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Schaltungsanordnung zur Amplitudenbegrenzung von Signalen Die Erfindung
betrifft eine Schaltungsanordnung zur Amplitudenbegrenzung von Signalen mit vier
amplitudenabhängigen Widerstandselementen, die in einer Brückenschaltung untergebracht
sind, wobei das in der Amplitude zu begrenzende Signal einem ersten Eckpunkt dieser
Brückenschaltung zugeführt und das Ausgangssignal einem zweiten, dem erstgenannten
Eckpunkt diametral gegenüberliegenden Eckpunkt entnommen wird und die weiteren zwei
Eckpunkte der Brückenschaltung an eine Speisequelle angeschlossen sind, um eine
Voreinstellung der Brückenschaltung zu ermöglichen.
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Eine solche Schaltungsanordnung ist aus F i g. 3 der britischen Patentschrift
994 967 bekannt. Solche Schaltungsanordnungen werden z. B. zur Begrenzung frequenzmodulierter
Signale verwendet. Eine solche Begrenzungsschaltung jedoch kann auch erfolgreich
in dem sogenannten Phasenkompensationskreis einer Indexröhrenschaltung eines Farbfernsehempfängers
benutzt werden. Die Amplitude des einem Photovervielfacher entnommenen Indexsignals
muß dabei stark begrenzt werden. Dies ist daher notwendig, daß infolge der Intensitätsmodulation
des Elektronenstrahls der Indexröhre das dem Photovervielfacher entnommene Ausgangssignal
in der Amplitude stark variieren kann.
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Der Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, daß diese bekannte Begrenzungsschaltung,
wie dies weiter unten näher erläutert wird, den Nachteil des kapazitiven Ubersprechens
hat, so daß die Begrenzungswirkung herabgemindert wird. Um diesen Nachteil zu beheben,
ist die Schaltungsanordnung nach der Erfindung dadurch gekennzeichnet, daß, um das
in dieser Begrenzungsschaltung auftretende Übersprechen zu vermeiden, das in der
Amplitude zu begrenzende Signal über eine Phasenumkehrstufe zugeführt wird, wobei
ein erstes Ausgangssignal dieser Umkehrstufe dem erwähnten ersten Eckpunkt der Brückenschaltung
und ein zweites Ausgangssignal dieser Umkehrstufe, dessen Phase der des erstgenannten
Ausgangssignals entgegengesetzt ist, über eine passend gewählte Impedanz einer weiteren
Impedanz zugeführt wird, wobei der Verbindungspunkt der passend gewählten und der
weiteren Impedanz mit dem erwähnten zweiten Eckpunkt verbunden ist.
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Einige mögliche Austührungstormen der Schaltungsanordnung nach der
Erfindung werden an Hand der beiliegenden Zeichnung beschrieben, in der F i g. 1
die bekannte Begrenzungsschaltung mit einer sogenannten Vierdiodenbrücke zeigt,
die F i g. 2 und 3 zur Erläuterung der kapazitiven Ubersprecherscheinung in der
Schaltungsanordnung nach F i g. 1 dienen, F i g. 4 die Schaltungsanordnung nach
der Erfindung, F i g. 5 ein Vektordiagramm zur Veranschaulichung der kapazitiven
Ubersprecherscheinung und deren Beseitigung, F i g. 6 eine erste Ausführungsform
einer in bezug auf F i g. 4 weiter verbesserten Begrenzungsschaltung und F i g.
7 eine zweite Ausführungsform einer in bezug auf F i g. 4 noch weiter verbesserten
Begrenzungsschaltung zeigt.
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In F i g. 1 bezeichnet 1 die Quelle des in der Amplitude zu begrenzenden
Signals E;. Dieses Signal wird über den Kondensator 2 einem ersten Eckpunkt 3 der
aus den vier Dioden 4 bis 7 zusammengebauten Brückenschaltung zugeführt. Diese Brückenschaltung
wird durch die Widerstände 8 und 9 voreingestellt, die an eine Speisespannungsquelle
angeschlossen sind, deren Plusklemme mit dem freien Ende des Widerstands 8 und deren
Minusklemme mit Erde verbunden ist. Das in der Amplitude begrenzte Signal
10 kann über einen Kondensator 11 einem zweiten Eckpunkt 12 der Brückenschaltung
entnommen werden, welcher Eckpunkt 12 dem erstgenannten
Eckpunkt
3 diametral gegenüberliegt. Dieses Ausgangssignal tritt über einer Impedanz 13 auf,
die zwischen der Leitung 14 und Erde angebracht ist, welcher Leitung 14 das
endgültige Ausgangssignal 10 entnommen werden kann.
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Wie eingangs erwähnt, hat diese an sich gut arbeitende Begrenzungsschaltung
den Nachteil des sogenannten kapazitiven Ubersprechens. Diese Wirkung läßt sich
wie folgt erklären.
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Links in F i g. 1 ist bei 15 das Eingangssignal Ei angedeutet, wie
dieses von der Quelle 1 geliefert wird. Es zeigt sich, daß dieses Signal während
der Zeitperiode von 0-t1 positive und während der Zeitperiode von tl-t#, negative
Polarität hat. Die Zeitspanne 0-t, ist eine ganze Periode dieses Eingangssignals
E,.
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Wenn in der Zeitperiode 0-t1 das Eingangssignal E; einen durch die
Voreinstellung bestimmten Grenzwert überschreitet, werden die Dioden 4 und 6 gesperrt,
während die Dioden 5 und 7 leitend bleiben. Es entsteht infolgedessen die in F i
g. 2 dargestellte Lage. Die Kondensatoren 4' und 6' der F i g. 2 stellen die Streukapazitäten
der gesperrten Dioden 4 und 6 dar, während die Linien 5' und 7' andeuten, daß die
Dioden 5 und 7 leitend sind; es wird dabei angenommen, daß der Widerstandswert der
Dioden 5 und 7 in dieser Lage praktisch vernachlässigbar ist.
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Aus F i g. 2 ist ersichtlich, daß der erste Eckpunkt 3 in dieser Lage
praktisch gegen den zweiten Eckpunkt 12 isoliert ist, da das Eingangssignal E; praktisch
über die leitende Diode 5 und den Widerstand 9 nach Erde abgeführt wird. Daher nimmt
in dieser Lage das Ausgangssignal 10 einen nahezu konstanten Wert an, der durch
die gewählte Voreinstellung bedingt wird.
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Weiterhin ist aus F i g. 2 ersichtlich, daß die Isolierung der Eckpunkte
3 und 12 nicht vollständig ist infolge des Auftretens der Streukapazitäten 4' und
6'. Es erfolgt somit ein gewisser Grad kapazitiven Ubersprochens von dem Punkt 3
zum Punkt 12 über die Parallelschaltung der Kondensatoren 4' und 6'. Die Amplitude
des Ausgangssignals 10 ist daher nicht konstant, sondern nimmt bei zunehmender
Amplitude des Eingangssignals E, auch zu. Es tritt jedoch eine Nebenerscheingung
auf, die tatsächlich die Wirkung weiter verschlechtert, d. h. das Auftreten von
Phasenverschiebungen zwischen dem Eingangssignal E; und dem Ausgangssignal 10 infolge
dieses kapazitiven U bersprechens. Dies wird an Hand der F i g. 5 näher erläutert.
Eine ähnliche Erscheinung gilt für die Zeitspanne tl-t, Wenn während dieser Zeitspanne
die negative Amplitude den durch die Voreinstellung bestimmten Grenzwert überschreitet,
werden die Dioden 5 und 7 gesperrt, während die Dioden 4 und 6 nach wie vor leitend
sind. Diese Lage ist in F i g. 3 veranschaulicht, wobei die Kondensatoren 5" und
7" die Streukapazitäten der Dioden 5 und 7 darstellen und die Linienabschnitte 4"
und 6" die leitenden Dioden 4 und 6 andeuten. Ein Vergleich zwischen den F i g.
2 und 3 zeigt, daß tatsächlich die gleiche Ubersprecherscheingwig auftritt, nur
mit dem Unterschied, daß bald die parallelliegenden Kapazitäten 4' und 6' und bald
die parallelliegenden Kapazitäten 5" und 7" für das kapazitive Übersprechen verantwortlich
sind.
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Die Tatsache. daß infolge dieses kapazitiven Übersprechens sowohl
eine Amplitudenänderung als auch eine Phasenänderung in dem Ausgangssignal 10 bei
veränderlicher Amplitude des Eingangssignals E; auftreten, wird an Hand des Vektordiagramms
nach F i g. 5 erläutert.
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In F i g. 5 stellt der Vektor 16 die Ausgangsspannung am Eckpunkt
12 dar, wenn kein kapazitives Ubersprechen auftreten würde. Der Vektor 16 hat eine
konstante Länge. da das Ausgangssignal am Eckpunkt 12 ohne Ubersprecherscheinung
eine konstante Amplitude haben würde. Der Vektor 17 stellt denjenigen Teil des Eingangssignals
E; dar, der über die parallelliegenden Kapazitäten 4' und 6' bzw. 5" und 7" den
zweiten Eckpunkt 12 erreicht. Die geringe Länge des Vektors 17 setzt voraus, daß
das Eingangssignal E; eine geringe Amplitude hat. Nimmt die Amplitude des Eingangssignals
E; zu, nimmt, da die kapazitive Ubersprechwirkung nicht begrenzt wird, auch die
Amplitude des Ubersprechsignals zu, so daß es durch den Vektor 17' in F i g. 1 dargestellt
werden kann.
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Selbstverständlich deuten die Vektoren 17 und 17' nur zwei gesonderte
Werte an, welche zwei gesonderten Amplituden des Eingangssignals E, zugehören. Da
die Amplitude des Eingangssignals verschiedene Werte annehmen kann, lassen sich
auch andere Längen von Vektoren zwischen denen der Vektoren 17 und 17' denken. Da
bekanntlich das Gesamtausgangssignal an einem bestimmten Punkt stets die Summe der
an diesem Punkt wirksamen Spannungen ist, kann bei Berücksichtigung der Vektoren
16 und 17 die Ausgangsspannung 10 durch den Vektor 18 dargestellt
werden, während bei Berücksichtigung der Vektoren 16' und 17' das Ausgangssignal
10 durch den Vektor 19 vertreten werden kann. Da, wie vorstehend gesagt,
zwischen den durch die Vektoren 17 und 17' vertretenen Werten allerlei Werte auftreten
können, kann auch das Ausgangssignal beliebige Werte zwischen den durch die Vektoren
18 und 19 dargestellten Werten annehmen. Ein Vergleich zwischen den Vektoren 16,
18 und 19 zeigt, daß nicht nur eine Zunahme der Amplitude des Ausgangssignals bei
zunehmender Amplitude des Eingangssignals E,, sondern auch eine Phasenverschiebur,-
auftritt. da zwischen den Vektoren 16 und 18 ein Plia,:nunterschied @z und zwischen
den Vektoren 16 und 19 ein Phasenunterschied (i vorliegt. Infolge des kapazitivc-..
tTbersprechens hat das Ausgangssignal also weder eine konstante Am-
plitude
noch eine konstantc Phase. Beide Erscheinungen wirken sehr störend. da bei einem
frequenzmodulierten Signal gerade die Amplitude konstant bleiben soll, während die.'."@iidcriing
der Phase eine Verzerrung der Information zur Folge hat, die als Frequenzmodulation
in dein Signal wirksam ist.
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Auch wenn die Begrenzungsschaltung in dem Phasenlauf einer Indetröhrenschaltung
verwendet wird, sind beide Erscheinungen nicht erwünscht, da das in diesem Phasenlauf
verarbeitete Indexsignal eine konstante Amplitude und eine konstante Phase haben
muß, da sonst das für Synchronisierungszwecke verwendete Indexsignal eine Funktion
nicht einwandfrei erfüllen kann. Zweck der Erfindung ist es diese kapazitive Ubersprecherscheinung
zu verringern.
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Die Lösung dieser Aufgabe ist in F i g. 4 dargestellt. In der Schaltungsanordnung
nach F i g. 4 wird das Eingangssignal E; der Begrenzungsschaltung über eine Phasenumkehrstufe
zugeführt, die in dem Schaltbild von F i g. 4 nur durch zwei Spannungsquellen 21
und 22 schematisch dargestellt ist, welche die Eingangssignale E; und E; liefern,
was mit 15 bzw. 15'
bezeichnet ist. Beide Eingangssignale haben
die gleiche Amplitude, aber entgegengesetzte Phasen. Das erste Eingangssignal E;
wird über den Kondensator 2 dem ersten Eckpunkt 3 der Brückenschaltung und das zweite
Eingangssignal Ei' wird über einen weiteren Kondensator 23 dem zweiten Eckpunkt
12 dieser Brückenschaltung zugeführt. Zwischen dem zweiten Eckpunkt 12 und dem Punkt,
mit dem der Kondensator 23 verbunden ist, liegt der Kondensator 11. aber wenn vorausgesetzt
wird, daß der Kondensator 11 in bezug auf die Wiederholungsfrequenz des Eingangssignals
15 verhältnismäßig groß ist, so ist die Impedanz dieses Kondensators 11 vernachlässigbar.
Dies bedeutet, daß das von dem Punkt 3 kapazitiv übersprechende Signal durch das
Signal ausgeglichen wird, das über den Kondensator 23 zugeführt wird, sofern der
Wert des Kondensators 23 passend gewählt wird. Der Wert des Kondensators 23 läßt
sich wie folgt bestimmen. Da das erste Eingangssignal 15 und das zweite Eingangssignal
15' praktisch gleiche Amplituden haben und angenommen, daß sowohl der Kondensator
2 als auch der Kondensator 11 verhältnismäßig groß sind, muß der Wert des Kondensators
23 praktisch gleich der Summe der Kondensatoren 4' und 6' bzw. 5" und 7" sein, wobei
vorausgesetzt wird, daß die Kapazitäten 4', 6', 5" und 7" einander praktisch gleich
sind, was für gleichartige Dioden 4, 5, 6 und 7 praktisch der Fall ist.
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Wenn die Kondensatoren 2 und 11 nicht als verhältnismäßig groß betrachtet
werden können, wird der Kapazitätswert des Kondensators 23 durch
bestimmt, in welcher Gleichung C@, C#. C@, C11 und C_3 die Kapazitätswerte der Kondensatoren
2. 4', 4'.
11 bzw. 23 bezeichnen. Es wird auch hier vorausgesetzt.
daß die Kondensatoren 4', 6', 5" und 7" gleiche Werte haben.
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Wenn die Amplituden des ersten Eingangssignals 15 und des zweiten
Eingangssignals 15' einander nicht gleich sind, kann dennoch durch geeignete Anpassung
des Kondensators 23 die erwünschte Kompensation erzielt werden. Angenommen, daß
das von der Quelle 2 gelieferte Signal 15' eine größere Amplitude hat als das von
der Quelle 21 gelieferte Signal 15, so kann durch Verringerung des Kondensators
23 crrcicht werden. daß der Spannungsfall über den durch die Elemente 23 und 13
gebildeten Spannungsteiler größer ist, wodurch die größere Amplitude des von der
Quelle 22 gelieferten Signals ausgeglichen wird.
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Es wird einleuchten, daß, wenn zwischen der Quelle 21 und der Ausgangsklemme
14 andere Impedanzen als lediglich Kapazitäten vorhanden sind, z.. B. Impedanzen
in Form von Widerständen oder Induktivitäten, durch Reihen- oder Parallelschaltung
von Widerständen und'oder Induktivitäten mit dem Kondensator 23 die Impedanz zwischen
der Quelle 22 und der Ausgangsklemme 14 an die Impedanz zwischen der Quelle 21 und
der Ausgangsklemme 14 angepaßt werden kann, wobei die Streukapazitäten 4', 6', 5"
und 7" zwischen den Punkten 3 und 12 berücksichti-t werden müssen.
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Dic Tatsache, daß durch diesen Ausgleich die Begrenzungsschaltung
nach F i g. 4 ein Ausgangs-Signal 10 mit konstanter Amplitude liefert. läßt
sich an Hand der F i g. 5 erklären. Angenommen, daß der Vektor 24 bzw. 24' die Spannung
darstellt, die über den Kondensator 23 die Ausgangsklemme 14 erreicht, so werden
diese Vektoren gerade die Vektoren 17 und 17 gerade ausgleichen, so daß unabhängig
von der Größe des Eingangssignals Ei das Ausgangssignal 10 stets durch den Vektor
16 dargestellt werden kann, der eine konstante Amplitude und Phase hat. Auch alle
anderen Werte als die durch die Vektoren 24 und 24' angegebenen Werte können selbstverständlich
auftreten, da das Signal E; über zwei Strecken verteilt wird, so daß bei Änderung
der Amplitude des durch die Vektoren 17 bzw. 17 dargestellten Signals die
Amplitude des durch den Vektor 24 bzw. 24' dargestellten Signals sich entsprechend
ändert.
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Obgleich ein Phasenunterschied von 90 zwischen den Vektoren 16 und
den Vektoren 17 bzw. 17
vorausgesetzt ist, braucht dies selbstverständlich
nicht stets der Fall zu sein. Dies trifft nur zu, wenn der Wert der Impedanz 13
in bezug auf den Impedanzwert der Kapazitäten 4', 6', 5" und 7" gering ist. Ist
dies nicht der Fall, so tritt ein Phasenunterschied von weniger als 90` zwischen
dem Vektor 16 und den Vektoren 17, 17 auf. Die Vektoren 24, 24' sind auch
dann bei richtiger Anpassung des Kondensators 23 oder anderer passend gewählter
Impedanzen zwischen der Quelle 22 und der Ausgangsklemme 14 genau den Vektoren 17,
17" gegenphasig, so daß dies beim Ausgleichen der Ubersprechwirkung unwesentlich
ist.
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Obgleich die vorstehend beschriebene Brückenschaltung mit Halbleiterdioden
4 bis 7 ausgerüstet ist, kann sie selbstverständlich auch andere amplitudenabhängige
Widerstandselemente enthalten. Es können statt Halbleiterdioden z. B. übliche Röhrendioden
verwendet werden, was bei Schaltungen mit Röhren statt Transistoren wesentlich ist,
so daß der Transistor 20 durch eine Triode oder eine Pentode ersetzt werden kann.
Es ist auch möglich, die üblichen Halbleiterdioden 4, 5, 6 und 7 durch Zenerdioden
zu ersetzen, wenn Transistoren benutzt werden, und durch Neon- oder andere Gasentladungsröhren
im Falle einer Röhrenbestückung. Statt Dioden lassen sich auch spannungsabhängige
Widerstände verwenden, da der Widerstandswert derselben sich als Funktion der Amplitude
des zugeführten Eingangssignals ändert. Es soll in diesen Fällen selbstverständlich
darauf geachtet werden, daß die durch den Kondensator 23 gebildete Impedanz, die
gegebenenfalls mit Widerständen und Induktivitäten ergänzt wird, den zum Ausgleich
der Ubersprechwirkung erforderlichen Wert hat.
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F i g. 6 zeigt eine Schaltungsanordnung zur Bildung der zwei Spannungsquellen
21 und 22 nach F i g. 4. Sie werden durch zwei Transistoren 25 und 26 gebildet.
