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Schaltungsanordnung zur Bestimmung der Mittenfrequenz eines durch
den Dopplereffekt verschobenen Spektrums Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung
zur Feststellung der durch den Dopplereffekt erfolgten Verschiebung des Echo spektrums
in einer mit moduliertem Sender arbeitenden Radaranlage zur Geschwindigkeitsmessung.
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Zur Geschwindigkeitsmessung ist es bei impulsgetasteten Radaranlagen
üblich, die durch den Dopplereffekt bedingte Verschiebung des Echospektrums auszunutzen.
Die bisher gebräuchlichen Radaranlagen dieser Art sind auf die Feststellung von
Dopplerverschiebungen beschränkt, die unterhalb der halben Impulswiederholungsfrequenz
liegen. Dies hat seine Ursache in der sogenannten spektralen Umklappung der im Radarempfänger
zur Ausnutzung gelangenden Echosignale. Da die Dopplerfrequenzverschiebung proportional
der zu bestimmenden Geschwindigkeit ist, beschränkt der spektrale Umklappeffekt
den Geschwindigkeitsbereich, über den das Radargerät benutzt werden kann, und es
ergeben sich Schwierigkeiten, Geschwindigkeiten, wie sie bei Düsenflugzeugen und
Raketengeschossen benutzt werden, zu messen.
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Die Erfindung bezweckt eine Messung von Dopplerverschiebungen im
Spektrum von Echosignalen eines Radargerätes, die der vorgenannten Beschränkung
nicht unterliegt. Ferner gestattet die Erfindung ein Arbeiten unter einem günstigen
Störverhältnis, insofern als bei der Herstellung des Endergebnisse; die Erfindung
imstande ist, mit verengter Bandbreite zu arbeiten.
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Ein erfindungsgemäßes Radarmeßgerät gestattet, den Dopplereffekt
sowohl verschwindend kleiner Geschwindigkeiten, wie sie beispielsweise bei schwebenden
Hubschraubern auftreten, als auch bei sehr hohen Geschwindigkeiten, beispielsweise
tJberschallgeschwindigkeiten, zu messen.
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Eine Schaltungsanordnung zur Bestimmung der Mittenfrequenz eines
durch den Dopplereffekt verschobenen Echospektrums in einer mit einem modulierten,
vorzugsweise amplitudenmodulierten Sender arbeitenden Radaranlage zur Geschwindigkeitsmessung
kennzeichnet sich gemäß der Erfindung dadurch, daß zur Gewinnung einer die Mittenfrequenz
repräsentierenden B ezugsfrequenz, welche das Spektrum teilt und laufend derart
nachgeregelt wird, daß die Spannungsinhalte oder Leistungsinhalte der beiden Spektrumteile
in einem vorgegebenen Verhältnis, vorzugsweise einem Verhältnis von 1 : 1, zueinander
stehen, eine an sich bekannte Anordnung vorgesehen ist, bei der die unmodulierten
Schwingungen eines die Bezugsfrequenz liefernden Oszillators und das Echospektrum
einer ersten Mischstufe direkt und parallel
dazu unter Verschiebung der Phase der
einen der beiden Eingangsschwingungen um 900 gegenüber der entsprechenden Eingangsschwingung
der ersten Mischstufe einer zweiten Mischstufe zugeführt werden und die Differenzfrequenzen
in den Ausgangsschwingungen der Mischstufen ausgefiltert und unter Verschiebung
der Phase der einen der beiden Differenzfrequenzen um abermals 900 gegenüber der
anderen, gegebenenfalls nach Modulation der Differenzfrequenzen auf eine Trägerschwingung
und Verstärkung auf derselben, miteinander gemischt werden und die Gleichspannungskomponente
des Mischpro duktes als Regelspannung zur Nachstimmung des Bezugsfrequenzoszillators
dient.
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Eine bevorzugte Ausführungsform der Erfindung sieht vor, daß die
Durchlaßbreite der in den parallelen Zweigen vorgesehenen Tiefpaßfilter in Abhängigkeit
von der Amplitude eines dem einen Paralleizweig über ein schmales Tiefpaßfilter
entnommenen Signals von einer der Ausdehnung des gesamten Echospektrums entsprechenden
Bandbreite auf eine Bandbreite umschaltbar ist, die nur einem Teil des Echospektrums
entspricht.
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Es ist für die Zwecke der Frequenzstabilisierung eines frequenzmodulierten
Generators bekannt, die unmodulierten Schwingungen eines die Bezugsfrequenz liefernden
Oszillators und das Frequenzspektrum des zu stabilisierenden Generators einer ersten
Mischstufe direkt und parallel dazu unter Verschiebung der Phase des Frequenzspektrums
des frequenzmodulierten Generators um 900 einer zweiten Mischstufe zuzuführen und
die Differenzfrequenzen der Ausgangssignale beider Mischstufen, und zwar die eine
wiederum um 900 in der Phase verschoben, einer weiteren Demodulatorstufe zuzuführen,
deren Gleichspannungskomponente als Regelspannung für den frequenzmodulierten Generator
dient. Obwohl im schaltungsmäßigen Aufbau eine gewisse Shnlichkeit dieser bekannten
Anordnung mit einer erfindungsgemäßen Schaltung vorliegt, handelt es sich bei der
Erfindung um einen diesem bekannten Stand der Technik nicht unmittelbar entnehmbaren
Zweck. Bei der Erfindung wird nämlich für die Messung der das Echospektrum in seiner
Gesamtheit betreffenden Doppierverschiebung die Frequenzverschiebung eines örtlichen
Generators ausgenutzt, der sich selbsttätig auf eine vorbestimmte Stelle des empfangenen
Echospektrums einstellt und dadurch einen für die Dopplerverschiebung maßgeblichen
Meßwert liefert.
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In den Zeichnungen zeigt F i g. 1 eine graphische Darstellung der
Spektralkomponenten eines Strahlungsimpulses und des Dopplerverschiebungsspektrums,
welches zu einem Echosignal bei verschiedenen Geschwindigkeiten gehört, zu dem Zweck,
die Erscheinung der spektralen Umklappung zu erläutern, Fig. 2 eine graphische Darstellung
eines Signals und eines Rauschspektrums zu dem Zweck, das Grundprinzip der Erfindung
zu erläutern, F i g. 3 das Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen Gerätes, welches
den Empfang eines Doppler-Echosignals durchzuführen gestattet, F i g. 4 ein Vektordiagramm,
welches der Erläuterung der Wirkungsweise der Anordnung gemäß F i g. 3 dient.
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Es soll zunächst der Umklappvorgang erörtert werden, der sich bei
bisher gebräuchlichen Anordnun gen ergibt, die bei Niederfrequenzen die Auswertung
des Dopplerfrequenzspektrums vornehmen. Die Erscheinung ergibt sich, wenn ein Frequenzspektrum
einer hohen Frequenz in die Nähe der Frequenz Null verschoben wird. Das untere Seitenband
des ursprünglichen Spektrums klappt sich über das obere Seitenband, wenn eine Verschiebung
zur Frequenz Null vorgenommen wird. Dies ist im höchsten Maße nachteilig, wenn die
Dopplerfrequenz größer als die halbe Impulswiederholungsfrequenz der ausgestrahlten
Energie wird.
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Die Schwierigkeit erklärt sich in anschaulicher Weise, wenn man beachtet,
daß ein Linienspektrum ausgestrahlt wird, dessen spektrale Komponenten aur der Trägerwelle
und aus Frequenzen bestehen, die
voneinander durch ganzeVielfache der Impulswiederholungsfrequenz
getrennt sind. Jede reflektierte spektrale Komponente wird als dopplerfrequenzverschobenes
Spektrum empfangen, welches im wesentlichen die gleiche Dopplerfrequenzverschiebung
trägt. Wenn diese Verschiebung größer als die halbe Impulswiederholungsfrequenz
ist, liegt das verschobene Spektrum des Trägerwellenechosignals um eine Spektrallinie
herum symmetrisch angeordnet, die um eine Frequenz verschoben ist, die größer als
die halbe Impulswiederholungsfrequenz ist; das reflektierte Spektrum des ersten
unteren Seitenbandes liegt dann um eine Frequenz zentriert, die weniger als eine
halbe Impulswiederholungsfrequenz niedriger als die ausgesendete Trägerwelle liegt.
Wenn das letztgenannte Spektrum herumgeklappt wird, liegt es zwischen der Frequenz
Null und dem Echospektrum der Trägerwelle. Die bisher benutzten Tiefpaßfilter pflegten
dann das gewünschte Spektrum der Trägerwelle abzuschneiden und das herumgeklappte
Spektrum durchzulassen, so daß letzteres ausgewertet wurde; es ergab sich dann eine
fehlerhafte Anzeige der Geschwindigkeit, denn bei einer Vergrößerung der Geschwindigkeit
verschob sich das herumgeklappte Spektrum zur Frequenz Null, während sich das gewünschte
Spektrum weiter nach außen verschob.
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F i g. 1 erläutert diese Erscheinung. In F i g. 1 A ist ein Teil
des ausgesendeten Spektrums wiedergegeben, welcher die spektralen Komponenten der
Trägerwelle und des ersten oberen und des ersten unteren Seitenbandes zeigt; dieselben
sind mit 111, 112 und 113 bezeichnet, wobei f0 die Trägerwelle bezeichnet, die eine
Mikrowelle ist, und fprf die Impulswiederholungsfrequenz bezeichnet. F i g. 1 B
zeigt die Dopplerfrequenzspektren der in F i g. 1 A dargestellten Spektrallinien,
wobei die Dopplerverschiebung f geringer ist als l/2fpr, und eine Frequenztransposition
zur Frequenz Null stattgefunden hat.
