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Amplitudenbegrenzender FM-Demodulator Ein Demodulator für den Empfang
frequenzmodulierter Signale soll möglichst die folgenden, die Empfangsqualität bestimmenden
Eigenschaften aufweisen: 1. Der Demodulations-Klirrfaktor für FM soll möglichst
klein sein.
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2. Eine Amplituden-Störmodulation soll keine zusätzliche NF-Spannung
am Ausgang verursachen. 3. Die NF-Ausgangsspannung soll bei Pegeländerung des Empfängereingangssignals
nicht wesentlich schwanken.
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In der Emfpängertechnik haben sich aus einer großen Zahl von Demodulatortypen
folgende Ausführungen durchgesetzt: a) Riegger-Schaltung (auch Foster-Seeley-Schaltung
genannt).
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b) Ratiodetektor.
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Die Riegger-Schaltung erfüllt nur die unter 1 beschriebene Eigenschaft.
Zur Erfüllung der Eigenschaften 2 und 3 ist ein vorgeschalteter Begrenzer erforderlich,
welcher das dem Demodulator zugeführte Signal auf einen möglichst konstanten Wert
der Amplitude begrenzt. Ein solcher Begrenzer ist bekanntlich aufwendig und erfordert
eine hohe ZF-Verstärkung, d. h. eine höhere Anzahl von Verstärkerstufen im HF- oder
ZF-Teil.
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Der Ratiodetektor ist der gebräuchlichste und billigste FM-Demodulator.
Im Gegensatz zur Riegger-Schaltung vermag der Ratiodetektor eine Amplituden-Störmodulation
selbsttätig zu unterdrücken. Die Eigenschaft 2 kann somit ohne Vorbegrenzung, allerdings
nur bis zu einem Störmodulationsgrad von etwa 4 0 01o, erfüllt werden. Die Eigenschaft
3 ist nur mit einer zusätzlichen Regelschaltung bis zu einem gewissen Grad zu erfüllen.
Bedingt durch die große Zeitkonstante des Ratiodetektors und der Zeitkonstante der
eventuell vorhandenen Regelschaltung treten bei Feldstärkeschwankungen, z. B. Schwund
oder Schwankungen der Feldstärke im Fährbetrieb (Autoradio), erhebliche Beeinträchtigungen
des Empfanges auf.
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Die Erfindung zeigt einen FM-Demodulator, welcher die Eigenschaften
1 bis 3 besitzt, also keine Trägheitseigenschaften wie der Ratiodetektor aufweist
und keine Signalvorbegrenzung und keine höhere ZF-Verstärkung wie die Riegger-Schaltung
erfordert.
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Die Erfindung bezieht sich auf einen FIM-Demodulator mit zwei Gleichrichterzweigen,
deren Richtströme sich in Abhängigkeit vom Frequenzhub gegeneinander verändern.
Diese Bedingung ist z. B. von der Riegger-Schaltung oder von einem FM-Demodulator
mit zwei gegensinnig verstimmten Kreisen erfüllt, jedoch nicht vom Ratiodetektor,
bei dem bekanntlich nur ein einziger Richtstrom auftritt. Erfindungsgemäß ist in
Reihe zu den ohmschen Belastungswiderständen der beiden Gleichrichter je eine Halbleiterdiode
geschaltet, deren Anoden oder Kathoden miteinander verbunden sind und die so gepolt
sind, daß sie von den Richtströmen der beiden Gleichrichterzweige in Durchlaßrichtung
durchflossen werden, und an deren Reihenschaltung die Niederfrequenzspannung abgenommen
wird.
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Die Belastungswiderstände der demodulierenden Gleichrichter bestehen
also je aus einem ohmschen Widerstand und einem durch eine Halbleiterdiode gebildeten
stromabhängigen Widerstand. Der ohmsche Widerstand dient dazu, den an die Halbleiterdioden
gelieferten Strom unabhängig von dem stromabhängigen Widerstand der Halbleiterdiode
zu machen.
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Die Erfindung nutzt die Tatsache aus, daß bei einer Halbleiterdiode
der Flußstrom annähernd exponentiell mit der angelegten Spannung ansteigt oder,
für den vorliegenden Fall besser ausgedrückt, daß bei gegebenem Flußstrom die an
der Halbleiterdiode auftretende Spannung mit zunehmendem Strom logarithmisch ansteigt,
weil der Durchlaßwiderstand entsprechend abnimmt. Hieraus ergibt sich, wie unten
noch näher erläutert werden soll, daß die der FM entsprechende NF-Spannung vom Verhältnis
der beiden Richtströme, jedoch nicht von der absoluten Größe der Richtströme abhängt.
Deshalb haben weder langsame Schwankungen der Empfangsspannung (z. B. durch Schwund)
noch schnelle Schwankungen (störende Amplitudenmodulation) einen Einfluß auf die
NF-Spannung. Der Ratiodetektor unterdrückt dagegen nur schnelle Schwankungen.