Die Notwendigkeit einer solchen komplizierten Lösung kann wie folgt erläutert werden.
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Wenn der Begrenzungspegel der guten Wirkung des 4-Diodenbegrenzers
(4, 5, 6, 7) z. B. bei 0,3 V liegt und wenn der zugehörende Ausgangsstrom 3 mA beträgt,
muß der Strom Il durch den Widerstand 8 etwa 3 mA betragen. Sind zwei der vier Dioden
gesperrt, so muß die Quelle 21 stets einen Strom von 3 mA führen (dieser Zustand
ist in den F i g. 2 und 3 angedeutet), aber die Spannung kann den Wert von 0,3 V
weit überschritten haben. Gerade an dem Begrenzungspegel beträgt also die Ausgangsimpedanz
für
die Quelle 21 etwa
während bei einem Anstieg der Spannung auf z. B. 3 V diese Ausgangsimpedanz
beträgt. In der Schaltungsanordnung nach F i g. 6 ist der Transistor 26 gemeinsam
mit seinem Emitterwiderstand 27 als Spannungsquelle 21 wirksam. Wenn angenommen
wird, daß der Emitterwiderstand 27 etwa 500 Ohm ist, so ist mit diesem Emitterwiderstand
eine zwischen 100 und 1000 Ohm schwankende Impedanz parallel geschaltet. Ist diese
veränderliche Impedanz als ohmisch zu betrachten (was bei dem Ausgleich nach F i
g. 4 vorausgesetzt werden darf), so ändert sich die Impedanz in dem Emitterkreis
des Transistors 26 zwischen etwa 83 und 380 Ohm. Wenn der Transistor 26 direkt als
Phasenumkehrstufe verwendet und zu diesem Zweck ein Widerstand in seinen Kollektorkreis
aufgenommen werden würde, so kann mit Rücksicht auf die zwischen 83 und 380 Ohm
veränderliche Impedanz im Emitterkreis nicht die Bedingung erfüllt werden, daß unter
allen Umständen die Spannung von der Emitterelektrode des Transistors 26 die gleiche
Amplitude hat wie die Spannung des der Kollektorelektrode entnommenen Signals.
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Dieses Bedenken liegt jedoch nicht vor, wenn das zweite Eingangssignal
15' der Kollektorelektrode des Transistors 25 entnommen wird. Der Basisstrom des
Transistors 26 ist erheblich niedriger als der Emitterstrom, so daß die Impedanz
in dem Basiskreis um den Stromverstärkungsfaktor u 'mal größer ist als die Impedanz
im Emitterkreis. Ist a = 50, so ändert sich die Ausgangsimpedanz im Emitterkreis
des Transistors 25 zwischen 83 - 50 :-- 4000 Ohm und 380 - 50 ;r-- 19000
Ohm.
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Wird der Emitterwiderstand 28 des Transistors 25 hinreichend klein
gewählt, z. B. 80 Ohm, so wird die Änderung von 4000 auf 19000 Ohm praktisch keine
Änderung der Gesamtimpedanz im Emitterkreis des Transistors 25 hervorrufen. -Das
zweite, dem Kollektorwiderstand 29 entnommene Eingangssignal 15' hat infolgedessen
stets die gleiche Amplitude, unabhängig von den erwähnten Änderungen. Indem außerdem
für den Widerstand 29 der richtige Wert gewählt wird (hier 56 Ohm), kann zudem dafür
gesorgt werden, daß die Amplitude des Signals 15' über dem Widerstand 29 praktisch
gleich der Amplitude des Signals 15 über dem Widerstand 27 ist.
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Obgleich in dem Beispiel nach F i g. 6 die Transistoren 25 und 26
des entgegengesetzten Leitfähigkeitstyps sind (Transistor 25 ist ein n-p-n- und
Transistor 26 ist ein p-n-p-Transistor) und außerdem Gleichstrommäßig miteinander
gekoppelt sind, ist dies nicht durchaus notwendig. Wären diese Transistoren des
gleichen Leitfähigkeitstyps und für Wechselstrom miteinander gekoppelt, so wäre
die Wirkung in bezug auf Wechselstrom dieselbe. Es können jedoch auch plötzliche
Gleichspannungsänderungen oder Sprünge auftreten, in welchem Falle die Ausführungsform
nach F i g. 6 die besten Resultate liefert, da die Transistoren 25 und 26 des entgegengesetzten
Leitfähigkeitstyps und gleichstrommäßig miteinander gekoppelt sind. Bei der Schaltungsanordnung
nach den F i g. 4 und 6 ist das Signal eine Wechselspannung mit konstanter Amplitude,
unabhängig von der Größe der Amplitude des Eingangssignals Ei, mit Ausnahme des
Falles, in dem dieses Eingangssignal unterhalb des Voreinstellwertes der Brückenschaltung
gelangt. Auch bei Signalen mit Amplituden unterhalb dieses Voreinstellwertes soll
die Wirkung der gesamten Begrenzungsschaltung nicht plötzlich enden. Zu diesem Zweck
ist die Begrenzungsschaltung nach den F i g. 4 und 5 weiter verbessert, was in F
i g. 7 dargestellt ist.
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Die weitere Verbesserung besteht darin, daß die Ausgangsklemme
14 mit der Emitterelektrode eines weiteren Transistors 30 verbunden ist,
der als Trennelement zwischen der Ausgangsklemme 14 und der endgültigen Ausgangsklemme
31 wirksam ist. Der in geerdeter Basisschaltung wirksame Transistor 30 mit an der
Basiselektrode einer konstanten Vorspannung V, hat einen Emitterwiderstand 32 und
einen Kollektorwiderstand 33, wobei letztere die Speisung des Transistors 30 versorgt.
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Die Impedanz von der Klemme 14 gegen Erde wird durch den in
geerdeter Basisschaltung wirksamen Transistor 30 bedingt und ist somit sehr gering
und kann praktisch als Kurzschluß betrachtet werden. Dies hat. zwei Vorteile: Erstens
ist die Spannung am Punkt 14 gegen Erde sehr gering. Der Begrenzungspegel
V der Vierdioden-; schleuse wird infolgedessen praktisch lediglich durch die Innenimpedanz
der vier Dioden 4, 5, 6 und 7 bestimmt. Beträgt bei einer bestimmten Voreinstellung
mittels der Widerstände 8 und 9 der Innenwiderstand einer Diode R, so beträgt die
Gesamtimpedanz zwischen den Eckpunkten 3 und 11 wieder etwa R (zwei Dioden
in Reihe und zwei Zweige parallel). Bei dem voreingestellten Strom Il ist der Spannungsfall
Il R = V (unter Vernachlässigung des Spannungsfalles über die sehr großen Kondensatoren
2 und 11). Da die Spannung am Punkt 14 in F i g. 7 praktisch als Null angenommen
ist, muß die Spannung an der Emitterelektrode des Transistors 26 den Bebrenzungspegel
Y übersteigen, um die Begrenzungswirkung der Vierdiodenschleuse einleiten zu können.
Ist die Spannung am Punkt 14 nicht praktisch Null, so muß diese der Spannung Yi
zugezählt werden, um den Begrenzungspegel zu finden.
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Zweitens, wenn die Impedanz des Punktes 14 gegen Erde sehr gering
ist, kann der Ausgleich über den Kondensator 23 leichter durchgeführt werden. In
diesem Falle tritt praktisch lediglich die Anforderung auf, daß die Impedanz von
der Quelle 21 (der Emitterelektrode des Transistors 26) bis zu der Klemme 14 gleich
der Impedanz von der Quelle 22 (der Kollektorelektrode des Transistors 25) bis zu
der Klemme 14 sein soll, da eine Phasendrehung durch eine Impedanz zwischen der
Klemme 14 und Erde nicht auftritt.
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Aus F i g. 7 ergibt sich, daß in die Schaltungsanordnung parallel
zu dem Kollektorwiderstand 33 zwei in entgegengesetztem Sinne geschaltete Dioden
34 und 35 und ein Trennkondensator 36 aufgenommen sind. Vorzugsweise sind die Dioden
34 und 35 des gleichen Typs wie die Dioden 4, 5, 6 und 7. Diese Dioden haben
alle bei der gewählten Voreinstellung eines Differentialwiderstand Rdiff, der kleiner
ist als der absolute Widerstandswert R; (Innenwiderstand) der Diode.
wobei V die Spannung der Diode und i den Strom durch die Diode bei der gewählten
Voreinstellung
bezeichnen;
der absolute Widerstandswert ist und- der Differentialwiderstand Rdiff an dem Voreinstellpunkt
ist, ist R; > Rain.
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Da V dem vorerwähnten Begrenzungspegel V; (der von der gewählten Voreinstellung
abhängig ist) entspricht, nimmt für Signale unterhalb dieses Begrenzungspegels der-Differentialwiderstand
der Dioden 34 und 35 zu. Die Ausgangsspannung an der Klemme 31 nimmt somit weniger
schnell ab als bei Aufnahme von nur einem ohmschen Widerstand in den Kollektorkreis
des Transistors 30, dessen Wert gleich dem absoluten Widerstandswert R; der Dioden
gleich ist. Der Wert eines ohmschen Widerstandes kann praktisch als konstant betrachtet
werden; der Differentialwiderstand der Dioden 34 und 35 nimmt, wie gesagt, bei abnehmendem
Signal zu. Nimmt die Steuerung des Transistors 30 unterhalb des Begrenzungspegels
V; linear ab, so nimmt der Kollektorstrom auch linear ab, aber die Kollektorspannung
nimmt weniger ab, infolge des zunehmenden Differentialwiderstandes. Es kann somit
gesagt werden, daß auch unterhalb des Begrenzungspegels V, durch Hinzufügung der
Dioden 34 und 35 die Begrenzungswirkung, sei es in geringerem Maße, fortgesetzt
wird.
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Der Kondensator 36 ist wieder notwendig für die Wechselstromkopplung,
da die Diode auf die positive Halbperiode des Ausgangssignals 10 ansprechen soll;
die Diode 34 auf die negative Halbperiode. Ohne den Kondensator 36 wäre dies nicht
möglich.
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Für Anwendung bei einem Farbfernsehempfänger mit einer Indexröhre,
wobei das einem Photovervielfacher entnommene Indexsignal von 12 MHz durch die Schaltungsanordnung
nach F i g. 7 begrenzt werden soll, sind die Werte der verschiedenen Einzelteile
in der nachfolgenden Tabelle angegeben:
| Transistor 25, 30 . . . . . . . . . . . . Philips Typ BSY 39 |
| Transistor 26 . . . . . . . . . . . . . . . Philips Typ ASZ
21 |
| Dioden 4, 5, 6, 7, 34, 35 ...... Philips Typ AAZ 13 |
| Widerstand 8 . . . . . . . . . . . . . . 3300 Ohm |
| Widerstand 9 . . . . . . . . . . . . . . 3300 Ohm |
| Widerstand 27 . . . . . . . . . . . . . . 500 Ohm |
| Widerstand 28 . . . . . . . . . . . . . . 80 Ohm |
| Widerstand 29 . . . . . . . . . . . . . . 56 Ohm |
| Widerstand 32 . . . . . . . . . . . . . . 2200 Ohm |
| Widerstand 33 . . . . . . . . . . . . . . 500 Ohm |
| Speisespannung |
| der ganzen Schaltung ...... 24 V |
| V ......................... 12 V |
| Kondensatoren 2, 11 und 36 . . 56 KpF |
| Kondensator 23 . . . . . . . . . . . . 27 pF |