DE1277946B

DE1277946B - Schaltung fuer die selektive Verstaerkung oder Erzeugung von hochfrequenten Schwingungen

Info

Publication number: DE1277946B
Application number: DEN27471A
Authority: DE
Inventors: Johannes Wilhelmus Ma Adrianus; Wilhelmus Antonius Jo Zwijssen
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1964-10-15
Filing date: 1965-10-12
Publication date: 1968-09-19
Also published as: ES318421A1; BE670890A; GB1119708A; US3453553A; JPS4927991B1

Description

BUNDESREPUBLIK DEUTSCHLAND

DEUTSCHES

PATENTAMT

AUSLEGESCHRIFT

Int. Cl.:

H03f

H03b

Deutsche Kl.: 21 a4 - 29/02

Nummer: 1277 946

Aktenzeichen: P 12 77 946.3-35 (N 27471)

Anmeldetag: 12. Oktober 1965

Auslegetag: 19. September 1968

Die Erfindung betrifft eine Schaltung mit wenigstens zwei Transistoren, bei der die Kollektorelektrode des ersten Transistors mit der Basiselektrode des zweiten Transistors verbunden ist und zwischen wenigstens einer der übrigen Elektroden des zweiten Transistors und der des ersten Transistors eine phasendrehende Rückkopplung angebracht ist. Sie betrifft insbesondere eine Schaltung, mittels deren elektrische Signale selektiv verstärkt bzw. erzeugt werden können, ohne daß dabei abgestimmte Kreise benutzt werden. Sie öffnet dabei einerseits die Möglichkeit, Induktivitäten zu vermeiden, so daß sie sich besonders dazu eignet, in Halbleitertechnik (als integrierte Schaltung, Reststoffkreis) ausgebildet zu werden, wobei die Verwendung von Induktivitäten stets Schwierigkeiten bereitet, und andrerseits in einfacher, jedoch gut reproduzierbarer Weise die Resonanzfrequenz bzw. Resonanzschärfe zu ändern.

Röhrenschaltungen mit RC-Rückkopplung sind bekanntlich im allgemeinen besonders empfindlich für Temperatur- bzw. Speisespannungsänderungen. Obwohl bekanntlich Transistoren eine noch beträchtlich größere Empfindlichkeit Tür Änderungen der Umgebungstemperatur aufweisen, hat es sich trotzdem mit einer Schaltung nach der Erfindung als möglich erwiesen, einen Verstärker mit hoher Selektivität zu verwirklichen, bei dem Änderungen der Speisespannung und der Umgebungstemperatur sehr wenig Einfluß auf die Frequenz bzw. die Selektivität des Verstärkers haben. Die Erfindung weist das Kennzeichen auf, daß der Kollektorkreis des ersten Transistors die Reihenschaltung wenigstens zweier in der Vorwärtsrichtung polarisierter Halbleiterdioden enthält und mit dieser Reihenschaltung derart phasendrehende Elemente verbunden sind, daß bei einer bestimmten Frequenz die Phasendrehung von der Kollektorelektrode des ersten Transistors zur Basiselektrode des zweiten Transistors und die der phasendrehenden Rückkopplung gleich, aber von entgegengesetztem Vorzeichen sind, und daß das Produkt der Verstärkung und der Rückkopplung wenigstens nahezu gleich 1 ist.

Der Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, daß durch eine solche Schaltweise, bei der die Gleichströme durch den ersten Transistor und durch die Dioden praktisch gleich sind, erreicht wird, daß auch der am Emittereingang des Transistors bzw. an jeder Diode gemessene Differentialwiderstand gleich ist. Aus der Berechnung ergibt sich dann, daß die Selektivität der Schaltung unabhängig von der Größe dieser Widerstände werden kann, so daß keine unerwünschteil Verzerrungen bzw. Selbstschwingen der Schaltung zu befürchten ist. Weiterhin ist es in einfacher Weise Schaltung für die selektive Verstärkung oder
Erzeugung von hochfrequenten Schwingungen

Anmelder:

N. V. Philips' Gloeilampenfabrieken, Eindhoven

(Niederlande)

Vertreter:

Dipl.-Ing. E. E. Walther, Patentanwalt,

2000 Hamburg, Mönckebergstr. 7

Als Erfinder benannt:

Adrianus Johannes Wilhelmus Marie van

Overbeek,

Wilhelmus Antonius Joseph Marie Zwijssen,

Eindhoven (Niederlande)

Beanspruchte Priorität:

Niederlande vom 15. Oktober 1964 (6411980),
vom 13. Februar 1965 (65 01839)

möglich, die Resonanzfrequenz der Schaltung zu stabilisieren, wie es nachfolgend näher erläutert wird. Auch läßt sich in einfacher Weise diese Resonanzfrequenz ändern, und zwar derart, daß für eine Anzahl gleichartiger Schaltungen ihre Resonanzfrequenzen gleichzeitig mittels nur eines veränderlichen Widerstandes geändert werden.

Die Erfindung wird an Hand der Zeichnungen beispielsweise näher erläutert. Es zeigt

F i g. 1 ein Schema einer Schaltung nach der Erfindung und

F i g. 2 ihr Ersatzschema,

F i g. 3, 4 und 5 Schaltungen zur Erläuterung der F i g. 1,

F i g. 6 ein näher ausgearbeitetes Ausführungsbeispiel der Fig. 1,

F i g. 7 ein weiteres Ausfuhrungsbeispiel einer Schaltung nach der Erfindung,

F i g. 8 eine Anwendung der F i g. 7,

Fig. 9, 10 und 13 Abarten der Fig. 7,

Fig. 11 wieder ein anderes Ausführungsbeispiel einer Schaltung nach der Erfindung,

Fig. 12 eine Abart der F i g. 11,

Fig. 14, 15 und 19 weitere Anwendungen der F i g. 6 bzw. der F i g. 7,

F i g. 16 eine Abart der F i g. 1,

809 617/1M

Fig. 17 eine Anwendung der Fi g. 1,

F i g. 18 eine Ausführungsform eines veränderlichen Widerstandes zur Verwendung in Schaltungen nach der Erfindung und

F i g. 20 bis 22 Varianten der F i g. 1 für eine feste Abstimmfrequenz und größere Signale.

Die in F i g. 1 dargestellte Verstärkerschaltung nach der Erfindung enthält einen Grenzschichttransistor T₁, in dessen Kollektorkreis die Reihenschaltung von in der Vorwärtsrichtung polarisierten Dioden D₁ und D₂ und ein Widerstand .R₅ liegt und parallel zu dieser Reihenschaltung ein Kondensator C₅, und ferner einen Grenzschichttransistor T₂, dessen Basiselektrode mit der Kollektorelektrode des Transistors T₁ und dessen Emitterelektrode über einen Kondensator C mit der Emitterelektrode des Transistors T₁ verbunden ist.

Fig.2 zeigt das Ersatzschema dieser Schaltung, wobei vorausgesetzt ist, daß die Emitterreihenwiderstände R₁ und R₂ aus F i g. 1 so groß sind, daß ihr Einfluß vernachlässigbar ist, daß das Basispotentiometer A₃, R₄. für Signalschwingungen mittels des Kondensators C₂ entkoppelt ist, daß der Widerstand R₅ auf einen Wert gleich dem Doppelten des Emittereingangswiderstandes (= der reziproken Steilheit) des Transistors T₂ eingestellt ist (dieser Widerstand ist bei hoher Gleichstromeinstellung des Transistors T₂ als eine Konstante zu betrachten), daß der Basiswechselstrom des Transistors T₂ gegenüber dem Kollektorwechselstrom des Transistors T₁ vernachlässigbar ist und das der Emittereingangswiderstand des Transistors T₁ gleich dem inneren Widerstand R₀ der Dioden D₁ bzw. D₂ ist, was der Fall ist, wenn die Dioden D₁ und D₂ und der Transistor T₁ sich auf gleicher Temperatur befinden und bei gleichem Gleichstrom betrieben werden, z. B. wenn sie als »Feststoffkreis« ausgebildet sind.

Der verstärkende Grenzschichttransistor T₁ mit hohem Kollektor-Basis-Stromverstärkungsgrad hat widerstand R₀, und die reziproke Steilheit des Transistors T₂ ist gleich dem halben Widerstand R₅. Es ergibt sich also

U₁-U₂= —1

wobei

Z₁= R₀ +

ist.

^{Da dieser}

sich für U₂:

^{Strom auch den} ^{des Transistors} T₁

U₂ = i₀- Z₅

JO)C

Widerstand Z₅ im durchfließt, ergibt

Aus den Gleichungen (4) und (5) erhält man

U₁

1 -

Z₁

Setzt man in Gleichung (6) die angegebenen Werte für Z₁ und Z₅ ein, so ergibt sich

U₂

AC

+3 /1 +

Tc"

ω₀ errechnet sich dabei aus der Gleichung

COq

(C + AC).

Diese Frequenz ist der geometrische Mittelwert der Frequenzen, bei denen bei der Impedanz Z₁

eine Kollektorimpedanz, die aus den parallelgeschal- 40 bzw. Z_s der Realteil der Impedanz gleich ihrem

teten Kreisen C₅ und D₁ -D₂-R₅ besteht. Der Kondensator C₅ hat dabei einen Wert

C +AC

2
Es gilt dann die folgende Gleichung (vgl. F i g. 2):

U₁ + M₆₁ + U_c - H₆₂ - M₂ = 0 . (1)

Imaginärteil ist. Bei dieser Frequenz wird die Kollektorspannung M₂ des Transistors T₁ durch die Kollektorimpedanz Z₅ gegenüber dem Kollektorstrom im gleichen Maße, aber in entgegengesetzter Richtung, in der Phase gedreht, wie die über den Emitter des Transistors T₂ auf den Emitter des Transistors T₁ rückgekoppelte Spannung U₆₁, so daß sich die Phasendrehungen im geschlossenen Kreis aufheben und das Produkt aus Verstärkung und Rückkopplung we-

Da nahezu der gesamte Emitterwechselstrom des

Transistors T₁ über den Kondensator C in den Tran- 50 nigstens nahezu gleich 1 ist. sistor T₂ hineinfließt, müssen beide Emitterwechsel- Bei Frequenzen ω₀ ± Δω, wobei

ströme gleich groß sein, so daß die Beziehung

Si u_bl — —S₂ M₆₂ — ί'ο (2)

erfüllt ist, wobei S₁ bzw. S₂ die Steilheit (reziproker Emittereingangswiderstand) der Transistoren T₁ bzw. T₂ sind und /₀ der Emitterwechselstrom ist. Damit läßt sich die Gleichung (1) umschreiben in

S₁

Δω

AC

IC

ist, ist das Signal um den Faktor fl kleiner als der

= Q wird daher nach-

Maximalwert. Der Wert

2/1 m

«1 + V" ^u*i +

"M

U₁-U₂= - S₁ W₆₁ — + —

JO)C

Nun ist die reziproke Steilheit (= Emittereingangswidersiand) des Transistors T₁ gleich dem Diodenfolgend als Kreisgüte bezeichnet. —

(3 a) 60 Die Besonderheit der Schaltung, welche offensichtlich als Resonanzkreis arbeitet, besteht darin, daß Q nicht von den Werten von R₀ oder R₅, sondern

nur vom Verhältnis -r^ abhängt, daß Q also unab-

/J O

(3) 65 hängig von der Temperatur oder der Stromeinstellung des Transistors T₁ gemacht werden kann. Ein konstanter Wert von Q bedeutet, daß die Gefahr von unerwünschtem Selbstschwingen vermieden ist.

Wird andererseits AC negativ gewählt, so wird die Schaltung selbstschwingend, wobei das Produkt aus der Verstärkung und dem Rückkopplungsfaktor wieder unabhängig von Temperatur und Speisespannungsänderung ist, so daß eine Schwingung erzeugt werden kann, die bei jeder Einstellung der erzeugten Frequenz praktisch frei von Verzerrungen ist. Auch läßt sich die Frequenz ω₀ in einfacher Weise durch Einstellung von R₀ einstellen. Dies kann durch Regelung des Gleichstromes durch T₁, D₁ und D₂ erfolgen. Der Widerstand R₅ dient dabei zum Ausgleich des Einflusses des Emitterwiderstandes des Transistors T₂. Da der Widerstand R₂ nicht veränderlich ist, kann auch R₅ ein fester Widerstand sein.

Im allgemeinen werden der Differential widerstand in der Vorwärtsrichtung einer idealen Halbleiterdiode als auch der Emitterdifferentialwiderstand eines Transistors gegeben durch die Gleichung

R₀ =

KT

20

wobei R₀ diesen Differentialwiderstand, K die Konstante von Boltzmann, Γ die absolute Temperatur, q die Ladung des Elektrons, / den Gleichstrom und /₀ den Ableitungsstrom im Sperrzustand darstellt, welch letzterer in sehr vielen Fällen gegenüber / verschwindend klein ist. Wenn neben einer konstanten Selektivität, bzw. Kreisgüte Q der Schaltung eine konstante Resonanzfrequenz gewünscht wird, so muß R₀ noch stabilisiert werden. Es ist einleuchtend, daß jRq nur als Funktion der Temperatur konstant gehalten werden kann, wenn / in proportionalem Verhältnis zur Temperatur zunimmt. Dies kann bewirkt werden, wenn man vom Umstand Gebrauch macht, daß die Gleichspannung an einer Halbleiterdiode, bei konstantem Strom gemessen, bei Erhöhung der Temperatur abnimmt. Werden also nach den F i g.3 und 4 in Reihe mit der Diode bzw. in den Emitter-Basis-Kreis des Transistors ein Widerstand R und eine temperaturunabhängige Gleichspannungsquelle Fangebracht, so wird bei Erhöhung der Temperatur die Gleichspannung am Widerstand zunehmen und der Gleichstrom durch diesen Widerstand gleichfalls. Bei richtiger Wahl der Spannung V der Gleichspannungsquelle wird die Vergrößerung des Gleichstromes durch den Widerstand JR gerade proportional zur Absoluttemperatur T sein. Hierdurch wird gemäß der soeben gegebenen Formel der Differentialwiderstand R₀ nahezu unabhängig von der Temperatur über einen in der Praxis ausreichend großen Temperaturbereich. Die erwähnte Spannung ist dazu nahezu gleich dem sogenannten »Bandabstand« des verwendeten Halbleitermaterials (für Silicium = 1,2 V). Ist die Spannung der Gleichspannungsquelle nicht völlig unabhängig von der Temperatur, wie es z. B. mit der Spannung einer Zenerdiode bzw. einer Batterie der Fall ist, so kann dennoch für die Gleichspannung V ein solcher Wert gewählt werden, daß die Temperaturabhängigkeit der Gleichspannungsquelle mit ausgeglichen und R₀ nahezu unabhängig von der Temperatur wird. Man kann nach F i g. 5 in gleicher Weise diesen Gleichstrom durch andere Dioden oder Transistoren fließen lassen, deren Weqhselstromwiderstand dann gleichfalls unabhängig von der Temperatur wird, solange ihre Temperatur nahezu gleich der des Steuertransistors ist. Der Transistor T₃ in diesen Figuren ist dabei in ähnlicher Weise geschaltet wie der Transistor T₁ der F i g. 4 und wird daher als hochohmige Stromquelle mit einem solchen temperaturabhängigen Kollektorstrom funktionieren, daß der Differentialwiderstand der Reihendiode D bzw. des Transistors T wieder unabhängig von der Umgebungstemperatur bzw. der Kollektorspeisespannung wird.

Da sowohl R₁ als auch R₂ der F i g. 1 sich störend auf die Resonanzerscheinung auswirken (dieser Effekt kann gewünschtenfalls dadurch ausgeglichen werden, daß der Widerstand R₅ höher als das Doppelte des Emittereingangswiderstandes des Transistors T₂ gewählt wird), kann man .R₁ und Ii₂ durch Gleichstromquellen mit hoher innerer Wechselstromimpedanz ersetzen. Dies ist in F i g. 6 dargestellt. Die Transistoren T₃ und T₄ enthalten in ihren Emitterzuleitungen die Widerstände .R₁' bzw. R₂. Ihre Basiselektroden sind über die Gleichspannungsquelle V an Erde gelegt. Diese Gleichspannungsquelle ist derart gewählt, daß der innere Emitterwiderstand der Transistoren T₃ und T₄. bei Temperaturändefurigen konstant bleibt. Wenn die Temperatur der Transistoren 7} und T₂ sich in gleicher Weise ändert wie die der Transistoren T₃ und T₄, werden auch die Emittereingangswiderstände dieser Transistoren als auch die inneren Widerstände der Dioden D₁ und D₂, welche als Belastung des Transistors T₁ verwendet werden, unabhängig von der Temperatur sein. Die Kollektorelektroden der Transistoren T₃ und T₄ haben eine so niedrige Admittanz, daß sie die Wirkung der Resonanzerscheinung nicht stören.

In F i g. 6 sind noch einige Abweichungen gegenüber F i g. 1 angebracht. Die Signalenergie v\ wird in der Leitung zwischen der Kollektorelektrode des Transistors T₁ und dem Emitterverstärker T₂ zugeführt. Dies bietet den Vorteil, daß der Verstärkungsgrad höher und das Signal-Rausch-Verhältnis günstiger ist, als wenn die Signalenergie an anderen Punkten zugeführt wird, z. B. zwischen Erde und der Basiselektrode des Transistors T₂ bzw. zwischen Erde und einer der Emitterelektroden. Im allgemeinen erwies es sich zum Erzielen eines hohen Signal-Rausch-Verhältnisses am günstigsten, die Signalquelle v\ an einem willkürlichen Punkt der Schleife aufzunehmen, die von der Verbindung von der Kollektorelektrode des Transistors T₁ zur Basiselektrode des Transistors T₂ und von dessen Emitterelektrode zurück zur Emitterelektrode des Transistors T₁ gebildet wird, statt die Quelle υ\ einseitig an Erde zu legen. Die Quelle v\ hat dabei vorzugsweise einen geringen, gegebenenfalls angepaßten inneren Widerstand.

Es ergibt sich, daß die Schaltung nach F i g. 6 sich für die Quelle v\ wie ein Reihenresonanzkreis mit hoher Kreisgüte verhält. Ersetzt man daher die Quelle v\ durch einen Transformator, dessen Sekundärwicklung auf die dargestellte Weise geschaltet ist, so wird zwischen den Klemmen der Primärwicklung. eine Impedanz mit dem Charakter eines Reihenresonanzkreises mit hoher Kreisgüte gemessen. Solche Impedanzen sind für Fernsprechfilter besonders brauchbar. Die gleiche Eigenschaft wird vorgefunden, wenn z. B. in Reihe mit dem Kondensator C der F i g. 1, 6 oder 9 gemessen wird und auch für die Quelle V₁ der Fig. 1.

Dem Transistor T₂ ist ein zusätzlicher Transistor T₂ vorgeschaltet, dessen Emitterelektrode mit der Basiselektrode des Transistors T₂ verbunden ist. Die Transistoren T₂' und T₂ bilden daher einen Korn-

binationstransistor mit scheinbar erhöhtem Basis-Kollektorstrom-Verstärkungsgrad. Hierdurch wird die Belastung des Transistors T₂ auf die Parallelschaltung der Kreise D₁, D₂, ^s und C₅ weniger störend.

Die Diode D₂ wird vom Emitter-Basis-Weg eines Transistors "ζ gebildet. Dies bietet den Vorteil, daß in der Kollektorleitung des Transistors T₅ eine Impedanz Z₀ angebracht werden kann, die als Widerstand oder als mehrere in Reihe liegende Dioden ausgebildet sein kann und der eine Ausgangsspannung v₀ entnommen werden kann. Die Rückwirkung dieser Spannung auf die Resonanzschaltung kann herabgesetzt werden und t7₀ kann viel größer sein als die Spannung an einem willkürlichen anderen Punkt der Schaltung. Eine Ausgangsspannung kann auch der Impedanz Z₀ im Kollektorkreis des Transistors T₂ entnommen werden, wobei gleichfalls der Vorteil einer geringen Rückwirkung auf die Resonanzerscheinung besteht.

Schließlich sei darauf hingewiesen, daß auch für die Diode D₁ gewünschtenfalls ein Transistor verwendbar ist, dessen Kollektorelektrode mit der Basiselektrode verbunden ist. Dies bietet den Vorteil, daß die Hochfrequenzeigenschaften dieser Diode durch gleiche Wahl denen des Transistors T₁ ähnlich sein werden.

Bei einer Ausführungsform der Erfindung wurden als Transistoren experimentelle Silicium-npn-Typ-Transistoren verwendet, die zur Anwendung bei hoher Frequenz (100 MHz) geeignet sind. Die Siliciumdioden D₁ und D₂ waren auf demselben Halbleiterkristaü angebracht. Die Quelle V lieferte etwa 1,4 V Gleichspannung. Der Gleichstrom durch den Transistor T₁ wurde durch Regelung des Widerstandes jR, von 50 [jA bis 0,5 mA geändert. Der Gleichstrom durch den Transistor T₂ betrug 3 mA. Der Widerstand K₅ betrug etwa 20 Ohm. Die Größe des Kondensators C betrug etwa 10~⁹ Farad. Die Schaltung war in Resonanz bei Frequenzen von etwa 280 kHz bis etwa 2 MHz entsprechend dem eingestellten Gleichstrom durch den Transistor 7^, wobei für Q leicht ein Wert 100 erreicht werden konnte.

Eine Ausführungsform der Erfindung, bei der der Widerstand R₅ fehlt, ist in F i g. 7 dargestellt. Der Gleichstrom durch den Widerstand Ri wird hier in zwej Ströme durch die Widerstände K₁₁ und A₁₂ geteilt. Wenn diese Ströme gleich sind, sind auch die Emittereingangswiderstände R₀ der Transistoren T₁ und T₂ gleich, vorausgesetzt, daß diese Transistoren gleich sind. Man kann nun vier Dioden D₁, D₂, D₃ und D₄ in Reihe in den Kollektorkreis des Transistors T₁ einschalten, um eine Resonanzfrequenz Cj₀ = ¹I₂R₀C zu erreichen. In der Schaltung nach dieser Figur ist C₅ etwas größer als ' ₂ C gewählt.

Die Schaltung bietet den Vorteil, daß auch die Änderungen des Eingangswiderstandes des Transistors T₂ mit der Temperatur (in F i g. 2 als die

Konstante -^- dargestellt) ausgeglichen werden, so

daß über einen breiten Abstimmbereich (Änderung von Ri) eine hohe Resonanzschärfe bzw. eine hohe Kreisgüte Q erreicht werden kann, ohne daß die Stabilität der Schaltung gefährdet wird. Ferner kann es vorteilhaft sein, daß der Transistor T₂ bei einem niedrigeren Gleichstrom als in F i g. 1 betrieben werden kann.

Es ist nicht durchaus notwendig, daß die Widerstände R₁₁ und K₁₂ gleich sind oder daß die Zahl der Dioden D₁, D₂, D₃, D₄ genau vier beträgt. Sind ungleiche Widerstände K₁₁ und K₁₂ gewählt, so muß auch C₅ nicht mehr gleich ¹J₂C gewählt werden. In allen Fällen kann ein Widerstand K₄ parallel zu einer oder mehreren Dioden, gegebenenfalls in Reihe mit einem großen Kondensator, geschaltet werden, womit ein abstimmbarer Resonanzkreis simuliert wird, dessen Bandbreite über einen großen Abstimmbereich nahezu konstant bleibt. Man kann auch dadurch Lösungen erreichen, daß z. B. C₅ etwas größer als 2 C gewählt als auch der Widerstand K₄ hinzugefügt wird. In diesem Falle ist die Bandbreite bei niedrigen Frequenzen nahezu konstant, während bei hohen Frequenzen der Faktor β konstant ist, d.h., daß die Bandbreite in proportionalem Verhältnis zur Resonanzfrequenz zunimmt. Ein solcher Widerstand K₄ ist in Fi g. 7 in gestrichelter Linie dargestellt.

Eine der interessanten Eigenschaften von Schaltungen nach der Erfindung ist, daß mittels eines einzigen veränderlichen Widerstandes mehrere Resonanzschaltungen gleichzeitig abstimmbar sind. Der linke Teil der Schaltung nach F i g. 8 entspricht dem der F i g. 7; der rechte Teil (in dem entsprechende Bezugszeichen mit Indexstrichen versehen sind) besitzt die gleichen Schaltelemente wie in F i g. 7 und hat den veränderlichen Widerstand K₁ gemeinsam mit dem linken Teil. Der Wert dieser Schaltelemente ist aber derart gewählt, daß die Resonanzfrequenzen des linken bzw. des rechten Teiles etwas verschieden sind. Parallel zu den Widerständen K₁₁ und K[₂ der F i g. 8 sind ferner Widerstände R₁₃ bzw. K₁₄ geschaltet. Eine kleine prozentuelle Abweichung der Widerstandswerte von Ki₁ und K/₂ gegenüber K₁₁ und K₁₂ ergibt eine gleiche prozentuelle Abweichung der Frequenz der zugeordneten Resonanzschaltung. Ein kleiner zusätzlicher Strom, der nicht vom Widerstand K₁ geregelt wird, ergibt einen konstanten Frequenzunterschied zwischen den beiden Resonanzschaltungen, unabhängig von der Abstimmfrequenz. Ein solcher Strom wird über die Widerstände K₁₃ und K₁₄ der F i g. 8 zu den Emitterelektroden der Transistoren T₃' und T₄ geleitet.

Letztere Eigenschaft ist besonders nützlich, wenn die Schaltung nach der Erfindung für einen überlagerungsempfänger verwendet wird. In diesem Falle kann man eine der beiden Hälften der F i g. 8 schwingen lassen. Dieses schwingen kann z. B. dadurch erreicht werden, daß IC in F i g. 1 negativ gemacht wird. Die Resonanzfrequenzen einer nicht oszillierenden und einer oszillierenden Resonanzschaltung können nach dem vorhergehenden Absatz einen konstanten Unterschied aufweisen, unabhängig vom Wert von K₁ und daher auch von der Größe der Schwingungsfrequenzen. In F i g. 8 kann z. B. der linke Teil eine abgestimmte Resonanzschaltung nach F i g. 7 mit IC positiv darstellen, welche also als Verstärker verwendbar ist. und der rechte Teil kann eine gleichartige Schaltung mit IC etwas negativ darstellen, welche also selbstschwingend ist. Mittels der Widerstände K₁₃ und K₁₄ wird erreicht, daß die Resonanzfrequenz und die Schwingungsfrequenz bei Änderung von K₁ einen konstanten Unterschied behalten. Antennensignale, die im linken Teil der Schaltung verstärkt werden, können darauf in bekannter Weise mit den vom rechten Teil der Schaltung erzeugten Schwingungen gemischt werden, worauf die entstandenen Zwischenfrequenzschvvingungen ausgesiebt und weiter verarbeitet werden.

9 10

Es sind neben den bereits erwähnten noch eine Ein Beispiel davon ist in Fig. 11 dargestellt. Bei

große Zahl weiterer Ausführungsformen der Erfindung dieser Schaltung liegen in den Emitterleitungen die

möglich. Sie stimmen alle darin miteinander überein, Kondensatoren C₁ und in dep Kollektorleitungen,

daß der Kollektorkreis wenigstens eines Transistors parallel zu den in Reihe geschalteten Dioden, die

von einer Reihenschaltung wenigstens zweier Dioden 5 Kondensatoren C₇.

in Kombination mit einer phasendrehenden Blind- Infolge der geringen Vorwärtswiderstände der Di-

impedanz gebildet wird und daß im Rückkopplungs- öden können die Kollektorkreise der Transistoren als

weg zum Basis-Emitter-Kreis des erwähnten Tran- . Spannungsquellen mit einem geringen inneren Wider-

sistors eine Blindimpedanz gleicher Art vorhanden stand betrachtet werden. Das Vorhandensein von C₁

ist, welches eine Phasendrehung entgegengesetzt zu 10 bewirkt ein Nacheilen des Emitterstromes gegenüber

der des früher erwähnten phasendrehenden EIe- der Spannung zwischen Basiselektrode und Erde. Das

mentes ergibt, wobei die entgegengesetzten Phasen- Vorhandensein von C₇ bewirkt ein Voreilen der

drehungen für nur eine Frequenz — die Resonanz- Spannung zwischen der Kollektorelektrode und Erde

frequenz — gerade gleich sind und die Schleifen- gegenüber dem Kollektorstrom und daher auch dem

verstärkung für diese Frequenz gleich oder nahezu 15 Emitterstrom. Bei der Resonanzfrequenz sind die

gleich 1 ist. beiden Phasendrehungen gleich, und die Schleifen-

Ein weiteres Beispiel ist in F i g. 9 dargestellt. Der verstärkung ist nahezu gleich 1.
Strom durch die Transistoren T₁ und T₂ wird hier In F i g. 12 sind zwei phasendrehende Elemente im von den Transistoren T₃ und T₄. geregelt. Die Kollek- Rückkopplungsweg wirksam, nämlich die Kondentorbelastung jedes der Transistoren T₁ und T₂ wird 20 satoren C₇ und C₁₂. Der Kondensator C₁₁ hat eine so von mehreren in Reihe geschalteten Dioden gebildet. hohe Kapazität, daß dessen Phasendrehung vernach-Beträgt diese Zahl drei, so muß der Kondensator C₆ lässigbar ist. Bei dieser Schaltung, die sowohl als zwischen den Kollektorelektroden der Transistoren T₁ Oszillator als auch als selektiver Verstärker verwend- und T₂ etwa ein Sechsfaches des Kondensators C bar ist, kann die Resonanzfrequenz von einer Spanzwischen den beiden Emitterelektroden sein. Bei vier 25 nungsquelle V₂ in Reihe mit der Gleichspannungs-Dioden in Reihe muß C₆ etwa ein Vierfaches von C quelle V geändert werden. Hierdurch kann entweder sein. Der Rückkopplungsweg erstreckt sich hier von ein frequenzmoduliertes Signal erzeugt oder ein Filter der Kollektorelektrode des Transistors T₁ zur Basis- mit sich ändernder Resonanzfrequenz erzielt werden, elektrode des Transistors T₂ und von der Kollektor- was im übrigen auch mit allen besprochenen Schalelektrode des Transistors T₂ zur Basiselektrode des ₃₀ tungen verwirklichbar ist.

Transistors T₁. Die Schaltung bietet im Vergleich zu Die Erfindung ist nicht auf die Verwendung von der nach F i g. 6 und 7 den Vorteil, daß neben der Transistoren mit nur einem Vorzeichen beschränkt. Speisespannung nur eine Gleichspannung notwendig Kombinationen von pnp-Typ- und npn-Typ-Tranist, nämlich die Basisvorspannung der Transistoren T₃ sistoren sind im Schleifenverstärkungskreis auch ver- und T₄. Das Basispotentiometer R₃, R₄. der F i g. 1 35 wendbar. Ein Beispiel davon ist in Fig. 13 dargeist daher überflüssig geworden, was für eine Fest- stellt. Der Transistor T₁₁ ist hier vom npn-Typ und Stoffschaltung einen wichtigen Vorteil darstellt. Außer- der Transistor T₁₂ vom pnp-Typ. Im »übrigen entdem ist bei dieser Schaltung eine Ungleichheit der spricht die Schaltung völlig der nach F i g. 9. Alle Ströme durch die Transistoren T₃ und T_x in erster anderen Schaltungen können in gleicher Weise in Annäherung nicht von Einfluß auf die Größe der 40 Schaltungen umgesetzt werden, bei denen Kombi-Selektivität. Die Eingangsenergie kann z. B. im Punkt v_t nationen von n-p-n und p-n-p verwendet zugeführt und die Ausgangsspannung den Klemmen v₀ werden.

entnommen werden. Die Resonanzschaltungen nach F i g. 6 können Fig. 10 zeigt eine Schaltung, bei der die Blind- auf verschiedene Weise sowohl durch aktive als auch impedanzen Induktivitäten sind und die im übrigen 45 durch passive Elemente miteinander gekoppelt werin ihrer Wirkung völlig der Schaltung nach F i g. 9 den. Es wurde bereits erwähnt, daß eine Ausgangsentspricht. Bei Verwendung von drei Dioden ist eine spannung v₀ bzw. D₀ der Impedanz Z₀ bzw. Z₀ entInduktivität L₆ mit einem Wert ungefähr gleich 6 L nommen werden kann (s. F i g. 6 und 7). Ein Teil der notwendig. Diese Schaltung bictet den Vorteil, daß Spannung v₀ kann nach Fig. 14 durch kapazitive zur Regelung der Frequenz nur ein Transistor T₃ 50 Kopplung C_K auf einen dazu geeigneten Punkt in erforderlich ist. Schaltungen mit Induktivitäten haben einer zweiten Resonanzschaltung übertragen werden, aber im allgemeinen den Nachteil, daß sie weniger die folglich angeregt wird. In diesem Falle geht nahezu leicht in der Feststofftechnik ausführbar sind. nur Signalenergie von der ersten auf die zweite Reim Prinzip kann man für die Blindimpedanzen C, sonanzschaltung, aber nahezu keine von der zweiten C₅, C₆ bzw. L, L₆ auch Kombinationen von Kapa- 55 auf die erste über. Die Quellen V in den Basisleizitäten und Induktivitäten wählen, solange die Re- tungen der Transistoren T₁ bzw. T₁ sind deutlichkeitssonanzfrequenzen dieser Kombinationen außerhalb halber als getrennte Quellen gezeichnet, werden aber des Bereiches liegen, in dem die Schaltung Resonanz· in der Praxis zu nur einer Quelle, gegebenenfalls einer aufweisen muß. Gewissermaßen sind die in der Zenerdiode, vereint.

Praxis erzielbaren Induktivitäten und Kapazitäten 60 Es ist aber auch möglich, zwei Resonanzschaltungen

bereits Resonanzelemente, deren Resonanzfrequenzen gegenseitig zu koppeln. Ein Beispiel davon ist in

aber weit außerhalb des Anwendungsbereiches fallen, Fig. 15 dargestellt. Der Kopplungskondensator C_K

so daß sie doch als reine Induktoren oder Konden- kann dabei derart gewählt werden, daß eine sogenannte

satoren betrachtet werden dürfen. kritische Kopplung entsteht. Dabei muß die Impedanz

Es ist nicht notwendig, daß das zweite Phasen- 65 von C_K gleich der Resonanzimpedanz des schein-

drehungselement zwischen den Emitterelektroden der baren Resonanzkreises sein in dem Punkt, in dem C_K

Transistoren T₁ und T₂ liegt. Die Phasendrehung mit der Schaltung verbunden ist. Dieser Punkt kann

kann über verschiedene Kreise aufgeteilt sein. z. B. auch die Emitterelektrode des zweiten Tran-

sistors T₂ bzw. T₂ sein, wie es durch eine gestrichelte Verbindung in Fig. 15 angedeutet ist.

Bei der Kopplung von Resonanzschaltungen nach der Erfindung können, in gleicher Weise wie es bei I^C-Kreisen bekannt ist, die Werte der Resonanz-Frequenzen und die Q-Werte der Schaltungen derart gewählt werden, daß eine Durchlaßkurve einer bestimmten gewünschten Form entsteht.

Bei hohen Frequenzen macht sich der Einfluß des Kondensators zwischen der Emitterelektrode und der _ro Basiselektrode des Transistors als hinderlich bemerkbar. Aus einer Berechnung folgt, und Messungen bestätigen dies, daß dieser Einfluß durch einen zusätzlichen Widerstand R₁₇ in Reihe mit dem Kondensator C₅ der F i g. 1 ausgeglichen werden kann (s. F i g. 16). Der Widerstand R₁₇ muß ungefähr so groß sein, daß C₅, R₁₇ gleich dem Produkt des Emitter-' eingangswiderstandes und der Emitterkapazitanz des Transistors T₁ ist.

In einem Rundfunk- bzw. Fernsehempfänger mit diesen Resonanzschaltungen kann selbsttätige Lautstärkeregelung dadurch erzielt werden, daß die Schaltungen mit aktiven Elementen, deren Verstärkung in bekannter Weise geregelt wird, oder mit passiven Elementen gekoppelt werden, deren Impedanz in bekannter Weise geregelt wird. Fig. 17 zeigt ein Beispiel des letzteren Falles. Die Impedanz der Diode D_r wird vom Transistor V_R geregelt. Dessen Basisspannung bedingt den Gleichstrom durch den Transistor und demnach das Maß der Kopplung zwischen den beiden Resonanzschaltungen.

Wird ein Empfänger gebaut, in dem diese Schaltung als Ortsoszillator verwendet wird, so kann Bedarf an einer selbsttätigen Frequenzregelung dieses Oszillators unter Einfluß der detektierten Spannung bestehen. Dies kann in einfacher Weise dadurch erfolgen, daß man z. B. den Augenblickswert der Spannung in den dargestellten Schaltungen vom detektierten Signal abhängen läßt. Auch kann z. B. für den Widerstand R₁ in den verschiedenen Schaltungen ein lichtabhängiger Widerstand gewählt werden, auf den eine von der erforderlichen Frequenzabweichung abhängige Lichtmenge geworfen wird.

Eine der Anwendungsmöglichkeiten der Schaltung ist ein Rundfunkempfänger, mit dem durch Einstellung nur eines veränderlichen Widerstandes verschiedene Wellenbänder empfangen werden können. Hierbei kann Bedarf an einer Abstandsbedienung bestehen, die mittels einer langen Doppelleitung zum Abstimmwiderstand in einfacher Weise verwirklichbar ist.

Man kann den veränderlichen Widerstand R₁ in den verschiedenen dargestellten Schaltungen derart ausbilden, daß bestimmte Frequenzbänder verkürzt oder verlängert werden oder überhaupt nicht empfangen werden können. Fig. 18 zeigt eine schematische Ausführungsform eines Widerstandes, mit dem letzterer Effekt erreicht werden kann. Der Läufer 20 passiert nacheinander die Widerstände R₂₁, R₂₃ und R₂₅- Hierdurch kann der zwischen den Klemmen 21 und 22 gemessene Widerstand, z. B. bei Regelung längs des Widerstandes 21, sich von 0 bis 100 Ohm ändern, dann plötzlich beim Erreichen des Widerstandes R₂₃ auf den Wert 300 Ohm überspringen (R₂₂ beträgt dann daher 200 Ohm), anschließend sich von z. B. 300 bis 1000 Ohm ändern und dann z. B. von 1200 bis 2000 0hm ändern (R_24n ist dann also gleichfalls gleich 200 Ohm). Diese Widerstandswerte können derart gewählt werden, daß nur die verschiedenen Wellenbänder durchlaufen werden.

Es ist auch möglich, die Selektivität der Resonanzschaltungen durch eine kleine Abänderung der Kapazitäten, Induktivitäten oder Widerstände zu ändern Wird z. B. ein kapazitiver Schwingungsabnehmei bzw. ein kapazitives Mikrophon parallel zum Kondensator C₅ geschaltet, so wird sich daher nicht nui die Resonanzfrequenz, sondern vor allem auch dei Verstärkungszunahmefaktor Q der Schaltung stark ändern. Auf diese Weise entsteht eine Modulation der hochfrequenten Eingangsschwingung in Abhängigkeit vom Kapazitätswert des Schwingungsabnehmers bzw. Mikrophons, so daß nach erfolgter Demodulation eine verstärkte Schwingung erzielt wird. Wird ein negativer Wert von AC gewählt, so daß die Schaltung oszilliert, so kann der erzeugten Oszillatoramplitude nach erfolgter Demodulation eine Regelspannung entnommen werden, die z. B. auf die an Hand der Fig. 17 beschriebene Weise selbsttätige Stärkeregelung dieser Oszillatoramplitude bewirkt. In gleicher Weise kann man auch den Widerstand R₁ bzw. A₁' in Abhängigkeit von einem zu verstärkenden Signal ändern und die dadurch erzeugte, in der Stärke und in der Frequenz modulierte Schwingung detektieren.

Fig. 19 zeigt ein Beispiel einer Änderung der Selektivität durch eine Abänderung der Widerstände. Diese Schaltung, bei der die gleiche Frequenzregelung wie bei der nach F i g. 7 angewendet ist, weicht nur in untergeordneten Punkten von dieser Schaltung ab. Die Besonderheit ist, daß ein Teil des den Widerstand R₁ durchfließenden Stromes unabhängig vom Transistor T₁ bzw. T₂ angezapft und über einen Transistor T₅ unmittelbar der Reihenschaltung der Dioden D₁ ... D₄ zugeführt wird. Dieser Strom ist klein gegenüber dem Gesamtstrom durch den Widerstand R₁. Die Widerstände der Dioden werden dabei derart abgeändert, daß bei Herabsetzung ihres Widerstandes um einen Faktor 1 — α (wobei α eine gegenüber 1 kleine Zahl ist) der Widerstand in dem Kreis, der von den beiden mit dem Kondensator C gekoppelten Emitterwiderständen von T₁ und T₂ gebildet wird, um einen Faktor 1 + α erhöht wird, so daß das Produkt nahezu konstant bleibt und demnach auch die Resonanzfrequenz. Dazu wird den Emitterströmen von T₁ und T₂ ein Teil α entzogen, der über den Transistor T₅ den Dioden D₁ ... D₄. zugeführt wird. Da diese Dioden nur die Hälfte des Gesamtgleichstromes durch die beiden Transistoren T₁ und T₂ führen, ist das Ergebnis eine Vergrößerung des Diodenstromes um einen Faktor 1 + a, wodurch der Widerstand der Dioden um einen Faktor l—a verringert wird. Die zur Erzielung dieser Änderung des Diodenstromes erforderliche Regelspannung V₅ kann der Basiselektrode des Transistors T₅ zugeführt werden. Da sich bei Änderung der Selektivität auch die Verstärkung ändert, kann diese Regelspannung auch zur selbsttätigen Verstärkungsregelung verwendet werden.

Wird ein Filter mit sehr scharfer Frequenzkennlinie gewünscht oder ändern die äußeren Verhältnisse sich stark, so können die beschriebenen Mittel zur Stabilisierung des Gütefaktors Q sich noch als unausreichend erweisen. In diesem Falle kann eine verbesserte Stabilisierung wie folgt erzielt werden:

Zwei nahezu identische Schaltungen nach der Erfindung werden entweder in einer einfachen Kristall-

schaltung oder innerhalb eines Apparates an Stellen angebracht, an denen die Umgebungstemperatur der beiden Schaltungen stets praktisch gleich ist. Auch ihre Speisespannungen werden derselben Quelle entnommen. Die Schaltungen werden daher auf äußere Verhältnisse, wie Temperatur, Feuchtigkeitsgrad usw., in gleicher Weise ansprechen. Eine der beiden Schaltungen ist derart bemessen, daß sie zum Selbstschwingen kommt. Beiden Schaltungen wird eine Spannung zugeführt, die den Gütefaktor Q regelt. Diese Spannung wird einem Demodulator entnommen, der mit dem Ausgang der oszillierenden Schaltung der beiden Schaltungen gekoppelt ist. Sie regelt den Gütefaktor Q in dem Sinne, daß Q bei zunehmender Schwingungsamplitude verkleinert wird. Die Verhältnisse für diese Schaltung sind daher stets derart, daß die Schwingungsbedingung gerade erfüllt ist. Dieselbe Regelspannung wird auch der anderen, nahezu identischen Schaltung zugeführt. Diese ist aber derart ausgebildet, daß die Bedingungen zum Oszillieren dieser Schaltung gerade etwas ungünstiger sind als für die zuerst erwähnte oszillierende Schaltung. Hierdurch wird diese Schaltung gerade nicht oszillieren, sondern ein Filter mit hohem Gütefaktor Q bilden. Wenn nun bei sich ändernden äußeren Verhältnissen die Mitkopplungsfaktoren für beide Schaltungen sich ändern wollten, wird die Schwingungsamplitude der oszillierenden Schaltung der beiden Schaltungen sich ändern; die daraus resultierende Regelspannung regelt die Gütefaktoren beider Schaltungen derart, daß die oszillierende Schaltung und die nicht oszillierende Schaltung beide stabilisiert werden.

Ein Nachteil der bisher beschriebenen Schaltungen ist, daß die Signalamplitude, die über die Dioden ohne Gefahr vor Verzerrung zulässig ist, verhältnismäßig gering ist, nämlich in der Größenordnung von einigen zehn Millivolt. Um diesem Nachteil zu begegnen, kann man in Reihe mit den Dioden D₁ und D₂ der F i g. 20 einen Widerstand R₅ schalten, der wesentlich größer als der entsprechende Widerstand R₅ der F i g. 1 gewählt wird, und gleichzeitig in Reihe mit dem Kondensator C einen Widerstand R₂₀ schalten. Bei gleicher Gleichstromeinstellung der Transistoren T₁ und T₂ mittels der Transistoren 7^ und T₄ muß der Widerstand R₅ praktisch den doppelten Wert des Widerstandes R₂₀ haben. Dadurch, daß der Widerstand R₅ beträchtlich größer gewählt wird als der Vorwärtswiderstand R₀ der Dioden, z. B. um ein Zehnfaches größer, kann an der Kollektorelektrode des Transistors T₁ eine beträchtlich größere Wechselspannung zugelassen werden, bevor eine Verzerrung infolge der gekrümmten Charakteristik der Dioden zu befürchten ist. Zwar wird dadurch die Möglichkeit, die Resonanzfrequenz der Schaltung mittels einer Änderung des Einstellstromes zu ändern, erschwert, aber dies ist bei Anwendung im Zwischenfrequenzteil eines Empfängers unbedenklich, da dort gewöhnlich mit einer festen Abstimmung gearbeitet wird.

Als Variante der Schaltung nach F i g. 20 kann der Kondensator C₅ nach Wunsch auch parallel zu dem Widerstand R₅ oder zu den Dioden D₁ und D₂ angebracht werden, wie es in Fi g. 21 bzw. Fi g. 22 dargestellt ist. Die Widerstände R₁ bzw. R₂ der Fig. ί bzw. die Transistoren T₃ und T₄. der F i g. 6 und 7 sind in Fig. 21 und 22 als Stromquellen gezeichnet, deren innere Widerstände hoch sind gegenüber den Emittereingangswiderständen der Transistoren T₁ bzw. T₂. Diesen Varianten unterliegt die Erkenntnis, daß bei der Resonanzfrequenz der Schaltung die von der Parallelschaltung des Widerstandes R₅+ 2R₀ und des Kondensators C₅ der Fig. 2 gebildete Impedanz und die von der Reihenschaltung

des Widerstandes -~~ und R₀ und des Kondensators C gebildete Impedanz nahezu gleich große Module, jedoch entgegengesetzte Argumente aufweisen; durch Schaltung einer weiteren Impedanz in Reihe mit jeder dieser Impedanzen ändert sich nichts an der Resonanzbedingung, da der Strom I₀ in F i g. 2 an dieser weiteren Impedanz genau ebensoviel Spannung erzeugt wie der Betrag, um den die Spannung der Quelle V₂ der F i g. 2 erhöht wird, dabei voraussetzend, daß der Emitter-Kollektor-Stromverstärkungsgrad α gleich 1 ist.

Wenn bei konstanter Stromeinstellung des Transistors T₂ dessen Emittereingangswiderstand noch von Bedeutung ist, muß bei der Schaltung nach Fi g. 20 der Widerstand R₅ etwa gleich dem Doppelten der Summe dieses Emittereingangswiderstandes des Transistors T₂ und des Widerstandes R₂₀ gewählt werden. In Fig. 22 muß R₅ nahezu gleich der Summe des Emittereingangswiderstandes des Transistors T₂ und des Widerstandes R₂₀ gewählt werden. F i g. 21 eignet sich dagegen am besten zur gleichen Stromeinstellung der Transistoren T₁ und T₂. Wenn in F i g. 20 und 22 der Transistor T₂ auf den gleichen Gleichstrom wie der Transistor T₁ eingestellt ist, muß in gleicher Weise wie an Hand der F i g. 6 und 7 beschrieben, die Reihenschaltung im Kollektorkreis des Transistors T₁ auf vier statt zwei Dioden ausgedehnt werden.

Claims

Patentansprüche:

1. Schaltung für die selektive Verstärkung oder Erzeugung von hochfrequenten Schwingungen mit wenigstens zwei Transistoren, bei der die Kollektorelektrode des ersten Transistors mit der Basiselektrode des zweiten Transistors verbunden ist und bei der zwischen wenigstens einer der übrigen Elektroden des zweiten Transistors und der des ersten Transistors eine phasendrehende Rückkopplung angebracht ist, dadurchgekennzeichnet, daß der Kollektorzweig des ersten Transistors (T₁) die Reihenschaltung wenigstens zweier, in Vorwärtsrichtung polarisierter HaH> leiterdioden (D₁, D₂) enthält und mit dieser Reihenschaltung derart phasendrehende Elemente verbunden sind, daß bei einer bestimmten Frequenz die Phasendrehung von der Kollektorelektrode des ersten Transistors zur Basiselektrode des zweiten Transistors und die der Rückkopplung gleich, aber von entgegengesetztem Vorzeichen sind und das Produkt der Verstärkung und der Rückkopplung wenigstens nahezu gleich 1 ist.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Reihenschaltung ein Kondensator (C₅) parallel geschaltet ist.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die phasendrehende Rückkopplung wenigstens aus einem zwischen den Emitterelektroden des ersten und des zweiten Transistors liegenden Kondensator (C) besteht.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 zum selektiven Verstärken elektrischer Signale, dadurch gekennzeichnet, daß die Quelle der zu verstärkenden Schwingungen (V₁) mit der Basiselektrode des ersten Transistors (T₁) gekoppelt ist.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 zum selektiven Verstärken elektrischer Signale, dadurch gekennzeichnet, daß die Quelle der zu verstärkenden Signale in Reihe in der geschlossenen Schleife liegt, die von den Kopplungen zwischen den Elektroden des ersten und denen des zweiten Transistors gebildet wird.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 mit einem Kondensator zwischen den Emittern der beiden Transistoren und einem halb so großen Kondensator parallel zur Reihenschaltung im

. Kollektorzweig des ersten Transistors, dadurch gekennzeichnet, daß in Reihe mit den beiden Dioden (D₁, D₂) ein Widerstand (R₅) liegt, der nahezu gleich dem doppelten der reziproken Steilheit des zweiten Transistors (T₂) ist.

7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zur Einstellung der Resonanzfrequenz (ω₀) der Gleichstrom des ersten Transistors (T₁) geregelt wird.

8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß in der Emitterzuleitung des ersten Transistors (T₁) ein regelbarer Widerstand^) liegt, mit Hilfe dessen die Resonanzfrequenz der Schaltung einstellbar ist.

9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Widerstand in der Emitterzuleitung ein lichtabhängiger Widerstand ist.

10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Widerstand [R₁ ) in der Emitterzuleitung des ersten Transistors (T₁) gleichzeitig in der Emitterzuleitung des zweiten Transistors (T₂) liegt.

11. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1. dadurch gekennzeichnet, daß der Gleichstrom durch den zweiten Transistor (T₂) annähernd gleich dem durch den ersten Transistor (T₁) ist und daß die Reihenschaltung im Kollektorzweig des ersten Transistors wenigstens drei Dioden enthält. ,

12. Schaltungsanordnung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Reihenschaltung vier Dioden enthält.

13. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1. dadurch gekennzeichnet, daß die Emitterzuleitungen des ersten und des zweiten Transistors als hochohmige Differentialwiderstände geschaltete Hilfstransistoren (7^, T₄) enthalten (Fig. 6).

14. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 13, dadurch gekennzeichnet, daß an der Basiselektrode des ersten Transistors (7]) bzw. wenigstens eines Hilfstransistors (7^. T₄]. dessen Emitterkollektorzweig in Reihe mit dem des ersten Transistors liegt, eine Vorspannung nahezu gleich der Bandspannung des Halbleitermaterials des betreffenden Transistors angelegt ist und daß in dessen Emitterzuleitung ein gegenüber seiner reziproken Steilheit großer Widerstand angebracht ist.

15. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1. dadurch gekennzeichnet, daß auch die Kollektorelektrode des zweiten Transistors [T₂) auf der Basiselektrode des ersten Transistors (T₁) rückgekoppelt ist und daß auch in den Kollektorkreis des zweiten Transistors die Reihenschaltung wenigstens zweier in Vorwärtsrichtung polarisierter Halbleiterdioden aufgenommen ist (F i g. 9, 10).

16. Schaltungsanordnung nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß dem Kollektor¹, widerstand des zweiten Transistors (T₂) ein Kondensator (C₇) parallel geschaltet ist (Fig. 11).

17. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die phasendrehende Rückkopplung eine zwischen den Emitterelektroden des ersten und des zweiten Transistors liegende Induktivität (L) enthält (F i g. 10).

18. Schaltungsanordnung nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß eine Anzapfung der Induktivität (L) über die Kollektoremitterstrecke eines Hilfstransistors mit einem Punkt konstanten Potentials verbunden ist (Fig. 10).

19. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß in Reihe mit dem Kondensator (C₅) ein kleiner Widerstand (R₄.) liegt (F ig. 7).

20. Schaltungsanordnung bestehend aus zwei Schaltungen gemäß Anspruch 1, von denen die eine schwingt und die andere nicht schwingt, dadurch gekennzeichnet, daß der Widerstand (R₁) in der Emitterzuleitung des ersten Transistors (7^) der nicht schwingenden Schaltung gleichzeitig auch in der Emitterzuleitung des ersten Transistors (T₁) der schwingenden Schaltung liegt (F i g. 8).

21. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Transistor-Gleichstrom gesteuert wird (Fig. 12).

22. Schaltungsanordnung mit zwei Schaltungen gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang der ersten Schaltung über einen Koppelkondensator (C_K) nahezu rückwirkungsfrei mit einem geeigneten Punkt der zweiten Schaltung verbunden ist (Fig. 14).

23. Schaltungsanordnung bestehend aus zwei Schaltungen nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß beide Schaltungen über einen Kondensator (C _K) gegenseitig gekoppelt sind (Fig. 15).

24. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß parallel zu den Dioden (D₁, D₂) ein aus der Serienschaltung eines Kondensators (C₅) und eines Widerstandes (R₁₇) bestehender Zweig geschaltet ist, dessen Zeitkonstante gleich dem Produkt aus Emittereingangswiderstand und Emitterkapazität des ersten Transistors (7^) ist (Fig. 16).

25. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 22 und 23. dadurch gekennzeichnet, daß eine Kopplung angebracht ist. deren Kopplungsfaktor in Abhängigkeit von der Signalamplitude geregelt wird (Fig. 17).

26. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 zur Steuerung der Selektivität, dadurch gekennzeichnet, daß wenigstens zwischen dem im Emitterkreis des ersten Transistors liegenden Widerstand und dem Kollektorwiderstand (D₁ ... D₄) ein Regeltransistor [T₅) angebracht ist. über den ein zusätzlicher Gleichstrom unabhängig vom ersten Transistor durch den Kollektorwiderstand (Dj. D₄) geleitet wird (Fig. 19).

27. Schaltungsanordnung bestehend aus zwei Schaltungen nach Anspruch 26. von denen die eine schwingt und die andere nicht schwingt, dadurch gekennzeichnet, daß das Signal am Aus-

gang der schwingenden Schaltung gleichgerichtet und als Regelspannung auf beide Regeltransistoren (T₅) gegeben wird.

28. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß in Reihe mit dem Kondensator (C) zwischen den Emittern der beiden Transistoren (T₁, T₂) ein Widerstand (R₂₀) Hegt und daß in Reihe mit den Dioden (D₁, D₂) im Kollektorkreis des ersten Transistors (T₁) ein entsprechender Widerstand (R₅) aufgenommen ist (Fig. 20).

29. Schaltungsanordnung nach Anspruch 28, dadurch gekennzeichnet, daß ein Kondensator (C₅)

parallel zu dem Kollektorwiderstand (R₅) — F i g. 21 — bzw. parallel zu den Dioden (D₁, D₂) — F i g. 22 — geschaltet ist.

30. Schaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche zum selektiven Verstärker elektrischer Signale, dadurch gekennzeichnet, daß eine zweite in gleicher Weise geschaltete, aber infolge ihrer Bemessung zum Oszillieren gebrachte Schaltung nach erfolgter Demodulation eine Regelspannung liefert, mittels der sowohl das Rückkopplungssignal der zweiten (d. h. der oszillierenden Schaltung) als auch das der ersten (d. h. der nicht oszillierenden Schaltung) rückgeregelt werden.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen