DE1268687B - Schaltung zur Eliminierung um 90 gegenueber einer bevorzugten Phasenlage eines Traegersignals phasenverschobener Komponenten des modulierten Traegersignals und zur Eliminierung oder Daempfung harmonischer oder subharmonischer Frequenzkomponenten der Traegerfrequenz - Google Patents

Description

BUNDESREPUBLIK DEUTSCHLAND

DEUTSCHES

PATENTAMT

AUSLEGESCHRIFT

Int. CL:

H03c

Deutsche Kl.: 21 a4-14/01

Nummer: 1 268 687

Aktenzeichen: P 12 68 687.2-35

Anmeldetag: 25. August 1965

Auslegetag: 22. Mai 1968

Die Erfindung betrifft eine Schaltung zur Eliminierung um 90° gegenüber einer bevorzugten Phasenlage eines Trägersignals phasenverschobener Komponenten des modulierten Trägersignals und zur Eliminierung oder Dämpfung harmonischer oder subharmonischer Frequenzkomponenten der Trägerfrequenz, z. B. in einem Servo- oder Nachlauf regelsystem, bei dem die Regelgröße (die zu regelnde Größe) in Abhängigkeit von dem als Führungsgröße oder von dem als dem Istwert der Regelgröße proportionales Meßsignal dienenden Modulationssignal geregelt wird.

Durch die Eliminierung der erwähnten Komponenten soll erreicht werden, daß ζ. Β. ein dieser Schaltung nachgeschalteter Verstärker, z. B. der Verstärker eines Servo- oder Nachlaufregelsystems, nicht von diesen Komponenten, deren Amplitude häufig größer als die des Nutzsignals ist, so weit ausgesteuert wird, daß er bis in die Sättigung getrieben wird, da sich dadurch die Verstärkung des Verstärkers verringert und in diesem Fall die Regelung ungenau wird. Zum anderen soll dadurch erreicht werden, daß ζ. B. ein dem Verstärker nachgeschalteter Wechselstromstellmotor nicht in unnötiger Weise von den phasenverschobenen Komponenten durch Blindstrom lediglich erwärmt wird, ohne daß dieser zur Nutzleistung des Motors beiträgt.

Das gleiche Problem tritt jedoch auch bei Nachrichtenübertragungssystemen auf, wenn das Trägersignal zur Nachtrichtenübertragung verwendet wird. Auch hier kann die erfindungsgemäße Schaltung mit Vorteil zur Beseitigung derartiger Störkomponenten verwendet werden.

Obwohl die erfindungsgemäße Schaltung also nicht nur in Servo- oder Nachlaufregelsystemen eingesetzt werden kann, wird sie vorzugsweise für derartige Systeme verwendet.

Eine bekannte Schaltung dieser Art ist in der USA.-Patentschrift 3 109 939 beschrieben. Diese Schaltung dient lediglich zur Beseitigung der um 90° gegenüber der Trägerfrequenz phasenverschobenen Komponenten und der Störsignale aus dem Trägersignal, so daß das Ausgangssignal der Schaltung nur mit der aus der Modulation der Komponente mit bevorzugter Phasenlage erhaltenen Information moduliert ist. Bei einer anderen bekannten Schaltung (USA.-Patentschrift 3 005 139) wird neben der Beseitigung der um 90° phasenverschobenen Komponenten und der Störsignale aus dem Trägersignal auch das Trägersignal derart demoduliert, daß sich ein moduliertes Gleichsignal am Ausgang ergibt. Bei einer anderen bekannten Schaltung wird neben der Unterdrückung Schaltung zur Eliminierung um 90°
gegenüber einer bevorzugten Phasenlage eines
Trägersignals phasenverschobener Komponenten des modulierten Trägersignals und zur
Eliminierung oder Dämpfung harmonischer oder subharmonischer Frequenzkomponenten der
Trägerfrequenz

Anmelder:

General Electric Company,

Schenectady, N. Y. (V. St. A.)

Vertreter:

Dr.-Ing. W. Reichel, Patentanwalt,

6000 Frankfurt, Parkstr. 13

Als Erfinder benannt:

Gerald Leslie Sullivan, Georgetown, Mass.;

John Waterfield Clayton jun.,

North Reading, Mass. (V. St. A.)

Beanspruchte Priorität:

V. St. v. Amerika vom 28. August 1964 (392 855)

von um 90° phasenverschobenen Komponenten und von Störkomponenten die Trägerfrequenz halbiert, da als Trägerfrequenz die zweite Harmonische der Speisefrequenz verwendet wird. Bei diesen Schaltungen wird die sich in der bevorzugten Phasenlage befindliche polaritätsumkehrbare zweite Harmonische in ein Polaritätsumkehrbares Signal einer vorbestimmten Phasenlage umgesetzt, d. h. in ein Signal, deren Phasenlage mit der bevorzugten Phasenlage der Speisefrequenz übereinstimmt, während die um 90° phasenverschobenen Komponenten mit der Frequenz der zweiten Harmonischen und die Störkomponenten mit Grundfrequenz und mit anderen harmonischen Frequenzen unterdrückt werden.

Ein weiterer bekannter 90°-Eliminator (USA.-Patentschrift 3 085 166), bei dem das Trägersignal ausgangsseitig noch moduliert ist, enthält ein Schaltnetz, das das eingangsseitig zugeführte modulierte Trägersignal zunächst demoduliert, ein Filternetzwerk, das alle Komponenten bis auf die Gleichstromkomponente unterdrückt, und ein zweites Schaltnetz,

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das einen Träger mit der gewünschten Phasenlage in Abhängigkeit von dieser Gleichstromkompente moduliert.

Diese bekannten Schaltungen sind verhältnismäßig kompliziert und kostspielig. Außerdem hat sich herausgestellt, daß die Ausgangssignale von Halbwellentypen der »90°-Eliminatoren« neben dem modulierten Trägersignal eine beim Einschwingvorgang entstehende Gleichstromkomponente enthalten, die gedämpft werden muß, um zu verhindern, daß sie auf io Stelle der Kondensatoren die in der Mitte geerdete nachfolgende Verstärker und Stellmotoren gelangt. Sekundärwicklung eines Trenntransformators gesetzt d Udk di K

mit dem Widerstand verbunden ist und deren Steueranschlüsse mit den Enden der Sekundärwicklung des Steuertransformators verbunden sind. Hierbei ist an die Primärwicklung des Steuertransformators ein gegenüber der Wechselspannung um 90° verschobenes Wechselsignal gleicher Frequenz angelegt.

Eine weitere Ausgestaltung dieser Schaltung zur Bildung eines modulierten polaritätsumkehrbaren Gleichsignals zeichnet sich dadurch aus, daß an

Die Dämpfung oder Unterdrückung dieser Komponente wird bei bekannten Schaltungen dadurch erreicht, daß die Kapazität der Koppel- und Ableitkondensatoren des Verstärkers verringert wird. Dadurch wird aber auch die Verstärkung des Verstärkers hinsichtlich des modulierten Trägerteils des Signals verringert und die Verstärkung eine Funktion der Kondensatortoleranzen und Temperaturkoeffizienten. Außerdem wird einmal die Entkopplung der Verstärkerstufen und zum anderen die Ableitung der Oberwellen verschlechtert, die bei Erzeugung der Speisegleichspannung des Verstärkers durch Gleichrichtung der Netzspannung bei unvollkommener Glättung der Speisegleichspannung noch vorhanden sind.

Gemäß der Erfindung werden diese Nachteile dadurch vermieden, daß zwei steuerbare Schaltglieder mit ihren Schaltstrecken in Reihe geschaltet sind und diese Reihenschaltung parallel zu zwei in Reihe geschalteten Kondensatoren liegt, deren Verbindungspunkt geerdet ist, daß zwischen den Steueranschlüssen der Schaltglieder eine mit Mittelabgriff versehene Sekundärwicklung eines Transformators liegt, dessen Primärwicklung an einer Wechselspannung liegt, deren Frequenz und Phasenlage gleich der des

q g g

Trägersignals ist, und daß der Mittelabgriff mit dem Verbindungspunkt beider Schaltglieder mit einem Widerstand, über den das modulierte Trägersignal zugeführt wird, und mit dem Ausgang der Schaltung verbunden ist.

Vorzugsweise ist die Schaltung dadurch weitergebildet, daß den beiden Kondensatoren bei ausgangsseitiger Belastung mit einem niederohmigen Verbraucher eine Trennstufe, bestehend aus einem Transformator mit einer ebenfalls an der Wechselspannung liegenden Primärwicklung und zur Sekundärwicklung des ersten Transformators gegensinnig gewickelter Sekundärwicklung und zwei weiteren in ist, daß die Primärwicklung des Trenntransformators ebenfalls in der Mitte geerdet ist und an Stelle des Eingangstransformators der Frequenzhalbierungsstufe an der Reihenschaltung der Schaltglieder dieser Stufe liegt, daß der Verbindungspunkt dieser Schaltglieder mit dem Ausgang der Quelle des modulierten Trägersignals verbunden ist und daß der Verbindungspunkt der Schaltglieder der von der Wechselspannung gesteuerten Stufe mit einem Integrator als Ausgangskreis verbunden ist.

Vorzugsweise besteht der Integrator aus einem RC-Glied. Ferner ist die Zeitkonstante des Widerstands mit den beiden Kondensatoren groß im Verhältnis zur Periodendauer der Wechselspannung. Die Kapazitäten der beiden Kondensatoren sind vorzugsweise gleich.

Die Erfindung wird nun auch an Hand der Zeichnungen ausführlich beschrieben, wobei alle aus der Beschreibung und den Zeichnungen hervorgehenden Einzelheiten oder Merkmale zur Lösung der Aufgabe im Sinn der Erfindung beitragen können und mit dem Willen zur Patentierung in die Anmeldung aufgenommen werden. In den Zeichnungen ist

Fig. 1 ein Prinzipschaltbild der Grundform der erfindungsgemäßen Schaltung,

F i g. 2 ein Prinzipschaltbild einer Abwandlung der Schaltung von Fig. 1 zur Entkopplung von Signalquelle und Verbraucher,

Fig. 3 ein Prinzipschaltbild einer Abwandlung der Schaltung von Fig. 1 zur Erzeugung eines Gegentakt-Wechselsignals,

F i g. 4 ein Prinzipschaltbild einer Schaltung zur Unterdrückung von um 90° phasenverschobenen Komponenten und Störkomponenten, die einen Frequenzhalbierer zugeführt werden, der ein moduliertes Trägerausgangssignal erzeugt,

Fig. 5 ein Prinzipschaltbild einer Schaltung zur 90°-Phasenverschiebungs-

35 Unterdrückung von 90°-Phasenverschiebungs- und

Reihe geschalteten Schaltgliedern, an deren Verbin- 50 Störkomponenten, die einem Frequenzhalbierer und dungspunkt das Ausgangssignal abgegriffen wird, Demodulator zugeführt werden, der ein moduliertes parallel geschaltet ist.

Dies hat den Vorteil, daß sowohl der Verbindungspunkt der ersten beiden Schaltglieder als auch der Verbindungspunkt der zwei weiteren Schaltglieder ohne Zwischenschaltung einer weiteren Trennstufe als Gegentaktsignalausgänge zur Verfügung stehen.

Die Schaltung kann auch dadurch weitergebildet sein, daß zwischen den Widerstand und die Quelle des modulierten Trägersignals eine Frequenzhalbierungsstufe geschaltet ist. Dann ist vorzugsweise der Eingangskreis der Frequenzhalbierungsstufe an einem Transformator gebildet, dessen Sekundärwicklung in der Mitte geerdet ist und mit ihren äußeren Enden jeweils an einen Hauptanschluß zweier in Reihe geschalteter steuerbarer Schaltglieder angeschlossen ist, deren Verbindungspunkt mit dem Mittelabgriff der Sekundärwicklung eines Steuertransformators und Gleichsignal liefert;

F i g. 6 zeigt den zeitlichen Verlauf einiger Spannungen an bestimmten Stellen der Schaltung von Fig. 1 zur Erklärung der Wirkungsweise dieser Schaltung, und

F i g. 7 zeigt den Verlauf einiger Spannungen an bestimmten Stellen der Schaltung von F i g. 4 zur Erklärung der Wirkungsweise dieser Schaltung.

Nun zu F i g. 1. Hier sind als Schaltglieder Zerhacker- oder Schalttransistoren 10 und 11 dargestellt, die zur Umsetzung von Wechselstromhalbwellen des aus einer Quelle 12 kommenden modulierten Trägersignals e_s in Gleichspannungen an Kondensatoren 13 und 14 dienen, wobei der Vorgang von einer rechteckförmigen Wechselspannung e_r gesteuert wird. Die Schalttransistoren 10 und 11 wirken wie Synchronschalter, die geschlossen, d. h. leitend werden, wenn

die Basis positiv in bezug auf den Kollektor wird. Umgekehrt werden die Transistoren gesperrt, d. h. nichtleitend, bzw. als Schalter geöffnet, wenn die Basis negativ gegenüber dem Kollektor wird. An Stelle der Transistoren können aber auch über ihren Steueranschluß sperrbare Thyristoren oder nur über ihre Hauptanschlüsse sperrbare Thyristoren (bei Verwendung geeigneter Sperrschaltungen) oder Elektronenröhren verwendet werden.

Mit Hilfe eines Transformators 15 werden die Transistoren 10 und 11 abwechselnd von der Wechselspannung e_r durchgesteuert. Wenn die Schalttransistoren 10 und 11 geschlossen sind, ist ihr Widerstand zwischen Kollektor und Emitter praktisch Null im Vergleich zu dem Wert eines Widerstandes 16, der die Quelle 12 mit den Transistoren 10 und 11 verbindet. Somit bestimmen der Widerstand 16 und Kondensatoren 13 und 14 die Zeitkonstante des Demodulators. Diese Zeitkonstante sollte zur Durchführung der Demodulation groß gegenüber der Periodendauer der Signale e_s sein, so daß die Kondensatoren 13 und 14 die alternierenden Halbwellen des Signals e_s integrieren.

Nun zu Fig. 6. Angenommen, e_s und e_r seien in Phase und die Polaritätspunkte in den Figuren stellen Punkte dar, die positiv sind oder im Nullzeitpunkt positiv werden, und angenommen, e_s befinde sich in dem dargestellten nichtmodulierten stationären Zustand, dann wird der Kondensator 13 in der ersten Halbwelle von e_s mit der Quelle 12 verbunden, so daß er auf + e₀ geladen wird. Der Kondensator 14 wird dann in der zweiten Halbwelle im leitenden Zustand des Transistors 11 auf — e₀ geladen. Somit demodulieren die Schalttransistoren 10 und 11 synchron die Komponente von e_s mit bevorzugter Phasenlage, so daß Gleichspannungen entstehen, die gleich den Mittelwerten der positiven und negativen Halbwellen von e_s sind. Diese Spannungen werden abwechselnd mit Ausgangsklemmen 17 verbunden, um das gewünschte modulierte Trägerausgangssignal zu erzeugen. Man sieht also, daß sich als Ausgangssignal eine modulierte Rechteckschwingung an den Ausgangsklemmen 17 ergibt, wobei die Größe der Rechteckschwingung die Modulationsinformation führt, die in der Vorzugsphasenkomponente von e_s enthalten ist.

Es sei darauf hingewiesen, daß die gegenüber der Vorzugsphasenkomponente von e_s um 90° phasenverschobene Komponente e₉₀ praktisch keinen Einfluß auf die Spannung an den Kondensatoren 13 und 14 hat, da der Ladung des Kondensators 13 während der ersten Halbwelle von e_T praktisch keine Ladung hinzugefügt wird. Während der zweiten Halbwelle von e_r hat e_ga keinen Einfluß auf die Ladung des Kondensators 40. Man sieht also, daß die dem Trägersignal e_s aufmodulierte Information gemäß der Erfindung entzogen und in den Kondensatoren 13 und 14 gespeichert wird, wo sie zur Modulierung der Wechselspannung e_r verwendet wird, um das gewünschte Wechselstrom-Ausgangssignal e₀ zu erzeugen. Ferner sei darauf hingewiesen, daß geradzahlige harmonische Störkomponenten des Trägersignals die Ladung der Kondensatoren praktisch nicht beeinflussen und daß die ungeradzahligen harmonischen Störkomponenten direkt proportional ihrem harmonischen Vielfachen gedämpft werden.

Dieser Ausführung liegt also eine Abtastung der in den Kondensatoren 13 und 14 gespeicherten Ladung im Augenblick der Verbindung der Kondensatoren mit der Quelle 12 zur Integration des zugeführten Signals zugrunde. Es hat sich herausgestellt, daß diese Ausführung für normale Anwendungsfälle geeignet ist, bei denen ein hochohmiger Verbraucher an die Ausgangsklemmen 17 angeschlossen wird. Wenn die Schaltung jedoch mit einem niederohmigen Verbraucher belastet werden soll, dann kann die Ausführung nach F i g. 2 als Trennstufe verwendet werden. Hier tasten Schalttransistoren 18 und 19 die Spannungen der Kondensatoren 13 und 14 dann ab, wenn sie gerade keine Integration durchführen. Die Sekundärwicklung eines Steuertransformators 20 ist in der angedeuteten Weise gepolt, um die gewünschte Trennung zwischen dem Verbraucher und der Quelle 12 des modulierten Trägersignals zu bewirken. Der Schalttransistor 18 wird somit gesperrt, während der Schalttransistor 10 leitend ist, und gleichzeitig wird der Schalttransistor 19 durchgesteuert, um die zuvor in dem Kondensator 14 gespeicherte Ladung abzutasten. In der nächsten Halbwelle findet der umgekehrte Vorgang statt, was die gewünschte Entkopplung zur Folge hat.

Eine weitere Eigenheit der Erfindung besteht darin, daß ein gegentaktmoduliertes Trägerausgangssignal erzeugt werden kann, ohne daß ein Transformator erforderlich ist, indem die Ausgangsklemmen 17 mit den den Schalttransistoren 18 und 19 und den Schalttransistoren 10 und 11 gemeinsamen Punkten in der in F i g. 3 dargestellten Weise verbunden werden.

Nun zu F i g. 4. Hier ist ein Frequenzhalbierer dargestellt, der die um 90° phasenverschobenen zweiten Harmonischen und Störkomponenten mit Grundfrequenz und andere harmonische Frequenzen sperrt, so daß sich als Ausgangssignal ein modulierter Träger mit Versorgungsfrequenz ergibt, wobei die Modulation der in der Vorzugsphasenkomponente des modulierten Trägersignals enthaltenen Information proportional ist.

Wie man sieht, ist der Ausgangsteil der Schaltung von Fig. 4 identisch mit der Schaltung von Fig. 1. Dementsprechend sind gleiche Bauelemente mit gleichen Bezugszeichen versehen. Zwei Schalttransistoren 21 und 22 sind als zusätzliche Schaltglieder zusammen mit einem Eingangstransformator 23 und einem Steuertransformator 24 zur Frequenzhalbierung vorgesehen.

Aus F i g. 7 ist ersichtlich, daß neben der Wechselspannung e_r ein weiteres um 90° gegenüber diesem verschobenes Wechselsignal <?₉₀ vorgesehen ist, um ein Ausgangssignal e₀ zu erzeugen, das nur die halbe Frequenz von e_s hat. Die Wirkungsweise der Schaltung von F i g. 4 sei unter Bezugnahme auf F i g. 7 erklärt, indem die Wirkungsweise der Schaltung in vier Halbwellen von e_s beschrieben wird. Das Wechselsignal e_go ist lediglich aus Gründen der Übersichtlichkeit der Zeichnung mit kleinerer Amplitude als e_t dargestellt. Ihr Amplitudenunterschied ist auch belanglos, da sie lediglich Schaltfunktionen ausüben. Während der ersten Halbwelle von e_s gelangen positive Signale an die Basen der Transistoren 21 und 10, wodurch dem Kondensator 13 das Eingangssignal zugeführt wird, das diesen positiv auflädt. In der zweiten Halbwelle von e_s sind die Transistoren 22 und 10 leitend, um mit der Änderung der positiven Ladung des Kondensators 13 fortzufahren. Während der dritten Halbwelle von e_s sind die Transistoren 22 und 11 leitend, wodurch der Kondensator 14 negativ

geladen wird. Diese negative Ladung wird während der vierten Halbwelle von e_s umgepolt, weil dann die Schalttransistoren 22 und 11 leitend sind. Das an den Klemmen 17 erscheinende Ausgangssignal ist in der zuvor beschriebenen Weise mit der Wechselspannung e_r in Phase, was zur Folge hat, daß die zweite Harmonische von e_s in eine der Wechselspannung e_T phasengleiche Rechteckschwingung umgewandelt wird. Die Amplitude dieser Rechteckschwingung ist der Amplitude von e_s proportional, und ihre Polaritat kehrt sich mit der Polarität von e_r um. Es sei darauf hingewiesen, daß, wenn das Ausgangssignal statt mit der Phase von e_r mit der Phase von e₉₀ synchronisiert werden soll, lediglich ihre Verbindungen zu den Transformatoren 15 und 24 vertauscht zu werden brauchen. Wie sich aus obigen Ausführungen zu F i g. 6 ergibt, hat die gegenüber e_s um 90° phasenverschobene Komponente praktisch keinen Einfluß auf die während der ersten Halbwelle von e_s gespeicherte Ladung. Die Schaltung sperrt oder unterdrückt somit die gegenüber e_s um 90° phasenverschobene zweite Harmonische.

Angenommen, es werde keine zweite Harmonische, sondern ein Signal mit gleicher Frequenz und Phase wie e_r zugeführt, dann wird der Ladung des Kondensators 13 in der ersten Halbwelle eine positive und in der zweiten Halbwelle eine gleiche negative Ladung hinzugefügt, so daß sich die Ladung des Kondensators 13 im Endeffekt nicht ändert. Ähnliches gilt für die Ladung des Kondensators 14 in der dritten und vierten Halbwelle. Somit erscheint kein Ausgangssignal an den Klemmen 17, wenn nur ein Signal mit Versorgungsfrequenz und der Phasenlage von e_r zugeführt wird.

Nimmt man jetzt an, daß e_s durch ein Signal mit gleicher Frequenz und Phase wie e₉₀ ersetzt wird, dann lädt sich der Kondensator 13 während der ersten beiden Halbwellen positiv auf, während der in der dritten und vierten Halbwelle ablaufende Vorgang umgekehrt ist als bei der normalerweise zweiten Harmonischen von e_s, so daß sich der Kondensator 14 ebenfalls positiv auflädt. Infolgedessen ergibt sich in diesem Fall kein Wechselstrom-Ausgangssignal, da das abwechselnde Abtasten der Spannungen der Kondensatoren 13 und 14 eine Gleichspannung und keine modulierte Spannung wechselnder Polarität als Ausgangssignal ergibt. Daraus ergibt sich, daß sowohl ein Eingangssignal mit Grundfrequenz und beliebiger Phase als auch die 90°-Komponente der zweiten Harmonischen unterdrückt werden.

In vielen Anwendungsfällen ist es wünschenswert, ein moduliertes Gleichsignal zu erzeugen, wenn die Modulationsinformation in der zweiten Harmonischen von e_r enthalten ist. Für diesen Fall ist die in Fig. 5 dargestellte Ausführung geeignet. Diese Schaltang liefert eine polaritätsumkehrbare Gleichspannung an einem Kondensator 25, die nur der Modulation von e_s in der oben beschriebenen Weise proportional ist.

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Claims (10)

Patentansprüche:

1. Schaltung zur Eliminierung um 90° gegenüber einer bevorzugten Phasenlage eines Trägersignals phasenverschobener Komponenten des modulierten Trägersignals und zur Eliminierung oder Dämpfung harmonischer oder subharmonischer Frequenzkomponenten der Trägerfrequenz, z. B. in einem Servo- oder Nachlaufregelsystem, bei dem die Regelgröße in Abhängigkeit von dem als Führungsgröße oder von dem als dem Istwert der Regelgröße proportionales Meßsignal dienenden Modulationssignal geregelt wird, dadurch gekennzeichnet, daß zwei steuerbare Schaltglieder (10, 11) mit ihren Schaltstrecken in Reihe geschaltet sind und diese Reihenschaltung parallel zu zwei in Reihe geschalteten Kondensatoren (13, 14) liegt, deren Verbindungspunkt geerdet ist, daß zwischen den Steueranschlüssen der Schaltglieder (10, 11) eine mit Mittelabgriff versehene Sekundärwicklung eines Transformators (15) liegt, dessen Primärwicklung an einer Wechselspannung (e_r) liegt, deren Frequenz und Phasenlage gleich der des Trägersignals ist, und daß der Mittelabgriff mit dem Verbindungspunkt beider Schaltglieder (10, 11) mit einem Widerstand (16), über den das modulierte Trägersignal (e_s) zugeführt wird, und mit dem Ausgang (17) der Schaltung verbunden ist.

2. Schaltang nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß den beiden Kondensatoren (13,14) bei ausgangsseitiger Belastung mit einem niederohmigen Verbraucher eine Trennstufe (18 bis 20), bestehend aus einem Transformator (20) mit einer ebenfalls an der Wechselspannung (e_r) liegenden Primärwicklung und zur Sekundärwicklung des ersten Transformators (15) gegensinnig gewickelter Sekundärwicklung und zwei weiteren in Reihe geschalteten Schaltgliedern (18, 19), an deren Verbindungspunkt das Ausgangssignal (e„) abgegriffen wird, parallel geschaltet ist (Fig. 2).

3. Schaltung nach Ansprüchen 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß sowohl der Verbindungspunkt der ersten beiden Schaltglieder (10, 11) als auch der Verbindungspunkt der zwei weiteren Schaltglieder (18, 19) ohne Zwischenschaltung einer weiteren Trennstufe (Transformator) alsGegentaktsignalausgänge dienen (Fig. 3).

4. Schaltang nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen den Widerstand (16) und die Quelle (12) des modulierten Trägersignals eine Frequenzhalbierungsstafe (21 bis 24) geschaltet ist (Fig. 4).

5. Schaltung nach Ansprüchen 1 und 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Eingangskreis der Frequenzhalbierungsstufe von einem Transformator (23) gebildet ist, dessen Sekundärwicklung in der Mitte geerdet ist und mit ihren äußeren Enden an einen Hauptanschluß zweier in Reihe geschalteter steuerbarer Schaltglieder (21, 22) angeschlossen ist, deren Verbindungspunkt mit dem Mittelabgriff der Sekundärwicklung eines Steuertransformators (24) und mit dem Widerstand (16) verbunden ist und deren Steueranschlüsse mit den Enden der Sekundärwicklung des Steuertransfortors (24) verbunden sind.

6. Schaltung nach Ansprüchen 1, 4 und 5, dadurch gekennzeichnet, daß an die Primärwicklung des Steuertransformators (24) ein gegenüber der Wechselspannung^) um 90° phasenverschobenes Wechselsignal (e₉₀) gleicher Frequenz angelegt ist.

7. Schaltang nach Anspruch 6 zur Bildung eines modulierten polaritätsumkehrbaren Gleichsignals, dadurch gekennzeichnet, daß an Stelle der

Kondensatoren (13,14) die in der Mitte geerdete Sekundärwicklung eines Trenntransformators (26) gesetzt ist, daß die Primärwicklung des Trenntransformators (26) ebenfalls in der Mitte geerdet ist und an Stelle des Eingangstransformators (23) der Frequenzhalbierungsstufe an der Reihenschaltung der Schaltglieder (21, 22) dieser Stufe liegt, daß der Verbindungspunkt dieser Schaltglieder (21, 22) mit dem Ausgang der Quelle (12) des modulierten Trägersignals (e_s) verbunden ist und daß der Verbindungspunkt der Schaltglieder (10, 11) der von der Wechselspannung (e_r) gesteuerten Stufe (11, 10, 15) mit einem Integrator (27, 25) als Ausgangskreis verbunden ist.

8. Schaltung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, das der Integrator aus einem RC-Glied (27, 25) besteht.

9. Schaltung nach Ansprüchen 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Zeitkonstante des Widerstandes (16) mit den beiden Kondensatoren (13, 14) groß ist im Verhältnis zur Periodendauer der Wechselspannung (e_r).

10. Schaltung nach Ansprüchen 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Kapazitäten der beiden Kondensatoren (13,14) gleich sind.

In Betracht gezogene Druckschriften:
USA.-Patentschriften Nr. 3 005139, 3 085 166.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

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