstand 134 besteht. Der zweite parallele Stromweg umfaßt den Widerstand 126, das Potentiometer 127, die Zenerdiode 128 und den temperaturabhängigen Widerstand 129, während der dritte parallele Stromweg die Zenerdiode 124 und den Varistor 125 umfaßt. Die Diode 121 liegt in Reihe zum Verbraucher 136, der Sicherung 123 und der Drossel 122. Der Kondensator 120 und die Diode 119 sind an die

Diode 121 angeschaltet und bilden gemeinsam mit dem Widerstand 118, der parallel zur Diode 119 liegt, eine Schutzeinrichtung für den Kollektor und Emitter des Transistors 95. Der Anlaßwiderstand 94 führt von der Verbindung der Drossel 92 mit der Wicklung 97 zur Basis des Transistors 95. Die Basis-Emitter-Strecke des Transistors 95 umfaßt in Reihenschaltung das Potentiometer 114, den nichtlinearen Widerstand 113 und die Wicklung 99. Der Widerstand 112 liegt parallel zu dem nichtlinearen Widerstand 113. Die Diode 111 liegt zwischen der Verbindung der Wicklung 99 mit dem nichilinearen Widerstand 113 und der Basis des Transistors 95. Die Diode 116 und die Emitter-Kollektor-Strecke des Transistors 117 liegen in Reihe zur Wicklung 98. Der Widerstand 115 und die Diode 137 sind in Reihenschaltung zwischen die Verbindung der Wicklung

98 mit der Diode 116 und die Basis des Transistors 117 gelegt. Der Kollektor des Transistors 117 ist mit dem Kollektor des Transistors 130 verbunden, während der Emitter des Transistors 130 mit der Basis des Transistors 117 und mit dem Schleifer des Potentiometers 127 verbunden ist. Die Basis des Transistors 130 ist über den Widerstand 131 an die Verbindung des temperaturabhängigen Widerstandes 133 mit dem Widerstand 134 gelegt. Die Diode 96 liegt parallel zur Wicklung 97.

Obwohl in der in F i g. 6 gezeigten Schaltung nur pnp-Transistoren verwendet werden, können auch npn-Transistoren eingesetzt werden. Die temperaturabhängigen nichtlinearen Widerstände können Varistoren sein, d. h. nichtlineare Widerstände, bei denen sich der Spannungsabfall als Funktion der Temperatur ändert.

Wenn die Gleichstromquelle 91 eingeschaltet ist, stellt der Widerstand 94 mit dem Potentiometer 114, der Parallelschaltung des Varistors 113 mit dem Widerstand 112, der Wicklung 99 und dem Verbraucher einen Spannungsteiler dar. Der Spannungsabfall am Potentiometer 114, der Parallelschaltung des Varistors 113 mit dem Widerstand 112 und der Wicklung

99 reicht aus, um den Transistor 95 leitend werden zu lassen. Der Varistor 113 wird verwendet, um verbesserte Anlaß- und Belastungsregelkennlinien zu erzielen. Eine verbesserte Belastungsregelung ergibt sich aus der Tatsache, daß bei großen Belastungsströmen der Widerstand des Varistors abnimmt, wodurch wiederum die Einschaltzeit des Transistors verlängert wird, wie im folgenden beschrieben wird. Wenn der Transistor 95 leitet, fließt ein Strom von der Gleichstromquelle 91 über den Verbraucher 136, die Sicherung 123, die Filterdrossel 122, die Emitter-Kollektor-Strecke des Transistors 95, die Wicklung 97, die Filterspule 92. Als Transformator 100 wird zweckmäßig ein Wandler verwendet, bei dem die Windungszahl der Wicklungen 98 und 99 mehrfach größer als die Windungszahl der Wicklung 97 sind. Der in der Wicklung 97 durch den Strom erzeugte Fluß induziert in der Wicklung 99 eine Spannung, die den Transistor 95 augenblicklich in den Sättigungsbereich bringt. Der innere Widerstand des Transistors 95 im Sättigungsbereich kann dann vernachlässigt werden. Die Polarität der in den Wicklungen 97, 98 und 99 induzierten Spannungen ergibt sich aus der Punktkennzeichnung. Es sei bemerkt, daß die Polarität der in der Wicklung 98 induzierten Spannung so gerichtet ist, daß die Dioden 116 und 137 sperren, so daß die Wicklung 98 die Wicklung 97 nicht beeinflußt. Die Wicklung 99 wirkt jedoch auf die Wicklung 97 wie eine parallelgeschaltete Impedanz. Daher fließt zu Anfang der größte Teil des Stromes durch die gekoppelte Impedanz und nicht als Magnetisierungsstrom durch die Induktivität der Wicklung 97. Später fließt immer mehr und mehr Strom durch die Induktivität der Wicklung 97, bis der Basisstrom des Transistors 95 nicht mehr ausreicht, um den Sättigungszustand des Transistors 95 aufrechtzuerhalten. Der Punkt, an dem der Transistor

