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Verfahren und Anordnung zum Messen der auf die beschleunigende HF-Spannung
bezogenen Phasenlage der Ionen auf den Umlaufbahnen eines Isochron-Zyklotrons beim
Durchtritt durch eine Meßebene Unter einem Isochron-Zyklotron wird ein Zyklotron
verstanden, bei dem die Umlauffrequenz der Ionen auf allen Bahnen gleich und konstant
ist. Unter dem Einfluß des magnetischen Führungsfeldes beschreiben die zu beschleunigenden
Ionen Kreisbahnen mit der Umlauffrequenz e = B a B, (1) = = Ladung des Ions, m =
Masse des Ions, B = Luftspaltinduktion.
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Mit einem Isochron-Zyklotron können Ionen bis weit in den relativistischen
Bereich hinein beschleunigt werden. Hierbei nimmt die Masse m gemäß der Gleichung
mit der Geschwindigkeit v zu. m0 = Ruhemasse des Ions, v = Geschwindigkeit des Ions,
c = Lichtgeschwindigkeit.
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Nach der Gleichung v=wr (3) vergrößert sich mit wachsender Geschwindigkeit
proportional hierzu der Bahnradius r. Die mit wachsendem Bahnradius relativistisch
zunehmende Masse wird in Gleichung (1) durch eine entsprechende Erhöhung der Luftspaltinduktion
B berücksichtigt. Die Fokussierung des lonenstrahles auf den Bahnen wird durch alternierende
azimutale Variation des magnetischen Führungsfeldes erzielt.
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Zur Beschleunigung der Ionen sind Kammern vorgesehen, zwischen denen
eine Hochfrequenzspannung der Kreisfrequenzwn wirksam ist. Beim Übertritt der Ionen
von einer zur anderen Kammer nehmen diese eine Energie auf, die dem Augenblickswert
der Spannung während der Spaltdurchquerung entspricht.
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Üblich sind Zyklotrone mit zwei Kammern und neuerdings auch mit sechs
Kammern. Sind beim letztgenannten Typ jeweils drei Kammern mit der Erde verbunden,
während die dazwischenliegenden drei Kammern gemeinsam vom HF-Generator gespeist
werden, so wird zweckmäßigerweise die Frequenzol des HF-Generators gleich der dreifachen
Umlauffrequenz a>u der Ionen gewählt. Ist diese Bedingung streng erfüllt, so
werden die zu einem optimalen Zeitpunkt von der Ionenquelle gestarteten Ionen bei
jeder
der sechs Spaltdurchquerungen pro Umlauf eine Energie aufnehmen, die dem Scheitelwert
der beschleunigenden HF-Spannung entspricht. Ist die Bedingungwh = 3 w, nicht genau
erfüllt, so tritt bei jeder Spaltdurchquerung ein Phasenfehler i1? auf.
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Der Energiegewinn pro Spaltdurchquerung reduziert sich hierbei auf
cos i1f. Wegen des verkleinerten Energiegewinnes pro Umlauf wird der Abstand zwischen
den Umlaufbahnen kleiner. Die Phasenfehler addieren sich von Spaltdurchquerung zu
Spaltdurchquerung.
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Hat der resultierende Phasenfehler die Größe 2 erreicht, so nehmen
die Ionen keine Energie mehr auf.
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Der Phasenfehler vergrößert sich laufend weiter, so daß die Ionen
bei der Spaltdurchquerung abgebremst werden. Der Bahnradius verkleinert sich hierbei,
so daß die Ionen wieder in das Zentrum des Zyklotrons gelangen.
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Um die Anforderungen an die Genauigkeit des Magnetfeldes nicht zu
hoch treiben zu müssen, ist es zweckmäßig, mit möglichst hohen HF-Beschleunigungsspannungen
zu arbeiten. Die Höhe der Beschleunigungsspannung ist jedoch durch die mit zunehmender
Spannung stark ansteigende Gefahr des Spannungsüberschlages zwischen den Beschleunigungselektroden
begrenzt. Auch wird man im Interesse einer möglichst geringen elektrischen Verlustleistung
im Beschleunigungssystem, die quadratisch mit der Beschleunigungsspannung zunimmt,
mit möglichst kleiner Beschleunigungsspannung arbeiten.
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Bei großen Isochron-Zyklotronen werden deshalb die Anforderungen
an die Genauigkeit des Magnetfeldes extrem hoch. Wie an anderer Stelle vorgeschlagen
ist, sind die Anforderungen durch einen entsprechend ausgebildeten Regler erfüllbar.
Die Feinstruktur des Magnetfeldes kann durchkleine Korrekturspulen, die auf den
Oberflächen der Polplatten angebracht sind, beeinflußt werden. Ist man imstande,
den Phasenfehler z1 ? auf verschiedenen Umlaufbahnen zu messen, so kann ein Regler
aufgebaut werden, der die Feinstruktur des Magnetfeldes auf seinen optimalen Wert
regelt (s. hierzu das Patent 1 146 601).
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Zur Erfassung des Phasenfehlers zif ist bereits eine Anordnung nach
F i g. 1 vorgeschlagen worden. Der über die Influenzelektrode 2 hinwegfliegende
Ionenpulk 1 influenziert auf der Elektrode 2 eine Ladung, deren Änderung als Stromimpuls
über ein Kabel 4 läuft. Die an einem Abschlußwiderstand 3 des Kabels 4 entstehende
stromproportionale Spannungwu wird in einem Phasendiskriminator 5 mit der HF-Beschleunigungsspannung
oh verglichen und hieraus eine dem Phasenfehler proportionale elektrische Größe
gewonnen. Diese Anordnung liefert aus folgenden Gründen unbefriedigende Ergebnisse.
Obwohl die von dem vorbeifliegenden Ionenpulk 1 erzeugte elektrische Feldstärke
nicht unbeträchtlich ist (etwa 1 Volt/cm), sind die mit dieser Anordnung ausgekoppelten
Spannungen recht klein. Das hat seinen Grund darin, daß das zur Übertragung des
außerordentlich breitbandigen Stromimpulses dienende Übertragnngskabel 4 vergleichsweise
sehr niederohmig ist. Zur Verhinderung von Mehrfachreflexionen ist es überdies auch
an der Seite der Elektrode 2 mit einem relativ niederohmigen Wellenwiderstand 6
abgeschlossen. Die am Ausgang des Kabels entstehende Spannung, wie sie in der F
i g. 2 mit u bezeichnet ist, entspricht in ihrem zeitlichen Verlauf etwa der Ableitung,
d. h. der Dichteänderung der Ladungsverteilung in der Ionenwolke 1. Die durch die
Differentiation entstehende Zunahme des Oberwellengehalts des Signals erschwert
eine verzerrungsfreie Übertragung ganz erheblich. Darüber hinaus ist die Auswertung
des differenzierten Signals u sehr unbequem.
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Verlängert man zur Vergrößerung des Nutzsignals die Elektrode 2 so
weit, daß ihre Länge nicht mehr vernachlässigbar klein gegenüber der Längsausdehnung
der Ionenwolke 1 ist, so tritt überdies eine zusätzliche Verzerrung des Signals
u auf.
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Es hat nicht an Versuchen gefehlt, die Empfindlichkeit der Meßsonde
nach der Fig. 1 durch Vergrößerung des relativ niederohmigen Arbeitswiderstandes
zu erhöhen. Die Verwendung sehr hochohmiger Kabel scheidet jedoch wegen der großen
Bandbreite des Signals u aus.
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Die Erfindung schlägt ein Meßverfahren vor, das nicht nur leicht
technisch zu realisieren ist, sondern auch eine sehr hohe Meßempfindlichkeit und
eine weitgehende naturgetreue Aufnahme und Übertragung des durch den Ionenpulk 1
gebildeten Signals ermöglicht.