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Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung zeigt Fig. 1. Der linke Teil
der Fig. 1 einschließlich der Gleichrichter
G1 und G2 stimmt mit
der bekannten Riegger-Schaltung überein, bei der die Wechselspannungen U" und U4
gleich den Vektorsummen von U1 und
sind. Im Gegensatz zu den bekannten Schaltungen wird die NF-Spannung an zwei zusätzlichen,
von den Richtströmen der Gleichrichter G1 und G2 durchflossenen Halbleiterdioden
Dl und D2 abgenommen, die so gepolt sind, daß die Spannungen UD 1
und UD
2 an Dl und D2 sich subtrahieren. Sind die Kennlinien der beiden Dioden D1
und D2 in Flußrichtung einander ähnlich und in ihrem Verlauf logarithmisch (UD-In
JD), so ist die zwischen A und M auftretende Spannung in einem weiten
Amplitudenbereich des Signals nur noch vom Frequenzhub der FM abhängig.
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Fig. 2 zeigt die logarithmische Abhängigkeit der Diodenspannungen
UD 1, UD 2 von den Diodenströmen JD P JD 2.
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In Fig. 3 ist die Durchlaßkennlinie einer Golddrahtdiode für einen
interessierenden JD-Bereich von 10 bis 100 gA gezeigt (JD ist in logarithmischer
Teilung aufgetragen). Die Abweichung von der Geraden im oberen Kennlinienteil ist
durch den Bahnwiderstand zwischen den Diodenanschlüssen und der Sperrschicht bedingt
(Widerstand der Zuleitungen und Elektroden bis zur Sperrschicht). Führt man gegebene
Ströme über die Ohmschen Widerstände Rund R2 zu zwei entgegengeschalteten Dioden
gleicher Durchlaßkennlinien, z. B. zu D1 mit JD i = 30 #tA und zu D2 mit
JD 2 = 20 MA, so ist die Differenz der beiden Diodenspannungen UD
1 - UD 2 nach Fig. 3 etwa 113 - 110 = 13 mV. Erhöht man beide Ströme
um den gleichen Faktor, z. B. 10; so ergibt sich die gleiche Differenzspannung,
nämlich 190 - 177 = 13 mV. Demnach ist diese Spannung nur vom Verhältnis der Diodenflußströme
und nicht von deren Absolutwerten abhängig.
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Durch die Frequenzmodulation ändern sich die Spannungen U3 und U4
und damit auch die Ströme JD l und JD 2 proportional zum Frequenzhub,
vorausgesetzt, daß die Phasenkurve der Riegger-Schaltung linear ist. Wenn die eine
Größe ansteigt, sinkt die andere Größe gleich viel ab, so daß auch die Differenz
proportional zum Frequenzhub ist. Da jedoch die Spannungen UD i und UD
2 von stromabhängigen Widerständen entnommen werden, sind diese Spannungen
für sich nicht proportional zum Frequenzhub, sondern hängen logarithmisch von ihm
ab. Die Differenz der Spannungen steht jedoch nahezu in einer linearen Beziehung
zum Frequenzhub, weil eine Exponentialkurve und damit auch eine logarithmische Kurve
in erster Annäherung eine Parabel ist und sich bei parabelförmigen Kurven die Verzerrungen
wie in einer Gegentaktverstä.rkerstufe gegeneinander aufheben. Eine solche Kompensation
tritt außerdem wie bei der bekannten Riegger-Schaltung und beim bekannten Diskriminator
mit gegensinnig verstimmten Kreisen auf, wenn die Phasenkurve von einer Geraden
abweicht bzw. der Arbeitspunkt auf dem unteren gekrümmten Teil der Resonanzkurven
liegt.
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Eine zusätzliche Entzerrung kann durch den in Fig. 1 gestrichelt eingezeichneten
Widerstand R erreicht werden, der in der von der Differenz der Richtströme durchflossenen
Leitung liegt. Er ist bei Diskriminatoren, z. B. für die Frequenzmessung, zur Erhöhung
der Empfindlichkeit bekannt (deutsche Patente 718 478 und 757 402).
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Als Halbleiterdioden Dl und D2 sind Golddrahtdioden und Flächendioden
am besten geeignet, weil sie sich wegen ihres geringen Bahnwiderstandes annähernd
wie eine ideale Diode verhalten (Kennlinie nach Fig. 3), während Spitzendioden wegen
ihres großen Bahnwiderstandes eine starke Abweichung hiervon haben. Die Gleichrichter
G1 und G2 können dagegen Röhren oder Halbleiterdioden sein, z. B. Spitzendioden,
die hier wegen ihrer geringen Kapazität vorteilhaft sind.
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Zum Schluß soll noch nachgewiesen werden, daß der Diodenstrom einen
annähernd exponentiellen Verlauf hat und damit die Diodenspannung annähernd logarithmisch
vom Diodenstrom abhängt.
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Unter Vernachlässigung des Bannwiderstandes besteht für eine Halbleiterdiode
folgender Zusammenhang zwischen Strom JD und angelegter Spannung UD, wobei
UT eine der Diode eigentümliche Größe hat:
Dieser Strom JD setzt sich zusammen aus einem von der angelegten Spannung
UD unabhängigen Sättigungsstrom -JS und dem exponentiell mit der angelegten Spannung
ansteigenden Flußstrom JF:
Dieser Flußstrom JF ist bei Spannungen UD>UT um ein vielfaches größer als der Sättigungsstrom
JS, so daß mit guter Näherung für die Durchlaßrichtung der Flußstrom JF gleich dem
Diodenstrom JD gesetzt werden kann:
Diesem Gesetz entspricht auch weitgehend der Verlauf von gemessenen Diodenkennlinien
UD = f (JD), z. B. nach Abb. 3.