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F i g. 1 C entspricht der F i g. 1B, abgesehen davon, daß fd größer
als t/2 ffl ist.
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In F i g. 1 B bezeichnen die Spektren 111 B und 112B die Echospektren
der ausgesendeten Spektrallinien 111 und 112 nach Verschiebung, auf die Frequenz
Null bezogen. Wenn negative Frequenzen realisierbar wären, würde die Lage des reflektierten
Spektrums der Linie 113 die sein, die durch das dargestellte Spektrum 113B' charakterisiert
ist, nämlich der Frequenz fprf + fd entsprechend. Negative Frequenzen sind aber
nicht realisierbar, und es klappt sich daher das letztgenannte Spektrum um die Frequenz
Null herum, wie dies dargestellt ist, und man erhält das Spektrum 113 B, dessen
Abstand von der Frequenz Null ebenso groß ist wie der Abstand des Spektrums 113B'.
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Bei den bisher benutzten Anordnungen wurden Frequenzen ausgewertet,
die der Frequenz Null am nächsten liegen. Im Fall der Fig. 1B nimmt das Spektrum
11in, also das Spektrum der dopplerverschobenen Trägerwelle, diese Stelle ein, und
die Auswertung liefert die richtige Geschwindigkeitsangabe.
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Betrachtet man den Fall der F i g. 1 C, in welchem fd größer ist
als 12 tprf Es werden dann als Echospektren die Spektren 111C, 112C und 113C für
die Linienspektren 111, 112 und 113 nach Verschiebung zur Frequenz Null hin erhalten.
Es liegt wiederum das gespiegelte Spektrum 113 C' des Spektrums 113 C im selben
Abstand von der Frequenz Null wie das letztere. Es ist aber jetzt das Spektrum 113C
das
Spektrum, welches der Frequenz Null am nächsten liegt, und dementsprechend
wird es zu einer falschen Geschwindigkeitsangabe ausgewertet.
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Der Fehler der Angabe ist klar, wenn man beachtet, daß bei Geschwindigkeitszunahme
die Doppelverschiebung zunimmt und die Spektren 111 C, 112C und das Spiegelfrequenzspektrum
113 C' sich nach rechts verschieben. Es verschiebt sich aber das Spektrum 113C nach
links, und man erhält beim Meßvorgang falscherweise die Anzeige einer Frequenzabnahme.
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Die vorstehende Erscheinung bildet für diese sehr gebräuchlichen
Anordnungen ein schwerwiegendes Hindernis, insoweit Benutzung bei Düsenflugzeugen
in Frage kommt, bei welchen die Geschwindigkeiten so hoch sind, daß Dopplerfrequenzverschiebungen
sich ergeben. die mehr als die Hälfte der Impulswiederholungsfrequenz betragen.
Bei der erfindungsgemäßen Anordnung ergeben sich nicht die vorstehend erörterten
Beschränkungen.
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In Bezugnahme auf F i g. 2 wird nunmehr das erfindungsgemäße Verfahren
der Spektrumauswertung erörtert. Um die Ubersichtlichkeit zu erleichtern, ist in
F i g. 2 eine Wiedergabe der Frequenzspektren in Rechteckform vorgenommen, es ist
indessen darauf hinzuweisen, daß die Spektren unter tatsächlichen Verhältnissen
mehr der in F i g. 1 angegebenen Form ähneln. Die gestrichelten Linien teilen die
Spektren in Quadrate, zu dem Zweck, die graphische Integration zu erleichtern.
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In F i g. 2 A sind ein dopplerverschobenes Spektrum und ein Geräuschspektrum
in der Anordnung gezeigt. Die Spektren werden repräsentiert durch einen Träger und
ein erstes oberes und unteres Seitenband, die symmetrisch zu der Vertikalachse liegen,
welche mit der Frequenz lt + fd zusammenfällt, wobei f, die nominale Frequenz ist,
bei welcher die Auswertung durchgeführt wird, und fd die Dopplerverschiebung ist,
welche genau die relative Geschwindigkeit des betreffenden Fahrzeuges längs des
zur Betrachtung gelangenden Strahlenbündels ist. Die Spektralamplitude ist normalisiert,
unter Zugrundelegung eines Maximalwertes Emax, welcher die maximale Amplitude E
der größten spektralen Komponente wiedergibt. Im vorliegenden Fall liegt die größte
spektrale Komponente in dem Echosignal des Trägerwellenspektrums, und dementsprechend
ist dieses in F i g. 2A mit der normalisierten Amplitude EIE,nux 1 wiedergegeben.
Die normalisierten Amplituden des oberen und unteren Seitenbandes sind /2 und die
des Störspektrums = 1/4.
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Ein zu bevorzugendes Verfahren besteht darin, daß das Band, welches
das Spannungsspektrum umschließt, in bezug auf eine Frequenz so aufgeteilt wird,
daß die Fläche des Spektrums unterhalb dieser Frequenz gleich der Fläche des Spektrums
oberhalb dieser Frequenz wird, wobei dann diese Frequenz als Ausgangssignal benutzt
wird. Wenn das Geräuschspektrum nicht vorhanden wäre, würde die ausgewählte Frequenz
mit der Frequenz lt + ld zusammenfallen. Wenn indessen ein Störspektrum, wie dies
dargestellt ist, zwischen dem Spektrum des Trägersignals und dem oberen Seitenbandspektrum
liegt, so wird die angezeigte Frequenz zu einer höheren Frequenz li + fdi verschoben,
wobei fdi die scheinbare Dopplerverschiebung in Anbetracht der Anwesenheit von Geräusch
zeigt. Die Fläche des Spannungsspektrums oberhalb und unterhalb der angezeigten
Frequenz
ergibt sich zu 14 Quadraten. Es ist wünschenswert, daß die Differenz f(tt
f(t so klein wie möglich ist, damit man eine korrekte Geschwindigkeitsangabe erhält.
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Man erhält eine bemerkenswerte Verringerung dieser Frequenz, wenn
man, statt daß das Spannungsspektrum in gleiche Flächen zerlegt wird, das Leistungsspektrum
so aufteilt. Der Fortschritt ergibt sich aus dem Beispiel der Fig. 2 B, in welcher
das normalisierte Spannungsspektrum der F i g. 2 A in quadrierter Form als normalisiertes
Leistungsspekherum wiedrgegeben ist. Es ist offensichilich, daß die Quadrierung
eine größere Reduktion der Komponenten niedrigerer Amplitude bewirkt, als die Komponenten
höherer Amplitude reduziert werden. Das Trägersp=ktrum bleibt normalisiert gleich
1, während das Seitenbandspektrum auf 1/4 reduziert wird und das Geräuschspektrum
auf 1j16. Daher wird die Fläche des Trägerspektrums nicht geändert, die Fläche des
Seitenbandspektrums wird auf die Hälfte reduziert und die Fläche des Geräuschspektrums
auf h des in F i g. 2A betrachteten Falles.
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Man erkennt nun, daß die Frequenzff afdi so angeordnet ist, daß die
Spektralfiächen an jeder Seite 10' Quadrate umfassen. Es ist darauf hinzuweisen,
daß die Frequenzdifferenz Itt - lt im Verhältnis 1: 4 verringert ist, wodurch eine
beträchtliche Verringerung in dem Fehler der angezeigten Dopplerverschiebung lt
gegenüber dem gewünschten Werte, gegeben ist.
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Es ist festzustellen, daß die Durchführung des Verfahrens bei verhältnismäßig
hohen Frequenzen es möglich macht, daß die unteren und oberen Seitenbänder ihre
relative Lage in bezug auf den Träger beibehalten. Die Erscheinung des Umklappens
des Spektrums und die damit verbundenen Erscheinungen sind bei dem erfindungsgemäßen
System überhaupt nicht vorhanden. Es kann ferner die Energie in den Seitenbändern
ausgewertet werden, um die durch das Tlrerfalren repräsentierte Informataion zu
bilden, und es findet eine bemerkenswerte Geräuschunterdrisckung statt. Die erfindungsgemäße
Anordnung ist indessen auch imstande, falls gewünscht, bei einer niedrigen Frequenz
zu arbeiten, indem man lediglich einen Oszillator venvendet, der ein Niederfrequenzsignal
erzeugt.
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Die Ausnutzung der Seitenbandenergie des Echosignals ist insbesondere
dann von Nutzen, wenn das Signalspektrum zunächst ausgewertet wird, um die geeignete
Frequenz, bei welcher der Auswertvorgang durchgeführt werden soll, festzustellen.
Die Auswertanordnung gemäß der Erfindung liefert ein Gleichstromsteuersignal, welches
das Bestreben hat, die Frequenz eines Oszillators auf dem Wert ft + fdi zu halten.
Spektrale Komponenten oberhalb und unterhalb dieser Frequenz tragen eine positive
bzw. eine negative Spannung zu dem Steuersignal bei. Wenn die spektralen Flächen
oberhalb und unterhalb der Oszillatorfrequenz gleich sind, wird das Steuersignal
zu Null.
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Zunächst sind die spektralen Komponenten unsymmetrisch in bezug auf
die Oszillatorfrequenz gelagert. Betrachtet man beispielsweise zunächst die Situation,
in welcher die Oszillatorfrequenz zunächst oberhalb des oberen Seitenbandes der
F i g. 2 A liegt, und daß die Amplitude des Steuersignals proportional zu der Fläche
der spektralen Komponenten ist. Wenn die Seitenbänder ausgeschaltet werden, so trägt
die
Fläche unterhalb des Oszillatorsignals zu dem Steuersignal 20
Quadrate bei, und hiervon entfallen 4 Quadrate auf die Fläche des Geräuschspektrums.
Praktisch liegt ebensoviel Geräuschfläche unterhalb der Oszillatorfrequenz wie oberhalb;
es kann daher der Beitrag von Geräusch unterhalb der Oszillatorfrequenz vernachlässigt
werden. Unter diesen Umständen ist der Beitrag zu dem Steuersignal nur durch die
16 Quadrate des Trägerspektrums bedingt. Wenn aber die Seitenbandspektren ebenfalls
ausgewertet werden, entspricht der gesamte Beitrag 24 Quadraten.
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Das Steuersignal ist daher größer, und es ergibt sich eine stärkere
Änderung der Oszillatorfrequenz auf den Wert f, + fdi Es gibt praktisch eine Grenze
für die Anzahl der Seitenbänder, die man erhalten soll. Wenn die Fläche des Seitenbandspektrums
geringer ist als die Fläche des Geräuschspektrums, welches zwischen dem Seitenband
und dem nächsthöheren Seitenbandspektrum liegt, so ergibt sich eine bessere Geräuschunterdrük-Lunge
wenn das Gerät so benutzt wird, daß es nur auf ein Frequenzband anspricht, dessen
Grenzen mit dem nächsttieferen Seitenbandspektrum zusammenfallen.
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Da man zweckmäßigerweise eine relative Impulsdauer von 50°,8 verwendet,
liegt der größte Teil der Echoenergie in den Seitenbändern niedriger Ordnungen.
Es kann daher die Auswertanordnung nur auf ein beschränktes Frequenzband ansprechen
und trotzdem praktisch die gesamte wiederzugebende Echoenergie umfassen. Wenn der
Oszillator erst einmal die Frequenz lt + fdi angenommen hat, kann die Bandbreite
der Auswertvorrichtung eng gemacht werden, so daß sie nur auf einen Teil des Trägerwellenspektrums
anspricht; auf diese Weise wird das Ansprechen auf Geräuschspektren beträchtlich
vernngert. Es wird dann die Oszillatorfrequenz genau den Wert lt + fd annehmen.
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Die in F i g. 3 dargestellte Anordnung besitzt einen in der Frequenz
regelbaren Oszillator 71, welcher Demodulatoren 72 und 73 direkt bzw. über ein 90°-Phasenverschiebungsnetzwerk
74 speist. Die letztgenannten Demodulatoren erhalten auch bei der Klemme 75 ein
Signal, welches das Spektrum der Dopplerverschiebung aufweist; es werden daher die
spektralen Komponenten in der Nähe der Oszillatorfrequenz zu entsprechenden Stellen
in der Nähe der Frequenz Null in den beiden Kanälen 1 und 2 verschoben. Die verschobenen
Komponenten werden Tiefpaßfiltern 76 und 77 zugeführt, welche aus Widerständen R1
und R2 sowie aus Kapazitäten C1, C2 und C3 bestehen, wobei die erstgenannten Kapazitäten
unwirksam sind, wenn das Relais 91 nicht Verbindung gegen Erde bewirkt.
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Die Ausgangssignale der beiden Tiefpaßfilter werden Netzwerken 78
und 79 zugeführt, welche eine Phasenverschiebung bewirken und eine von der Frequenz
in bestimmter Weise abhängige Charakteristik der Phasenverschiebung 01 (f) bzw.
0, (f) besitzen.
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Die in der Phase verschobenen Signale werden Modulatoren 81 und 82
zugeführt zu dem Zweck, eine Frequenzverschiebung um 300 und 301 kHz durch den Überlagerer
83 zu erfahren. Die verschobenen Signale werden in Verstärkern 84 und 85 verstärkt
und in einer Stufe 86 multipliziert; die Multiplikationsstufe 86 kann ein Gegentaktmodulator
sein, welcher eine Frequenzdifferenz von 1000 Hz erzeugt. Das genannte Signal wird
selektiv über einen mit Rückkopplung ausgestatteten filternden Verstärker 87 zu
einem
Phasendetektor88 geleitet, der ebenfalls ein Gegentaktmodulator sein kann.
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Die andere Eingangsspannung des Detektors 88 besteht in dem 1 000-Hz-Differenzsignal,
welches von der Mischstufe 89 aus den Frequenzen 300 und 301 kHz des Generators
83 erzeugt wird. Die Ausgangsspannung des Detektors 88 ist ein Gleichspannungssignal,
welches dem Oszillator-Integrator 71 zugeleitet wird und die Oszillatorfrequenz
auf den Wert 500 kIIz + fdi hält.
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Die Ausgangsspannung des Demodulators 72 wird ferner dem Schmalbandfilter
90 zugeleitet und danach dem Miller-Integrator91 zugeführt. Das Ausgangssignal des
letzteren steuert die Relaisspule 80, welche widerum die Bandbreite der Tiefpaßfilter
steuert, insofern nämlich, wenn die Relaiskontakte 91 Erdverbindung bewirkt haben,
die Kapazitäten C1 und C wirksam sind und die Signale höherer Frequenz dämpfen.
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Das Vektordiagramm F i g. 4 erleichtert das Verständnis, wie das
Gerät den Auswertvorgang auf die mittlere Frequenz des Leistungsspektrums oder des
Spannungsspektrums durchführt; es wird eine Frequenz erzeugt, welche die Frequenzbänder,
die das Echosignal im Leistungs- oder im Spannungsspektrum einnimmt und das eine
bestimmte Anzahl von Seitenbändern umfaßt, je in zwei Teilbänder aufteilt, welche
gleiche Fläche besitzen. Da eine jede Spektralkomponente im Leistungsspektrum eine
Leistung pro Einheit der Bandbreite ausdrückt, resultiert die Integration des effektiven
Leistungsspektrums in bezug auf die Frequenz in einer mittleren Frequenz, welche
beiden Bändern gleiche Leistung zuerteilt.
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In F i g. 4 stellen die Vektoren S, Spannungsvektoren einer bestimmten
spektralen Komponente im Kanal 1 am Ausgang dar; in bezug auf dieselbe spektrale
Komponente bezeichnet S die Spannung an dem Ausgang des Kanals 2. Die Buchstaben
L und H, die bei den S1-Vektoren verwendet werden, bezeichnen bestimmte Spektralkomponenten
von Frequenzen, die höher bzw. niedriger sind als die Frequenz 500 kHz + fd des
Oszillators.
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Dadurch, daß die Eingangssignalspektren im Wege der Mischung mit
in Phasenquadratur liegenden Komponenten des Oszillatorsignals demoduliert werden,
ergibt es sich, daß am Ausgang der Tiefpaßfilter 76 und 77 Signalkomponenten auftreten,
die für jede Spektralfrequenz in Phasenquadratur liegen. Für eine bestimmte Spektralkomponente
der Frequenz fs ist die entsprechende Komponente am Ausgang der Tiefpaßfilter 76
und 77 die Frequenz Is - 500 kHz lt f,i und soll der Einfachheit halber mit J p
bezeichnet werden. Die Ausgangsgrößen der Tiefpaßfilter 76 und 77 sind dann für
jede Spektralkomponente E sin 2;r~lpt und E cos 2 v7 J pt, wobei dp positiv bzw.
negativ ist für bestimmte spektrale Komponenten, die höher oder niedriger sind als
die Oszillatorfrequenz. Da cos x cos (-x) ist, ist die Polarität des cos-Signals
für die spektralen Komponenten oberhalb und unterhalb der Oszillatorfrequenz gleich.
Da indessen sin x = - sin (-x) ist, ergibt sich eine plötzliche Polaritätsumkehr
in dem sin-Signal im Kanal 1 für spektrale Komponenten, welche direkt oberhalb und
unterhalb der Oszillatorfrequenz liegen. Dementsprechend kann eine Spektralkomponente
im Kanal 2 am Ausgang des Tiefpaßfilters 77 durch den Vektor S. der F i g. 4A für
positive und für negative Werte von .lp p repräsentiert werden. Spektrale Komponenten
oberhalb
der Oszillatorfrequenz im Kanal 1 werden am Ausgang des Tiefpaßfilters 76 durch
den Vektor 1 II der F i g. 4 A repräsentiert, während Komponenten unterhalb der
Oszillatorfrequenz durch die gestrichelt gezeichneten Vektoren S,,L repräsentiert
sind. Die Vektoren sind so zu betrachten, daß sie im Uhrzeigersinn mit der Winkelgeschwindigkeit
2szJp rotieren, wobei die Projektionen auf die Horizontale, d. h. reelle Achse,
als Funktion der Zeit charakteristisch für die betreffenden Zeitfunktionen sind.
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Die Phasenverschiebungsnetzwerke 78 und 79 sind so vorgesehen, daß
über das Frequenzband, welches die gewänschten Spektren einschließt, der Unterschied
in der Phasenverschiebung, die das Netzwerk 78 gegenüber dem Netzwerk 79 liefert,
im wesentlichen 900 ist, wobei das letztgenannte Netzwerk die größere Phasenverschiebung
bewirkt. Am Ausgang der phasenverschiebenden Netzwerke ist die relative Phase der
Vektoren S,11 und S2 im wesentlichen Null und die der Vektoren S2 und Si L' obwohl
dieselben parallel liegen, 1800. Diese relativen Phasenverhältnisse werden bei der
folgenden Modulation und Verstärkung beibehalten.
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Wenn man die Signale der Kanäle 1 und 2 in der Modulatoranordnung
86 multipliziert, so ergibt sich das nicht rotierende Produkt der Vektoren, welches
bezeichnet wird Stj7S2 und S1LS2 und welches die Ausdrücke repräsentiert S2sin22:rApt
und den entsprechenden Ausdruck - S2 sin2 2 J pt. Jedes dieser Signale hat eine
Gleichstromkomponente, welche mittels des Detektors 88 festgestellt wird und das
Signal liefert, welches dem Oszillator 71 zugeführt wird. Es wird die Oszillatorfrequenz
in einer solchen Richtung verschoben, daß die Summe der positiven Komponenten, welche
von den Spektralkomponenten abgeleitet werden, die oberhalb der Oszillatorfrequenz
liegen, so groß ist wie die Summe der negativen Komponenten, welche von unterhalb
der Oszillatorfrequenz stammen.
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Bei einer Form der Auswertung des Leistungsspektrums wird die Anordnung
so getroffen, daß keine Amplitudenbegrenzung der Spektralkomponenten stattfindet
und daß die Verstärkung in Kanal 1 und 2 praktisch dieselbe ist. Daher ist die Größe
eines jeden S-Vektors proportional der Spannungsamplitude E der betreffenden Spektralkomponente,
und der Gleichstrom, welcher von jeder Spektralkomponente abgeleitet wird, ist proportional
E2, was wiederum proportional dem Leistungsspektrum des Eingangssignals ist. Da
das Steuersignal aus den Gleichstromkomponenten gebildet wird, ergibt sich der gewünschte
Auswertvorgang des Leistungsspektrums, wie das im Zusammenhang mit Fig. 2B gezeigt
ist.
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Wenn das Spannungsspektrum eines Signals dem Auswertvorgang unterworfen
werden soll, werden die Verstärker 84 und 85 so ausgebildet, daß eine hinreichend
hohe Verstärkung auftritt, dergestalt, daß das Signal des Kanals 2 in bezug auf
Amplitude durch die Multiplikationsstufe 86 begrenzt wird. Es ist dann die Amplitude
der Vektoren S2 im wesentlichen konstant, und die Amplitude der Vektoren S1 ist
proportional der Spannung und bestimmt damit die Oszillatorfrequenz. Es findet dementsprechend
ein Auswertvorgang des Spannungsspektrums statt. Wenn die Verstärkung des Verstärkers
85 so gewählt wird, daß eine Verstärkung der S2-Vektoren nur stattfindet,
wenn er
eine verhältnismäßig starke Spektralkomponente betrifft, ergibt sich eine Kombination
eines Spannungsspektrum- und eines Leistungsspektrum-Auswerte-Vorganges, wodurch
der Beitrag kleiner Amplituden der Spektralkomponenten bei der Bestimmung des Steuersignals
auf dem Leistungsspektrum beruht, während die Komponenten großer Amplitude dem Spannungsspektrum
entsprechen.
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Die erfindungsgemäße Anordnung ist imstande, den Auswertvorgang auch
bei Anwesenheit von Störgeräuschen durchzuführen, und es ergeben sich zuverlässige
Auswertvorgänge, selbst wenn der Störabstand so hoch ist, daß er 20 db entspricht.
Mit anderen Wcrten, es kann die Amplitude des Geräusches zehnmal so groß sein wie
die des Signals, und trotzdem ist das Ergebnis exakt.
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Bei einer bevorzugten Ausführungsform umfaßt die rückgekoppelte und
als Filter wirkende Verstärkeranordnung 87 eine Rückkopplungsschleife mit einem
doppelten T-Filter. Es ist bekannt, daß die Übertragungsfunktion eines doppelten
T-Filters Pole und Nullstellen besitzt, die in der komplexen Ebene liegen und die
Frequenzcharakteristik beeinflussen, dergestalt, daß bei einer bestimmten Frequenz
sich eine scharfe Nullstelle ergibt. Fügt man ein solches Netzwerk in eine Rückkopplungsschleife
ein, so erhält die Übertragungsfunktion des Verstärkers als Ganzes betrachtet Pole
und Nullstdlen die an den Stellen liegen, wo die Pole und Nullstellen des doppelten
T-Filters sich befanden. Dementsprechend besitzt der rückgekoppelte Verstärker 87
eine Frequenzübertragungsfunktion, welche bei einer bestimmten Frequenz, die in
diesem Fall bei 1000 Hz liegt, eine scharfe Nullstelle besitzt. Die Übertragungsfunktion
eines doppelten T-Filters von solcher Bauart, wie es im vorliegenden erwünscht ist,
ist beispielsweise aus der Zeitschrift »Proceedings of the IRE« Mai 1955, S. 617,
bekannt.
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Die Genauigkeit des Auswertvorganges wird ferner dadurch vergrößert,
daß Mittel vorgesehen sind, welche das Band einengen, wenn die mittlere Frequenz
des Echoleistungsspektrums im wesentlichen mit der Frequenz des Qszillatorausgangssignals
zusammenfällt. Diese Tatsache wird durch das Zusammenwirken des Tiefpaßfilters 90,
des Miller-Integratorverstärkers 91, des Relais 80 und der Tiefpaßfilter 76 und
77 angezeigt.
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Das schmalbandige Tiefpaßfilter 90 wird von dem Ausgangssignal des
Demodulators 72 gesteuert. Die Bandbreite des Tiefpaßfilters 90 ist etwa doppelt
so groß wie die doppelte Breite des Echospektrums. Das Ausgangssignal enthält daher
nur die Spektralkomponenten des Signals, die der Klemme 75 zugeführt werden und
unmittelbar in der Nähe des jeweiligen Wertes der Oszillatorfrequenz liegen. Das
Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 90 wird dem Miller-Integrator 91 zugeführt. Wenn
die Oszillatorfrequenz sich der mittleren Frequenz des Spektrums des Echosignals
der Trägerwelle nähert, ergibt sich ein Anstieg in der Amplitude des Ausgangssignals
des Filters 90, worauf der Verstärker 91 anspricht und das Relais 80 erregt, so
daß die Kontaktarme91 desselben in die Stellung gebracht werden, in welcher die
Kapazitäten C1 und C2 der Tiefpaßfilter 76 und 77 geerdet sind.
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Wenn die Kapazitäten C, und C2 nicht geerdet sind, ergeben die in
Serie geschalteten Widerstände R1und R2 zusammen mit der Kapazität C3 ein Tiefpaßfilter
mit
nur einer L-Stufe, welches eine größere Bandbreite besitzt, als die Breite des Echosignals
der Trägerwelle beträgt. Wenn die Kapazitäten C2 und Ci geerdet sind, so bilden
der Widerstand R1 mit der Kapazität C1 und der Widerstand R2 mit den parallelliegenden
Kapazitäten C2 und C3 ein Tiefpaßfilter mit zwei L-Halbteilen, wodurch sich eine
Bandbreite ergibt, die nur einen Teil des zurückgelangenden Spektrums des Trägers
einschließt. Wenn die Anordnung mit schmaler Bandbreite arbeitet, so werden die
Geräusche, die außerhalb dieses Spektralteiles liegen, zurückgehalten, und es ergibt
sich ein sehr genauer Auswertvorgang des gewünschten Spektrums der Trägerwelle.
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Ein Merkmal der vorliegenden, mit einem schmalen Band arbeitenden
Anordnung liegt darin, daß Mittel vorgesehen sind, welche einen Auswertvorgang des
Seitenbandspektrums unterbinden. Ein Seitenbandspektrum kann im allgemeinen erhalten
werden, welches hinreichend starke Amplitude besitzt, so daß eine Erregung des Relais
80 stattfindet, wenn die Vorrichtung mit schmalem Band auf einem Seitenband arbeitet,
und es würde sich dann eine fehlerhafte Anzeige der Dopplerfrequenzverschiebung
ergeben. Um einen solchen Vorgang zu vermeiden, wird die Miller-Integratorstufe
91 so ausgebildet, daß sie mit Verzögerung nur anspricht. Das Maß der Verzögerung,
welche man vorsieht, hängt davon ab, wie stark sich minimal die Oszillatorfrequenz
zu der mittleren Frequenz des Echospektrums des Trägers hin verschiebt. Eine als
zweckmäßig erkannte Verzögerung beträgt etwa 3 Sekunden. Wenn daher auch die Amplitude
des Seitenbandspektrums verhältnismäßig stark ist, wird es mittels der Schmalbandauswertung
vorsehenden Anordnung während eines Intervalls nur ausgewertet, welches für eine
Erregung des Relais 80 zu kurz ist. Wenn indessen die Oszillatorfrequenz in der
Nähe der Mitte des Echospektrums der Trägerwelle liegt, ist das Steuersignal im
wesentlichen Null, die Anderung der Oszillatorfrequenz ist gering, und die Spektralkomponenten
hoher Amplituden werden hinreichend lange ausgewertet, so daß eine Erregung des
Relais 80 stattfindet.
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Um zu verhindern, daß die Anordnung zwischen Schmalbandarbeiten und
Breitbandarbeiten hin und her schwankt, wenn Schwunderscheinungen des Echosignals
auftreten, wird die Zeitkonstante des Entladevorganges des Miller-Verstärkers verhältnismäßig
groß gewählt. Unter praktischen Verhältnissen wird diese Zeitkonstante so gewählt,
daß das Relais 80