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Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zum Messen der auf die
beschleunigende HF-Spannung bezogenen Phasenlage des Ionenpulks auf den Umlaufbahnen
in einem Isochron-Zyklotron beim Durchtritt durch eine Meßebene mittels einer oder
mehrerer Influenzelektroden. Die Erfindung besteht darin, daß die durch den vorbeifliegenden
Ionenpulk auf der
(den) Elektrode(n) influenzierte Signalspannung eine an sich bekannte
Frequenztransponierung erfährt durch unterhalb oder oberhalb der Ionenbahn(en) und
in unmittelbarer Nachbarschaft der Influenzelektrode(n) angeordnete Transponierungsmittel,
die von der zu transponierenden Signalspannung und von einer von der beschleunigenden
HF-Spannung und einer NF-Spannung abgeleiteten und von außen zugeführten Modulatorspannung
beaufschlagt werden und niederfrequente Signale abgeben. In diesem niederen Frequenzbereich
bereitet die Auswertung des Signals keine technischen Schwierigkeiten. Eine solche
Transponierung ist möglich, weil der Informationsinhalt des aufgefangenen Signals
in keinem Verhältnis zu der vom Signal beanspruchten Bandbreite steht. Die außerordentlich
große Redudanz wird durch die Frequenztransponierung ohne Informationsverlust durch
Herabsetzung der Bandbreite erniedrigt. Um eine Signalspannung zu erhalten, die
der Ladungsdichte der Ionen über der Influenzelektrode entspricht, ist gemäß einer
Weiterbildung der Erfindung der Eingangswiderstand der an die Influenzelektrode
angeschlossenen Anordnung so hochohmig, daß der resultierende Widerstand der Influenzelektrode
für die im Signal enthaltenen Frequenzen, bezogen gegen Erde, rein kapazitiv ist.
Gemäß einer Weiterbildung der Erfindung ist im Eingangskreis eine Hochvakuumdiode
angeordnet, deren Anode oder Kathode die zu transponierende Signalspannung zugeführt
ist, während die Kathode oder Anode der Diode mit einer Spannung beaufschlagt ist,
die mittels einer Modulatoranordnung aus der die Ionen beschleunigenden HF-Spannung
und einer niederfrequenten Spannung abgeleitet ist. Zweckmäßig ist eine Mehrzahl
von Dioden vorgesehen, deren Kathoden oder Anoden über eine auf die Frequenz der
Modulatorspannung abgestimmte Resonanzleitung miteinander verbunden sind. Einer
weiteren Ausbildung entsprechend ist die Spannung der Modulatoranordnung den Kathoden
oder Anoden der Dioden über eine Verstärkerstufe zugeführt, die von der Spannung
auf der Resonanzleitung derart beeinflußt wird, daß diese konstant gehalten wird.
Zweckmäßig wird die die Ionen beschleunigende HF-Spannung in eine in ihrer Frequenz
mit der Frequenz der transponierten Signalspannung übereinstimmende niederfrequente
Spannung transponiert, und die Phasenlage beider Spannungen steuert als Soll- und
Istwert einen Diskriminator an, dessen Ausgangssignal zur Regelung des Magnetfeldes
des Zyklotrons herangezogen wird.
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Einer weiteren Ausbildung entsprechend ist eine Anordnung zur Einseitenbandmodulation
mittels mehrerer Verstärkerelemente als Modulatoren vorgesehen, die durch phasenverschobene
Trägerfrequenz- und Modulationsspannungen angesteuert werden, wobei die Modulatoren
derart geschaltet sind, daß sie in bezug auf die Trägerfrequenzspannung als Gitterbasis-und
in bezug auf die Modulationsspannungen als Anodenbasisschaltungen arbeiten. Zweckmäßig
ist die Trägerfrequenz einer Verzögerungsleitung zugeführt, von welcher der Zahl
der Modulatoren entsprechend phasenverschobene Spannungen abgenommen sind, die die
Kathoden der Verstärkerelemente ansteuern. Einer weiteren Ausbildung entsprechend
sind im Kathodenkreis jedes Verstärkerelementes von Hand einstellbare Abgleichmittel
zur Justierung der Phasen der Trägerfrequenzspannungen vorgesehen.
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Es sind bereits als elektronische Geräte ausgebildete Anordnungen
zur Messung der Phasenverschiebung zweier Frequenzen unter Benutzung einer Frequenztransponierung
dieser beiden Frequenzen bekanntgeworden. Bei dieser bekannten Anordnung wird ein
Pentagrid-Mischer benutzt. Angewendet wird diese Verstärkerröhren verwendende Anordnung
in Radaranlagen od. dgl. Es handelt sich hierbei also um ein elektronisches Gerät,
das beispielsweise als Tischgerät für einen Prüfplatz ausgebildet ist, dem das von
einer Radaranlage kommende Signal über entsprechend ausgebildete Kabel zugeführt
wird. Bei einer weiteren selbständigen Anordnung zur Phasenmessung werden die zu
vergleichenden Signale Modulatoren zugeführt, die eine Frequenztransponierung bewirken.
Auch diese bekannte Anordnung wird als Tischgerät oder Einschubgerät für Gestelle
ausgebildet sein. Die bekannten Anordnungen sind für die Messung der Phasenlage
der Ionen bei Zyklotrons ungeeignet. Bei den bekannten Anordnungen sind die Transponierungsmittel
nicht am Ort der Entstehung desjeweilig zu transponierenden Signals angeordnet.
Der der bekannten Anordnung zugrunde liegenden Aufgabenstellung nach handelt es
sich bei diesen um selbständige Meßgeräte.
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Die Erfindung wird mit weiteren vorteilhaften Ausbildungen an Hand
eines in den F i g. 3 bis 7 schematisch dargestellten Ausführungsbeispiels näher
erläutert.
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Nach der Fig. 3 fliegt der Ionenpulk 1 an der Influenzelektrode 2
vorbei und influenziert auf dieser Elektrode die zu transponierende Signalspannung
u4.
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Der der Elektrode 2 nachgeschaltete Eingangskreis ist so ausgebildet,
daß der Widerstand der Influenzelektrode 2 gegen Erde rein kapazitiv ist, so daß
sich ein nichtdifferenziertes Signal ergibt, wie es in der F i g. 4 dargestellt
und mit u4 bezeichnet ist. Dieses Signal läßt sich wesentlich besser auswerten als
das differenzierte Signal u des niederohmigen Eingangskreises nach der Fig. 1. Die
Signalspannung u4 wird beispielsweise der Anode einer Hochvakuumdiode 7 zugeführt,
während auf die Kathode der Diode 7 eine Spannung u3 geleitet ist, die vorzugsweise
einen sinusförmigen Verlauf mit der Frequenz f,=f,+f, oder f2-f1 hat. Diese Spannung
u3 wird in einer Einseitenband-Modulatoranordnung 8 aus den vorzugsweise sinusförmigen
Spannungen u1 der Frequenz und u2 der Frequenz, gewonnen. fi sei niederfrequent
(beispielsweise 50Hz) und f2 sei die Frequenz der Beschleunigungsspannung des Zyklotrons.
Die Frequenz f2 kann für die vorliegenden Betrachtungen gleichgesetzt werden der
dreifachen Umlauffrequenz ou der Ionen. Von der an der Anode der Diode7 auftretenden
Signalspannung u4 werden durch einen aus Widerstand 10 und Kondensator 9 bestehenden
Tiefpaß die hochfrequenten Anteile zurückgehalten, so daß das transponierte, weiterzuverarbeitende
Signal u5 niederfrequenten Charakter hat. Sein zeitlicher Verlauf entspricht dem
der Signalspannungu4, seine Folgefrequenz der niedrigen Frequenz fi, und seine Phasenbeziehung
zur niederfrequenten Spannung u1 gleicht der Phasenbeziehung der Signalspannungu4,
bezogen auf die beschleunigende HF-Spannung u2. Die Diode 7 kann auch umgekehrt
geschaltet sein.
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Das Prinzip der Frequenztransponierune der Signalspannung u4 sei
nachstehend näher erläutert. Da die am Ausgang der Modulatoranordnung 8 nach der
F i g. 3 auftretende Spannung U3 eine um fi (50 Hz)
höhere oder niedrigere Frequenz
als die Signalspannung u4 besitzt, tritt zwischen beiden Spannungen u3, u4 ein Schlupf
mit der Frequenz fi auf. Die Diode 7 ist nun so geschaltet, daß die Spannungen u3
und u4 addiert werden. Die Diode 7 arbeitet als Spitzengleichrichter und liefert
hinter dem Tiefpaß 10, 9 die niederfrequente Spannung u6, die, abgesehen von der
Gleichkomponente, das transponierte Signal u4 darstellt.
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In der F i g. 5 ist das Prinzip der Frequenztransponierung schematisch
angedeutet.
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Das Diagramm A zeigt die Spannung u8. Der Scheitelwert der aus den
Frequenzen f2 und f1 bestehenden Spannung u3 ist relativ groß, beispielsweise 10
Volt. Die Größe dieser Spannung ist im DiagrammA nur durch ihre positiven und negativen
Spitzen angedeutet. Diese Spannung u3 wirkt an der Kathode der Diode7 (Fig. 3).
Durch die gleichrichtende Wirkung der Diode 7 kommen nur die Spitzen der negativen
Halbwellen zur Wirkung. Das Diagramm B zeigt die Signalspannung u4. Wie ersichtlich,
ist die Breite dieses Signals größer als die Breite der negativen Spitze der Spannung
u3. Die Größe der Spannung liegt beispielsweise bei etwa 0,1 Volt.
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Die Frequenz, (Diagramm A) der Spannung u2 ist nun um die Frequenz,
(beispielsweise 50 Hz) größer oder kleiner als die Frequenz f (Diagramm B) der Signalspannung
u4. Wie durch die senkrechte Strichelung angedeutet, wird die Signalspannung u4
von der Spannung u3 sozusagen »abgetastete. In der Diodenschaltung nach der F i
g. 3 wird nun die Signalspannung u4 nach dem Diagramm B zur an der Anode der Diode
7 wirkenden negativen Spannung u3 nach dem Diagramm A, die wegen der als Ladekapazität
wirkenden Raumkapazität der Elektrode 2 praktisch eine Gleichspannung ist, hinzuaddiert.
Sie wirkt sich auf die Gleichrichtung und damit auf die Spannung u5 nur zu den Zeiten
aus, bei denen der Stromfluß durch die Diode mit dem Auftreten des Impulses der
Spannung u4 zusammenfällt. Im Diagramm C sind die sich ergebende negative Grund-Gleichspannung
G (aus U3) und die hinzuaddierte transponierte SignalspannungH (u,) angedeutet,
die das niederfrequente Signal u5 ergeben, das über die Leitung 60 nach der Fig.
3 den Frequenzdiskriminator 5' ansteuert.
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Praktische Versuche zeigten, daß durch Verwendung geeigneter Hochvakuumdioden
7 im Eingangskreis nach der F i g. 3 bei zweckmäßiger Einbaulage innerhalb der Ionenbahnen
ein störender Einfluß des intensiven Magnetfeldes des Zyklotrons auf die Dioden
zu vermeiden ist. Dies ist darauf zurückzuführen, daß einerseits der Elektrodenabstand
von HF-Dioden wesentlich kleiner ist als in Verstärkerröhren und daß andererseits
die relativ einfache Wirkungsweise eines Spitzengleichrichters nicht die gleichen
Forderungen an eine Röhre stellt wie bei einer Röhre mit Verstärkereigenschaften.
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Der ohmsche Eingangswiderstand des Eingangskreises nach der Fig.
3 ist um Größenordnungen höher als der durch die Kapazität der Elektrode 2 gegebene
kapazitive Eingangswiderstand, so daß im Gegensatz zum Eingangskreis nach der F
i g. 1 keine Differentiation des durch den Ionenpulk gebildeten Signals auftritt.
Die Spannung an der Elektrode 2 ist der Menge der Ionen über der Elektrode direkt
proportional. Wegen der hohen Empfindlichkeit des Kreises nach der Fig. 3 kann im
Interesse einer
naturgetreuen Abbildung der Ionenverteilung die
Längsausdehnung der Elektrode 2 klein gegen die Längsausdehnung des Ionenpulks 1
gewählt werden.
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Ein weiterer wesentlicher Vorteil des Verfahrens besteht darin, daß
das transponierte Signal u5 (F i g. 5) niederfrequent ist, so daß es ohne großen
technischen Aufwand beliebig verstärkt werden kann. Da es zur niederfrequenten Spannung
u1 die gleichen Beziehungen in bezug auf Form und Phase hat, wie die Signalspannung
u4 zur hochfrequenten Spannung u2, ist eine weitere Verarbeitung, wie z. B. zur
Auswertung der Phasenlage für Regelzwecke oder zur oszillographischen Darstellung,
außerordentlich einfach. Um beispielsweise in einfacher Weise ein Signal elf (Fig.3)
zur Erregung der Korrekturspulen des Magnetfeldes beim Gegenstand des obengenannten
Patents 1 146 601 zu erreichen, kann die die Ionen beschleunigende HF-Spannung u2
gleichfalls in eine 50-Hz-Spannung ul' transponiert werden und als Bezugsspannung
herangezogen werden. Die den Istwert darstellende transponierte pulsförmige Signalspannung
u,kann mittels eines gestrichelt angedeuteten 50-Hz-Resonanzverstärkers V in eine
sinusförmige Spannung umgeformt werden. Beide sinusförmige Spannungen ul' und u5
steuern einen Diskriminator 5' (Fig. 3) an, der beispielsweise ein Zweiphasen-Servomotor
sein kann, wobei eine Phase durch die Spannung ul' und die andere Phase durch die
Spannung u5 gespeist wird. Der Diskriminator kann aber auch beliebig anders ausgebildet
sein.
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Der technische Aufwand für den aus den Elementen 7, 10, 9 (Fig. 3)
bestehenden Eingangskreis ist so gering, daß man sich nicht auf den Einbau eines
einzelnen Kreises in der Ionenbahn zu beschränken braucht, sondern auf allen interessierenden
Radien im Zyklotron als Meßsonden ausgebildete Eingangskreise anbringen kann, die
gemeinsam von der Modulatoranordnung 8 gespeist werden. Die Meßstellen können von
Hand oder über einen mechanischen oder elektronischen Schalter auch repetierend
mit einem Anzeigegerät, z. B. einem Oszillographen, verbunden werden. Auf diese
Weise wird ein guter qualitativer und quantitativer Einblick in die Funktion des
Zyklotrons ermöglicht.
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Die F i g. 6 zeigt eine besonders vorteilhafte technische Ausführungsform
einer Mehrfach-Phasenmeßsonde. Um trotz der räumlichen Abstände zwischen den Influenzelektroden
P1 bis Pn (entsprechend Elektrode 2 in Fig. 3) an den Ausgängen A1 bis An Signale
u4 zu erhalten, deren Phasenlagen direkt vergleichbar sind, muß die Spannung U3
der Modulatoranordnung (F i g. 3) den Dioden bis Dn so zugeführt werden, daß sie
trotz der räumlichen Abstände der Dioden an diesen die gleiche Phasenlage besitzt.
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Aus diesem Grunde wird die Spannung u3 den Dioden Dl bis Dn über eine
zweiadrige 2 -Resonanzleitung L zugeführt. Infolge der sich auf der Leitung bildenden
stehenden Welle sind die an den Kathoden der Dioden Dl bis Dn wirkenden Spannungen
phasengleich.
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Die Leitung ist zweiadrig, damit hierüber den Dioden die Heizspannung
zugeführt werden kann. Wenn die Leitung über die gesamte Länge homogen ist, ergibt
sich hierauf eine sinusförmige Spannungsverteilung, wobei an dem kurzgeschlossenen
Ende E und am Anfang A', an dem über Durchführungskondensatoren C' die Heizspannung
zugeführt wird, die Spannung Null ist. Durch verschiedene Maßnahmen
kann erreicht
werden, daß an den Dioden Dl bis - Dn annähernd gleich große Spannungsamplituden
vorhanden sind. Der Trimmerkondensator K dient zum Abgleich der Resonanzleitung.
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Wegen der unvermeidlichen Rückwirkungen, vor allem wegen der Kathoden-Anoden-Kapazität
der Dioden, welche die Signalspannungen 84 an den Elektroden 2 (Pl bis Pn) auf die
Amplitude der Spannung u3 auf der Resonanzleitung verursachen, ist eine Modulatorstufe
M vorgesehen, die einerseits die Spannung u3 rückwirkuRgsfrei verstärkt und andererseits
über die Verstärkerstufe V' eine Beeinflussung der Amplitude der Spannungen u3 auf
der Resonanzleitung durch Modulation ermöglicht. Hierzu wird die Spannung u3 auf
der Resonanzleitung L durch die Diode Do in eine dem Scheitelwert proportionale
Gleichspannung verwandelt und dem Verstärker y' zugeführt. Durch dieses Regelsystem
kann die Alnplitude der Spannung, auf der ResonanzleitungL so konstant gehalten
werden, daß eine gegenseitige Beeinflussung der Meßstellen (Übersprechen) vermieden
wird.
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Eine für den vorliegenden Zweck besonders vorteilhafte Modulatoranordnung
8 zur Erzeugung der aus den Frequenzen f2, fi bestehenden Spannung u3 nach der F
i g. 3 ist in der F i g. 7 dargestellt.
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Es handelt sich um einen Einseitenbandmodulatör mit mehreren Verstärkerelementen
als Modulatoren, die durch phasenverschobene Trägerfrequenz- und Modulationsspannungen
angesteuert werden. Bezogen auf die Trägerfrequenz (Frequenz der beschleunigenden
HF-Spannung) ist die Modulationsfrequenz (vorzugsweise 30 MHz + 50 Hz) im vorliegenden
Fall der Trägerfrequenz sehr eng benachbart. Es besteht die Forderung, daß unerwünschte
Modulationsprodukte vollständig unterdrückt werden. Der nichtkompensierte Rest dieser
unerwünschten Modulationsprodukte muß weit unter 101o bleiben. Um das zu erreichen,
müssen die Modulatorstufen äußerst linear arbeiten, die gleiche Modulationssteilheit
besitzen, und die Modulationsspannungen müssen konstante Amplituden aufweisen. Ferner
müssen die Phasenlagen der Modulations- und Trägerfrequenzspannungen exakt eingehalten
werden.
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Die oben gestellten Bedingungen erfüllt die Modulatoranordnung bei
geringem technischem Aufwand.
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Sie ist dadurch gekennzeichnet, daß die als Verstärkerelemente ausgebildeten
Modulatorstufen derart geschaltet sind, daß sie in bezug auf die Trägerfrequenzspannung
als Gitterbasis- und in bezug auf die Modulationsspannungen als Anodenbasisschaltungen
arbeiten. Einer weiteren Ausbildung entsprechend ist die Trägerfrequenzspannung
einem Verzögerungskabel zugeführt, von welchem der Zahl der Modulatoren entsprechende
phasenverschobene Spannungen abnehmbar sind, die die Kathoden der Verstärkerelemente
ansteuern. Zweckmäßig sind im Kathodenkreis jedes Verstärkerelementes von Hand einstellbare
Abgleichmittel zur Justierung der Phasen der Trägerfrequenz spannungen vorgesehen.
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Die Modulatoranordnung nach der Fig. 7 wird nachstehend näher erläutert.
Die Figur zeigt eine Vierphasen-Modulatoranordnung. Die gleiche Anordnung läßt sich
auch als Dreiphasen-Modulatoranordnung verwenden, wenn Modulations- und Trägerfrequenzspannung
jeweils um 1200 in der Phase von Stufe zu Stufe verschoben werden. Den aus vier
Trioden 21 bis 24 bestehenden Modulationsstufen
werden an den Gittern
über die Eingänge 41 bis 44 die jeweils um 90" phasenverschobenen Modulationsspannungen
zugeführt. Über den Eingang 45 gelangt die Trägerfrequenzspannung auf das Verzögerungskabel
49-50-51. Das Kabel ist am Ende durch einen Abschlußwiderstand 46 abgeschlossen.
Jeder Kabelabschnitt hat die Länge 5 so daß über die Kondensatoren 29, 30, 31 und
32 und die Widerstände 25, 26, 27 und 28 den Kathoden der Modulatorröhren 21, 22,
23 und 24 Trägerfrequenzspannungen zugeführt werden, die jeweils um 90" in ihrer
Phase zueinander verschoben sind. Die Kathodenwiderstände 33, 34, 35 und 36 der
Modulatorröhren liegen an einer gemeinsamen negativen Spannung. Die Anoden der vier
Modulatorröhren sind parallel geschaltet und erhalten über den Parallelschwingkreis
47 ihre Anodenspannung.
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Am Ausgang 48 wird die gewünschte Seitenbandfrequenz abgenommen. Bei
den in der Figur zugrunde gelegten Phasenbeziehungen ist es die untere Seitenbandfrequenz.
Ihre Amplitude ist unter der Voraussetzung, daß der Modulationsgrad in den Modulationsstufen
kleiner als 1 ist, der Modulationsspannung proportional.
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Bei der erfindungsgemäßen Anordnung haben die individuellen Eigenschaften
der Modulatorröhren praktisch keinen Einfluß auf die Modulation, so daß Exemplarstreuungen
nicht berücksichtigt zu werden brauchen. Dies ist in der der Schaltung eigenen starken
Gegenkopplung begründet. Sieht man zunächst von der den Kathoden zugeführten Trägerfrequenzspannung
ab, so handelt es sich bei den Modulatorstufen 21 bis 24 um Kathodenfolger. Bei
diesen folgen die Kathoden den steuernden Potentialen an den Gittern, so daß unter
Vernachlässigung des Gitterstromes und des Durchgriffes der Anoden die Anodenströme
ein strenges Abbild der Modulationsspannungen an den Gittern darstellen. Über die
Kondensatoren 29 bis 32 und die Widerstände 25 bis 28 werden nun den Kathoden die
Trägerfrequenzspannungen zugeführt, während die Steuergitter über die Kondensatoren
37 bis 40 hochfrequenzmäßig geerdet sind. Die Amplitude der Trägerfrequenzspannung
wird so groß gewählt, daß der Anodenstrom durch die Röhre ))zerhackt« wird. Der
Stromflußwinkel ändert sich bei Aussteuerung der Röhre am Modulatorgitter nur unwesentlich.
Somit ist die in den Anodenstromimpulsen enthaltene Grundwellenkomponente proportional
dem Mittelwert (bezogen auf die Hochfrequenzperiode) des Kathodenstromes, der seinerseits
der Modulationsspannung und dem Leitwert des Kathodenwiderstandes proportional ist.
Die in den Stromimpulsen der vier Modulatorröhren 21 bis 24 enthaltenen Grundwellenkomponenten
ergeben einen resultierenden Grundwellenstrom, der den Schwingkreis 47 zu einer
diesem Strom proportionalen Spannung erregt. Die höheren Harmonischen der Stromimpulse
werden am Schwingkreis kurzgeschlossen.
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Trotz Verwendung von Trioden in den Modulationsstufen sind die Stufen
gegeneinander ausgezeichnet entkoppelt, da die Schaltung in bezug auf die HF-Spannung
als Gitterbasisschaltung wirkt. Voraus setzung für gleichen Modulationsgrad aller
Stufen ist die exakte Übereinstimmung der vier Kathodenwiderstände 33 bis 36. Mit
Hilfe der Trimmerwiderstünde 25 bis 28 kann in Verbindung mit der Eingangskapazität
der Röhre an der Kathode eine genaue Justierung der Phasen der Trägerfrequenzspannungen
erzielt
werden. Die Belastung des niederohmigen Verzögerungskabels durch die Kathoden der
Modulatorröhren ist gering und erzeugt keine störenden Reflexionen auf dem Kabel.
Durch die Gitterbasisschaltung ist der Ausgang von dem Trägerfrequenzspannungseingang
praktisch völlig entkoppelt.