95 aus dem Sättigungsbereich herausgebracht wird, hängt von der Exponentialdämpfung des Basisstromes ab, die wiederum von der Induktivität der Wicklung 97 und der gekoppelten Impedanz parallel zur Wicklung 97 abhängt. Durch Steuern der Impedanz des Stromkreises der Wicklung 99 kann daher eine Frequenzsteuerung erzielt werden. Wenn der Transistor 95 aus dem Sättigungsbereich herauskommt, nimmt der Strom durch die Wicklung 97 ab, der im Kern des Transformators 100 gespeicherte Fluß bricht zusammen und induziert eine Spannung in der Wicklung 99, die so gerichtet ist, daß sie den Transistor 95 sperrt. Die Polarität der in der Wicklung 98 induzierten Spannung ist so gerichtet, daß die Dioden 116 und 137 leiten, wie im folgenden beschrieben wird.

Um den Kollektor und Emitter des Transistors 95 gegen die hohen umgekehrten Stoßsperrspannungen zu schützen, die durch den zusammenbrechenden Fluß in der Filterdrossel 122 entstehen, ist das aus den Dioden 119 und 121, dem Widerstand 118 und dem Kondensator 120 bestehende Netzwerk vorgesehen. Der Kondensator 120 lädt sich über den Widerstand 118 mit der in der Zeichnung angegebenen Polarität auf, während der Transistor 95 leitet. In dem Augenblick, in dem der Transistor sperrt, induziert der zusammenbrechende Fluß in der Filterdrossel 122 eine Spannung mit der angegebenen Polarität. Wie aus den angegebenen Polaritäten ersichtlich ist, fängt der Kondensator 120 augenblicklich die durch den zusammenbrechenden Fluß induzierte Spannung auf und schützt dadurch den Transistor während seiner Fallzeit, d. h. während der Zeit, die der Transistor braucht, um vom Sättigungszustand in den Sperrzustand überzugehen. Bei diesem Übergang wirkt der Transistor als veränderlicher Strombegrenzungswiderstand und nimmt große Leistungen auf, selbst wenn die Fallzeit außerordentlich kurz ist. Da die Spannung am Transistor 95 während der Fallzeit auf diese Weise vermindert wird, muß der Energieverbrauch im Transistor 95 ebenfalls vermindert sein. Die Elemente 118,119 und 120 dienen also dazu, die Energieaufnahme während der Fallzeit zu vermindern, wodurch sowohl die Betriebssicherheit als auch der Wirkungsgrad der Schaltung verbessert werden. Kurz nachdem der Transistor 95 in den Sperrzustand gebracht ist, ist der Kondensator 120 entladen, und der Strom in der Drossel 122 fließt durch den Serienkreis, der die Diode 121 und den Verbraucher 136 umfaßt. Die an der Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 95 während des Sperrzustandes auftretende Spannung entspricht daher im wesentlichen der Spannung der Gleichstromquelle 91. Die Diode

96 führt in Verbindung mit dem Transistor 117, wie im folgenden beschrieben wird, die im Transformator 100 gespeicherte Energie während der Zeitspanne, in welcher der Transistor 95 nicht leitet, ab. Die Spannung an der Wicklung 97 ist daher auf die

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kleine Durchlaßspannung der Diode 96 begrenzt, wodurch die Transistoren 95, 117 und 130 gegen hohe Spannungen während der Sperrzeit des Transistors 95 geschützt werden. Die Diode 1 führt dem Transistor 95 einen negativen Basisstrom zu, so daß der Transistor schnell von der Sättigung in den Sperrzustand schaltet. Zweckmäßig ist die Diode 111 eine Germaniumdiode, die einen Stromweg mit geringem Widerstand im Basiskreis des Transistors 95 herstellt, um dessen Ruheverluststrom (Icbo) zu liefern. Dadurch wird ein ordnungsgemäßes Arbeiten der Schaltung bei hohen Umgebungstemperaturen gewährleistet.

Die Zeit, die erforderlich ist, um die im Kern des Transformators 100 gespeicherte Energie abzuführen, bestimmt die Ausschaltzeit des Transistors 95, während der Stromkreis von der Gleichstromquelle zum Verbraucher unterbrochen ist. Die Ausschaltzeit wird durch das Netzwerk bestimmt, das die Wicklung 98, die Dioden 116 und 137 und die Transistoren 117 und 130 enthält. Dieses Netzwerk wirkt in der folgenden Weise. Wenn die am Verbraucher auftretende positive Spannung ansteigt, steigt auch die Spannung an dem temperaturkompensierten parallelen Stromkreis an, der die Zenerdiode 132, den Varistor 133 und den Widerstand 134 enthält. Die Stellung des Schleifers des Potentiometers 127 ist für jeden Verwendungszweck fest, so daß die zwischen dem Emitter des Transistors 130 und der positiven Seite des Verbrauchers auftretende Spannung im wesentlichen konstant ist, da die Zenerdiode 128 dauernd im Zenerbereich betrieben wird. Der Varistor 129 ergibt eine Temperaturkompensierung für diese konstante Bezugsspannung. Ein positiver Spannungsanstieg am Verbraucher tritt daher auch am Widerstand 134 auf. Dieser Spannungsanstieg erscheint in dem Stromkreis, der aus dem Widerstand 134, dem Varistor 129, der Zenerdiode 128, einem festen Abschnitt des Potentiometers 127, der Emitter-Basis-Strecke des Transistors 130 und dem Basisstrom-Begrenzerwiderstand 131 besteht, als proportionaler Spannungsanstieg an der Emitter-Basis-Strecke des Transistors 130, was wiederum bewirkt, daß die Kollektorspannung des Transistors 130 abnimmt. Dadurch wird der Transistor 117 leitend, aber nicht gesättigt. Da die Zeit, die der Fluß im Kern des Transformators 100 zum Verschwinden braucht, umgekehrt von der angelegten Spannung abhängt, weil der Strom im Stromkreis der Wicklung 98 (der die Emitter-Kollektor-Strecke des Transistors 117 enthält) größer wird, muß die Ausschaltzeit des Transistors 95 ebenfalls größer werden. Dieses Anwachsen der Ausschaltzeit kompensiert den ursprünglichen Spannungsanstieg am Verbraucher. Wenn der Transistor 95 leitet, verhindern die Dioden 116 und 137 einen Strom im Kreis der Wicklung 98. Der Widerstand 115 erfüllt die doppelte Aufgabe, den Ruheverluststrom für den Transistor 117 und den Vorspannungsstrom für den Transistor 130 zu liefern, so daß dieser auf einen zweckmäßigen Arbeitspunkt vorgespannt wird. Durch entsprechende Wahl der Schaltelemente 116 und 137 ist es möglich, die richtige Vorspannung am Widerstand 115 zu erzeugen. Beispielsweise kann die Diode 116 eine Siliziumdiode mit einem Spannungsabfall in Durchlaßrichtung von 0,7 Volt sein. Die Diode 137 kann aus dem gleichen Halbleitermaterial wie der Basis-Emitter-Übergang des Transistors 117 bestehen, so daß der Spannungsabfall in Durchlaßrichtung bei beiden Bauteilen gleich ist. Wenn z. B. Germanium benutzt wird, beträgt dieser Spannungsabfall jeweils 0,2 Volt. Wenn man die Spannungen in dem Stromkreis, der aus den leitenden Dioden 116 und 137, dem Widerstand 115 und der Basis-Emitter-Strecke des Transistors 117 besteht, addiert, sieht man, daß sich die Spannungsabfälle an der Diode 137 und am Basis-Emitter-Übergang des Transistors 117 gegenseitig aufheben, da die Spannung am Widerstand 115 gleich

ίο der im wesentlichen konstanten Durchlaßspannung der Diode 116 ist.

Obwohl diese Fehleranzeigeschaltung die gleichen Leistungsverluste wie die üblichen Einrichtungen dieser Art aufweist, ist der Gesamtwirkungsgrad der in Fig. 6 dargestellten erfindungsgemäßen Schaltung nicht beeinträchtigt, da die Fehleranzeigefunktion des Reglers nur sehr wenig Energie verbraucht.

Wenn die Energie im Kern des Transformators 100 auf einen ausreichenden Wert abgefallen ist, ist die an der Emitter-Basis-Strecke des Transistors 95 auftretende Spannung groß genug, um den Transistor 95 wieder leitend werden zu lassen, und es beginnt eine neue Arbeitsperiode. Die Filterdrossel 122 und der Kondensator 135 bilden ein L-Ausgangsfilter, so daß die am Verbraucher 136 auftretende Spannung während der ganzen Arbeitsperiode im wesentlichen konstant ist.

Die Zenerdiode 124 und der Varistor 125 bilden einen Schutz des Verbrauchers für den Fall, daß die Emitter-Kollektor-Strecke des Regeltransistors 95 einen Kurzschluß aufweist. Im Normalbetrieb sperrt die Zenerdiode 124. Wenn der Transistor 95 ausfällt und einen Kurzschluß zwischen Emitter und Kollektor aufweist, beginnt die Ausgangsspannung zu steigen. Wenn die Ausgangsspannung die Zenerspannung der Zenerdiode 124 überschreitet, die durch den Varistor 125 geändert werden kann, fließt ein großer Stromstoß über diesen Weg und bringt die Sicherung 123 zum Ansprechen. (Die Zenerspannung der Diode 124 kann dadurch geändert werden, daß der Varistor 125 je nach Verwendungszweck kurzgeschlossen oder nicht kurzgeschlossen wird).

Es sei bemerkt, daß bei der beschriebenen Ausführungsform an Stelle eines Transistorschalters auch andere Einrichtungen, wie pnpn-Schalter, mechanische Schalter usw. mit gleicher Wirkung benutzt werden können. Außerdem sei bemerkt, daß der Fehleranzeigetransistor 130 aus der Schaltung entfernt werden kann, indem die Basis des Transistors 117 an die Verbindung des Variators 133 mit dem Widerstand 134 und der Emitter des Transistors 117 an den Schleifer des Potentiometers 127 gelegt werden. Die Fehleranzeige-Empfindlichkeit geht dann jedoch zurück.

Claims (6)

Patentansprüche:

1. Reglerschaltung mit einer an eine Gleichstromquelle über eine Last angeschlossenen Reihenschaltung aus einer Primärwicklung eines Transformators und einer Emitter-Kollektor-Strecke eines Schalttransistors und mit einer Sekundärwicklung des Transformators im Steuerstromkreis des Schalttransistors zur Regelung der Spannung an der Last oder des Stromes durch die Last, dadurch gekennzeichnet, daß eine erste Kombination von Schaltelementen (8; 17; 37; 58; 79, 80, 81; 111, 112, 113, 114) zur Steue-

rung der Geschwindigkeit, mit der sich der Magnetfluß in der Primärwicklung des Transformators aufbaut, und damit zur Steuerung der Zeitdauer, während der ein Strom durch die Emitter-Kollektor-Strecke des Schalttransistors fließt, in den Stromkreis der Sekundärwicklung des Transformators eingeschaltet ist und daß eine zweite Kombination von Schaltelementen (9, 10; 18, 16; 46, 44 usw.; 59, 60 usw.; 59 usw.; 116, 137, 115, 117 usw.) zur Steuerung der Geschwindigkeit, mit der der Magnetfluß in der Primärwicklung des Transformators sich abbaut, und damit zur Steuerung der Zeitdauer, während der kein Strom durch die Emitter-Kollektor-Strecke des Schalttransistors fließt, in den Stromkreis der Sekundär- oder von Tertiärwicklungen des Transformators einschaltbar ist.

2. Reglerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Kombination von Schaltelementen eine variable Impedanz enthält und daß die zweite Kombination eine Diode enthält, die mit einer solchen Polung im Stromkreis der Sekundär- oder Tertiärwicklungen liegt, daß ein Strom über sie während der Zeitdauer fließen kann, in der kein Strom durch die Kollektor-Emitter-Strecke des Schalttransistors fließt.

3. Reglerschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Kombination von Schaltelementen einen Transistor (44, 60, 89, 117) enthält, dessen Impedanz durch eine Fehleranzeigeschaltung (42, 43, 45; 66, 67 usw.; 90; 86, 87, 88 usw.; 130 usw.) in Abhängigkeit von Änderungen der Lastspannung gesteuert wird.

4. Reglerschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Kombination von Schaltelementen an die Tertiärwicklung (35, 98) anschaltbar ist und eine Diode (46, 116), einen in Reihe zu der Diode und der dritten Wicklung geschalteten Transistor (44,117) und eine Einrichtung (42, 43, 45; 130 usw.) zur Änderung der Impedanz des Transistors in Abhängigkeit von Änderungen der Lastspannung enthält (F i g. 3, 6).

5. Reglerschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Kombination von Schaltelementen einen Transistor (79) enthält, dessen Impedanz in Abhängigkeit von Änderungen der Lastspannung gesteuert wird, und daß ein Teil des Stromes im Stromkreis der Primärwicklung zur Erzielung einer Stromstabilisierung (über 82) an die zweite Kombination von Schaltelementen angelegt wird (F i g. 5).

6. Reglerschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß Temperatur-Fühlelemente (125, 129, 133) zur Steuerung des an die zweite Kombination von Schaltelementen angelegten Fehlersignals vorgesehen sind, um Temperaturänderungen auszugleichen (F i g. 6).

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen