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Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung
für Zeitmultiplex-Probenentnahme und Probenwertspeicherung verschiedener zeitlich
sich verändernder Spannungswerte, insbesondere zur Anwendung auf dem Gebiet der
nuklearen Meßtechnik.
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Es wird oft gefordert, besonders in der nuklearen Meßtechnik, daß
die maximalen Amplituden von irgendeine Information tragenden elektrischen Impulsen
oder die Spannungswerte einer sich nach Belieben verändernden Gleichspannung zu
vorgegebenen Zeitpunkten bestimmt werden sollen. Dabei können die im allgemeinen
zu den Energien der Atomteilchen proportionalen Impulse eine zufällige Streuung
sowohl in der Amplitude als auch in der Zeitfolge haben.
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Eine bekannte Methode der Messung besteht darin, daß das zu messende
Signal, die statistische Impulsserie oder die sich nach Belieben verändernde Gleichspannung
durch ein lineares Tor zu einer Analogspeicherstufe bzw. einem Dehner geführt wird.
Die Analogspeicherstufe speichert die Amplitude des zu messenden Signals, den Maximalwert
des Impulses bzw. den momentanen Spannungswert der sich nach Belieben verändernden
Gleichspannung für eine der Analogspeicherstufe nachgeschaltete Meßeinheit, deren
Meßzeit viel länger als der zu messende Impuls bzw. Abtastzeit sein - kann. Der
der Spannung am Ausgang des Dehners entsprechende Code wird innerhalb der Meßeinheit
mit Hilfe gewichteter Ströme oder Spannungen oder öfters durch eine Amplitude-Zeit-Transformation
..-erzeugt. Während der Zeitspanne der geschilderten Analog-Digital-Konversion kann
kein neuer Impuls in das Meßsystem gelangen, denn das lineare Eingangstor trennt
den die zu messenden Signale liefernden Generator mindestens für die Dauer der Messung
vom Eingang der Analogspeicherstufe.
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Es ist aber ein bekannter Fehler dieses Verfahrens, daß sich die ereichbare
Genauigkeit als Resultat der drei in Serie geschalteten Einheiten ergibt. Deshalb
müssen die einzelnen Einheiten - d. h. lineares Tor, Analogspeicherstufe und Meßeinheit
- zwecks vorgeschriebener Genauigkeit mit wesentlich strengeren Vorbedingungen dimensioniert
werden, damit man die zugelassene Fehlergrenze nach der Zusammenkopplung nicht übersteigt.
Dieses Verfahren hat verwickelte Stromkreise zur Folge und vermindert dadurch die
Zuverlässigkeit.
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Ziel der vorliegenden Erfindung ist es, eine Schaltungsanordnung für
Zeitmultiplex-Probenentnahme und Probenspeicherung zu schaffen,. die diese obengenannten
Nachteile nicht aufweist und die bei sehr einfachem Schaltungsaufbau eine hohe Meßgenauigkeit
und Störunanfälligkeit gewährleistet.
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Erfindungsgemäß wird dies dadurch erreicht, daß eine Anzahl von basisseitig
mit den zu untersuchenden Signalen beaufschlagten Transistoren vorgesehen ist, die
emitterseitig über eine entsprechende Anzahl von mit je einem Steuereingang versehenen
Stromtoren an einem Stromgenerator und kollektorseitig gemeinsam an dem einen Eingang
einer Verstärkerstufe angeschlossen sind und daß die Verstärkerstufe mit ihrem zweiten
Eingang am Kollektor und mit ihrem Ausgang über eine Rückkopplungsstufe an der Basis
eines emitterseitig über eine Reihe von Trenndioden mit den Emitteranschlüssen der
Transistoren verbundenen Transistors angeschlossen ist, wobei die Rückkopplungsstufe
im wesentlichen eine zwischen Eingang und Ausgang angeordnete Verbindungsleitung
aufweist, an welcher die Serienschaltung eines Widerstandes und eines an ein bestimmtes
Potential gelegten Kondensators angeschlossen ist.
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Die mit mehreren Eingängen versehene erfindungsgemäße Schaltanordnung
ist in der Lage, die an diese Eingänge gelegten Spannungssignale steuerbar in beliebiger
Reihenfolge zu verarbeiten, wobei die Umschaltzeit von einem Eingang an einen anderen
kleiner als 10-7 sec ist.
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Das Verarbeiten eines zu messenden Signals wird vorzugsweise mit Hilfe
einer an einen anderen Eingang angelegten konstanten oder im Verhältnis zur Meßdauer
langsam sich verändernden Referenzspannung durchgeführt, so daß die Anzahl der Eingänge
mindestens gleich 2 sein sollte. Den nacheinander an den verschiedenen Eingängen
zu messenden Signalen können aber auch eine entsprechende Anzahl von Referenzspannungen
zugeordnet sein, welche an zusätzliche Steuereingänge gelegt sind. Auf Grund einer
derartigen Anordnung kann somit ein an irgendeinen Eingang zugeführtes Signal mit
beliebigem Referenzpegel verarbeitet werden.
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Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung ist in ihrem Aufbau ein von
einer einzigen rückgekoppelten Schleife gebildeter- gesteuerter Verstärker mit vielen
Eingängen, der im allgemeinen einen Verstärkungsfaktor von 1 hat. Die rückgekoppelte
Schleife ist dabei so gestaltet, daß eingangsseitig so viele Glieder parallel geschaltet
werden können, wie es der Anzahl der zu verwirklichenden Eingänge entspricht. Von
den Eingangsgliedern arbeitet aber nur dasjenige mit der Ausgangsstufe zusammen,
das durch das betreffende der mit den Eingangsgliedern gekoppelten Stromtore ausgewählt
wurde.
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Weitere Einzelheiten der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung sollen
im folgenden näher erläutert und beschrieben werden, wobei auf die Zeichnung Bezug
genommen ist. Es zeigt F i g. 1 ein Schaltbild der erfindungsgemäßen Schaltanordnung,
F i g. 2 ein Schaltbild der in F i g. 1 gezeigten Rückkopplungsstufe für Meßwertspeicherung,
F i g. 3 ein Schaltbild der in F i g. 1 gezeigten Rückkopplungsstufe für Meßwertspeicherung
und Amplituden-Zeit-Transformation, F i g. 4 ein Schaltbild der in F i g. 1 dargestellten
Stromtore, F i g. 5 bis 7 Schaltbilder verschiedener Ausführungsformen des in F
ig. 1 dargestellten Verstärkers, F i g. 8 ein Schaltbild der erfindungsgemäßen Schaltanordnung
mit einer Rückkopplungsstufe nach F i g. 3, Stromtoren nach F i g. 4 und einer Verstärkerstufe
nach F i g. 6 und F i g. 9 eine Darstellung des zeitlichen Verlaufes der zu messenden
Spannung, der Referenzspannungen und der logischen Steuersignale.
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Das Schaltbild der erfindungsgemäßen Schaltanordnung ist in F i g.
1 dargestellt. Alle Eingangsanschlüsse a1, a2 ... ak der Schaltungsanordnung
sind an der Basis entsprechender npn-Transistoren 1, 3 ... 5 angeschlossen.
Die Kollektoren dieser Transistoren 1, 3 ... 5 sind zusammen an den Eingangsanschluß
c einer an sich bekannten Verstärkerstufe 12 geschaltet. Die Emitter der Transistoren
1, 3 ... 5 sind einerseits jeweils mit den Kathoden von Dioden 2, 4
... 6, andererseits über unabhängige
Leitungen mit den Ausgangsanschlüssen
bi, b2 . . . bk von Stromtoren 7, 8 ... 9 verbunden. Die Eingänge
der mit Steuereingängen VJ, v2 . . . vt versehenen Stromtore 7, 8 ... 9 sind
hingegen gemeinsam an einen Stromgenerator 10 angeschlossen. Die Anoden der Dioden
2, 4 ... 6 sind hingegen mit dem Emitter eines Transistors 11 verbunden,
dessen Kollektor an den anderen Eingangsanschluß d der Verstärkerstufe 12 angeschlossen
ist. Die Basis dieses Transistors 11 ist mit dem Ausgangsanschluß feiner an sich
bekannten Rückkopplungsstifte 13 verbunden, deren Eingangsanschluß an den Ausgang
e einer Verstärkerstufe 12 angeschlossen ist.
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Gemäß F i g. 2 enthält die Rückkopplungsstufe 13 eine aus Widerstand
15 und Kondensator 14 bestehende Reihenschaltung, welche einerseits an die Verbindungsleitung
zwischen den Anschlüssen e und f und andererseits an Erde bzw. einen beliebigen
Speisespannungsanschluß angeschlossen ist. Der Verbindungsanschluß des Kondensators
14 mit Widerstand 15 ist hingegen an den Ausgangsanschluß t der erfindungsgemäßen
Schaltanordnung geführt.
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Wenn die oben beschriebene Ausführungsform der Rückkopplungsstufe
13 gemäß F i g. 3 mit drei weiteren Elementen ergänzt wird, bekommt man eine Variante
der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung. In diesem Fall ist an der Verbindungsleitung,
an welcher die Reihenschaltung mit dem Widerstand 15 und dem Kondensator 14 angeschlossen
ist, zusätzlich ein mit einem Steuereingang S versehener Stromgenerator 17 angeschlossen.
Ferner ist in der Verbindungsleitung eingangsseitig im Bereich des Klemmenanschlusses
e eine Diode 16 und ausgangsseitig im Bereich des Klemmenanschlusses f ein Emitterfolger
18 angeschlossen.
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Eine zweite Variante der erfindungsgemäßen Schaltanordnung ergibt
sich dadurch, daß zwischen den einzelnen Stromtoren 7, 8 ... 9 und den Eingangstransistoren
1, 3 ... 5 zusätzlich Dioden eingesetzt sind, die in F i g. 1 gestrichelt angedeutet
sind.
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Zur eingehenden Funktionsbeschreibung der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung
sei jene Variante gewählt, bei welche die Rückkopplungsstufe gemäß F i g. 3 in die
Schaltung gemäß F i g. 1 eingesetzt ist. Es sei ferner angenommen, daß die Analog-Umschreiberschaltung
zwei Eingänge a1 und a2 aufweist und daß ein positiver Impuls mit Hilfe eines Referenzpegels
gemessen werden soll. Dabei wird der zu messende Impuls an den Eingang a1 und der
Referenzpegel an den Eingang a2 gelegt.
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Im Vorbereitungszustand ist infolge der an die Steuereingänge v1 und
v2 gekoppelten Steuerspannungen das Stromtor 7 geöffnet und das Stromtor 8 geschlossen.
Der Strom des Stromgenerators 10 schließt also in diesem Fall die rückgekoppelte
Schleife über den Emitter des Eingangstransistors 1 und die Diode 2. Die Spannungsverstärkung
des Systems zwischen dem Eingang a1 und dem durch den Kondensator 14 gebildeten
Speicherelement bzw. dem Ausgangsanschluß f ist 1, solange die Steilheit des Eingangssignals
positiv ist. Der Pegel am Kondensator 14 folgt also während der Ansteigzeit des
Signals dem am Eingang a2 ankommenden Impuls. Wenn aber der Impuls das Maximum schon
erreicht hat und abzunehmen beginnt, wird die Diode 16 gesperrt, so daß am Ausgang
e ein negativer Sprung auftritt. Der Kondensator 14 speichert daraufhin den dem
Maximum des Impulses entsprechenden Pegel (Prozeß der Analogspeicherung).
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Infolge des am Ausgangspunkte auftretenden, negativen Sprunges vertauschen
sich die an die Steuereingänge v1 und v2 gelegten Steuerspannungen, wodurch das
Stromtor 8 geöffnet und das Stromtor 7 geschlossen wird. Die im Speicherkondensator
14 gespeicherte Ladung wird somit durch das Eingangssignal nicht mehr beeinflußt,
wobei die rückgekoppelte Schleife über die Diode 4 und den Eingangstransistor 3
geschlossen wird (Funktion des linearen Tors).
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Die dritte Operation - d. h. die Amplitude-Zeit-Transformation - beginnt
durch das Einschalten des Stromgenerators 17, was durch Zuführen eines Steuereingang
S bewirkt ist. Das kann frühestens gleichzeitig mit dem am Ausgangspunkt e erscheinenden
Spannungssprung geschehen. Infolge des Entladestroms tritt an dem Speicherkondensator
14 eine lineare Spannungsabnahme auf, bis der an den Eingang a2 angelegte Referenzpegel
erreicht wird. Zu diesem Zeitpunkt öffnet sich die Diode 16 und verhindert, daß
der Pegel des Speicherkondensators 14 negativer als der Referenzpegel wird. Das
öffnen der Diode 16 bedeutet zugleich das Ende der Amplitude-Zeit-Transformation.
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Durch Änderung des Referenzpegels kann die Amplitude-Zeit-Transformation
beeinflußt werden, wobei der am Ausgangsanschluß e entstandene Impuls eine Dauer
aufweist, die dem über dem Referenzpegel liegenden Teil des zu messenden Impulses
proportional ist.
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Aus der vorherigen Funktionsbeschreibung ergibt sich, daß bei einer
beliebigen Zahl von Eingängen a1, a2 ... ah anschließend an eine durchgeführte
Messung weitere Signale nicht nur an dem Eingang a1, sondern nach Belieben auf einem
anderen Eingang mit einem anderen Signal durchgeführt werden kann. Es ist auch ersichtlich,
daß zu dieser nächstfolgenden Messung ein neuer, an einen beliebigen Eingang geschalteter
Referenzpegel verwendet werden kann.
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Die erfindungsgemäße Schaltanordnung kann auch zur probeweisen Messung
verwendet werden, wobei einzig und allein die Steuerung der Schaltanordnung unterschiedlich
ist. Zu diesem Zweck wird im Vorbereitungszustand der den Referenzpegel liefernde
Eingang ausgewählt und der zu messende Signaleingang erst zu dem erwünschten Zeitpunkt
der Meßwertprobeentnahme zugeschaltet und für die Dauer der Aufladezeit des Speicherkondensators
14 mit der Schaltanordnung verbunden.
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Diese Variante der erfindungsgemäßen Schaltanordnung kann also auch
im Fall mehrerer Meßkanäle und Referenzspannungen alle drei Funktionen versehen.
Wenn aber die Codierung beispielsweise mit gewichteten Strömen und nicht mit Hilfe
der Amplituden-Zeit-Transformation durchgeführt wird, ist natürlich die letzte Operation
(A/Z-Konversion) überflüssig. Dabei ist die analog gespeicherte Spannung am Ausgang
f vorhanden, bis der Entladestromgenerator 17 eingeschaltet wird.
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Wenn die in F i g. 2 dargestellte Rückkopplungsstufe in der G Grundausführung
der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung gemäß F i g. 1 verwendet ist, wird unabhängig
von der Polarität ebenfalls ein Verstärkungsfaktor von 1 erzielt. Der Ausgang entspricht
genau demjenigen Eingangssignal, das durch das entsprechende Stromtor 7, 8
... 9 ausgewählt
worden ist. Diese Ausführung ist als Abtastschaltung
und als lineares Tor auch dann anwendbar, wenn mehrere Eingänge benötigt werden.
Wenn das der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung angeschlossene Meßsystem eine
große Eingangskapazität aufweist, erweist es sich als zweckmäßig, den Ausgangsanschluß
t der Rückkopplungsstufe 13 zu verwenden.
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Wenn der Ausgang f der erfindungsgemäßen Schaltanordnung unter Ausbildung
einer Analogkopplung mit weiteren Stufen in Verbidnung steht, erweist es sich als
zweckmäßig, die Analogkopplung zur Verbesserung der Stabilität der weiteren Signalverarbeitung
symmetrisch aufzubauen (Driftkompensation). Dies kann dadurch bewirkt werden, daß
in die Emitterleitung aller Eingangstransistoren 1, 3...5 in der zuvor erwähnten
Weise je eine in Durchlaßrichtung angeordnete Diode eingesetzt wird.
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Die Ausführungsformen der Analog-Umschreiberschaltung sind von dem
an sich bekannten Aufbau der Verstärkerstufe 12 und der Stromtore 7, 8
... 9 abhängig.
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In F i g. 4 ist der Aufbau der Stromtore 7, 8 ... 9 dargestellt,
wobei die Tortransistoren eine aus npn-Transistoren aufgebaute ODER-Schaltung bilden.
Zu diesem Zweck sind die einzelnen Steuereingänge v1, v2 ... vk mit den Basisanschlüssen
der mit ihren Emittem an den Stromgenerator 10 gelegten Transistoren verbunden.
Die Kollektoren dieser Transistoren bilden die einzelnen Ausgänge bi, b2
. . . bk der Stromtore. Es ist eine Vorbedingung der Steuerung, daß gleichzeitig
immer nur eine von den Basisanschlüssen eine positive Spanung aufweisen soll.
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In F i g. 5 wurde die Verstärkerstufe 12 durch einen Emitterfolger
verwirklicht. Während der Eingangsanschluß c der Verstärkerstufe 12 an Speisespannung
geführt ist, ist der Eingangsanschluß d über eine Klemmschaltung 19 und eine Pegelversetzung
20 an dem Eingangspunkt eines aus dem npn-Transistor aufgebauten Emitterfolgers
angeschlossen. Der Ausgang des Emitterfolgers bildet den Ausgangsanschluß der Verstärkerstufe
12. Diese Ausführungsform arbeitet zwar mit einer nur durchschnittlich guten Genauigkeit,
ist aber dafür störunanfällig.
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F i g. 6 zeigt eine als Emitterschaltung ausgebildete Verstärkerstufe
12. An den Eingangsanschluß d der Verstärkerstufe 12 ist eine Speisespannung und
an ihren Eingangsanschluß c die Basis der Emitterschaltung angeschlossen. Der Kollektor
ist mit dem Ausgangsanschluß e der Verstärkerstufe 12 verbunden. ; Diese Ausführungsform
zeichnet sich dadurch aus, daß eine ausgezeichnete Meßgenauigkeit erzielt werden
kann.
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In F i g. 7 ist eine als Differenzverstärker ausgebildete Verstärkerstufe
12 dargestellt. An dem Eingangsanschluß c der Verstärkerstufe 12 ist einer der Eingänge
des Differenzverstärkers angeschlossen. Der andere Eingang des Differenzverstärkers
ist an den zweiten Eingangsanschluß d der Verstärkerstufe 12 geschaltet. Der Ausgangsanschluß
e ist direkt oder über einen Emitterfolger 21 an den Kollektor des mit der Basis
an den Eingangsanschluß c angeschlossenen Transistors gelegt. Diese Ausführungsform
sichert auch bei höchsten Anforderungen eine hohe Meßgenauigkeit.
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Zum besseren Verständnis der Funktionsweise der erfindungsgemäßen
Schaltungsanordnung soll im folgenden ein besonderes Ausführungsbeispiel der Erfindung
an Hand von F i g. 8 und 9 erörtert werden. Die in F i g. 8 ersichtliche Schaltungsanordnung
entsteht derart, daß bei einer Anordnung gemäß F i g. 1 die Verstärkerstufe 12 gemäß
F i g. 6 ausgebildet ist und als Rückkopplungsstufe die Schaltung nach F i g. 3
und die Stromtore gemäß F i g. 4 durch an sich bekannte Schaltungen verwirklicht
werden. In dieser beispielsweisen Ausbildung weist die Einheit vier Eingänge a1,
a2, a3, a4 auf. An den ersten Eingang al wird die sich frei ändernde zu messende
Spannung Ui geschaltet. An den zweiten Eingang a2 wird eine sich in der Zeit langsam
ändernde und während der Meßzeit praktisch als konstant betrachtbare Referenzspannung
UR, geschaltet. An den dritten Eingang a wird wieder eine sich frei ändernde zu
messende Spannung U2 und an den vierten Eingang a4 eine zweite Referenzspannung
UR, gelegt.
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An die vier Steuereingänge V1, V2, V3, V4 der Einheit werden logische
bezeichnende Spannungen angeschlossen. Ein beispielsweiser zeitlicher Ablauf der
zu messenden Spannungen, der Referenzspannungen und der logischen Steuersignale
ist in F i g. 9 ersichtlich. In der Anfangslage sind V1, V2, V3 negativ (-6 V) und
V4 im Vergleich zu denselben positiv (-5 V), d. h. der Strom des Stromgenerators
10 wird über dem Emitter-Kollektor-Kreis des Transistors 32 an den gemeinsamen
Punkt b4 des Emitters des Transistors 23 und der Kathode der Diode 22 geleitet,
wobei die drei ähnlichen Anschlußpunkte bi, b2, b3 keinen Strom führen. Demzufolge
sind die Punkte e und f annähernd auf einer Spannung UR2 (etwa -f-1 V).
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Am Anfang der dritten Mikrosekunde (s. F i g. 9) schaltet V4 ins Negative
um, wobei der C9ffnungspegel an V1 angeschlossen wird. Demzufolge fließt der Strom
des Stromgenerators 10 über den Emitter-Kollektor-Weg des Transistors 29 in den
Anschlußpunkt bi. Da in diesem Moment der Wert der Spannung U1 -I-12,5 V beträgt
und am Punkt f nur -I-1 V vorhanden ist, nimmt der Emitter des Transistors
1
den vollständigen Strom des Stromgenerators 10 auf. Die Rückkopplungsschleife
arbeitet in diesem Fall derart, daß der in den Emitter des Transistors 1 eingespeiste
Strom über den Emitter-Kollektor-Kreis des Transistors 1 in die Basis des Transistors
26 fließt und der dadurch stark erhöhte Kollektorstrom des Transistors 26 über die
Diode 27 und den Widerstand 15 den Kondensator 14 in positiver Richtung aufladet.
Wenn der über den Emitterfolgestromkreis 18 mittels des Transistors 11 gemessene
Pegel der Kondensatorspannung sich der an a, vorhandenen Spannung Ui annähert, so
erhält der Transistor 11 über die mit seinem Emitter in Reihe geschaltete Diode
2 einen Strom aus dem Transistor 1. Demzufolge wird der Kollektorstrom desselben
herabgesetzt, wobei durch die Verminderung des Basisstromes des Transistors 26 die
Aufladung verlangsamt wird, und sobald der Punkt f eine dem Momentanwert (-I-12,5
V) des Ui entsprechende Spannung erreicht, wird die Aufladung vollständig unterbrochen.
Dieser Vorgang erfolgt im Vergleich zu dem Zeitmaßstab gemäß F i g. 9 verhältnismäßig
rasch. Demzufolge wurde in F i g. 9 derselbe derart dargestellt, daß am Anfang des
an den Eingang V1 geleiteten öffnungsimpulses der Speicherkondensator 14 und ebenso
auch die Punkte e und f zur Probeentnahme aus Ul sofort auf den Momentanwert Ui
aufgeladen werden.
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Am Ende der dritten Mikrosekunde (s. F i g. 9)
schaltet
V1 ins Negative um und erhält V2 den öffnungspegel. Demzufolge schaltet der bisher
zu dem Anschlußpunkt b1 fließende Strom auf den Punkt b2 um. An den Punkt a2 ist
die im vorliegenden Beispiel eine Spannung von -I-4 V aufweisende Referenzspannung
Uri angeschlossen, wobei der Punkt f und somit die Basis des Transistors
11 eine Spannung von -±-12,5 V erhält. Demgemäß fließt der gesamte Strom des Spannungsgenerators
10 über die Diode 4 an den Emitter des Transistors 11 und von hier aus über den
Kollektor des Transistors 11 an den Punkt d, welcher in diesem Fall an die Speisespannung
angeschlossen ist. Da der Transistor 11 den gesamten von Punkt b2 hergeleiteten
Strom übernimmt, erhält der Emitter des Transistors 3 ein positives Potential, und
der Transistor 3 schaltet ab. Demzufolge schaltet auch Transistor 26 ab, wobei die
Diode 25 die Basis des Transistors 26 gegen eine Sperrspannung schützt. Alsbald
der Transistor 26 abgeschaltet ist, entsteht am Kollektor ein negativer Sprung (s.
den Punkt e am Ende der dritten Mikrosekunde), wodurch auch die Diode 27 gesperrt
wird. Wird kein Öffnungssignal an den Eingang S zugeführt und wird demzufolge der
Entladungsgenerator 17 nicht eingeschaltet, so kann dieser Zustand - falls ideale
Elemente vorausgesetzt werden - beliebig laug aufrechterhalten werden (analoge Speicherung).
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Bei dem obigen Beispiel wird auch eine Amplituden-Zeit-Transformation.-durchgeführt,
wobei gleichzeitig mit dem negativen Sprung in Punkt e auch der Entladungsgenerator
17--eingeschaltet wird. Demzufolge verliert der Kondensator 14 linear seine Ladung,
wobei am Punkt f eine ins Negative verlaufende Sägespannung entsteht. Sobald die
Spannung des Transistors 11 so weit abgesunken ist, daß sich die an dem Punkt a2
auftretende Spannung UR, (-I-4 V) nähert, so öffnet Transistor 3, dessen Kollektorstrom
wiederum den Transistor 26 öffnet. Das öffnen des Transistors 26 bedingt einen positiven
Spannungssprung an seinem Kollektor (s. den Punkt e am Ende von 12 sec), wodurch
die Diode 27 öffnet und verhindert, daß der Pegel des Speicherkondensators 14 unterhalb
des Wertes der Spannung UR, (-I-4 V) herabsinkt. Der positive Spannungssprung am
Punkt e am Ende von 12 ,sec bedeutet das Ende der Amplituden-Zeit-Konversion. Die
Zeitdauer T, zwischen den am Punkt e entstehenden negativen und positiven Sprüngen
ist proportional der Spannungsabweichung, die im Moment der Probeentnahme zwischen
den Spannungen U, und UR, entsteht, d. h. T1 = k
(U, - UR,).
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Ein weiteres Ereignis erfolgt am Ende von 16 ,sec. Zu diesem Zeitpunkt
erhält V2 einen Sperrpegel und V3 einen Öffnungspegel. Der Strom des Stromgenerators
10 fließt nun über den Emitter-Kollektor-Weg des Transistors 31 an den Eiritter
des Transistors 5. Dabei weist dem Momentanwert U2 entsprechend die Basis des Transistors
5 (Eingang a3) eine Spannung von -I-7,5 V auf und der Punkt f zeigt eine Spannung
UR,, d. h. -f-4 V. Demzufolge sind der Transistor 11 und die Diode 6 gesperrt. Da
über den Emitter-Kollektor-Weg des Transistors 5 der gesamte Strom des Stromgenerators
an die Basis des Transistors 26 herangeführt wird, ladet der Transistor 26 über
die offene Diode 27 den Kondensator 14 sehr schnell auf. Wenn der Pegel der Kondensatorspannung
sich dem Momentanwert U2 annähert, öffnet der Transistor 11 über die Diode 6 und
erhält Strom über den Emitter des Transistors 5. Gleichzeitig vermindert sich der
Basisstrom des Transistors 26, so daß sich auch der Ladestrom und somit die Aufladegeschwindigkeit
des Kondensators 14 vermindert. Sobald am Punkt feine dem Momentanwert U2 entsprechende
Spannung auftritt, wird die Aufladung des Kondensators beendet. Gemäß F i g. 9 gelangen
am Anfang der 16. Mikrosekunde die Punkte e und f auf einen Pegel entsprechend dem
Wert von U2 (Probeentnahme aus U2).
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Am Ende der 17. Mikrosekunde wird V3 gesperrt und V4 geöffnet. Demzufolge
fließt der gesamte Strom des Stromgenerators über b4 und über die Diode 22 an den
Emitter des Transistors 11, wobei wegen dem Auftreten eines Spannungswertes von
UR2 (-I-1 V) an der Basis Transistor 23 sperrt. Die Basis des Transistors 11 weist
dabei eine Spannung von -I-7,5 V auf. Infolge des Sperrens des Transistors 23 wird
auch der Transistor 26 gesperrt, wobei ein negativer Sprung am Ausgangspunkte am
Ende der 17. Mikrosekunde eintritt und auch die Diode 27 gesperrt wird. Falls der
Entladungsgenerator 17 nicht eingeschaltet wäre, könnte der Momentanwert U2 beliebig
lang gespeichert werden (analoge Speicherung). Auch in diesem Fall wird eine Amplituden-Zeit-Konversion
vorgenommen, d. h., der Entladungsgenerator 17 wird wieder eingeschaltet, und zwar
gleichzeitig mit dem negativen Sprung am Punkt e. Infolge der konstanten Entladung
nimmt die Spannung am Kondensator 14 linear ab, und die Sägezahnspannung fällt in
den negativen Bereich. Wird die Basisspannung des Transistors 11 - d. h. die Spannung
des Punktes f -derart herabgesetzt, daß dieselbe sich dem Pegel der an den Punkt
a4 geschalteten Referenzspannung (-I-1 V) annähert, so öffnet der Transistor 23
und damit mit Hilfe seines Kollektorstroms ebenfalls der Transistor 26. Das Öffnen
des Transistors 26 wird durch einen positiven Sprung an seinem Kollektor angezeigt
(s. Punkte e am Ende der 24. Mikrosekunde). Durch diesen positiven Sprung, welcher
zugleich das Ende der Konversion bedeutet, öffnet die Diode 27 und hält im weiteren
den Speicherkondensator auf einer Referenzspannung UR.. Die Zeitdauer T." welche
zwischen dem Erscheinen des negativen Sprunges am Punkt e am Ende der 17. Mikrosekunde
und des positiven Sprunges am Ende der 24. Mikrosekunde verläuft, ist proportional
zu derjenigen Spannungsdifferenz, welche im Moment der Probeentnahme zwischen den
Spannungen U2 und UR2 besteht. Demzufolge ist T2 = k/ U2-UR2, wobei k den
Konversionsfaktor bedeutet, der im vorliegenden Beispiel etwa 1 @usec/V beträgt.
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Da auch die Ausgangslage eben diejenige war, daß das System auf einem
Referenzpegel UR, stand, ist der als Beispiel erörterte Meßzyklus damit beendet.
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Es sei noch erwähnt, daß die in die Emitterkreise der Transistoren
1, 3, 5 und 23 eingezeichneten Dioden eine Driftkompensation ausführen und die Emitter-Basis-Dioden
dieser Transistoren gegen Sperrspannungen schützen. Es wird ferner noch erwähnt,
daß in der vorangeführten Beschreibung der Basisstrom und die Wirkung der Spannungen
auf einzelnen offenen Dioden nicht in Betracht gezogen sind, da dieselben die Wirkungsweise
der Schaltung nicht wesentlich beeinträchtigen.
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Die beschriebene Betriebsart ist die allgemeinste und äußerst zusammengesetzte
Wirkungsweise, nämlich in diesem Fall werden auf mehrere Eingänge
(a1,
a3) zu messende Spannungen Ui, U2 geschaltet und diese müssen durch Probeentnahme
in zeitmultiplexer Art bestimmt werden, wobei die auf die übrigen Eingänge geschalteten
Referenzspannungen UR, und UR2 in Betracht genommen werden müssen. Aus der ausführlichen
Beschreibung ist klar ersichtlich, daß zu einem beliebigen Eingang ein beliebiger
anderer Eingang als Referenzeingang zugeordnet werden kann. Demzufolge kann ein
beliebiger Eingang als Meß- oder Referenzeingang betrachtet werden.
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Die durch die Schaltung ausgeführten Vorgänge sind die folgenden:
Zeitmultiplexe Probeentnahme bzw. lineare Betätigung der Tore, analoge Speicherung
sowie Komparation am Ende der Amplituden-Zeit-Konversion. Alle drei Vorgänge werden
durch dieselbe rückgekoppelte Verstärkerschleife durchgeführt, Die Verstärkerschleife
ist derart ausgebildet, daß sie nur eine einzige Ausgangsstufe enthält, an welche
mehrere Eingangsstufen angeschlossen werden können, von denen zu einem beliebigen
Zeitpunkt jeweils nur eine einzige wirksam ist, und zwar diejenige, welche durch
die an die Eingangsglieder angeschlossenen Stromtore aktivisiert ist. Die Ausgangsstufe
- d. h. die Ausgangshalbschleife - fängt im vorliegenden Beispiel im. Punkt c an
und läuft über den Basis-Kollektor-Kreis des Transistors 26, durch die Diode 27,
durch den Emitterstromkreis 18, durch den Basis-Emitter-Kreis des Transistors 11
und endet am Emitter des Transistors 11. Die Eingangsglieder - d. h. die
Eingangshalbschleifen - sind zwischen dem Punkt c und dem Emitter des Transistors
11 geschaltet. Eine Eingangshalbschleife fängt am Emitterpunkt des Transistors
11 an und führt über eine im Durchlaßsinn des Transistors geschaltete leitende Diode
und von dort über den Emitter-Kollektor-Weg eines Eingangstransistors zum Punkt
c.
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Die in den Figuren angewendeten Bezeichnungen UT+ und UT_ bedeuten
die positiven oder negativen Speisespannungen, die zur Einstellung der Arbeitspunkte
der Stromkreise gebraucht werden.
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Es soll bemerkt werden, daß die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung
gleicherweise aufgebaut werden kann, wenn die npn-Transistoren mit pnp-, die pnp-Transistoren
mit npn-Transistoren vertauscht und die Dioden und die Speisespannungen mit umgekehrter
Polarität angewendet werden,