DE112019006533T5

DE112019006533T5 - Radareinrichtung und signalverarbeitungsverfahren

Info

Publication number: DE112019006533T5
Application number: DE112019006533.5T
Authority: DE
Inventors: Satoshi KAGEME
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2019-01-31
Filing date: 2019-01-31
Publication date: 2022-03-17
Also published as: JPWO2020157925A1; US11921230B2; CN113330324B; WO2020157925A1; CN113330324A; US20210356559A1; JP6840308B2

Abstract

Ein erstes Modul (1-1) erzeugt ein erstes Empfangssignal aus einem HF-Reflexionssignal eines ersten HF-Übertragungssignals unter Verwendung eines ersten lokalen Oszillationssignals, ein zweites Modul (2-1) erzeugt ein zweites Empfangssignal aus dem HF-Reflexionssignal unter Verwendung eines zweiten lokalen Oszillationssignals, das mit dem ersten lokalen Oszillationssignal synchronisiert ist, und ein erster Signalprozessor (12) berechnet den Winkel eines Ziels unter Verwendung eines Signals, das durch kohärente Integration auf Grundlage des ersten Empfangssignals und des zweiten Empfangssignals erhalten wird.

Description

TECHNISCHES GEBIET
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Radareinrichtung und ein Signalverarbeitungsverfahren.
HINTERGRUND ZUM STAND DER TECHNIK
In den letzten Jahren wurde die Entwicklung einer Radareinrichtung vorangetrieben, die an einem Kraftfahrzeug montiert wird und ein Kraftfahrzeug, einen Fußgänger oder ein in der Umgebung des Kraftfahrzeugs vorhandenes Gebäude erfasst. Die Radareinrichtung umfasst: eine Übertragungsantenne, die Funkwellen aussendet; und eine Empfangsantenne, die reflektierte Wellen empfängt, die aus einer Reflexion der von der Übertragungsantenne ausgesendeten Funkwellen an einem Ziel resultieren, und die Entfernung zum Ziel auf der Grundlage einer Zeit von der Aussendung von Funkwellen von der Übertragungsantenne bis zum Empfang der reflektierten Wellen durch die Empfangsantenne erhält.
Patentliteratur 1 offenbart beispielsweise eine Radareinrichtung, die mehrere Unterarrayeinheiten aufweist. In der in Patentliteratur 1 offenbarten Radareinrichtung werden die mehreren Unterarrayeinheiten auf einer Ebene verteilt und jede Einheit weist eine phasengesteuerte Arrayantenne auf. Mehrere auf einer Ebene verteilte phasengesteuerte Arrayantennen bilden eine einzelne äquivalente Antenne mit großer Apertur. Da die Aperturlänge einer Antenne proportional zur Winkelauflösung eines Ziels ist, wird die Winkelauflösung eines Ziels in der in Patentliteratur 1 offenbarten Radareinrichtung verbessert.
REFERENZLISTE
PATENTDOKUMENTE
Patentliteratur 1: JP 2005-233723 A
KURZFASSUNG DER ERFINDUNG
TECHNISCHES PROBLEM
In der in Patentliteratur 1 offenbarten Radareinrichtung sind jedoch ein lokales Oszillationssignal, das zur Erzeugung eines Übertragungssignals verwendet wird, und ein lokales Oszillationssignal, das zur Abwärtskonvertierung eines Empfangssignals verwendet wird, in den verteilten mehreren Unterarrayeinheiten unterschiedlich. Daher ist der Einfluss von Phasenrauschen groß. Aus diesem Grund ist es schwierig, ein Ziel, das eine kleine Reflexionsleistung aufweist und das sich in der Umgebung eines Ziels mit großer Reflexionsleistung befindet, zu erfassen, was zu einem Problem einer Verschlechterung der Erfassungsgenauigkeit des Ziels führt. Wenn das gleiche lokale Oszillationssignal für Übertragung und Empfang verwendet werden soll, um ein solches Problem zu beheben, muss das lokale Oszillationssignal per Draht an jedes Modul verteilt werden. Wenn die Frequenz des lokalen Oszillationssignals hoch ist, ist es daher schwierig, die gleiche Phase aufzuweisen, und außerdem muss eine Ausgangsleistung einer lokalen Oszillationsquelle erhöht werden. Dies erhöht das Problem eines Anstiegs von Kosten. Andererseits ist es denkbar, dass jedes Modul eine lokale Oszillationsquelle aufweist, ein niederfrequentes Referenzsignal auf jede lokale Oszillationsquelle verteilt wird und die lokalen Oszillationsquellen synchronisiert werden. In diesem Fall sind die lokalen Oszillationssignale der jeweiligen Module unterschiedlich, wodurch auch ein Einfluss von Phasenrauschen erhöht wird. Dementsprechend verschlechtert sich eine Erfassungsgenauigkeit eines Ziels.
Die vorliegende Erfindung löst die vorstehenden Probleme, und ein Ziel der vorliegenden Erfindung ist es, eine Radareinrichtung und ein Signalverarbeitungsverfahren bereitzustellen, mit denen es möglich ist, die Winkelauflösung eines Ziels zu verbessern, indem ein erstes Modul verwendet wird, das dasselbe lokale Oszillationssignal für Übertragung und Empfang verwendet, und ein zweites Modul, das lokale Oszillationssignale verwendet, die für Übertragung und Empfang unterschiedlich sind und die mit dem ersten Modul synchronisiert sind, während die Erfassungsleistung durch Unterdrückung eines Einflusses von Phasenrauschen durch das erste Modul beibehalten wird.
LÖSUNG DES PROBLEMS
Die Radareinrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung umfasst: ein erstes Modul zum Erzeugen eines ersten Übertragungssignals unter Verwendung eines ersten lokalen Oszillationssignals, zum Übertragen des ersten Übertragungssignals, zum Empfangen eines Reflexionssignals des ersten Übertragungssignals und zum Erzeugen eines ersten Empfangssignals aus dem empfangenen Reflexionssignal unter Verwendung des ersten lokalen Oszillationssignals; ein zweites Modul zum Erzeugen eines zweiten Empfangssignals aus dem empfangenen Reflexionssignal unter Verwendung eines zweiten lokalen Oszillationssignals, das mit dem ersten lokalen Oszillationssignal synchronisiert ist; und einen Signalprozessor zum Erfassen eines Ziels unter Verwendung des ersten Empfangssignals und zum Berechnen eines Winkels des Ziels unter Verwendung eines Signals, das durch kohärente Integration auf Grundlage des ersten Empfangssignals und des zweiten Empfangssignals erhalten wird, für das Ziel.
VORTEILHAFTE WIRKUNGEN DER ERFINDUNG
Gemäß der vorliegenden Erfindung erzeugt das erste Modul ein erstes Empfangssignal aus einem Reflexionssignal eines ersten Übertragungssignals unter Verwendung eines ersten lokalen Oszillationssignals, ein zweites Modul erzeugt ein zweites Empfangssignal aus dem Reflexionssignal des ersten Übertragungssignals unter Verwendung eines zweiten lokalen Oszillationssignals, das mit dem ersten lokalen Oszillationssignal synchronisiert ist, und der Signalprozessor berechnet den Winkel eines Ziels unter Verwendung eines Signals, das durch kohärente Integration auf Grundlage des ersten Empfangssignals und des zweiten Empfangssignals erhalten wird, für das Ziel. So ist es möglich, die Winkelauflösung des Ziels zu erhöhen und gleichzeitig die Erfassungsgenauigkeit des Ziels zu erhalten.
Figurenliste

1 ist ein Blockdiagramm, das eine Konfiguration einer Radareinrichtung gemäß einer ersten Ausführungsform zeigt.
2 ist ein Diagramm, das ein Anordnungsbeispiel eines ersten Moduls, eines zweiten Moduls und eines dritten Moduls zeigt.
3 ist ein Blockdiagramm, das Konfigurationen eines ersten Signalprozessors und eines zweiten Signalprozessors zeigt.
4 ist ein Flussdiagramm, das einen Betrieb der Radareinrichtung gemäß der ersten Ausführungsform zeigt.
5 ist ein Flussdiagramm, das einen detaillierten Prozess von Schritt ST1 in 4 zeigt.
6 ist ein Flussdiagramm, das einen detaillierten Prozess von Schritt ST2 in 4 zeigt.
7 ist ein Flussdiagramm, das einen detaillierten Prozess von Schritten ST3 und ST4 in 4 zeigt.
8A ist ein Diagramm, das eine Beziehung zwischen einer Abtastzahl und einer Trefferzahl eines demodulierten Empfangsschwebungssignals zeigt.
8B ist ein Diagramm, das eine Beziehung zwischen einer Abtastzahl und einer Trefferzahl eines demodulierten Empfangsschwebungssignals zeigt.
9A ist ein Diagramm, das eine Beziehung zwischen einer Entfernungsklassenzahl und einer Geschwindigkeitsklassenzahl des ersten Signals auf Grundlage von Entfernung und Geschwindigkeit für jede Übertragungskanalanzahl n_Tx und jede Empfangskanalanzahl n_RX zeigt.
9B ist ein Diagramm, das eine Beziehung zwischen der Entfernungsklassenzahl und der Geschwindigkeitsklassenzahl des ersten Signals, das einer inkohärenten Integration unterzogen wurde, zeigt.
10A ist ein Diagramm, das eine Beziehung zwischen Übertragungskanälen und Empfangskanälen in tatsächlicher Antennenanordnung zeigt.
10B ist ein Diagramm, das eine Beziehung zwischen Übertragungskanälen und Empfangskanälen zeigt, wenn eine tatsächliche Antennenanordnung und eine virtuelle Antennenordnung berücksichtigt werden.
11 ist ein Flussdiagramm, das einen detaillierten Prozess von Schritt ST5 in 4 zeigt.
12A ist ein Diagramm, das einen Übertragungszeitpunkt eines HF-Übertragungssignals in einem Übertragungskanal einer Übertragungskanalzahl n_Tx = 1 des ersten Moduls zeigt.
12B ist ein Diagramm, das einen Übertragungszeitpunkt eines HF-Übertragungssignals in einem Übertragungskanal einer Übertragungskanalzahl n_Tx = 2 des ersten Moduls zeigt.
12C ist ein Diagramm, das einen Übertragungszeitpunkt des HF-Übertragungssignals durch ein drittes Modul 3-1 zeigt.
12D ist ein Diagramm, das einen Übertragungszeitpunkt des HF-Übertragungssignals durch ein drittes Modul 3-2 zeigt.
13A ist ein Flussdiagramm, das einen Prozess von Schritt ST6 in 4 durch das erste Modul zeigt.
13B ist ein Flussdiagramm, das einen Prozess von Schritt ST6 in 4 durch das zweite Modul zeigt.
14 ist ein Flussdiagramm, das einen detaillierten Prozess von Schritten ST7 und ST8 in 4 zeigt.
15A ist ein Diagramm, das eine tatsächliche Antennenanordnung in der Radareinrichtung gemäß der ersten Ausführungsform zeigt.
15B ist ein Diagramm, das eine tatsächliche Antennenanordnung in der Radareinrichtung gemäß der ersten Ausführungsform zeigt.
16 ist ein Diagramm, das eine Beziehung zwischen dem Winkel eines Zielkandidaten und der Leistung eines diesem Winkel entsprechenden Signals zeigt, wenn die Zahl von Zielkandidaten eins ist.
17 ist ein Diagramm, das eine Beziehung zwischen dem Winkel eines Zielkandidaten und der Leistung eines diesem Winkel entsprechenden Signals zeigt, wenn die Zahl von Zielkandidaten zwei ist.
18A ist ein Diagramm, das schematisch eine herkömmliche Radareinrichtung zeigt, in der eine Vielzahl von Modulen das gleiche lokale Oszillationssignal verwenden.
18B ist ein Diagramm, das schematisch eine herkömmliche Radareinrichtung zeigt, in der eine Vielzahl von Modulen unterschiedliche lokale Oszillationssignale verwendet.
18C ist ein Blockdiagramm, das eine Konfiguration der Radareinrichtung gemäß der ersten Ausführungsform darstellt.
19A ist ein Diagramm, das eine Beziehung zwischen einer Leistung eines Signals, die einem durch die herkömmliche Radareinrichtung gemessenen Ziel entspricht, und der Entfernung zum Ziel zeigt.
19B ist ein Diagramm, das eine Beziehung zwischen der Leistung eines Signals, die einem durch die herkömmliche Radareinrichtung gemessenen Ziel gemäß der ersten Ausführungsform entspricht, und der Entfernung zum Ziel zeigt.
20A ist ein Graph, der eine Beziehung zwischen einer Frequenz, die zum Übertragen und Empfangen von Signalen im ersten Modul verwendet wird, und Zeit zeigt.
20B ist ein Graph, der eine Beziehung zwischen Phasen des ersten lokalen Oszillationssignals und eines von einer ersten Empfangseinheit empfangenen HF-Reflexionssignals und Zeit zeigt.
20C ist ein Graph, der eine Beziehung zwischen Phasen des zweiten lokalen Oszillationssignals und eines von einer zweiten Empfangseinheit empfangenen HF-Reflexionssignals und Zeit zeigt.
21 ist ein Diagramm, das eine Beziehung zwischen einem Verlust durch Phasenrauschen und einer Schwebungsfrequenz zeigt.
22 ist ein Diagramm, das ein Anordnungsbeispiel des ersten Moduls, des zweiten Moduls und des dritten Moduls auf einem Fahrzeug zeigt.
23 ist ein Diagramm, das ein zweites Anordnungsbeispiel des ersten Moduls, des zweiten Moduls und des dritten Moduls auf einem Fahrzeug zeigt.
24 ist ein Diagramm, das ein drittes Anordnungsbeispiel des ersten Moduls, des zweiten Moduls und des dritten Moduls auf einem Fahrzeug zeigt.
25 ist ein Diagramm, das ein viertes Anordnungsbeispiel des ersten Moduls, des zweiten Moduls und des dritten Moduls auf einem Fahrzeug zeigt.
26A ist ein Blockdiagramm, das eine Hardware-Konfiguration zeigt, die Funktionen der Radareinrichtung gemäß der ersten Ausführungsform erreicht.
26B ist ein Blockdiagramm, das eine Hardware-Konfiguration zum Ausführen von Software zeigt, die Funktionen der Radareinrichtung gemäß der ersten Ausführungsform erreicht.
27 ist ein Blockdiagramm, das eine Konfiguration einer Radareinrichtung gemäß einer zweiten Ausführungsform zeigt.
28 ist ein Flussdiagramm, das einen Betrieb der Radareinrichtung gemäß der zweiten Ausführungsform zeigt.

BESCHREIBUNG VON AUSFÜHRUNGSFORMEN
Erste Ausführungsform
1 ist ein Blockdiagramm, das eine Konfiguration einer Radareinrichtung gemäß einer ersten Ausführungsform zeigt. Die Radareinrichtung gemäß der ersten Ausführungsform umfasst beispielsweise ein erstes Modul 1-n_MDL, ein zweites Modul 2-n_RxEx, ein drittes Modul 3-n_TxEx und eine Anzeige 9, wie in 1 gezeigt. Die Anzeige 9 zeigt beispielsweise ein Erfassungsergebnis des Winkels eines durch das erste Modul 1-n_MDL erhaltenen Ziels an.
Das erste Modul 1-n_MDL ist ein Übertragungs- und Empfangsmodul, das ein Hochfrequenz-Übertragungssignal in den Raum abstrahlt und ein Hochfrequenz-Reflexionssignal empfängt, das aus der Reflexion des hochfrequenten Übertragungssignals an einem im Raum vorhandenen Objekt resultiert. Das Hochfrequenz-Übertragungssignal ist ein erstes Übertragungssignal, das von der Radareinrichtung als elektromagnetische Welle in den Raum abgestrahlt wird, und wird im Folgenden als HF-Übertragungssignal bezeichnet. Ferner ist das Hochfrequenz-Reflexionssignal ein Reflexionssignal, das aus einer Reflexion des HF-Übertragungssignals von einem im Raum existierenden Objekt resultiert und im Folgenden als HF-Reflexionssignal bezeichnet wird. n_MDL ist eine Modulzahl und wenn die Zahl der ersten Module 1-n_MDL N_MDL ist, ist es eine jedem des ersten Moduls 1-1 bis zum ersten Modul 1-N_MDL zugewiesene fortlaufende Zahl. In 1 ist N_MDL 1, was zeigt, dass es ein erstes Modul 1-1 gibt.
Das zweite Modul 2-n_RxEx ist ein Empfangsmodul, das das HF-Reflexionssignal, das aus einer Reflexion des HF-Übertragungssignals von dem im Raum befindlichen Objekt resultiert, empfängt. n_RxEx ist eine Modulzahl und wenn die Zahl der zweiten Module 2-n_RxEx N_RxEx ist, ist es eine jedem des zweiten Moduls 2-1 bis zum zweiten Modul 2-N_RxEx zugewiesene fortlaufende Zahl. In 1 ist N_RxEx 1, was zeigt, dass es ein zweites Modul 2-1 gibt.
Das dritte Modul 3-n_TxEx ist ein Übertragungsmodul, das das HF-Übertragungssignal in den Raum abstrahlt. n_TxEx ist eine Modulzahl und wenn die Zahl der dritten Module 3-n_TxEx N_RxEx ist, ist es eine jedem des dritten Moduls 3-1 bis zum dritten Modul 3-N_TxEx zugewiesene fortlaufende Zahl. In 1 ist N_TxEx 1, was zeigt, dass es ein drittes Modul 3-1 gibt.
Wie in 1 gezeigt, umfasst das erste Modul 1-n_MDL eine erste Übertragungseinheit 10, eine erste Empfangseinheit 11 und einen ersten Signalprozessor 12. Die erste Übertragungseinheit 10 ist eine Komponente, die ein HF-Übertragungssignal 1-1-n_TX aussendet, und umfasst eine Antenne 1-2-n_Tx, einen Transmitter 1-3-n_Tx, eine Übertragungsschalteinheit 1-4-1, eine Codemodulationseinheit 1-5-1 und eine erste Lokales-Oszillationssignal-Erzeugungseinheit 1-6-1. n_Tx ist eine Übertragungskanalzahl der ersten Übertragungseinheit 10.
Wenn die Zahl von Übertragungskanälen der ersten Übertragungseinheit 10 N_TX ist, werden den Übertragungskanälen von Antennen 1-2-1 bis 1-2-N_Tx fortlaufende Zahlen von 1 bis N_Tx als Übertragungskanalzahlen zugewiesen. Die Antenne 1-2-n_Tx strahlt das vom Transmitter 1-3-n_Tx ausgegebene HF-Übertragungssignal 1-1-n_Tx in den Raum ab.
Zu beachten ist, dass 1 einen Fall zeigt, in dem die erste Übertragungseinheit 10 zwei Übertragungskanäle aufweist. Das HF-Übertragungssignal 1-1-1 ist ein Signal, das vom Transmitter 1-3-1 an die Antenne 1-2-1 ausgegeben und von der Antenne 1-2-1 in den Raum abgestrahlt wird, und das HF-Übertragungssignal 1-1-2 ist ein Signal, das vom Transmitter 1-3-2 an die Antenne 1-2-2 ausgegeben und von der Antenne 1-2-2 in den Raum abgestrahlt wird.
DerTransmitter 1-3-n_Tx empfängt das HF-Übertragungssignal von der Codemodulationseinheit 1-5-1 über die Übertragungsschalteinheit 1-4-1 und überträgt das eingegebene HF-Übertragungssignal unter Verwendung der Antenne 1-2-n_Tx in den Raum. Die Übertragungsschalteinheit 1-4-1 schaltet den Transmitter, der das HF-Übertragungssignal überträgt, von zwischen den Transmittern 1-3-1 und 1-3-N_Tx. Beispielsweise schaltet die Übertragungsschalteinheit 1-4-1 abwechselnd zwischen dem Transmitter 1-3-1 und dem Transmitter 1-3-2, wodurch das HF-Übertragungssignal 1-1-1 und das HF-Übertragungssignal 1-1-2 abwechselnd in den Raum abgestrahlt werden.
Die Codemodulationseinheit 1-5-1 erzeugt ein HF-Übertragungssignal 1-1-n_TX der Übertragungskanalzahl n_Tx unter Verwendung eines ersten lokalen Oszillationssignals, das von der ersten Lokales-Oszillationssignal-Erzeugungseinheit 1-6-1 erzeugt wird, und einen Modulationscode im Übertragungskanal der Übertragungskanalzahl n_Tx. Die erste Lokales-Oszillationssignal-Erzeugungseinheit 1-6-1 erzeugt das erste lokale Oszillationssignal und gibt das erzeugte erste lokale Oszillationssignal an die Codemodulationseinheit 1-5-1 und einen Empfänger 1-8-n_Rx,_nMDL aus.
Die erste Empfangseinheit 11 weist eine Antenne 1-7-n_Rx,_nMDL, einen Empfänger 1-8-n_Rx,_nMDL und einen Analog-Digital-Wandler 1-9-n_Rx,_nMDL auf und empfängt ein HF-Reflexionssignal A, das aus der Reflexion des HF-Übertragungssignals 1-1-n_Tx an dem im Raum vorhandenen Objekt resultiert. n_Rx,_nMDL ist eine Empfangskanalzahl der ersten Empfangseinheit 11. Wenn z. B. die Zahl von Empfangskanälen der ersten Empfangseinheit 11 N_Rx,_nMDL ist, werden den Empfangskanälen der Antennen 1-7-1 bis 1-7-N_Rx,_nMDL fortlaufende Zahlen von 1 bis N_Rx,_nMDL als Empfangskanalzahlen zugewiesen.
Die Antenne 1-7-n_Rx,_nMDL empfängt das HF-Reflexionssignal A und gibt das empfangene HF-Reflexionssignal A an den Empfänger 1-8-n_Rx,_nMDL aus. Der Empfänger 1-8-n_Rx,_nMDL führt eine Signalverarbeitung an dem von der Antenne 1-7-n_Rx,_nMDL empfangenen HF-Reflexionssignal A durch und gibt das Signal, das einer Signalverarbeitung unterzogen wurde, an den Analog-Digital-Wandler 1-9-n_Rx,_nMDL aus. Zum Beispiel wandelt der Empfänger 1-8-n_Rx,_nMDL das HF-Reflexionssignal A unter Verwendung des ersten lokalen Oszillationssignals abwärts, filtert das abwärts gewandelte Signal unter Verwendung eines Bandfilters, verstärkt die Intensität des durch den Bandfilter gefilterten Signals, erfasst die Phase des in der Intensität verstärkten Signals und erzeugt dann ein Empfangsschwebungssignal des Empfangskanals, der die Empfangskanalzahl n_Rx,_nMDL aufweist, unter Verwendung des phasenerfassten Signals.
Der Analog-Digital-Wandler 1-9-n_Rx,_nMDL wandelt das vom Empfänger 1-8-n_Rx,_nMDL ausgegebene Signal von einem analogen Signal in ein digitales Signal um und erzeugt ein digitales Empfangsschwebungssignal unter Verwendung des in ein digitales Signal umgewandelten Signals. Das vom Analog-Digital-Wandler 1-9-n_Rx,_nMDL in ein digitales Signal umgewandelte Empfangsschwebungssignal ist ein Empfangssignal, das zum Erfassen eines Zielkandidaten und zum Berechnen des Winkels des Zielkandidaten verwendet wird, und wird an den ersten Signalprozessor 12 ausgegeben.
Das Empfangsschwebungssignal, das von dem ersten Modul 1-n_MDL, das das HF-Reflexionssignal des von dem ersten Modul 1-n_MDL übertragenen HF-Übertragungssignals (erstes Übertragungssignal) empfängt, erzeugt wird, ist ein erstes Empfangssignal. Ferner ist das Empfangsschwebungssignal, das von dem zweiten Modul 2-n_RxEx, das das HF-Reflexionssignal des vom ersten Modul 1-n_MDL übertragenen HF-Übertragungssignals oder das HF-Reflexionssignal des vom dritten Modul 3-n_TxEx übertragenen HF-Übertragungssignals (drittes Übertragungssignal) empfängt, erzeugt wird, ein zweites Empfangssignal. Außerdem ist das Empfangsschwebungssignal, das von dem ersten Modul 1-n_MDL, das das HF-Reflexionssignal des von dem dritten Modul 3-n_TxEx übertragenen HF-Übertragungssignals empfängt, erzeugt wird, ein drittes Empfangssignal. Das erste Empfangssignal wird verwendet, um ein Ziel zu erfassen. Weiterhin werden das erste Empfangssignal und das zweite Empfangssignal oder das dritte Empfangssignal zur Berechnung des Winkels des Ziels verwendet.
Der erste Signalprozessor 12 ist ein Signalprozessor, der einen Zielkandidaten unter Verwendung des von der ersten Empfangseinheit 11 ausgegebenen Empfangsschwebungssignals erfasst, und der den Winkel des Zielkandidaten unter Verwendung eines Signals, das durch kohärente Integration auf Grundlage des von der ersten Empfangseinheit 11 ausgegebenen Empfangsschwebungssignals und des vom zweiten Modul 2-n_RxEx erhaltenen Empfangsschwebungssignals erhalten wird, berechnet. Beispielsweise berechnet der erste Signalprozessor 12 ein erstes Signal auf Grundlage der Entfernung und Geschwindigkeit des Zielkandidaten unter Verwendung des von der ersten Empfangseinheit 11 ausgegebenen Empfangsschwebungssignals. Der erste Signalprozessor 12 erfasst den Zielkandidaten unter Verwendung des berechneten ersten Signals. Ferner führt der erste Signalprozessor 12 eine kohärente Integration auf Grundlage einer Eintreffphasendifferenz, die einem Eintreffwinkelkandidaten des Zielkandidaten entspricht, an dem zweiten Signal auf Grundlage der Entfernung und Geschwindigkeit des Zielkandidaten für jeden Übertragungskanal des dritten Moduls 3-n_TxEx und jeden Empfangskanal des zweiten Moduls 2-n_RxEx und dem dritten Signal auf Grundlage der Entfernung und der Geschwindigkeit des Zielkandidaten für jeden Übertragungskanal des dritten Moduls 3-n_TxEx und jeden Empfangskanal des ersten Moduls 1-n_MDL durch, und berechnet den Winkel des Zielkandidaten unter Verwendung des durch die kohärente Integration erhaltenen Signals. Zu beachten ist, dass die Eintreffphasendifferenz, die dem Eintreffwinkelkandidaten des Zielkandidaten entspricht, die Eintreffphasendifferenz ist, die durch die Positionsbeziehung zwischen dem ersten Modul 1-n_MDL und dem zweiten Modul 2-n_RxEx verursacht wird.
Das zweite Modul 2-n_RxEx umfasst eine zweite Empfangseinheit 20 und einen zweiten Signalprozessor 21, wie in 1 gezeigt. Die zweite Empfangseinheit 20 ist eine Komponente, die das HF-Reflexionssignal A empfängt, und umfasst eine zweite Lokales-Oszillationssignal-Erzeugungseinheit 2-6-1, eine Antenne 2-7-n_Rx,_nRxEx, einen Empfänger 2-8-n_Rx,_nRxEx, und einen Analog-Digital-Wandler 2-9-n_Rx,_nRxEx. n_Rx,_nRxEx ist eine Empfangskanalzahl der zweiten Empfangseinheit 20. Wenn die Zahl von Empfangskanälen der zweiten Empfangseinheit 20 N_Rx,_nRxEx ist, werden den Empfangskanälen der Antennen 2-7-1 bis 2-7-N_Rx,_nRxEx fortlaufende Zahlen von 1 bis N_Rx,_nRxEx als Empfangskanalzahlen zugewiesen. Die zweite Lokales-Oszillationssignal-Erzeugungseinheit 2-6-1 erzeugt das zweite lokale Oszillationssignal und gibt das erzeugte zweite lokale Oszillationssignal an den Empfänger 2-8-n_Rx,_nRxEx aus. Das zweite lokale Oszillationssignal wird mit dem ersten lokalen Oszillationssignal synchronisiert.
Die Antenne 2-7-n_Rx,_nRxEx empfängt das HF-Reflexionssignal A und gibt das empfangene HF-Reflexionssignal A an den Empfänger 2-8-n_Rx,_nRxEx aus. Der Empfänger 2-8-n_Rx,_nRxEx führt eine Signalverarbeitung an dem von der Antenne 2-7-n_Rx,_nRxEx empfangenen HF-Reflexionssignal A durch und gibt das Signal, das einer Signalverarbeitung unterzogen wurde, an den Analog-Digital-Wandler 2-9-n_Rx,_nRxEx aus. Der Empfänger 2-8-n_Rx,_nRxEx wandelt das HF-Reflexionssignal A unter Verwendung des zweiten lokalen Oszillationssignals abwärts, filtert das abwärts gewandelte Signal unter Verwendung eines Bandfilters, verstärkt die Intensität des durch den Bandfilter gefilterten Signals, erfasst die Phase des in der Intensität verstärkten Signals und erzeugt dann ein Empfangsschwebungssignal des Empfangskanals, der die Empfangskanalzahl n_Rx,_nRxEx aufweist, unter Verwendung des phasenerfassten Signals.
Der Analog-Digital-Wandler 2-9-n_Rx,_nRxEx wandelt das vom Empfänger 2-8-n_Rx,_nRxEx ausgegebene Signal von einem analogen Signal in ein digitales Signal um und erzeugt ein digitales Empfangsschwebungssignal unter Verwendung des umgewandelten digitalen Signals. Das vom Analog-Digital-Wandler 2-9-n_Rx,_nRxEx in ein digitales Signal umgewandelte Empfangsschwebungssignal ist ein zweites Empfangssignal, das zum Berechnen des Winkels eines Zielkandidaten verwendet wird, und wird an den zweiten Signalprozessor 21 ausgegeben.
Der zweite Signalprozessor 21 erzeugt ein zweites Signal, das zum Berechnen des Winkels des Zielkandidaten verwendet wird, auf Grundlage des von der zweiten Empfangseinheit 20 ausgegebenen Empfangsschwebungssignals. Beispielsweise berechnet der zweite Signalprozessor 21 das zweite Signal auf Grundlage der Entfernung und Geschwindigkeit des Zielkandidaten unter Verwendung des von dem Analog-Digital-Wandler 2-9-n_Rx,_nRxEx ausgegebenen Empfangsschwebungssignals. Das zweite Signal wird von dem zweiten Signalprozessor 21 an den ersten Signalprozessor 12 ausgegeben.
Das dritte Modul 3-n_TxEx umfasst eine dritte Übertragungseinheit 30, wie in 1 gezeigt. Die dritte Übertragungseinheit 30 ist eine Komponente, die ein HF-Übertragungssignal 3-1-n_Tx,nTxEx ausstrahlt, und eine Antenne 3-2-n_Tx,_nTxEx, einen Transmitter 3-3-n_Tx,_nTxEx, eine Codemodulationseinheit 3-5-1 und eine dritte Lokales-Oszillationssignal-Erzeugungseinheit 3-6-1 umfasst. n_Tx,_nTxEx ist eine Übertragungskanalzahl der dritten Übertragungseinheit 30.
Wenn die Zahl der Übertragungskanäle der dritten Übertragungseinheit 30 N_Tx,_nTxEx ist, werden den Übertragungskanälen von Antennen 3-2-1 bis 3-2-N_Tx,_nTxEx fortlaufende Zahlen von 1 bis N_Tx,_nTxEx als Übertragungskanalzahlen zugeordnet. Die Antenne 3-2-n_Tx,nTxEx strahlt das vom Transmitter 3-3-n_Tx,_nTxEx ausgegebene HF-Übertragungssignal 3-1-n_Tx,nTxEx in den Raum ab. Zu beachten ist, dass 1 einen Fall zeigt, in dem die erste Übertragungseinheit 10 einen Übertragungskanal aufweist. Das HF-Übertragungssignal 3-1-1 ist ein Signal, das vom Transmitter 3-3-1 an die Antenne 3-2-1 ausgegeben und von der Antenne 3-2-1 in den Raum abgestrahlt wird.
Der Transmitter 3-3-n_Tx,_nTxEx überträgt das von der Codemodulationseinheit 3-5-n_Tx,_nTxEx erzeugte HF-Übertragungssignal unter Verwendung der Antenne 3-2-n_Tx,_nTxEx in den Raum. Die Codemodulationseinheit 3-5-n_Tx,_nTxEx erzeugt ein HF-Übertragungssignal 3-1-n_Tx,_nTxEx der Übertragungskanalzahl n_Tx,_nTxEx unter Verwendung eines dritten lokalen Oszillationssignals, das von der dritten Lokales-Oszillationssignal-Erzeugungseinheit 3-6-1 erzeugt wird, und einen Modulationscode im Übertragungskanal, der die Übertragungskanalzahl n_Tx,_nTxEx aufweist. Die dritte Lokales-Oszillationssignal-Erzeugungseinheit 3-6-1 erzeugt das dritte lokale Oszillationssignal und gibt das erzeugte dritte lokale Oszillationssignal an die Codemodulationseinheit 3-5-1 aus.
2 ist ein Diagramm, das ein Anordnungsbeispiel des ersten Moduls 1-1, des zweiten Moduls 2-1 bis 2-4 und des dritten Moduls 3-1 und 3-2 zeigt. In 2 ist die Zahl erster Module N_MDL eins, ist die Zahl von Übertragungskanälen N_Tx,_nMDL des ersten Moduls 1-1 zwei und ist die Zahl von Empfangskanälen N_Rx,_nMDL des ersten Moduls 1-1 vier. Die Zahl zweiter Module N_RxEx ist vier, und die Zahl von Empfangskanälen N_Rx,_nRxEx der zweiten Module 2-1 bis 2-4 ist jeweils vier. Die Zahl dritter Module N_TxEx ist zwei, und die Zahl von Übertragungskanälen N_Tx,_nTxEx von dritten Modulen 3-1 und 3-2 ist jeweils eins.
2 zeigt den Fall, in dem ein lineares Array gebildet wird, in dem die Antenne 3-2-1 des dritten Moduls 3-1, die Antennen 2-7-1 bis 2-7-4 des zweiten Moduls 2-1, die Antennen 2-7-1 bis 2-7-4 des zweiten Moduls 2-2, die Antenne 1-2-1 des ersten Moduls 1-1, die Antennen 1-7-1 bis 1-7-4 des ersten Moduls 1-1, die Antenne 1-2-2 des ersten Moduls 1-1, die Antennen 2-7-1 bis 2-7-4 des zweiten Moduls 2-3, die Antennen 2-7-1 bis 2-7-4 des zweiten Moduls 2-4, und die Antenne 3-2-2 des dritten Moduls 3-2 in dieser Reihenfolge linear angeordnet sind.
3 ist ein Blockdiagramm, das Konfigurationen des ersten Signalprozessors 12 und des zweiten Signalprozessors 21 zeigt. Wie in 3 gezeigt, umfasst der erste Signalprozessor 12 eine erste Trenneinheit 120, eine erste Signalerzeugungseinheit 121, eine inkohärente Integrationseinheit 122, eine Zielkandidat-Erfassungseinheit 123, eine erste kohärente Integrationseinheit 124, eine zweite kohärente Integrationseinheit 125 und eine Winkelberechnungseinheit 126. Der zweite Signalprozessor 21 umfasst eine zweite Trenneinheit 210 und eine zweite Signalerzeugungseinheit 211.
Die erste Trenneinheit 120 empfängt ein Empfangsschwebungssignal für jeden Empfangskanal von der ersten Empfangseinheit 11 und trennt die Empfangsschwebungssignale für die jeweiligen Empfangskanäle in Empfangsschwebungssignale für die jeweiligen Übertragungskanäle. Somit kann ein Empfangsschwebungssignal für jeden Übertragungskanal und jeden Empfangskanal erhalten werden. Die erste Signalerzeugungseinheit 121 erzeugt ein erstes Signal auf Grundlage der Entfernung und Geschwindigkeit des Zielkandidaten unter Verwendung des Empfangsschwebungssignals für jeden Übertragungskanal und jeden Empfangskanal.
Die inkohärente Integrationseinheit 122 führt eine inkohärente Integration des ersten Signals durch, das von der ersten Signalerzeugungseinheit 121 erzeugt wurde, und gibt das durch die inkohärente Integration erhaltene Signal an die Zielkandidat-Erfassungseinheit 123 aus. Die Zielkandidat-Erfassungseinheit 123 erfasst den Zielkandidaten auf der Grundlage der Intensität des Signals, das durch die inkohärente Integration von der inkohärenten Integrationseinheit 122 erhalten wird. Zum Beispiel erfasst die Zielkandidat-Erfassungseinheit 123 die Entfernung und die Geschwindigkeit des Zielkandidaten.
Die erste kohärente Integrationseinheit 124 führt eine kohärente Integration des ersten Signals bezüglich jedes Zielkandidaten für jeden Übertragungskanal und jeden Empfangskanal des ersten Moduls 1-n_MDL auf der Grundlage der Eintreffphasendifferenz, die dem Eintreffwinkelkandidaten des Zielkandidaten entspricht, durch. Die Eintreffphasendifferenz entspricht der Phasendifferenz von Signalen zwischen den Kanälen.
Die zweite kohärente Integrationseinheit 125 führt eine kohärente Integration auf der Grundlage des vom ersten Modul 1-n_MDL erzeugten Empfangssignals und des vom zweiten Modul 2-n_RxEx erzeugten Empfangssignals durch. Zum Beispiel führt die zweite kohärente Integrationseinheit 125 eine kohärente Integration an dem zweiten Signal auf Grundlage der Entfernung und Geschwindigkeit jedes Zielkandidaten für jeden Übertragungskanal des dritten Moduls und jeden Empfangskanal des zweiten Moduls und dem dritten Signal auf Grundlage der Entfernung und der Geschwindigkeit jedes Zielkandidaten für jeden Übertragungskanal des dritten Moduls und jeden Empfangskanal des ersten Moduls auf der Grundlage der Eintreffphasendifferenz, die dem Eintreffwinkelkandidaten des Zielkandidaten entspricht, durch. Die Eintreffphasendifferenz entspricht der Eintreffphasendifferenz, die durch die Positionsbeziehung zwischen dem ersten Modul 1-n_MDL und dem zweiten Modul 2-n_RxEx verursacht wird.
Die Winkelberechnungseinheit 126 empfängt das durch die kohärente Integration gewonnene Signal für jeden Zielkandidaten von der zweiten kohärenten Integrationseinheit 125 und berechnet den Winkel des Zielkandidaten auf der Grundlage der Intensität des Eingangssignals. Der von der Winkelberechnungseinheit 126 berechnete Winkel des Zielkandidaten wird z. B. auf der Anzeige 9 angezeigt.
Es ist zu beachten, dass, obwohl das in 1 gezeigte erste Modul 1-n_MDL den ersten Signalprozessor 12 umfasst, das erste Modul 1-n_MDL und der erste Signalprozessor 12 separate Einrichtungen sein können. Ebenso können das zweite Modul 2-n_RxEx und der zweite Signalprozessor 21 separate Einrichtungen sein. Außerdem kann das erste Modul 1-n_MDL die erste Trenneinheit 120, eine erste Signalerzeugungseinheit 121 und die inkohärente Integrationseinheit 122 umfassen, und der erste Signalprozessor 12 kann die Zielkandidat-Erfassungseinheit 123, die erste kohärente Integrationseinheit 124, die zweite kohärente Integrationseinheit 125 und die Winkelberechnungseinheit 126 umfassen.
Im zweiten Signalprozessor 21 empfängt die zweite Trenneinheit 210 das Empfangsschwebungssignal für jeden Empfangskanal von der zweiten Empfangseinheit 20 und trennt die Empfangsschwebungssignale für die jeweiligen Empfangskanäle in Empfangsschwebungssignale für die jeweiligen Übertragungskanäle. Somit kann ein Empfangsschwebungssignal für jeden Empfangskanal des zweiten Moduls erhalten werden. Die zweite Signalerzeugungseinheit 211 erzeugt ein zweites Signal, das der Entfernung und Geschwindigkeit des Zielkandidaten entspricht, im zweiten Modul durch Durchführen einer diskreten Fourier-Transformation an dem Empfangsschwebungssignal für jeden Übertragungskanal.
Als nächstes wird der Betrieb der Radareinrichtung gemäß der ersten Ausführungsform beschrieben.
4 ist ein Flussdiagramm, das den Betrieb der Radareinrichtung gemäß der ersten Ausführungsform zeigt, und gibt ein Signalverarbeitungsverfahren durch die Radareinrichtung gemäß der ersten Ausführungsform an.
Zunächst strahlt das erste Modul 1-n_MDL das HF-Übertragungssignal in den Raum ab (Schritt ST1). Zum Beispiel strahlt die im ersten Modul 1-n_MDL enthaltene Übertragungseinheit 10 das HF-Übertragungssignal in den Raum ab. Wenn ein Objekt im Raum vorhanden ist, wird das HF-Übertragungssignal durch dieses Objekt reflektiert und an die Radareinrichtung zurückgegeben. Die im ersten Modul 1-n_MDL enthaltene erste Empfangseinheit 11 empfängt das HF-Reflexionssignal des HF-Übertragungssignals und erzeugt aus dem HF-Reflexionssignal ein Empfangsschwebungssignal unter Verwendung des ersten lokalen Oszillationssignals (Schritt ST2).
Als nächstes erfasst der erste Signalprozessor 12 einen Zielkandidaten unter Verwendung des von der ersten Empfangseinheit 11 erzeugten Empfangsschwebungssignals (Schritt ST3). Beispielsweise erzeugt der erste Signalprozessor 12 ein erstes Signal auf Grundlage der Entfernung und Geschwindigkeit des Zielkandidaten für jeden Übertragungskanal und jeden Empfangskanal des ersten Moduls 1-n_MDL unter Verwendung des von der ersten Empfangseinheit 11 eingegebenen Empfangsschwebungssignals. Der erste Signalprozessor 12 führt eine inkohärente Integration an dem ersten erzeugten Signal durch und berechnet die Entfernung und Geschwindigkeit des Zielkandidaten auf der Grundlage der Intensität des durch die inkohärente Integration erhaltenen Signals.
Als nächstes führt der erste Signalprozessor 12 eine kohärente Integration an dem ersten Signal bezüglich jedes Zielkandidaten für jeden Übertragungskanal und jeden Empfangskanal des ersten Moduls 1-n_MDL auf der Grundlage der Eintreffphasendifferenz, die dem Eintreffwinkelkandidaten des Zielkandidaten entspricht, durch (Schritt ST4). Dieser Vorgang entspricht einer kohärenten Integration zwischen Kanälen, die für alle Signale ausgeführt wird, die der Klasse entsprechen, in der der Zielkandidat im ersten Modul 1-n_MDL erfasst wird.
Als nächstes strahlt das dritte Modul 3-n_TxEx das HF-Übertragungssignal in den Raum ab (Schritt ST5). Zum Beispiel strahlt die im dritten Modul 3-n_TxEx enthaltene dritte Übertragungseinheit 30 das HF-Übertragungssignal in den Raum ab. In Schritt ST5 kann jedoch die im ersten Modul 1-n_MDL enthaltene Übertragungseinheit 10 das HF-Übertragungssignal in den Raum abstrahlen. In diesem Fall kann die Radareinrichtung gemäß der ersten Ausführungsform das dritte Modul 3-n_TxEx nicht enthalten.
Als nächstes empfängt die im ersten Modul 1-n_MDL enthaltene erste Empfangseinheit 11 das HF-Reflexionssignal des durch das dritte Modul 3-n_TxEx übertragenen HF-Übertragungssignals und erzeugt aus dem HF-Reflexionssignal ein Empfangsschwebungssignal unter Verwendung des ersten lokalen Oszillationssignals. Ferner empfängt die im ersten Modul 2-n_RxEx enthaltene zweite Empfangseinheit 20 das HF-Reflexionssignal des durch das dritte Modul 3-n_TxEx übertragenen HF-Übertragungssignals und erzeugt aus dem HF-Reflexionssignal ein Empfangsschwebungssignal unter Verwendung des zweiten lokalen Oszillationssignals, das mit dem ersten lokalen Oszillationssignal synchronisiert ist. Die vorstehend beschriebene Verarbeitung ist ein Vorgang des Schrittes ST6.
Der zweite Signalprozessor 21, der im zweiten Modul 2-n_RxEx enthalten ist, erzeugt ein zweites Signal auf Grundlage der Entfernung und der Geschwindigkeit jedes Zielkandidaten für jeden Übertragungskanal des dritten Moduls und jeden Empfangskanal des zweiten Moduls unter Verwendung des Empfangsschwebungssignals, das aus dem HF-Reflexionssignal des vom dritten Modul 3-n_TxEx übertragenen HF-Übertragungssignals berechnet wird. Das zweite Signal wird von dem zweiten Modul 2-n_RxEx an den ersten Signalprozessor 12 ausgegeben.
Der erste Signalprozessor 12 erzeugt ein drittes Signal auf Grundlage der Entfernung und Geschwindigkeit jedes Zielkandidaten für jeden Übertragungskanal des dritten Moduls 3-n_TxEx und jeden Empfangskanal des ersten Moduls 1-n_MDL und führt kohärente Integration an dem durch das zweite Modul 2-n_RxEx erhaltenen zweiten Signal und dem auf der Grundlage der Eintreffphasendifferenz, die dem Eintreffwinkelkandidaten des Zielkandidaten entspricht, erzeugten dritten Signal durch (Schritt ST7). Auf diese Weise wird eine kohärente Integration des Signals zwischen dem ersten Modul 1-n_MDL und dem zweiten Modul 2-n_RxEx, die verteilt angeordnet sind, durchgeführt.
Als letztes berechnet der erste Signalprozessor 12 den Winkel des Zielkandidaten unter Verwendung des durch die kohärente Integration für jeden Zielkandidaten erhaltenen Signals (Schritt ST8). Informationen, die sich auf den Winkel des Zielkandidaten beziehen, der durch den ersten Signalprozessor 12 berechnet wird, werden auf der Anzeige 9 angezeigt.
Als nächstes werden Details des Signalverarbeitungsverfahrens gemäß der ersten Ausführungsform beschrieben.
5 ist ein Flussdiagramm, das den Prozess von Schritt ST1 in 4 im Detail zeigt. Im ersten Modul 1-n_MDL erzeugt die erste Lokales-Oszillationssignal-Erzeugungseinheit 1-6-1 ein erstes lokales Oszillationssignal L₁,_nMDL(n_Tx,h,t) und gibt das erzeugte erste lokale Oszillationssignal L₁,_nMDL(n_Tx,h,t) an die Codemodulationseinheit 1-5-1 und den Empfänger 1-8-n_Rx,_nMDL aus (Schritt ST1a).
Das erste lokale Oszillationssignal L₁,_nMDL(n_Tx,h,t) wird dargestellt durch nachfolgende Gleichung (1). In der nachfolgenden Gleichung (1) ist j eine imaginäre Einheit. n_MDL ist die Modulzahl des ersten Moduls 1-n_MDL und N_MDL ist die Zahl der ersten Module 1-n_MDL. Im ersten Modul 1-1, das in 1 gezeigt ist, sind n_MDL und N_MDL eins. n_Tx ist die Übertragungskanalzahl des ersten Moduls 1-n_MDL und N_Tx ist die Zahl von Übertragungskanälen des ersten Moduls 1-n_MDL. n_Tx ist eins oder zwei und N_Tx ist zwei. $\begin{array}{l} L_{1, n_{M D L}} (n_{T x}, h, t) = {\begin{array}{l} A_{L} exp (j [2 π (ƒ_{0} t - \frac{B_{0}}{2 T_{0}} t^{2}) + ϕ_{0,1, n_{M D L}, n_{T x}} + ϕ_{n i s,1, n_{M D L}, n_{T x}} (t)]), \\ n_{T x} T_{T x} + h T_{c h p} \leq t < n_{T x} T_{T x} + h T_{c h p} + T_{0} \\ \begin{matrix} 0, & o t h e r w i s e \end{matrix} \end{array} \\ (h = 0,1, \dots, H - 1) \\ (n_{T x} = 0,1, \dots, N_{T x} - 1) \\ (n_{M D L} = 0,1, \dots, N_{M D L} - 1) \end{array}$
In vorstehender Gleichung (1) ist ϕ_0,1,nMDL,nTx eine Anfangsphase des ersten lokalen Oszillationssignals im Übertragungskanal der Übertragungskanalzahl n_Tx im ersten Modul 1-n_MDL. ϕ_nis,1,nMDL,_nTx(t) ist das Phasenrauschen des ersten lokalen Oszillationssignals im Übertragungskanal der Übertragungskanalzahl n_Tx des ersten Moduls 1-n_MDL. h ist eine Trefferzahl und H ist die Zahl der Treffer.
In der vorstehenden Gleichung (1) ist A_L die Amplitude des ersten lokalen Oszillationssignals und f₀ ist die Übertragungsfrequenz des HF-Übertragungssignals. B₀ ist das Modulationsband des HF-Übertragungssignals, T₀ ist eine Modulationszeit, T₁ ist die Zeit bis zur nächsten Modulation und t ist die Zeit. T_chp ist ein Übertragungswiederholungszyklus des HF-Übertragungssignals 1-1-n_Tx und kann durch nachfolgende Gleichung (2) ausgedrückt werden. T_Tx ist ein Übertragungswiederholungszyklus und kann durch nachfolgende Gleichung (3) ausgedrückt werden. $T_{c h p} = (N_{T x} - 1) T_{T x}$
$T_{T x} = T_{0} + T_{1}$
Als nächstes führt die Codemodulationseinheit 1-5-1 eine Codemodulation an dem ersten lokalen Oszillationssignal L₁,_nMDL(n_Tx,h,t) durch, das von der ersten Lokales-Oszillationssignal-Erzeugungseinheit 1-6-1 erzeugt wird (Schritt ST2a). In diesem Codemodulationsprozess fügt die Codemodulationseinheit 1-5-1 dem ersten lokalen Oszillationssignal L₁,_nMDL(n_Tx,h,t) einen Code hinzu, um das HF-Übertragungssignal Tx(n_Tx,h,t) im Übertragungskanal der Übertragungskanalzahl n_Tx im ersten Modul 1-1 zu erzeugen. Durch die Codemodulation des ersten lokalen Oszillationssignals L₁,_nMDL(n_Tx,h,t) im Übertragungskanal der Übertragungskanalzahl n_Tx des ersten Moduls 1-1 wird Interferenz zwischen Übertragungskanälen und Funkwelleninterferenz von außerhalb der Einrichtung unterdrückt.
Als ein Beispiel für die Codemodulation wird eine Codemodulation beschrieben, bei der ein zyklischer Code, der eine Pseudo-Zufallszahl ist, hinzugefügt wird.
Die Codemodulationseinheit 1-5-1 verschiebt zyklisch einen im Voraus eingestellten zyklischen Code C₀(h) um einen zyklischen Verschiebungsbetrag Δh(n_Tx), der auf den Übertragungskanal der Übertragungskanalzahl n_Tx im ersten Modul 1-1 gemäß nachfolgender Gleichung (4) eingestellt ist. Durch die vorstehend beschriebene zyklische Verschiebung wird ein Modulationscode Code₁(n_Tx,h) des Übertragungskanals der Übertragungskanalzahl n_Tx im ersten Modul 1-1 erzeugt. Es ist zu beachten, dass für den zyklischen Code C₀(h) eine M-Sequenz (Sequenz maximaler Länge), eine Gold-Sequenz oder eine Kasami-Sequenz verwendet werden kann. $\begin{array}{l} C o d e_{1} = (n_{T x}, h) = S h i f t (C_{0} (h), Δ h (n_{T x})) \\ (h = 0,1, \dots, H - 1) \\ (n_{T x} = 0,1, \dots, N_{T x} - 1) \end{array}$
Als nächstes erzeugt die Codemodulationseinheit 1-5-1 ein HF-Übertragungssignal Tx₁,_nMDL(n_Tx,h,t) im Übertragungskanal der Übertragungskanalzahl n_Tx in Übereinstimmung mit nachfolgender Gleichung (5) unter Verwendung des ersten lokalen Oszillationssignals L₁,_nMDL(n_Tx,h,t) und des Modulationscodes Code_nMDL(n_Tx,h) des Übertragungskanals der Übertragungskanalzahl n_Tx im ersten Modul 1-n_MDL. Das durch die Codemodulationseinheit 1-5-1 erzeugte HF-Übertragungssignal Tx₁,_nMDL(n_Tx,h,t) wird an die Übertragungsschalteinheit 1-4-1 ausgegeben. $\begin{array}{l} T x_{1, n_{M D L}} (n_{T x}, h, t) = L_{1, n_{M D L}} (n_{T x}, h, t) C o d e_{n_{M D L}} (n_{T x}, h) \\ (h = 0,1, \dots, H - 1) \\ (n_{T x} = 0,1, \dots, N_{T x} - 1) \\ (n_{M D L} = 0,1, \dots, N_{M D L} - 1) \end{array}$
Die Übertragungsschalteinheit 1-4-n_Tx,nMDL gibt das HF-Übertragungssignal Tx_1,nMDL(n_Tx,h,t) im Übertragungskanal der Übertragungskanalzahl n_Tx im ersten Modul 1-n_MDL in Übereinstimmung mit dem Übertragungskanal der Übertragungskanalzahl n_Tx im ersten Modul 1-n_MDL an den Transmitter 1-3-n_Tx aus. Der Transmitter 1-3-n_Tx gibt das von der Übertragungsschalteinheit 1-4-n_Tx,_nMDL an die Antenne 1-2-n_Tx eingegebene HF-Übertragungssignal Tx_1,nMDL(n_TX,h,t) aus. Die Antenne 1-2-n_Tx strahlt das dem Übertragungskanal n_Tx des ersten Moduls 1-n_MDL entsprechende HF-Übertragungssignal Tx_1,nMDL(n_Tx,h,t) in den Raum ab (Schritt ST3a). In 1 ist N_Tx zwei, und daher strahlen die Antenne 1-2-1 und die Antenne 1-2-2 abwechselnd das HF-Übertragungssignal TX₁,_nMDL(n_Tx,h,t) in den Raum ab.
6 ist ein Flussdiagramm, das den Prozess von Schritt ST2 in 4 im Detail zeigt.
Das in den Raum abgestrahlte HF-Übertragungssignal wird von einem im Raum befindlichen Ziel reflektiert und in ein HF-Reflexionssignal A umgewandelt. Das HF-Reflexionssignal A fällt auf die Antenne 1-7-n_Rx,_nMDL der im ersten Modul 1-n_MDL enthaltenen ersten Empfangseinheit 11. Die Antenne 1-7-n_Rx,_nMDL empfängt das einfallende HF-Reflexionssignal A (Schritt ST1b).
Das von der Antenne 1-7-n_Rx,_nMDL empfangene HF-Reflexionssignal A wird als HF-Empfangssignal Rx_1,nMDL(n_Tx,n_Rx,h,t) im Empfangskanal n_Rx,_nMDL im ersten Modul 1-n_MDL an den Empfänger 1-8-n_Rx,_nMDL ausgegeben. Das HF-Empfangssignal Rx_1,nMDL(n_Tx,n_Rx,h,t) wird durch nachfolgende Gleichung (6) dargestellt. In der nachfolgenden Gleichung (6) ist A_R die Amplitude des HF-Empfangssignals. R₀ ist eine anfängliche Zielrelativdistanz, die der Anfangswert einer Relativdistanz des Ziels ist. v ist eine Zielrelativgeschwindigkeit, und θ ist ein Zielwinkel. c ist die Lichtgeschwindigkeit, und t' ist die Zeit in einem Treffer. $\begin{array}{l} R x_{1, n_{M D L}} (n_{T x}, n_{R x}, h, t) \\ = {\begin{cases} A_{R} exp (j {\begin{array}{l} 2 π [ƒ_{0} (t' - \frac{2 (R_{0} - v t)}{c}) - \frac{B_{0}}{2 T_{0}} {(t' - \frac{2 (R_{0} - v t)}{c})}^{2}] \\ ϕ_{0,1, n_{M D L}, n_{T x}} + ϕ_{n i s,1, n_{M D L}, n_{T x}} (t - \frac{2 R_{0}}{c}) \end{array}}) \\ C o d e_{n_{M D L}} (n_{T x}, h) exp (j φ_{T x} (n_{M D L}, n_{T x})) exp (j φ_{R x} (n_{M D L}, n_{R x})), \\ n_{T x} T_{T x} + h T_{c h p} - \frac{2 R_{0}}{c} \leq t < n_{T x} T_{T x} + h T_{c h p} - \frac{2 R_{0}}{c} + T_{0} \\ \begin{matrix} 0, & o t h e r w i s e \end{matrix} \end{cases} \\ (h = 0,1, \dots, H - 1) \\ (n_{T x} = 0,1, \dots, N_{T x} - 1) \\ (n_{R x} = 0,1, \dots, N_{R x, n_{M D L}} - 1) \\ (n_{M D L} = 0,1, \dots, N_{M D L} - 1) \end{array}$
In vorstehender Gleichung (6) ist ϕ_Tx(n_MDL,n_Tx) eine Phasendifferenz im Übertragungskanal der Übertragungskanalzahl n_Tx im ersten Modul 1-n_MDL, und kann durch nachfolgende Gleichung (7) ausgedrückt werden. ϕ_Rx(n_MDL,n_Rx,_nMDi_) ist eine Phasendifferenz im Empfangskanal der Empfangskanalzahl n_Rx,_nMDL im ersten Modul 1-n_MDL, und kann durch nachfolgende Gleichung (8) ausgedrückt werden. $\begin{array}{l} φ_{T x} (n_{M D L}, n_{T x}) = 2 π ƒ_{0} \frac{d_{T x} (n_{M D L}, n_{T x}) sin θ}{c} \\ (n_{T x} = 0,1, \dots, N_{T x} - 1) \\ (n_{M D L} = 0,1, \dots, N_{M D L} - 1) \end{array}$
$\begin{array}{l} φ_{R x} (n_{M D L}, n_{R x}) = 2 π ƒ_{0} \frac{d_{R x} (n_{M D L}, n_{R x}) sin θ}{c} \\ (n_{R x} = 0,1, \dots, N_{R x} - 1) \\ (n_{M D L} = 0,1, \dots, N_{M D L} - 1) \end{array}$
Als nächstes wandelt der Empfänger 1-8-n_Rx,_nMDL das HF-Empfangssignal Rx₁,_nMDL(n_Tx,n_Rx,h,t) unter Verwendung des ersten lokalen Oszillationssignals L₁,_nMDL(n_Tx,h,t) abwärts (Schritt ST2b). Anschließend filtert der Empfänger 1-8-n_Rx,_nMDL das abwärtskonvertierte Signal unter Verwendung eines Bandfilters, verstärkt die Intensität des Signals, das den Bandfilter durchlaufen hat, und erfasst die Phase. Mit diesen Vorgängen wird ein Empfangsschwebungssignal V'₁,_nMDL(n_Tx,n_Rx,h,t) im Empfangskanal der Empfangskanalzahl n_Rx,_nMDL im ersten Modul 1-n_MDL erzeugt.
Das Empfangsschwebungssignal V'₁,_nMDL(n_Tx,n_Rx,h,t) kann durch nachfolgende Gleichung (9) ausgedrückt werden und wird vom Empfänger 1-8-n_Rx,_nMDL an den Analog-Digital-Wandler 1-9-n_Rx,_nMDL ausgegeben. In nachfolgender Gleichung (9) ist A_v die Amplitude des Empfangsschwebungssignals V'₁,_nMDL(n_Tx,n_Rx,h,t). p_nis(M_Tx,_MDL,M_Rx,_MDL) ist Phasenrauschen. Ferner ist M_Tx,_MDL eine Modulzahl des Moduls, das das erste lokale Oszillationssignal zur Erzeugung des HF-Übertragungssignals erzeugt hat, und M_Rx,_MDL ist die Modulzahl des Moduls, das das erste lokale Oszillationssignal zur Abwärtswandlung des HF-Empfangssignals erzeugt hat. $\begin{array}{l} V_{1, n_{M D L}}^{'} (n_{T x}, n_{R x}, h, t) = R x_{1, n_{M D L}} (n_{T x}, n_{R x}, h, t) L_{1, n_{M D L}}^{'} (n_{T x}, h, t) \\ = {\begin{cases} A_{V} exp (j {\begin{array}{l} 2 π [- ƒ_{0} (t' - \frac{2 (R_{0} - v t)}{c}) - \frac{B_{0}}{2 T_{0}} (- \frac{4 (R_{0} - v t)}{c} t' + \frac{4 {(R_{0} - v t)}^{2}}{c^{2}})] \\ + p_{n i s} (M_{T x, M D L}, M_{R x, M D L}, T, R_{0}) \end{array}}) \\ C o d e_{n_{M D L}} (n_{T x}, h) exp (j φ_{T x} (n_{M D L}, n_{T x})) exp (j φ_{R x} (n_{M D L}, n_{R x})), \\ n_{T x} T_{T x} + h T_{c h p} - \frac{2 R_{0}}{c} \leq t < n_{T x} T_{T x} + h T_{c h p} - \frac{2 R_{0}}{c} + T_{0} \\ \begin{matrix} 0, & o t h e r w i s e \end{matrix} \end{cases} \\ (h = 0,1, \dots, H - 1) \\ (n_{T x} = 0,1, \dots, N_{T x} - 1) \\ (n_{R x} = 0,1, \dots, N_{R x, n_{M D L}} - 1) \\ (n_{M D L} = 0,1, \dots, N_{M D L} - 1) \\ (M_{T x, M D L} = 1) \\ (M_{R x, M D L} = 1) \end{array}$
p_nis(M_Tx,_MDL,M_Rx,_MDL), das das Phasenrauschen in der ersten Übertragungseinheit 10 und der ersten Empfangseinheit 11 in vorstehender Gleichung (9) ist, wird durch nachfolgende Gleichung (10) ausgedrückt. $\begin{array}{l} p_{n i s} (M_{T x, M D L}, M_{R x, M D L}, t, R_{0}) = \\ p_{n i s} (1,1, t, R_{0}) = exp (j [ϕ_{n i s,1, n_{M D L}, n_{T x}} (t) - ϕ_{n i s,1, n_{M D L}, n_{T x}} (t - \frac{2 R_{0}}{c})]) \\ (n_{M D L} = 1) \\ (n_{T x} = 1,2) \end{array}$
Weiterhin wird p_nis(M_Tx,_MDL,M_Rx,_MDL), das das Phasenrauschen in der ersten Übertragungseinheit 10 und der zweiten Empfangseinheit 20 ist, durch nachfolgende Gleichung (11) ausgedrückt. $\begin{array}{l} p_{n i s} (M_{T x, M D L}, M_{R x, M D L}, t, R_{0}) = \\ p_{n i s} (1,2, t, R_{0}) = exp (j [ϕ_{n i s,1, n_{M D L}, n_{T x}} (t) - ϕ_{n i s,1, n_{M D L}, n_{T x}} (t - \frac{2 R_{0}}{c})]) \\ (n_{M D L} = 1) \\ (n_{R x, E x} = 1) \\ (n_{T x} = 1,2) \end{array}$
Der Analog-Digital-Wandler 1-9-n_Rx,_nMDL wandelt das Empfangsschwebungssignal V'₁,_nMDL(n_Tx,n_Rx,h,t) im Empfangskanal der Empfangskanalzahl n_Rx,_nMDL im ersten Modul 1-n_MDL aus einem analogen Signal in ein digitales Signal um, wodurch ein Empfangsschwebungssignal V₁,_nMDL(n_Tx,n_Rx,h,m) erzeugt wird, das durch nachfolgende Gleichung (12) dargestellt wird (Schritt ST3b). $\begin{array}{l} V_{1, n_{M D L}} (n_{T x}, n_{R x}, h, m) ≅ \\ = {\begin{cases} A exp (- j 2 π ƒ_{0} \frac{2 (R_{0} - v (h T_{c h p} + m Δ t))}{c}) exp (j 2 π \frac{2 B_{0}}{c T_{0}} (R_{0} - v h T_{c h p}) m Δ t) \\ exp (p_{n i s} (1,1, t, R_{0})) \\ C o d e_{n_{M D L}} (n_{T x}, h) exp (j φ_{T x} (n_{M D L}, n_{T x})) exp (j φ_{R x} (n_{M D L}, n_{R x})), \\ n_{T x} T_{T x} + h T_{c h p} - \frac{2 R_{0}}{c} \leq t < n_{T x} T_{T x} + h T_{c h p} - \frac{2 R_{0}}{c} + T_{0} \\ \begin{matrix} 0, & o t h e r w i s e \end{matrix} \end{cases} \\ (m = 0,1, \dots, M - 1) \\ (h = 0,1, \dots, H - 1) \\ (n_{T x} = 0,1, \dots, N_{T x} - 1) \\ (n_{R x} = 0,1, \dots, N_{R x} - 1) \\ (n_{M D L} = 0,1, \dots, N_{M D L} - 1) \end{array}$
Hier ist das Empfangsschwebungssignal V₁,_nMDL(n_Tx,n_Rx,h,m) das erste Empfangsschwebungssignal im Empfangskanal der Empfangskanalzahl n_Rx,_nMDL im ersten Modul 1-n_MDL. Das erste Empfangsschwebungssignal ist das erste Empfangssignal, das verwendet wird, um ein Ziel zu erfassen. In vorstehender Gleichung (12) ist Δt ein Abtastintervall in der Modulationszeit T₀. m ist die Abtastzahl des Empfangsschwebungssignals, das innerhalb der Modulationszeit T₀ abgetastet wird. M ist die Zahl von Abtastungen des Empfangsschwebungssignals innerhalb der Modulationszeit T₀. In vorstehender Gleichung (12) werden die Terme, die Δt^z und 1/c² enthalten, näherungsweise ausgedrückt.
7 ist ein Flussdiagramm, das den Prozess von Schritten ST3 und ST4 in 4 im Detail zeigt. Die erste Trenneinheit 120, die in dem ersten Signalprozessor 12 enthalten ist, demoduliert das erste Empfangsschwebungssignal gemäß nachfolgender Gleichung (13) unter Verwendung des Modulationscodes Code₁(n_Tx,h), der für den Übertragungskanal der Übertragungskanalzahl n_Tx in dem ersten Modul 1-n_MDL eingestellt ist. Das demodulierte erste Empfangsschwebungssignal wird im ersten Modul 1-n_MDL in Signale für jeden Übertragungskanal und jeden Empfangskanal getrennt (Schritt ST1c). Als Ergebnis wird ein Empfangsschwebungssignal V₁,_nMDL,C(n_Tx,n_Rx,h,m), das der Übertragungskanalzahl n_Tx und der Empfangskanalzahl n_Rx im ersten Modul 1-n_MDL entspricht, erzeugt, und das erzeugte Empfangsschwebungssignal V₁,_nMDL,_C(n_Tx,n_Rx,h,m) wird an die erste Signalerzeugungseinheit 121 ausgegeben. $\begin{array}{l} V_{1, n_{M D L}, C} (n_{T x}, n_{R x} h, m) = V_{1, n_{M D L}} (n_{T x}, n_{R x}, h, m) C o d e_{n_{M D L}} (n_{T x}, h) \\ (m = 0,1, \dots, M - 1) \\ (h = 0,1, \dots, H - 1) \\ (n_{T x} = 0,1, \dots, N_{T x, n_{M D L}} - 1) \\ (n_{R x} = 0,1, \dots, N_{R x, n M D L} - 1) \\ (n_{M D L} = 0,1, \dots, N_{M D L} - 1) \end{array}$
Als nächstes führt die erste Signalerzeugungseinheit 121 eine diskrete Fourier-Transformation an dem durch die erste Trenneinheit 120 demodulierten Empfangssignal V₁,_nMDL,_C(n_Tx,n_RX,h,m) durch und erzeugt dadurch ein erstes Signal auf Grundlage der Entfernung und Geschwindigkeit des Zielkandidaten für jeden Übertragungskanal und jeden Empfangskanal im ersten Modul 1-n_MDL (Schritt ST2c). Wenn z. B. n_MDL 1 ist, führt die erste Signalerzeugungseinheit 121 die diskrete Fourier-Transformation gemäß nachfolgender Gleichung (14) durch. So wird das erste Signal f_b,1,nMDL(n_Tx,n_Rx,q,k), das der Übertragungskanalzahl n_Tx und der Empfangskanalzahl n_RX im ersten Modul 1-1 entspricht, erzeugt, q ist die Geschwindigkeitsklassenzahl und k ist die Entfernungsklassenzahl. 8A ist ein Diagramm, das eine Beziehung zwischen der Abtastzahl und der Trefferzahl des demodulierten Empfangsschwebungssignals V₁,_nMDL,_C(n_Tx,n_RX,h,m) zeigt. 8B ist ein Diagramm, das eine Beziehung zwischen der Entfernungsklassenzahl und der Geschwindigkeitsklassenzahl des ersten Signals f_b,1,nMDL(n_Tx,n_Rx,q,k) auf Grundlage der Entfernung und Geschwindigkeit zeigt. Wie in 8A und 8B und der folgenden Gleichung (14) gezeigt, wird das erste Signal auf Grundlage der Entfernung und Geschwindigkeit, woraus Entfernungs- und Geschwindigkeitsinformationen eines Zielkandidaten a beschafft werden können, durch diskrete Fourier-Transformation der Empfangsschwebungssignale der Abtastzahl m und der Trefferzahl h erzeugt. Des Weiteren wird bei der Radareinrichtung gemäß der ersten Ausführungsform das Signal-Rausch-Verhältnis (SNR) um 10 log₁₀ (HM) verbessert, und somit wird die Leistung zum Erfassen des Ziels verbessert. Schnelle Fourier-Transformation (FFT: Fast Fourier transform) kann anstelle von diskreter Fourier-Transformation verwendet werden. Wenn FFT verwendet wird, ist es möglich, die Berechnung zu reduzieren und die Geschwindigkeit zu erhöhen, wodurch eine Radareinrichtung mit geringen Kosten und verkürzter Verarbeitungszeit erhalten werden kann. $\begin{array}{l} ƒ_{b,1, n_{M D L}} (n_{T x}, n_{R x}, q, k) = \\ \sum_{h = 0}^{H - 1} [\sum_{m = 0}^{M - 1} V_{1, n_{M D L, C}} (n_{T x}, n_{R x}, h, m) exp (- j 2 π \frac{m}{M} k)] exp (- j 2 π \frac{m}{M} q) \\ (k = 0,1, \dots, M - 1) \\ (q = 0,1, \dots, H - 1) \\ (n_{R x} = 0,1, \dots, N_{R x, n M D L} - 1) \\ (n_{T x} = 0,1, \dots, N_{T x, n M D L} - 1) \\ (n_{M D L} = 0,1, \dots, N_{M D L} - 1) \end{array}$
Als nächstes führt die inkohärente Integrationseinheit 122 eine inkohärente Integration des ersten Signals durch, das von der ersten Signalerzeugungseinheit 121 erzeugt wird (Schritt ST3c). Wenn n_MDL 1 ist, führt die inkohärente Integrationseinheit 122 beispielsweise eine inkohärente Integration in Übereinstimmung mit nachfolgender Gleichung (15) des ersten Signals f_b,1,nMDL(n_Tx,n_Rx,q,k) durch, das der Übertragungskanalzahl n_Tx und der Empfangskanalzahl n_RX im ersten Modul 1-1 entspricht. Ein Signal f_{b,1,nMDL,inch}(q,k) wird durch diese inkohärente Integration erzeugt und das erzeugte Signal f_b,1,nMDL,_inch(q,k) wird von der inkohärenten Integrationseinheit 122 an die Zielkandidat-Erfassungseinheit 123 ausgegeben.
9A ist ein Diagramm, das eine Beziehung zwischen der Entfernungsklassenzahl und der Geschwindigkeitsklassenzahl des ersten Signals f_b,1,nMDL(n_Tx,n_Rx,q,k) auf Grundlage der Entfernung und Geschwindigkeit für jede Übertragungskanalzahl n_Tx und jede Empfangskanalzahl n_Rx zeigt. Das erste Signal f_b,1,nMDL(n_TX,n_RX,q,k), das der in 9A gezeigten Übertragungskanalzahl n_TX und der Empfangskanalzahl n_Rx entspricht, wird in die inkohärente Integrationseinheit 122 eingegeben. Das erste Signal ist ein Signal auf Grundlage der Entfernung und Geschwindigkeit des Zielkandidaten a. Eine Rauschkomponente b wird auf das erste Signal überlagert. 9B ist ein Diagramm, das eine Beziehung zwischen der Entfernungsklassenzahl und der Geschwindigkeitsklassenzahl des ersten Signals f_{b,1,nMDL,inch}(q,k), das einer inkohärenten Integration unterzogen wurde, zeigt. Wie durch nachfolgende Gleichung (15) dargestellt, integriert die inkohärente Integrationseinheit 122 Leistungen, d. h. Intensitäten, einer Vielzahl von ersten Signalen f_b,1,nMDL(n_Tx,n_Rx,q,k). Auf diese Weise kann eine Radareinrichtung erhalten werden, bei der die Rauschkomponente b wie in 9B gezeigt, gemittelt wird und die Zielerfassungsleistung verbessert wird. $\begin{array}{l} ƒ_{b,1, n_{M D L}, i n c h} (q, k) = \sum_{n_{T x} = 0}^{N_{T x}, n_{M D L} - 1} \sum_{n_{R x} = 0}^{N_{R x, n M D L} - 1} {| ƒ_{b,1, n_{M D L}} (n_{T x}, n_{R x}, q, k) |}^{2} \\ (k = 0,1, \dots, M - 1) \\ (q = 0,1, \dots, H - 1) \\ (n_{M D L} = 0,1, \dots, N_{M D L} - 1) \end{array}$
Die Zielkandidat-Erfassungseinheit 123 berechnet die Entfernung und Geschwindigkeit des Zielkandidaten auf der Grundlage der Signalintensität des Signals f_b,₁,_nMDL,_inch(q,k), das durch die inkohärente Integration erhalten wird (Schritt ST4c). Zum Beispiel kann die konstante Falschalarmrate des Zellendurchschnitts (CA-CFAR: cell average constant false alarm rate) für die Erfassung von Zielkandidaten verwendet werden. Die Zielkandidat-Erfassungseinheit 123 spezifiziert das erste Signal f_b,₁,_nMDL(n_Tx,n_Rx,q_ntgt,k_ntgt) des Übertragungskanals n_Tx und des Empfangskanals n_Rx im ersten Modul 1-n_MDL, die Geschwindigkeitsklassenzahl q_ntgt, die die Abtastzahl in der Geschwindigkeitsrichtung ist, und die Entfernungsklassenzahl k_ntgt, die die Abtastzahl in der Entfernungsrichtung ist, die alle dem Zielkandidaten der Zielkandidatenzahl n_tgt entsprechen, und gibt sie an die erste kohärente Integrationseinheit 124 und den zweiten Signalprozessor 21 im zweiten Modul 2-n_RxEx aus. Die Zielkandidatenzahl n_tgt ist eine fortlaufende Zahl, die jedem Zielkandidaten zugewiesen ist.
Die erste kohärente Integrationseinheit 124 führt eine kohärente Integration zwischen Kanälen an dem ersten Signal, das dem Zielkandidaten der Zielkandidatenzahl n_tgt entspricht, in Übereinstimmung mit nachfolgender Gleichung (16) auf der Grundlage der Eintreffphasendifferenz, die dem Eintreffwinkelkandidaten des Zielkandidaten entspricht, durch (Schritt ST5c). Zu beachten ist, dass in einem Fall, in dem es einen Einfluss einer Dopplerfrequenz zwischen Übertragungskanälen gibt, d. h. einen Einfluss der Zielbewegung, die erste kohärente Integrationseinheit 124 den durch nachfolgende Gleichung (16) dargestellten Prozess durchführt, nachdem sie den Einfluss unter Verwendung der Geschwindigkeit, die der Geschwindigkeitsklassenzahl q_ntgt der Zielkandidatenzahl n_tgt entspricht, unterdrückt hat. Die erste kohärente Integrationseinheit 124 erzeugt ein Signal R_1,ch(n_θ,q_ntgt,k_ntgt), das dem Zielkandidaten mit der Zielkandidatenzahl n_tgt entspricht, durch Durchführen kohärenter Integration zwischen Kanälen des ersten Signals f_b,₁,_nMDL(n_Tx,n_Rx,q_ntgt,k_ntgt). Das Signal R₁,_ch(n_θ,q_ntgt,k_ntgt) wird von der ersten kohärenten Integrationseinheit 124 an die Anzeige 9 ausgegeben und von der Anzeige 9 angezeigt. $\begin{array}{l} R_{1, c h} (n_{θ}, q_{n_{t g t}}, k_{n_{t g t}}) = \\ \sum_{n_{M D L} = 0}^{N_{M D L} - 1} \sum_{n_{T x} = 0}^{N_{T x} - 1} \sum_{n_{R x} = 0}^{N_{R x, n_{M D L}}} [\begin{array}{l} ƒ_{b,1, n_{M D L}} (n_{T x}, n_{R x}, q_{n_{t g t}}, k_{n_{t g t}}) \\ exp (- j φ_{T x}^{'} (n_{M D L}, n_{T x}, n_{θ})) exp (- j φ_{R x}^{'} (n_{M D L}, n_{R x}, n_{θ})) \end{array}] \\ (n_{θ} = 0,1, \dots, N_{θ} - 1) \\ (n_{t g t} = 0,1, \dots, N_{t g t} - 1) \end{array}$
In vorstehender Gleichung (16) ist N_θ die Zahl der angenommenen Zielwinkel, und n_θ ist die Zielwinkelzahl, die jedem der angenommenen Zielwinkel zugeordnet ist. Ferner ist ϕ'_Tx(n_MDL,n_Tx,n_θ) die Phasendifferenz im Übertragungskanal der Übertragungskanalzahl n_Tx im ersten Modul 1-n_MDL in Bezug auf den Zielwinkel der Zielwinkelzahl n_θ und wird durch nachfolgende Gleichung (17) ausgedrückt. Ferner ist ϕ'_Rx(n_MDL,n_Rx,_nMDL,n_θ) die Eintreffphasendifferenz im Empfangskanal der Empfangskanalzahl n_Rx,_nMDL im ersten Modul 1-n_MDL in Bezug auf den Zielwinkel der Zielwinkelzahl n_θ und wird durch nachfolgende Gleichung (18) ausgedrückt. $\begin{array}{l} φ_{T x}^{'} (n_{M D L}, n_{T x}, n_{θ}) = 2 π ƒ_{0} \frac{d_{T x} (n_{M D L}, n_{T x}) sin θ_{n_{θ}}^{'}}{c} \\ (n_{θ} = 0,1, \dots, N_{θ} - 1) \\ (n_{T x} = 0,1, \dots, N_{T x} - 1) \\ (n_{M D L} = 0,1, \dots, N_{M D L} - 1) \end{array}$
$\begin{array}{l} φ_{R x}^{'} (n_{M D L}, n_{R x}, n_{0}) = 2 π ƒ_{0} \frac{d_{R x} (n_{M D L}, n_{R x}) sin θ_{n_{θ}}^{'}}{c} \\ (n_{θ} = 0,1, \dots, N_{θ} - 1) \\ (n_{R x} = 0,1, \dots, N_{R x, n_{M D L}} - 1) \\ (n_{M D L} = 0,1, \dots, N_{M D L} - 1) \end{array}$
In den vorstehenden Gleichungen (16) bis (18) wird, wenn der Zielwinkel θ und der Zielwinkel θ'_nθ der Zielwinkelzahl n_θ übereinstimmen, das Signal R₁,_ch(n_θ,q_ntgt,k_ntgt) für den Zielkandidaten der Zielkandidatenzahl n_tgt kohärent integriert, und die Signalleistung zeigt den maximalen Wert. Das heißt, dass durch kohärentes Integrieren des Signals für jeden Übertragungskanal und jeden Empfangskanal im ersten Modul 1-n_MDL die Leistung des Signals nach der kohärenten Integration erhöht wird. Somit kann eine Radareinrichtung durch Verwenden des Signals erhalten werden, die eine verbesserte Zielerfassungsleistung aufweist.
10A ist ein Diagramm, das eine Beziehung zwischen Übertragungskanälen und Empfangskanälen in tatsächlicher Antennenanordnung zeigt. Weiterhin ist 10B ein Diagramm, das eine Beziehung zwischen Übertragungskanälen und Empfangskanälen zeigt, wenn eine tatsächliche Antennenanordnung und eine virtuelle Antennenanordnung in Betracht gezogen werden. In 10A und 10B sind eine Antenne (1) und eine Antenne (2) Antennen, die in der ersten Übertragungseinheit 10 enthalten sind und den Übertragungskanälen entsprechen. Ferner sind Antennen (3) Antennen, die in der ersten Empfangseinheit 11 enthalten sind und den Empfangskanälen entsprechen. Wie in 10A gezeigt, ist die Antennenaperturlänge, in dem tatsächlichen Array, in dem die Antennen (3) tatsächlich angeordnet sind, D.
Der erste Signalprozessor 12 integriert kohärent das Signal für jeden Übertragungskanal und jeden Empfangskanal im ersten Modul 1-1, wodurch virtuelle Empfangskanäle (4) gebildet werden. Als Folge wird die Antennenaperturlänge des ersten Moduls 1-1 virtuell von D auf 2D erhöht. In 10B ist 2Dsinθ die Phasendifferenz zwischen den Kanälen.
Der Fall, in dem die diskrete Fourier-Transformation gemäß der vorstehenden Gleichung (16) an dem ersten Signal durchgeführt wird, das dem Zielkandidaten der Zielkandidatenzahl n_tgt entspricht, wurde vorstehend beschrieben. Jedoch ist die vorliegende Ausführungsform nicht darauf beschränkt. Anstelle der diskreten Fourier-Transformation kann z. B. eine schnelle Fourier-Transformation (FFT), eine Mehrfachsignalklassifizierung (MUSIC: multiple signal classification) oder eine Schätzung von Signalparametern mittels Rotationsinvarianztechnik (ESPRIT: estimation of signal parameters via rotational invariance technique) durchgeführt werden.
Obwohl die vorstehende Gleichung (16) als Fernfeld beschrieben ist, kann die Integration auch als Nahfeld durchgeführt werden, wenn die empfangenen Wellen aufgrund einer großen Apertur nicht als ebene Wellen approximiert werden können.
11 ist ein Flussdiagramm, das den Prozess von Schritt ST5 in 4 im Detail zeigt. Im Folgenden wird ein Fall beschrieben, in dem das dritte Modul 3-n_TxEx das HF-Übertragungssignal überträgt.
Im dritten Modul 3-n_TxEx erzeugt die dritte Lokales-Oszillationssignal-Erzeugungseinheit 3-6-n_TxEx ein drittes lokales Oszillationssignal (Schritt ST1d). Das zweite lokale Oszillationssignal wird mit dem ersten lokalen Oszillationssignal synchronisiert. In 1 ist N_TxEx 1.
Die Codemodulationseinheit 3-5-n_TxEx führt eine Codemodulation an dem dritten lokalen Oszillationssignal durch, das von der dritten Lokales-Oszillationssignal-Erzeugungseinheit 3-6-n_TxEx erzeugt wird (Schritt ST2d). In diesem Codemodulationsprozess fügt die Codemodulationseinheit 3-5-n_TxEx dem dritten lokalen Oszillationssignal einen Code hinzu, um ein HF-Übertragungssignal TX₃,_nTxEx(h,t) im Übertragungskanal der Übertragungskanalzahl n_Tx im dritten Modul 3-n_TxEx zu erzeugen.
Der Transmitter 3-3-n_TxEx gibt das von der Codemodulationseinheit 3-5-n_TxEx an die Antenne 3-2-n_TxEX eingegebene HF-Übertragungssignal aus. Die Antenne 3-2-n_TxEx strahlt das HF-Übertragungssignal in den Raum ab (Schritt ST3d). In 1 strahlt die Antenne 3-2-1 das HF-Übertragungssignal in den Raum ab.
Hier wird der Übertragungszeitpunkt des HF-Übertragungssignals durch das erste Modul 1-n_MDL und das dritte Modul 3-n_TxEx beschrieben.
12A ist ein Diagramm, das den Übertragungszeitpunkt eines HF-Übertragungssignals in dem Übertragungskanal der Übertragungskanalzahl n_Tx = 1 des ersten Moduls 1-1 zeigt. 12B ist ein Diagramm, das den Übertragungszeitpunkt eines HF-Übertragungssignals in dem Übertragungskanal der Übertragungskanalzahl n_Tx = 2 des ersten Moduls 1-1 zeigt. In Schritt ST1 von 4 überträgt die erste Übertragungseinheit 10, die im ersten Modul 1-1 enthalten ist, das HF-Übertragungssignal unter Verwendung der Antenne 1-2-1, die der Übertragungskanalzahl n_Tx = 1 entspricht, und das HF-Übertragungssignal unter Verwendung der Antenne 1-2-2, die der Übertragungskanalzahl n_Tx = 2 entspricht, zu den Übertragungszeitpunkten, die beispielsweise in 12A und 12B gezeigt sind. Das erste Modul 1-1 überträgt das HF-Übertragungssignal abwechselnd im Zeitmultiplexverfahren, so dass das HF-Übertragungssignal eine Signalwellenform mit hoher Orthogonalität aufweist, wie in 12A und 12B gezeigt. Weiterhin führt die Codemodulationseinheit 1-5-1 eine unterschiedliche Codemodulation zwischen dem HF-Übertragungssignal, das der Übertragungskanalzahl n_Tx = 1 entspricht, und dem HF-Übertragungssignal, das der Übertragungskanalzahl n_Tx = 2 entspricht, durch, wodurch eine Leistung zur Unterdrückung von Interferenzwellen verbessert wird. [0079] 12C ist ein Diagramm, das den Übertragungszeitpunkt des HF-Übertragungssignals durch das dritte Modul 3-1 zeigt. 12D ist ein Diagramm, das den Übertragungszeitpunkt des HF-Übertragungssignals durch das dritte Modul 3-2 zeigt. In 12C und 12D ist die Zahl von Übertragungskanälen N_Tx,_nTxEx in der dritten Übertragungseinheit 30 eins und die Zahl von Modulen n_TxEx ist zwei. In Schritt ST5 von 4 überträgt die dritte Übertragungseinheit 30, die im dritten Modul 3-1 enthalten ist, das HF-Übertragungssignal unter Verwendung der Antenne 3-2-1 zum Beispiel zu dem in 12C gezeigten Übertragungszeitpunkt. Folglich überträgt die dritte Übertragungseinheit 30, die im dritten Modul 3-2 enthalten ist, das HF-Übertragungssignal unter Verwendung der Antenne 3-2-1 zum Beispiel zu dem in 12D gezeigten Übertragungszeitpunkt. Das dritte Modul 3-1 und das dritte Modul 3-2 überträgt das HF-Übertragungssignal wie vorstehend beschrieben abwechselnd im Zeitmultiplexverfahren, so dass das HF-Übertragungssignal eine Signalwellenform mit hoher Orthogonalität aufweist, wie in 12C und 12D gezeigt. Weiterhin führt die Codemodulationseinheit 3-5-n_TxEx eine unterschiedliche Codemodulation zwischen dem dritten Modul 3-1 und dem dritten Modul 3-2 durch, wodurch eine Leistung zur Unterdrückung von Interferenzwellen verbessert wird.
Obwohl 12A bis 12D den Fall zeigen, in dem vier HF-Übertragungssignale in einem Zeitmultiplexverfahren übertragen werden, können die erste Übertragungseinheit 10 und die dritte Übertragungseinheit 30 eine Vielzahl von HF-Übertragungssignalen durch Codeteilung übertragen. In diesem Fall werden die HF-Übertragungssignale durch Codemodulation in teilbare Signale umgewandelt und dann gleichzeitig übertragen. Da sich jedoch die Kreuzkorrelation der Empfangssignale in der Zielgeschwindigkeitsrichtung ausbreitet, ist eine ausreichende Zahl von linearen Frequenzmodulationen erforderlich. Obwohl 12A bis 12D den Fall zeigen, in dem vier HF-Übertragungssignale in einem Zeitmultiplexverfahren übertragen werden, können die erste Übertragungseinheit 10 und die dritte Übertragungseinheit 30 außerdem eine Vielzahl von HF-Übertragungssignalen durch Frequenzteilung übertragen. In diesem Fall werden die HF-Übertragungssignale in Signale umgewandelt, die voneinander trennbare Frequenzbänder verwenden, und dann gleichzeitig übertragen. Zu beachten ist, dass als Verfahren zur Trennung einer Vielzahl von HF-Übertragungssignalen Zeitteilung, Codeteilung und Frequenzteilung in geeigneter Weise kombiniert und verwendet werden können.
13A ist ein Flussdiagramm, das den Prozess von Schritt ST6 in 4 durch das erste Modul 1-n_MDL zeigt. Das durch das dritte Modul 3-n_TxEx in den Raum abgestrahlte HF-Übertragungssignal wird von einem im Raum vorhandenen Ziel reflektiert und in ein HF-Reflexionssignal A umgewandelt. Das HF-Reflexionssignal A fällt auf die Antenne 1-7-n_Rx,_nMDL der im ersten Modul 1-n_MDL enthaltenen ersten Empfangseinheit 11. Die Antenne 1-7-n_Rx,_nMDL empfängt das einfallende HF-Reflexionssignal A (Schritt ST1e). Das von der Antenne 1-7-n_Rx,_nMDL empfangene HF-Reflexionssignal A wird als HF-Empfangssignal im Empfangskanal n_Rx,_nMDL im ersten Modul 1-n_MDL an den Empfänger 1-8-n_Rx,_nMDL ausgegeben.
Der Empfänger 1-8-n_Rx,_nMDL wandelt das HF-Empfangssignal unter Verwendung des ersten lokalen Oszillationssignals abwärts (Schritt ST2e). Anschließend filtert der Empfänger 1-8-n_Rx,_nMDL das abwärtskonvertierte Signal unter Verwendung eines Bandfilters, verstärkt die Intensität des Signals, das den Bandfilter durchlaufen hat, und erfasst die Phase. Mit diesen Vorgängen wird ein Empfangsschwebungssignal im Empfangskanal der Empfangskanalzahl n_Rx,_nMDL im ersten Modul 1-n_MDL erzeugt. Das Empfangsschwebungssignal wird vom Empfänger 1-8-n_Rx,_nMDL an den Analog-Digital-Wandler 1-9-n_Rx,_nMDL ausgegeben.
Der Analog-Digital-Wandler 1-9-n_Rx,_nMDL wandelt das Empfangsschwebungssignal im Empfangskanal der Empfangskanalzahl n_Rx,_nMDL im ersten Modul 1-n_MDL aus einem analogen Signal in ein digitales Signal um, wodurch ein Empfangsschwebungssignal V_1,nMDL(3,n_Tx,n_Rx,h,m) erzeugt wird (Schritt ST3e). Das Empfangsschwebungssignal V_1,nMDL(3,n_Tx,n_Rx,h,m) ist ein drittes Empfangsschwebungssignal im Empfangskanal der Empfangskanalzahl n_Rx,_nMDL im ersten Modul 1-n_MDL. Um anzugeben, dass das dritte Empfangsschwebungssignal unter Verwendung des HF-Reflexionssignals des vom dritten Modul 3-n_TxEx übertragenen HF-Übertragungssignals erzeugt wird, wird das durch die vorstehende Gleichung (12) dargestellte Empfangsschwebungssignal V_1,nMDL(n_Tx,n_Rx,h,m) als Empfangsschwebungssignal V_1,nMDL(3,n_Tx,n_Rx,h,m) ausgedrückt.
13B ist ein Flussdiagramm, das den Prozess von Schritt ST6 in 4 durch das zweite Modul 2-n_RxEx zeigt. Das HF-Reflexionssignal A des durch das dritte Modul 3-n_TxEx in den Raum abgestrahlten HF-Übertragungssignals fällt auf die Antenne 2-7-n_Rx,_nRxEx in der zweiten Empfangseinheit 20, die im zweiten Modul 2-n_RxEx enthalten ist. Die Antenne 2-7-n_Rx,_nRxEx empfängt das einfallende HF-Reflexionssignal A (Schritt ST1f). Das von der Antenne 2-7-n_Rx,_nRxEx empfangene HF-Reflexionssignal A wird als HF-Empfangssignal im Empfangskanal n_Rx,_nRxEx im zweiten Modul 2-n_RxEx an den Empfänger 2-8-n_Rx,_nRxEx ausgegeben.
Der Empfänger 2-8-n_Rx,_nRxEx wandelt das HF-Empfangssignal unter Verwendung des zweiten lokalen Oszillationssignals abwärts (Schritt ST2f). Anschließend filtert der Empfänger 2-8-n_Rx,_nRxEx das abwärtskonvertierte Signal unter Verwendung eines Bandfilters, verstärkt die Intensität des Signals, das den Bandfilter durchlaufen hat, und erfasst die Phase. Mit diesen Vorgängen wird ein Empfangsschwebungssignal im Empfangskanal der Empfangskanalzahl n_Rx,_nRxEx im zweiten Modul 2-n_RxEx erzeugt. Das Empfangsschwebungssignal wird vom Empfänger 2-8-n_Rx,_nRxEx an den Analog-Digital-Wandler 2-9-n_Rx,_nRxEx ausgegeben.
Der Analog-Digital-Wandler 2-9-n_Rx,_nRxEx wandelt das Empfangsschwebungssignal im Empfangskanal der Empfangskanalzahl n_Rx,_nRxEx im zweiten Modul 2-n_RxEx aus einem analogen Signal in ein digitales Signal um, wodurch ein Empfangsschwebungssignal V₂,_nRxEx(3,n_Tx,n_Rx,h,m) erzeugt wird (Schritt ST3f). Das Empfangsschwebungssignal V₂,_nRxEx(3,n_Tx,n_Rx,h,m) ist ein zweites Empfangsschwebungssignal im Empfangskanal der Empfangskanalzahl n_Rx,_nRxEx im zweiten Modul 2-n_RxEx. Um anzugeben, dass das zweite Empfangsschwebungssignal unter Verwendung des HF-Reflexionssignals des vom dritten Modul 3-n_TxEx übertragenen HF-Übertragungssignals durch das zweite Modul 2-n_RxEx erzeugt wird, wird das durch die vorstehende Gleichung (12) dargestellte Empfangsschwebungssignal V₁,_nMDL(n_Tx,n_Rx,h,m) als Empfangsschwebungssignal V₂,_nRxEx(3,n_Tx,n_Rx,h,m) ausgedrückt.
14 ist ein Flussdiagramm, das den Prozess von Schritten ST7 und ST8 in 4 im Detail zeigt. In dem ersten Signalprozessor 12 empfängt die erste Trenneinheit 120 von dem Analog-Digital-Wandler 1-9-n_Rx,_nMDL das Empfangsschwebungssignal V₁,_nMDL(3,n_Tx,n_Rx,h,m) in dem Empfangskanal der Empfangskanalzahl n_Rx,_nMDL in dem ersten Modul 1-n_MDL, das in Schritt ST3e in 13A erhalten wurde. Die erste Trenneinheit 120 demoduliert das Empfangsschwebungssignal V₁,_nMDL(3,n_Tx,n_Rx,h,m) auf die gleiche Weise wie in der vorstehenden Gleichung (13). Das demodulierte Empfangsschwebungssignal wird im dritten Modul 3-n_TxEx in Signale für jeden Übertragungskanal und im ersten Modul 1-n_MDL für jeden Empfangskanal getrennt (Schritt ST1g). Als Ergebnis wird ein drittes Empfangsschwebungssignal V₁,_nMDL,_C(3,n_Tx,n_Rx,h,m), das der Übertragungskanalzahl n_Tx,_nTxEx im dritten Modul 3-n_TxEx und der Empfangskanalzahl n_Rx im ersten Modul 1-n_MDL entspricht, erzeugt.
Anschließend erzeugt die erste Signalerzeugungseinheit 121 ein drittes Signal f_b,₁,_nMDL(3,n_Tx,n_Rx,q_ntgt,k_ntgt) auf Grundlage der Entfernung und Geschwindigkeit des Zielkandidaten der Zielkandidatenzahl n_tgt unter Verwendung des dritten Empfangsschwebungssignals V₁,_nMDL,_C(3,n_Tx,n_Rx,h,m) gemäß nachfolgender Gleichung (19) auf Grundlage der Geschwindigkeitsklassenzahl q_ntgt, die der Geschwindigkeit des Zielkandidaten der Zielkandidatenzahl n_tgt entspricht, und der Entfernungsklassenzahl k_ntgt, die der Entfernung des Zielkandidaten der Zielkandidatenzahl n_tgt entspricht (Schritt ST2g). Das dritte Signal f_b,₁,_nMDL(3,n_Tx,n_Rx,q_ntgt,k_ntgt) wird von der ersten Signalerzeugungseinheit 121 an die zweite kohärente Integrationseinheit 125 ausgegeben. $\begin{array}{l} ƒ_{b,1, n_{M D L}} (3, n_{T x}, n_{R x}, q_{n_{t g t}}, k_{n_{t g t}}) = \\ \sum_{h = 0}^{H - 1} {\sum_{m = 0}^{M - 1} [\begin{array}{l} V_{1, n_{M D L, C}} (3, n_{T x}, n_{R x}, h, m) \\ C o d e (3, n_{T x}, h) exp (- j 2 π \frac{m}{M} k_{n_{t g t}}) \end{array}]} exp (- j 2 π \frac{h}{H} q_{n_{t g t}}) \\ (n_{R x} = 0,1, \dots, N_{R x, n M D L} - 1) \\ (n_{T x} = 0,1, \dots, N_{T x, n T x E x} - 1) \\ (n_{M D L} = 0,1, \dots, N_{M D L} - 1) \\ (n_{t g t} = 0,1, \dots, N_{t g t} - 1) \end{array}$
In dem zweiten Signalprozessor 21 empfängt die zweite Trenneinheit 210 von dem Analog-Digital-Wandler 2-9-n_Rx,_nRxEx das Empfangsschwebungssignal V₂,_nRxEx(3,n_Tx,n_Rx,h,m) in dem Empfangskanal der Empfangskanalzahl n_Rx,_nRxEx in dem zweiten Modul 2-n_RxEx, das in Schritt ST3f in 13B erhalten wurde. Die zweite Trenneinheit 210 demoduliert das Empfangsschwebungssignal V₂,_nRxEx(3,n_Tx,n_Rx,h,m) auf die gleiche Weise wie in der vorstehenden Gleichung (13). Das demodulierte Empfangsschwebungssignal wird im dritten Modul 3-n_TxEx in Signale für jeden Übertragungskanal und im zweiten Modul 2-n_RxEx für jeden Empfangskanal getrennt (Schritt ST1g-1). Als Ergebnis wird ein zweites Empfangsschwebungssignal V₂,_nRxEx,_C(3,n_Tx,n_Rx,h,m), das der Übertragungskanalzahl n_Tx,_nTxEx im dritten Modul 3-n_TxEx und der Empfangskanalzahl n_Rx,_nRxEx im zweiten Modul 2-n_RxEx entspricht, erzeugt.
Anschließend erzeugt die zweite Signalerzeugungseinheit 211 ein zweites Signal f_b,₂,_nRxEx(3,n_TX,n_RX,q_ntgt,k_ntgt) auf Grundlage der Entfernung und Geschwindigkeit des Zielkandidaten der Zielkandidatenzahl n_tgt unter Verwendung des zweiten Empfangsschwebungssignals V₂,_nRxEx,_C(3,n_Tx,n_Rx,h,m) gemäß nachfolgender Gleichung (20) auf Grundlage der Geschwindigkeitsklasse q_ntgt, die der Geschwindigkeit des Zielkandidaten der Zielkandidatenzahl n_tgt entspricht, und der Entfernungsklasse k_ntgt, die der Entfernung des Zielkandidaten der Zielkandidatenzahl n_tgt entspricht (Schritt ST2g-1). Das zweite Signal f_b,₂,_nRxEx(3,n_Tx,n_Rx,q_ntgt,k_ntgt) wird von der zweiten Signalerzeugungseinheit 211 an die zweite kohärente Integrationseinheit 125, die im ersten Signalprozessor 12 enthalten ist, ausgegeben.
Da die Zielkandidat-Erfassungseinheit 123 eingerichtet ist, den Zielkandidaten zu erfassen, ist es möglich, die Berechnung nur für die Signale durchzuführen, die der Geschwindigkeitsklassenzahl q_ntgt und der Entfernungsklassenzahl k_ntgt der Zielkandidatenzahl n_tgt entsprechen, und somit kann eine Radareinrichtung mit reduziertem Berechnungsaufwand und reduzierten Kosten erhalten werden. Zum Beispiel ist ein Berechnungsumfang für eine schnelle Fourier-Transformation für Signale, die allen Entfernungsklassenzahlen M in der Trefferrichtung entsprechen, M(H/2)log₂H, und ein Berechnungsumfang zum Berechnen eines Signals der Geschwindigkeitsklassenzahl q_ntgt, die der Entfernungsklassenzahl k_ntgt des Zielkandidaten der durch nachfolgende Gleichung (20) dargestellten Zielkandidatenzahl n_tgt entspricht, ist HN_tgt. Daher wird M(H/2)log₂H » HN_tgt festgelegt. Da außerdem das zweite Signal f_b,₂,_nRxEx(3,n_Tx,n_Rx,q_ntgt,k_ntgt), das auf die Geschwindigkeitsklassenzahl q_ntgt und die Entfernungsklassenzahl k_ntgt des Zielkandidaten der Zielkandidatenzahl n_tgt beschränkt ist, ausgegeben wird, kann das Kommunikationsvolumen reduziert werden, wodurch der Umfang der Radareinrichtung verringert werden kann. $\begin{array}{l} ƒ_{b,2, n_{R x E x}} (3, n_{T x}, n_{R x}, q_{n_{t g t}}, k_{n_{t g t}}) = \\ \sum_{h = 0}^{H - 1} {\sum_{m = 0}^{M - 1} [\begin{array}{l} V_{2, n_{R x E x}} (3, n_{T x}, n_{R x}, h, m) \\ C o d e (3, n_{T x}, h) exp (- j 2 π \frac{m}{M} k_{n_{t g t}}) \end{array}]} exp (- j 2 π \frac{h}{H} q_{n_{t g t}}) \\ (n_{T x} = 0,1, \dots, N_{T x, n T x E x} - 1) \\ (n_{R x} = 0,1, \dots, N_{R x, n M D L} - 1) \\ (n_{R x E x} = 0,1, \dots, N_{R x E x} - 1) \\ (n_{t g t} = 0,1, \dots, N_{t g t} - 1) \end{array}$
Die zweite kohärente Integrationseinheit 125 führt eine kohärente Integration an dem zweiten Signal f_b,₂,_nRxEx(3,n_Tx,n_Rx,q_ntgt,k_ntgt), das von dem zweiten Signalprozessor 21 erzeugt wird, und dem dritten Signal f_b,₁,_nMDL(3,n_Tx,n_Rx,q_ntgt,k_ntgt), das von der ersten Signalerzeugungseinheit 121 erzeugt wird, in Übereinstimmung mit folgender Gleichung (21) auf der Grundlage der Eintreffphasendifferenz, die dem Eintreffwinkelkandidaten des Zielkandidaten entspricht, durch (Schritt ST3g). Durch Durchführen dieser kohärenten Integration wird ein Signal R₃,_ch(n_θ,q_ntgt,k_ntgt) für den Zielkandidaten der Zielkandidatenzahl n_tgt erzeugt. Zu beachten ist, dass in einem Fall, in dem es einen Einfluss einer Dopplerfrequenz zwischen Übertragungsmodulen und Übertragungskanälen gibt, d. h. einen Einfluss der Zielbewegung, die zweite kohärente Integrationseinheit 125 den durch nachfolgende Gleichung (21) dargestellten Prozess durchführt, nachdem sie den Einfluss unter Verwendung der Geschwindigkeit, die der Geschwindigkeitsklassenzahl q_ntgt des Zielkandidaten mit der Zielkandidatenzahl n_tgt entspricht, unterdrückt hat. $\begin{array}{l} R_{3, c h} (n_{θ}, q_{n_{t g t}}, k_{n_{t g t}}) = \\ \sum_{n_{T x} = 0}^{N_{T x E x} - 1} {\begin{matrix} \sum_{n_{M D L} = 0}^{N_{M D L} - 1} \sum_{n_{R x} = 0}^{N_{R x, n_{M D L}} - 1} [\begin{array}{l} ƒ_{b,1, n_{M D L}} (3, n_{T x}, n_{R x}, q_{n_{t g t}}, k_{n_{t g t}}) \\ exp (- j φ_{T x}^{'} (3, n_{T x}, n_{M D L}, n_{θ})) exp (- j φ_{R x}^{'} (n_{M D L}, n_{R x}, n_{θ})) \end{array}] \\ + \sum_{n_{R x E x} = 0}^{N_{R x E x} - 1} \sum_{n_{R x} = 0}^{N_{R x, n_{R x E x}} - 1} [\begin{array}{l} ƒ_{b,2, n_{R x E x}} (3, n_{T x}, n_{R x}, q_{n_{t g t}}, k_{n_{t g t}}) \\ exp (- j φ_{T x}^{"} (3, n_{T x}, n_{R x E x}, n_{θ})) exp (- j φ_{R x}^{"} (n_{R x E x}, n_{R x}, n_{θ})) \end{array}] \end{matrix}} \\ (n_{θ} = 0,1, \dots, N_{θ} - 1) \\ (n_{t g t} = 0,1, \dots, N_{t g t} - 1) \end{array}$
In vorstehender Gleichung (21) ist N_θ die Zahl der angenommenen Zielwinkel und n_θ die Zielwinkelzahl, die jedem der angenommenen Zielwinkel zugeordnet ist. ϕ'_TX(3,n_TxEX,n_MDL,n_θ) ist die Phasendifferenz zwischen dem Übertragungskanal des dritten Moduls 3-n_TxEx und dem Empfangskanal des ersten Moduls 1-n_MDL in Bezug auf den Zielwinkel der Zielwinkelzahl n_θ. ϕ_Rx(n_MDL,n_RX,_nMDL,n_θ) ist die Eintreffphasendifferenz im Empfangskanal der Empfangskanalzahl n_Rx,_nMDL im ersten Modul 1-n_MDL in Bezug auf den Zielwinkel der Zielwinkelzahl n_θ. ϕ''_Tx(3,n_TxEx,n_RxEx,n_θ) ist die Phasendifferenz zwischen dem Übertragungskanal des dritten Moduls 3-n_TxEx und des zweiten Moduls 2-n_RxEx in Bezug auf den Zielwinkel der Zielwinkelzahl n_θ. ϕ"_Rx(n_RxEx,n_RxX,_nRxEx,n_θ) ist die Eintreffphasendifferenz im Empfangskanal der Empfangskanalzahl n_Rx,_nRxEx im zweiten Modul 2-n_RxEx in Bezug auf den Zielwinkel der Zielwinkelzahl n_θ.
Der Fall, in dem die diskrete Fourier-Transformation gemäß der vorstehenden Gleichung (21) an dem zweiten Signal und dem dritten Signal durchgeführt wird, das dem Zielkandidaten der Zielkandidatenzahl n_tgt entspricht, wurde vorstehend beschrieben. Jedoch ist die vorliegende Ausführungsform nicht darauf beschränkt. Anstelle der diskreten Fourier-Transformation kann z. B. FFT, MUSIC oder ESPRIT durchgeführt werden.
Obwohl die vorstehende Gleichung (21) als Fernfeld beschrieben ist, kann die Integration auch als Nahfeld durchgeführt werden, wenn die empfangenen Wellen aufgrund einer großen Apertur nicht als ebene Wellen approximiert werden können.
Der Fall, in dem die diskrete Fourier-Transformation gemäß der vorstehenden Gleichung (21) an dem zweiten Signal und dem dritten Signal durchgeführt wird, das dem Zielkandidaten der Zielkandidatenzahl n_tgt entspricht, wurde vorstehend beschrieben. Die Integration kann aber auch an dem ersten Signal durchgeführt werden, das dem Zielkandidaten der Zielkandidatenzahl n_tgt entspricht. Dadurch ist es möglich, Nebenkeulen und Gitterpegel zu reduzieren.
Das dritte Modul 3-n_TxEx kann einen Empfangskanal umfassen. Das heißt, das dritte Modul 3-n_TxEx kann ein Modul sein, das Übertragung und Empfang in der gleichen Weise durchführt wie das erste Modul 1-n_MDL.
Die Winkelberechnungseinheit 126 berechnet einen Winkelkandidaten n'_θ,_tgt des Zielkandidaten mit der Zielkandidatenzahl n_tgt auf der Grundlage der Intensität des Signals R₃,_ch(n_θ,q_ntgt,k_ntgt) für den Zielkandidaten der Zielkandidatenzahl n_tgt (Schritt ST4g). Ein Winkel θ(n'_θ,_tgt), der dem Winkelkandidaten n'_θ,_tgt entspricht, wird von der Winkelberechnungseinheit 126 an die Anzeige 9 ausgegeben. Die Anzeige 9 zeigt die Geschwindigkeit, die Entfernung und den Winkel des Zielkandidaten mit der Zielkandidatenzahl n_tgt auf dem Bildschirm an.
Wenn der Zielwinkel θ und der Zielwinkel θ'_nθ der Zielwinkelzahl n_θ übereinstimmen, wird das Signal R₃,_ch(n_θ,q_ntgt,k_ntgt) für den Zielkandidaten der Zielkandidatenzahl n_tgt kohärent integriert, und die Signalleistung zeigt den maximalen Wert. Das heißt, dass aufgrund einer kohärenten Integration des Signals für jeden Übertragungskanal des dritten Moduls 3-n_TxEx und jeden Empfangskanal des ersten Moduls 1-n_MDL und des Signals für jeden Übertragungskanal des dritten Moduls 3-n_TxEx und jeden Empfangskanal des zweiten Moduls 2-n_RxEx die Leistung des Signals nach kohärenter Integration steigt. Durch die Verwendung dieses Signals ist es möglich, eine Radareinrichtung mit verbesserter Zielerfassungsleistung zu erhalten.
15A ist ein Diagramm, das eine tatsächliche Antennenanordnung in der Radareinrichtung gemäß der ersten Ausführungsform zeigt. 15B ist ein Diagramm, das eine tatsächliche Antennenanordnung in der Radareinrichtung gemäß der ersten Ausführungsform zeigt. In 15A werden das dritte Modul 3-1, das zweite Modul 2-1, das erste Modul 1-1, das zweite Modul 2-2 und das dritte Modul 3-2 linear in dieser Reihenfolge angeordnet. Unter der Annahme, dass die Antennenaperturlänge, die den Empfangskanälen des zweiten Moduls 2-1 entspricht, die Antennenaperturlänge, die den Empfangskanälen des ersten Moduls 1-1 entspricht, und die Antennenaperturlänge, die den Empfangskanälen des zweiten Moduls 2-2 entspricht, jeweils D ist, ist die Antennenaperturlänge, die einem Empfangskanal (1a) der gesamten Radareinrichtung entspricht, 3D. In 15A ist 3Dsinθ eine Phasendifferenz zwischen den Kanälen.
Aufgrund des ersten Signalprozessors 12, der ein Signal für jeden Übertragungskanal des dritten Moduls 3-n_TxEx, jeden Empfangskanal des ersten Moduls 1-n_MDL, jeden Übertragungskanal des dritten Moduls 3-n_TxEx und jeden Empfangskanal des zweiten Moduls 2-n_RxEx kohärent integriert, wird ein virtueller Empfangskanal, der durch das Bezugszeichen (2a) in 15B bezeichnet ist, gebildet. Als Folge wird die Antennenaperturlänge der Radareinrichtung gemäß der ersten Ausführungsform praktisch von 3D auf 6D erhöht. In 15B ist 6Dsinθ eine Phasendifferenz zwischen den Kanälen.
16 ist ein Diagramm, das eine Beziehung zwischen dem Winkel eines Zielkandidaten und der Leistung eines diesem Winkel entsprechenden Signals zeigt, wenn die Zahl von Zielkandidaten eins ist. In 16 zeigt eine Kurve (a) eine Beziehung zwischen der Leistung des von dem in 10A gezeigten ersten Modul 1-1 übertragenen und empfangenen Signals und dem unter Verwendung dieses Signals berechneten Winkel eines Zielkandidaten. Da keine kohärente Integration durchgeführt wird, ist die Antennenaperturlänge immer noch D, und die Winkelauflösung ist gering, wie aus der Kurve (a) ersichtlich.
Eine Kurve (b) zeigt eine Beziehung zwischen der Leistung eines Signals, das durch die kohärente Integration zwischen den in 9 gezeigten Kanälen im ersten Modul 1-1, die zwei Übertragungskanäle und einen Empfangskanal aufweisen, und dem mit diesem Signal berechneten Winkel eines Zielkandidaten erhalten wird. In diesem Fall ist die Antennenaperturlänge 2D, weil virtuelle Empfangskanäle hinzugefügt werden, wie in 10B gezeigt, und daher hat die Kurve (b) eine bessere Winkelauflösung als die Kurve (a). Eine ausreichende Winkelauflösung kann jedoch nicht erhalten werden.
Eine Kurve (c) zeigt eine Beziehung zwischen der Leistung eines Signals, das durch kohärente Integration eines Signals für jeden Übertragungskanal des dritten Moduls 3-1 oder 3-2, jeden Empfangskanal des ersten Moduls 1-1 und jeden Empfangskanal der zweiten Module 2-1 bis 2-4 erhalten wird, und einem unter Verwendung dieses Signals berechneten Winkel eines Zielkandidaten. Diese Beziehung wird so erhalten, dass in der in 2 gezeigten Radareinrichtung das vom dritten Modul 3-1 oder 3-2 übertragene Signal von dem ersten Modul 1-1 und den zweiten Modulen 2-1 bis 2-4 empfangen wird. Durch Durchführen einer kohärenten Integration von Signalen zwischen Modulen und zwischen Kanälen wird die Winkelauflösung signifikant verbessert.
17 ist ein Diagramm, das eine Beziehung zwischen dem Winkel eines Zielkandidaten und der Leistung eines diesem Winkel entsprechenden Signals zeigt, wenn die Zahl von Zielkandidaten zwei ist. In 17 zeigt eine Kurve (a1) eine Beziehung zwischen der Leistung eines Signals, das durch die kohärente Integration zwischen den in 9 gezeigten Kanälen im ersten Modul 1-1, die zwei Übertragungskanäle und einen Empfangskanal aufweisen, und dem mit diesem Signal berechneten Winkel eines Zielkandidaten erhalten wird. Zusätzlich geben die Kurven (b1) und (b2) die Ergebnisse an, die durch die Verarbeitung des durch kohärente Integration erhaltenen Signals für jedes Ziel erhalten werden. Wie aus den Kurven (a1), (b1) und (b2) ersichtlich ist, kann bei zwei Zielen eine ausreichende Winkelauflösung nicht nur durch das erste Modul 1-1 erreicht werden. Somit können die Ziele nicht getrennt werden und die Winkel der Ziele können nicht gemessen werden.
Eine Kurve (c1) zeigt eine Beziehung zwischen der Leistung eines Signals, das durch kohärente Integration von Signalen für jeden Übertragungskanal des dritten Moduls 3-1 oder 3-2, jeden Empfangskanal des ersten Moduls 1-1 und jeden Empfangskanal der zweiten Module 2-1 bis 2-4 erhalten wird, und einem unter Verwendung dieses Signals berechneten Winkel des Zielkandidaten. Diese Beziehung wird so erhalten, dass in der in 2 gezeigten Radareinrichtung das vom dritten Modul 3-1 oder 3-2 übertragene Signal von dem ersten Modul 1-1 und den zweiten Modulen 2-1 bis 2-4 empfangen wird. Durch Verwenden dieser Module ist es möglich, die zwei Ziele zu trennen und ihre Winkel zu messen.
Die Radareinrichtung gemäß der ersten Ausführungsform kann ein Ziel, das eine kleine reflektierte Leistung aufweist, durch Unterdrücken des Phasenrauschens erfassen. Wie aus der in 17 gezeigten Kurve (c1) ersichtlich ist, kann die Radareinrichtung gemäß der ersten Ausführungsform eine Winkelauflösung erzielen, die nicht nur durch das erste Modul 1-1 erreicht werden kann. Als Folge ist es möglich, eine Radareinrichtung mit verbesserter Zielerfassungsleistung zu erhalten.
Vorstehend wurde ein lineares Array, das eine Vielzahl von Modulen aufweist, beschrieben. Jedoch ist die vorliegende Ausführungsform nicht darauf beschränkt. So können z. B. Antennen, die jeweils einem Übertragungskanal und einem Empfangskanal entsprechen, in vertikaler oder horizontaler Richtung, oder in vertikalen und horizontalen Richtungen angeordnet unterschiedlich sein. Auch in diesem Fall kann die Radareinrichtung gemäß der ersten Ausführungsform den Winkel des Ziels nur in der horizontalen Ebene, nur den Elevationswinkel des Ziels oder den Winkel des Ziels in Bezug auf die horizontale Ebene und die vertikale Linie berechnen.
Als nächstes wird der Nutzen der Radareinrichtung gemäß der ersten Ausführungsform beschrieben.
Die Radareinrichtung gemäß der ersten Ausführungsform umfasst das erste Modul, das zweite Modul und das dritte Modul, die in verteilter Weise angeordnet sein können. Daher kann die Radareinrichtung selbst dann, falls es eine Einschränkung gibt, dass eine Vielzahl von Modulen nicht zentral angeordnet werden können, diese Einschränkung berücksichtigen. Weiterhin kann die Radareinrichtung gemäß der ersten Ausführungsform durch die Verwendung des ersten Moduls, des zweiten Moduls und des dritten Moduls eine breite Antennenapertur erreichen, die nicht allein durch das erste Modul erreicht werden kann. Dies verbessert die Winkelauflösung des Ziels.
18A ist ein Diagramm, das schematisch eine herkömmliche Radareinrichtung zeigt, in der eine Vielzahl von Modulen das gleiche lokale Oszillationssignal verwenden. Die in 18A gezeigte herkömmliche Radareinrichtung umfasst Module 150 bis 153. Das Modul 150 umfasst eine Übertragungseinheit 150a und einen Lokales-Oszillationssignal-Erzeuger 150b. Das Modul 151 umfasst eine Empfangseinheit 151a, das Modul 152 umfasst eine Empfangseinheit 152a, und das Modul 153 umfasst eine Übertragungseinheit 153a. Der Lokales-Oszillationssignal-Erzeuger 150b verteilt dasselbe lokale Oszillationssignal an jedes der Vielzahl von Modulen 150 bis 153. Bei dieser Konfiguration nimmt mit zunehmender Zahl der Verteilungen die Leistung des lokalen Oszillationssignals entsprechend ab. Deshalb muss der Lokales-Oszillationssignal-Erzeuger 150b eine große Einrichtung sein, die den Verteilungsverlust des lokalen Oszillationssignals kompensieren kann, was zu einer Kostenerhöhung führt.
18B ist ein Diagramm, das schematisch eine herkömmliche Radareinrichtung zeigt, in der eine Vielzahl von Modulen unterschiedliche lokale Oszillationssignale verwenden. Die in 18B gezeigte herkömmliche Radareinrichtung umfasst Module 160 bis 163. Das Modul 160 umfasst eine Übertragungseinheit 160a und einen Lokales-Oszillationssignal-Erzeuger 160b. Das Modul 161 umfasst eine Empfangseinheit 161a und einen Lokales-Oszillationssignal-Erzeuger 161b, das Modul 162 umfasst eine Empfangseinheit 162a und einen Lokales-Oszillationssignal-Erzeuger 162b und das Modul 163 umfasst eine Übertragungseinheit 163a und einen Lokales-Oszillationssignal-Erzeuger 163b. Die Lokales-Oszillationssignal-Erzeuger 160b bis 163b erzeugen lokale Oszillationssignale, die sich voneinander unterscheiden. Somit nimmt Phasenrauschen zu.
18C ist ein Blockdiagramm, das eine Konfiguration der Radareinrichtung gemäß der ersten Ausführungsform darstellt. Wie in 18C gezeigt, umfassen in der Radareinrichtung gemäß der ersten Ausführungsform das erste Modul 1-1, die zweiten Module 2-1 bis 2-N_RxEx und das dritte Modul 3-1 bis 3-N_TxEx jeweils die Lokales-Oszillationssignal-Erzeugungseinheit. Somit kann ein Verteilungsverlust des lokalen Oszillationssignals verringert werden. Weiterhin wird das gleiche lokale Oszillationssignal zum Übertragen und Empfangen verwendet, wodurch der Einfluss des Phasenrauschens unterdrückt wird und selbst ein Ziel mit einer geringen reflektierten Leistung erfasst werden kann.
19A ist ein Diagramm, das eine Beziehung zwischen einer Leistung eines Signals, die einem durch die herkömmliche Radareinrichtung gemessenen Ziel entspricht, und der Entfernung zum Ziel zeigt. In 19A zeigt die Kurve A1 die Beziehung zwischen der Leistung eines Empfangssignals, das für ein Ziel mit kleiner Reflexionsleistung angenommen wird, und der Entfernung zum Ziel. Eine Kurve B1 zeigt die Beziehung zwischen der Leistung eines Empfangssignals für ein Ziel mit einer großen Reflexionsleistung, gemessen durch die in 18B gezeigte herkömmliche Radareinrichtung, und der Entfernung zum Ziel. Das Ziel mit einer niedrigen Reflexionsleistung ist in der Umgebung des Ziels mit einer großen Reflexionsleistung vorhanden. Ein Schwellenwert P_ϕnis,_TH gibt einen Schwellenwert für einen Verlust durch Phasenrauschen an, und in der Kurve B1, die das dem Ziel entsprechende Empfangssignal zeigt, gemessen durch die herkömmliche Radareinrichtung, ist der Verlust durch Phasenrauschen größer als der Schwellenwert P_ϕnis,TH, wie durch einen Pfeil angegeben.
Die in 18B dargestellte Radareinrichtung umfasst das Modul 160 als Unterarray-Übertragungseinheit und die Module 161 und 162 als Unterarray-Empfangseinheiten. Eine Vielzahl von Unterarray-Empfangseinheiten empfängt Signale, und die Unterarray-Übertragungseinheit und die Unterarray-Empfangseinheiten verwenden unterschiedliche lokale Oszillationssignale. Daher erhöht sich bei der in 18B gezeigten Radareinrichtung das Phasenrauschen in dem Signal, das dem Ziel mit einer großen Reflexionsleistung entspricht, wie in 19A gezeigt, was es schwierig macht, das Ziel mit einer kleinen Reflexionsleistung um das Ziel herum zu erfassen. Um dieses Problem zu beheben, muss die in 18B gezeigte Radareinrichtung die Empfangssignale der Vielzahl von Unterarray-Empfangseinheiten für jeden Ankunftswinkel des Ziels synthetisieren, was den Berechnungsaufwand zum Erhalten des Zielwinkels erhöht.
19B ist ein Diagramm, das eine Beziehung zwischen der Leistung eines Signals, die einem durch die herkömmliche Radareinrichtung gemessenen Ziel gemäß der ersten Ausführungsform entspricht, und der Entfernung zum Ziel zeigt. In 19B zeigt die Kurve A1 die Beziehung zwischen der Leistung eines Empfangssignals, das für ein Ziel mit kleiner Reflexionsleistung angenommen wird, und der Entfernung zum Ziel. Eine Kurve B2 zeigt eine Beziehung zwischen der Leistung eines Empfangssignals für ein Ziel mit einer großen Reflexionsleistung, gemessen durch die Radareinrichtung gemäß der ersten Ausführungsform, und der Entfernung zum Ziel.
Die Radareinrichtung gemäß der ersten Ausführungsform verwendet auf der Übertragungsseite und der Empfangsseite das gleiche lokale Oszillationssignal. Somit ist ein Verlust durch Phasenrauschen kleiner als der Schwellenwert P_ϕnis,_TH, wie durch einen Pfeil in der Kurve B2 angegeben, die das Empfangssignal, das dem Ziel entspricht, angibt. Das bedeutet, dass der Einfluss von Phasenrauschen unterdrückt wird. Dadurch wird die Erfassungsleistung für die Erfassung des Ziels mit einer kleinen Reflexionsleistung, das sich um das Ziel mit einer großen Reflexionsleistung befindet, verbessert. Das heißt, dass in der Radareinrichtung gemäß der ersten Ausführungsform die Antennenapertur quasi vergrößert wird, indem eine Vielzahl von Modulen verwendet wird, die dasselbe lokale Oszillationssignal auf der Übertragungsseite und auf der Empfangsseite verwenden, wodurch ein Einfluss von Phasenrauschen auf das Empfangsschwebungssignal unterdrückt werden kann. So kann die Radareinrichtung eine Winkelauflösung eines Ziels erhöhen und gleichzeitig die Erfassungsgenauigkeit des Ziels erhalten. Außerdem ist eine Strahlsynthese, d. h. eine Integration zwischen Empfangskanälen, nicht für alle Entfernungs- und Geschwindigkeitsklassen vor einer Zielerfassung erforderlich, wodurch ein Berechnungsaufwand zum Erhalten des Zielwinkels reduziert wird.
Um den Einfluss des Phasenrauschens zu unterdrücken, ist es notwendig, die Korrelation zwischen dem lokalen Oszillationssignal, das zur Übertragung verwendet wird, und dem lokalen Oszillationssignal, das zum Empfang verwendet wird, zu erhöhen, d. h. den Unterschied im Phasenrauschen bei der Abwärtswandlung zu verringern.
20A ist ein Graph, der eine Beziehung zwischen der Frequenz, die zum Übertragen und Empfangen von Signalen im ersten Modul 1-n_MDL verwendet wird, und Zeit zeigt. In 20A zeigt eine gerade Linie C die Beziehung zwischen der Frequenz des in der ersten Übertragungseinheit 10 verwendeten lokalen Oszillationssignals und der Zeit. Ferner zeigt eine gerade Linie C die Beziehung zwischen der Frequenz des in der ersten Übertragungseinheit 11 verwendeten lokalen Oszillationssignals und der Zeit. Es wird angenommen, dass die erste Übertragungseinheit 10 das HF-Übertragungssignal zum Zeitpunkt t = 0 überträgt und die erste Empfangseinheit 11 das HF-Reflexionssignal zum Zeitpunkt t = 2R_max/c empfängt. Dabei ist c die Lichtgeschwindigkeit und Rmax die im Voraus gegebene maximale Erfassungsentfernung für die Radareinrichtung gemäß der ersten Ausführungsform. Im ersten Modul 1-n_MDL wird auf der Übertragungsseite und der Empfangsseite das gleiche erste lokale Oszillationssignal verwendet. Daher sind, wie in 20A dargestellt, das lokale Oszillationssignal auf der Übertragungsseite und das lokale Oszillationssignal auf der Empfangsseite miteinander synchronisiert.
20B ist ein Graph, der eine Beziehung zwischen Phasen des ersten lokalen Oszillationssignals und des von der ersten Empfangseinheit 11 empfangenen HF-Reflexionssignals und Zeit zeigt. In 20B gibt eine Kurve C1 eine Beziehung zwischen der Phase des ersten lokalen Oszillationssignals und Zeit an. Ferner gibt eine Kurve D1 eine Beziehung zwischen der Phase des HF-Reflexionssignals des durch die erste Übertragungseinheit 10 übertragenen HF-Übertragungssignals und Zeit an. E1 ist eine Differenz im Phasenrauschen zwischen dem ersten lokalen Oszillationssignal und dem HF-Reflexionssignal.
20C ist ein Graph, der eine Beziehung zwischen Phasen des zweiten lokalen Oszillationssignals und des von der zweiten Empfangseinheit 20 empfangenen HF-Reflexionssignals und Zeit zeigt. In 20C gibt eine Kurve C2 die Beziehung zwischen der Phase des zweiten lokalen Oszillationssignals und Zeit an. Ferner gibt, ähnlich der in 20B gezeigten Kurve D1, eine Kurve D2 die Beziehung zwischen der Phase des HF-Reflexionssignals des durch die erste Übertragungseinheit 10 übertragenen HF-Übertragungssignals und Zeit an. Das zweite lokale Oszillationssignal in 20C ist ein lokales Oszillationssignal, das sich von dem ersten lokalen Oszillationssignal unterscheidet. E2 ist eine Differenz im Phasenrauschen zwischen dem zweiten lokalen Oszillationssignal und dem HF-Reflexionssignal.
Die folgende Gleichung (22) stellt die Größenbeziehung zwischen der Differenz zwischen dem Phasenrauschen des ersten lokalen Oszillationssignals, das von der ersten Übertragungseinheit 10 verwendet wird, und dem Phasenrauschen des ersten lokalen Oszillationssignals, das von der ersten Empfangseinheit 11 verwendet wird, und der Differenz zwischen dem Phasenrauschen des ersten lokalen Oszillationssignals, das von der ersten Übertragungseinheit 10 verwendet wird, und dem Phasenrauschen des zweiten lokalen Oszillationssignals, das von der zweiten Empfangseinheit 20 verwendet wird, dar. In nachfolgender Gleichung (22) ist ϕ_{nis,1,nMDL,nTx}(t) das Phasenrauschen des ersten lokalen Oszillationssignals im Übertragungskanal der Übertragungskanalzahl n_Tx des ersten Moduls 1-n_MDL. ϕ_{nis,1,nMDL,nTx}(t-2R_max/c) ist das Phasenrauschen des ersten lokalen Oszillationssignals im Empfangskanal der Empfangskanalzahl n_Rx,_nMDL des ersten Moduls 1-n_MDL. ϕ_nis,2,_nRxEx,_nTx(t-2R_max/c) ist ferner das Phasenrauschen des zweiten lokalen Oszillationssignals im Empfangskanal der Empfangskanalzahl n_Rx,_nRxEx des zweiten Moduls 2-n_RxEx. $ϕ_{n i s,1, n_{M D L}, n_{T x}} (t) - ϕ_{n i s,1, n_{M D L}, n_{T x}} (t - \frac{2 R_{max}}{c}) < ϕ_{n i s,1, n_{M D L}, n_{T x}} (t) - ϕ_{n i s,2, n_{R x E x}, n_{T x}} (t - \frac{2 R_{max}}{c})$
In einem Fall, in dem die erste Übertragungseinheit 10 und die erste Empfangseinheit 11 das gleiche erste lokale Oszillationssignal im ersten Modul 1-n_MDL verwenden und die zweite Empfangseinheit 20 das zweite lokale Oszillationssignal verwendet, das sich vom ersten lokalen Oszillationssignal im zweiten Modul 2-n_RxEx unterscheidet, ist die Phasenrauschdifferenz E1 kleiner als die Phasenrauschdifferenz E2, wie in den 20B und 20C gezeigt. Die vorstehende Gleichung (22) gibt diese Beziehung an und die Differenz im Phasenrauschen, wenn die erste Übertragungseinheit 10 und die erste Empfangseinheit 11 das gleiche erste lokale Oszillationssignal verwenden, ist kleiner als die Differenz im Phasenrauschen, wenn die zweite Empfangseinheit 20 das zweite lokale Oszillationssignal verwendet, das sich von dem ersten lokalen Oszillationssignal unterscheidet.
Wie in der vorstehenden Gleichung (10) und in den 20B und 20C gezeigt, besteht eine Zeitdifferenz von 2R_max/c zwischen dem lokalen Oszillationssignal und dem empfangenen HF-Reflexionssignal. Mit zunehmender Entfernung von der Radareinrichtung zum Ziel nimmt die Differenz im Phasenrauschen zu, was dazu führt, dass der Einfluss des Phasenrauschens zunimmt.
Das erste Modul 1-n_MDL weist die erste Lokales-Oszillationssignal-Erzeugungseinheit 1-6-1 auf, die das Phasenrauschen in Übereinstimmung mit der durch nachfolgende Gleichung (23) dargestellten Beziehung unterdrückt und das Phasenrauschen auf einen Pegel unterdrückt, der gleich oder kleiner als ein gewünschter Pegel ist, wie in 19B gezeigt. In der folgenden Gleichung (23) ist Δϕ_nis die zulässige Obergrenze der Phasenrauschdifferenz. Wenn die Differenz im Phasenrauschen größer als Δϕ_nis, ist, kann eine Unterdrückung des Einflusses von Phasenrauschen nicht erreicht werden. $ϕ_{n i s,1, n_{M D L}, n_{T x}} (t) - ϕ_{n i s,1, n_{M D L}, n_{T x}} (t - \frac{2 R_{max}}{c}) \leq ϕ_{n i s}$
Wenn beispielsweise unterschiedliche lokale Oszillationssignale auf der Übertragungsseite und der Empfangsseite verwendet werden, sind die Eigenschaften der lokalen Oszillationssignale zwischen der Übertragungsseite und der Empfangsseite unterschiedlich, wie durch die rechte Seite der vorstehenden Gleichung (22) dargestellt, so dass der Einfluss des Phasenrauschens nicht unterdrückt werden kann und sich die Zielerfassungsleistung verschlechtert. Es ist zu beachten, dass die lokalen Oszillationssignale, die sich voneinander unterscheiden, so angepasst werden können, dass die Phasenrauschdifferenz gleich oder kleiner als Δϕ_nis, ist, aber diese Anpassung erhöht die Kosten. Somit ist die erste Lokales-Oszillationssignal-Erzeugungseinheit 1-6-1, die das Phasenrauschen in Übereinstimmung mit der durch vorstehende Gleichung (23) dargestellten Beziehung unterdrückt, nützlich.
Ferner ist es möglich, das gewünschte Phasenrauschen zu unterdrücken, wenn die erste Lokales-Oszillationssignal-Erzeugungseinheit 1-6-1 einen Radarparameter auf der Grundlage eines Verlustes P_ϕnis aufgrund von Phasenrauschen einstellt sowie das erste lokale Oszillationssignal zur Abwärtswandlung des von der ersten Empfangseinheit 11 empfangenen HF-Reflexionssignals verwendet. Das heißt, die erste Lokales-Oszillationssignal-Erzeugungseinheit 1-6-1 unterdrückt das Phasenrauschen, so dass der Verlust P_ϕnis aufgrund des gewünschten Phasenrauschens gleich oder kleiner als der Schwellenwert P_ϕnis,_TH wird, indem Radarparameter wie ein Modulationsband B₀, eine Abtastfrequenz f_s und eine maximale Erfassungsentfernung Rmax angepasst werden.
Um beispielsweise die vorstehende Gleichung (23) zu erfüllen, stellt die erste Lokales-Oszillationssignal-Erzeugungseinheit 1-6-1 das Modulationsband B₀, die Abtastfrequenz f_s und eine messbare Entfernung R_amb,_fs ohne Ambiguität der Abtastfrequenz f_s als Radarparameter ein, die die nachfolgend beschriebene Gleichung (24), Gleichung (25), Gleichung (26) und Gleichung (27) erfüllen. Dabei ist P_ϕnis,_TH ein Schwellenwert des Verlustes P_ϕnis durch Phasenrauschen, f_b,_Rmax ist die Schwebungsfrequenz der maximalen Erfassungsentfernung Rmax und P_ϕnis(f_b,_Rmax,f_s) ist ein Verlust durch Phasenrauschen bei der Schwebungsfrequenz f_b,_Rmax der maximalen Erfassungsentfernung Rmax und der Abtastfrequenz f_s. Nachfolgende Gleichung (24) zeigt die Beziehung zwischen dem Modulationsband B₀ und der Abtastfrequenz f_s, so dass die erste Lokales-Oszillationssignal-Erzeugungseinheit 1-6-1 die gewünschte Leistung erfüllt. Nachfolgende Gleichung (25) zeigt die Beziehung zwischen der maximalen Erfassungsentfernung Rmax und der gemessenen Entfernung R_amb,fs ohne Ambiguität der Abtastfrequenz f_s, so dass die erste Lokales-Oszillationssignal-Erzeugungseinheit 1-6-1 die gewünschte Leistung erfüllt. Nachfolgende Gleichung (26) zeigt die Beziehung zwischen der Schwebungsfrequenz f_b,Rmax der maximalen Erfassungsentfernung Rmax und der Abtastfrequenz f_s, so dass die erste Lokales-Oszillationssignal-Erzeugungseinheit 1-6-1 die gewünschte Leistung erfüllt. Nachfolgende Gleichung (27) zeigt die Beziehung zwischen dem Schwellenwert P_ϕnis,TH des Verlustes P_ϕnis aufgrund von Phasenrauschen und sowohl der Schwebungsfrequenz f_b,Rmax der maximalen Erfassungsentfernung Rmax und der Abtastfrequenz f_s, so dass die erste Lokales-Oszillationssignal-Erzeugungseinheit 1-6-1 die gewünschte Leistung erfüllt. Nachfolgende Gleichung (28) zeigt die Beziehung zwischen der Schwebungsfrequenz f_b,Rmax der maximalen Erfassungsentfernung Rmax und der maximalen Erfassungsentfernung Rmax, so dass die erste Lokales-Oszillationssignal-Erzeugungseinheit 1-6-1 die gewünschte Leistung erfüllt. Nachfolgende Gleichung (29) zeigt die Beziehung zwischen der Abtastfrequenz f_s und der gemessenen Entfernung R_amb,fs ohne Ambiguität der Abtastfrequenz f_s, so dass die erste Lokales-Oszillationssignal-Erzeugungseinheit 1-6-1 die gewünschte Leistung erfüllt.
Wie durch die vorstehende Gleichung (9) dargestellt, verwendet die Radareinrichtung gemäß der ersten Ausführungsform ein frequenzmoduliertes erstes lokales Oszillationssignal, um das HF-Reflexionssignal, ähnlich wie das HF-Übertragungssignal, abwärts zu wandeln. Daher ist es möglich, die Abtastfrequenz f_s niedriger zu machen als das Modulationsband B₀.
Wenn außerdem die Abtastfrequenz f_s, die gleich oder größer als das Modulationsband B₀ ist, verwendet wird, ist eine Korrelation zwischen dem ersten lokalen Oszillationssignal und dem HF-Reflexionssignal (Reflexionssignal des ersten Übertragungssignals) von einem Ziel in einer Entfernung, die gleich oder größer als die der Entfernungsauflösung entsprechende Entfernung ist, gering, so dass der Einfluss des Phasenrauschens zunimmt. Daher senkt die erste Lokales-Oszillationssignal-Erzeugungseinheit 1-6-1 die Abtastfrequenz f_s gemäß der folgenden Gleichung (24) und stellt die Radarparameter so ein, dass die Korrelation zwischen den beiden Signalen hoch wird. So ist es möglich, den Verlust durch das Phasenrauschen des HF-Reflexionssignals vom Ziel, das sich in einer Entfernung gleich oder kleiner als der maximalen Erfassungsentfernung Rmax befindet, zu unterdrücken. $B_{0} > f_{s}$
$R_{max} < R_{amb,fs}$
$f_{b,Rmax} \leq f_{s}$
$P_{ϕ nis,TH} \leq P_{ϕ nis} (f_{b,Rmax}, f_{s})$
$f_{b,Rmax} = (2 B_{0} / {cT}_{0}) R_{max}$
$f_{s} = (2 B_{0} / {cT}_{0}) R_{amb,fs}$
21 ist ein Diagramm, das eine Beziehung zwischen dem Verlust durch Phasenrauschen und der Schwebungsfrequenz zeigt. In 21 ist eine Abtastfrequenz f_s,H eine hohe Abtastfrequenz, die die vorstehenden Gleichungen (26) und (27) nicht erfüllt, und eine Abtastfrequenz f_s,L ist eine niedrige Abtastfrequenz, die die vorstehenden Gleichungen (26) und (27) nicht erfüllt. Die Schwebungsfrequenz f_b, wenn die Abtastfrequenz f_s,H ist, erfüllt die vorstehende (26), aber nicht die vorstehende Gleichung (27), wie durch das Bezugszeichen Fa in 21 angegeben. Als Ergebnis, wie durch die Strich-Punkt-Punkt-Strich-Linie in 21 gezeigt, ist der Verlust Pϕ_nis(f_s,H) aufgrund von Phasenrauschen bei der Schwebungsfrequenz f_b,Rmax der maximalen Erfassungsentfernung Rmax gleich oder höher als der Schwellenwert P_ϕnis,TH des Verlusts aufgrund von Phasenrauschen. Da auf diese Weise die Schwebungsfrequenz f_b mit zunehmender Abtastfrequenz f_s zunimmt, ergibt sich das Problem, dass die Korrelation zwischen dem ersten lokalen Oszillationssignal und dem HF-Reflexionssignal (Reflexionssignal des ersten Übertragungssignals) abnimmt.
Andererseits erfüllt die Schwebungsfrequenz f_b, wenn die Abtastfrequenz f_s,L gesenkt wird, nicht die vorstehende (26), sondern erfüllt die vorstehende Gleichung (27), wie durch die Strich-Punkt-Strich-Linie in 21 angegeben, und aufgrund einer kurzen Entfernung ist die Korrelation zwischen dem ersten lokalen Oszillationssignal und dem HF-Reflexionssignal (Reflexionssignal des ersten Übertragungssignals) hoch.
Wenn die erste Lokales-Oszillationssignal-Erzeugungseinheit 1-6-1 die Radarparameter so einstellt, dass sie Werte innerhalb der Region aufweisen, die durch das Bezugszeichen F in 21 angegeben ist, die die vorstehenden Gleichungen (26) und (27) erfüllen, ist der Verlust aufgrund von Phasenrauschen, der durch das Bezugszeichen Fb in 21 angezeigt wird, gleich oder kleiner als der Schwellenwert P_ϕnis,TH, was bedeutet, dass die vorstehende Gleichung (23) erfüllt ist. Folglich kann eine gewünschte Phasenrauschunterdrückung erhalten werden, und eine Radareinrichtung, bei der die Zielerfassungsleistung verbessert oder beibehalten wird, kann erhalten werden.
Als nächstes wird die Modulanordnung, wenn die Radareinrichtung gemäß der ersten Ausführungsform auf einem Fahrzeug montiert wird, beschrieben. Im Folgenden umfasst die Radareinrichtung gemäß der ersten Ausführungsform das erste Modul 1-1, die zweiten Module 2-1 bis 2-4 oder 2-1 bis 2-5 und die dritten Module 3-1 und 3-2.
22 ist ein Diagramm, das ein erstes Anordnungsbeispiel des ersten Moduls 1-1, des zweiten Moduls 2-1 bis 4 und des dritten Moduls 3-1 und 3-2 auf einem Fahrzeug 40 zeigt. Im in 22 gezeigten ersten Anordnungsbeispiel sind das dritte Modul 3-1, das zweite Modul 2-1, das zweite Modul 2-2, das erste Modul 1-1, das zweite Modul 2-3, das zweite Modul 2-4 und das dritte Modul 3-2 linear in dieser Reihenfolge nahe der Windschutzscheibe des Fahrzeugs 40 angeordnet.
23 ist ein Diagramm, das ein zweites Anordnungsbeispiel des ersten Moduls 1-1, der zweiten Module 2-1 bis 2-5 und der dritten Module 3-1 und 3-2 auf dem Fahrzeug 40 zeigt. Im in 23 gezeigten zweiten Anordnungsbeispiel ist das dritte Modul 3-1 nahe der Windschutzscheibe des Fahrzeugs 40 vorgesehen und das dritte Modul 3-1, die zweiten Module 2-1 bis 2-5 und das dritte Modul 3-2 sind linear in dieser Reihenfolge nahe der Stoßstange des Fahrzeugs 40 angeordnet.
24 ist ein Diagramm, das ein drittes Anordnungsbeispiel des ersten Moduls 1-1, der zweiten Module 2-1 bis 2-5 und der dritten Module 3-1 und 3-2 auf dem Fahrzeug 40 zeigt. Im in 24 gezeigten dritten Anordnungsbeispiel ist das dritte Modul 1-1 im Emblembereich an der Vorderseite des Fahrzeugs 40 vorgesehen und das dritte Modul 3-1, die zweiten Module 2-1 bis 2-5 und das dritte Modul 3-2 sind linear in dieser Reihenfolge nahe der Windschutzscheibe des Fahrzeugs 40 angeordnet.
25 ist ein Diagramm, das ein viertes Anordnungsbeispiel des ersten Moduls 1-1, der zweiten Module 2-1 bis 2-4 und der dritten Module 3-1 und 3-2 auf dem Fahrzeug 40 zeigt. Im in 25 gezeigten vierten Anordnungsbeispiel sind das zweite Modul 2-1, das zweite Modul 2-2, das erste Modul 1-1, das zweite Modul 2-3 und das zweite Modul 2-4 linear in dieser Reihenfolge nahe der Windschutzscheibe des Fahrzeugs 40 angeordnet. Zusätzlich sind das dritte Modul 3-1 und das dritte Modul 3-2 auf der Stoßstange des Fahrzeugs 40 angeordnet.
Die Radareinrichtung gemäß der ersten Ausführungsform weist einen hohen Freiheitsgrad in der Modulanordnung auf und ermöglicht dadurch eine verteilte Anordnung der Vielzahl von Modulen, wie in 22, 23, 24 und 25 gezeigt. Das heißt, die Radareinrichtung gemäß der ersten Ausführungsform kann für Fahrzeuge unterschiedlicher Größen verwendet oder an verschiedenen Orten bereitgestellt werden, im Vergleich zu der Konfiguration, bei der alle Module integriert sind. Weiterhin ist es möglich, die Anzahl von Modulen in Abhängigkeit von einer gewünschten Spezifikation einzustellen, z. B. in Abhängigkeit von der Winkelauflösung.
Als nächstes wird die Hardware-Konfiguration der Radareinrichtung gemäß der ersten Ausführungsform beschrieben.
Die Funktionen der ersten Übertragungseinheit 10, der ersten Empfangseinheit 11 und des ersten Signalprozessors 12 im ersten Modul 1-n_MDL, die Funktionen der zweiten Empfangseinheit 20 und des zweiten Signalprozessors 21 im zweiten Modul 2-n_RxEx, und die Funktion der dritten Übertragungseinheit 30 im dritten Modul 3-n_TxEx werden durch eine Verarbeitungsschaltung implementiert. Das heißt, die Radareinrichtung gemäß der ersten Ausführungsform umfasst eine Verarbeitungsschaltung zur Ausführung von Vorgängen von Schritt ST1 bis Schritt ST8, gezeigt in 4. Die Verarbeitungsschaltung kann zweckbestimmte Hardware sein oder kann eine zentrale Verarbeitungseinheit (CPU) sein, die ein Programm ausführt, das in einem Speicher gespeichert ist.
26A ist ein Blockdiagramm, das eine Hardware-Konfiguration zeigt, die Funktionen der Radareinrichtung gemäß der ersten Ausführungsform implementiert. 26B ist ein Blockdiagramm, das eine Hardware-Konfiguration zum Ausführen von Software zeigt, die die Funktionen der Radareinrichtung gemäß der ersten Ausführungsform implementiert. In 26A und 26B ist die Antenne 100 die in der ersten Übertragungseinheit 10 enthaltene Antenne 1-2-n_Tx, die in der ersten Empfangseinheit 11 enthaltene Antenne 1-7-n_Rx,nMDL, die in der zweiten Empfangseinheit 20 enthaltene Antenne 2-7-n_Rx,nRxEx oder die in der dritten Übertragungseinheit 30 enthaltene Antenne 3-2-n_Tx,nTxEx. Die Anzeige 101 ist die in 1 gezeigte Anzeige 9.
Eine Eingangs- und Ausgangsschnittstelle 102 leitet zwischen der Antenne 100 und dem Transmitter 1-3-n_Tx, dem Empfänger 1-8-n_Rx,nMDL, dem Empfänger 2-8-n_Rx,nRxEx oder dem Transmitter 3-3-n_Tx,nTxEx ausgetauschte Signale über einen Signalbus 104 weiter. Ferner leitet die Eingangs- und Ausgangsschnittstelle 102 Signale, die zwischen der Anzeige 101 und dem ersten Signalprozessor 12 ausgetauscht werden, über den Signalbus 104 weiter.
Wenn die Verarbeitungsschaltung eine Verarbeitungsschaltung 103 von zweckbestimmter Hardware ist, die in 26A gezeigt ist, kann die Verarbeitungsschaltung 103 zum Beispiel eine einzelne Schaltung, eine zusammengesetzte Schaltung, ein programmierter Prozessor, ein paralleler programmierter Prozessor, eine anwendungsspezifische integrierte Schaltung (ASIC), eine im Feld programmierbare Gatteranordnung (FPGA) oder eine Kombination einiger dieser Schaltungen sein. Die Funktionen der ersten Übertragungseinheit 10, der ersten Empfangseinheit 11 und des ersten Signalprozessors 12 im ersten Modul 1-n_MDL können durch verschiedene Verarbeitungsschaltungen implementiert werden oder können kollektiv durch eine einzelne Verarbeitungsschaltung implementiert werden. Ferner können die Funktionen der zweiten Empfangseinheit 20 und des zweiten Signalprozessors 21 im zweiten Modul 2-n_RxEx durch verschiedene Verarbeitungsschaltungen implementiert werden oder können kollektiv durch eine einzelne Verarbeitungsschaltung implementiert werden. Außerdem können die Funktionen der dritten Übertragungseinheit 30 im dritten Modul 3-n_TxEx durch verschiedene Verarbeitungsschaltungen implementiert werden oder können kollektiv durch eine einzelne Verarbeitungsschaltung implementiert werden.
Wenn die Verarbeitungsschaltung ein in 26B gezeigter Prozessor 105 ist, werden die Funktionen der ersten Übertragungseinheit 10, der ersten Empfangseinheit 11 und des ersten Signalprozessors 12 im ersten Modul 1-n_MDL, die Funktionen der zweiten Empfangseinheit 20 und des zweiten Signalprozessors 21 im zweiten Modul 2-n_RxEx, und die Funktion der dritten Übertragungseinheit 30 im dritten Modul 3-n_TxEx durch Software, Firmware oder eine Kombination aus Software und Firmware implementiert. Software und Firmware sind als Programme beschrieben und im Speicher 106 gespeichert.
Der Prozessor 105 implementiert die Funktionen der ersten Übertragungseinheit 10, der ersten Empfangseinheit 11 und des ersten Signalprozessors 12 im ersten Modul 1-n_MDL, die Funktionen der zweiten Empfangseinheit 20 und des zweiten Signalprozessors 21 im zweiten Modul 2-n_RxEx, und die Funktion der dritten Übertragungseinheit 30 im dritten Modul 3-n_TxEx durch Lesen und Ausführen von Programmen, die im Speicher 106 gespeichert sind. Der Prozessor 105 umfasst z. B. den Speicher 106 zum Speichern von Programmen, um letztendlich die Prozesse von Schritt ST1 bis Schritt ST8 im Flussdiagramm in 4 auszuführen, wenn die Funktionen der jeweiligen Module durch den Prozessor 105 ausgeführt werden. Diese Programme veranlassen einen Computer, die Abläufe oder Verfahren des ersten Moduls 1-n_MDL, des zweiten Moduls 2-n_RxEx. und des dritten Moduls 3-n_TxEx auszuführen. Der Speicher 106 kann ein computerlesbares Speichermedium sein, das ein Programm zum Veranlassen des Computers, als das erste Modul 1-n_MDL, das zweite Modul 2-n_RxEx und das dritte Modul 3-n_TxEx zu arbeiten, speichert.
Der Speicher 106 ist beispielsweise ein nichtflüchtiger oder flüchtiger Halbleiterspeicher, wie etwa ein Speicher mit wahlfreiem Zugriff (RAM), ein Nur-Lese-Speicher (ROM), ein Flash-Speicher, ein löschbarer programmierbarer Speicher mit wahlfreiem Zugriff (EPROM) oder ein elektrischer EPROM (EEPROM); eine Magnetscheibe, eine Diskette, eine optische Scheibe, eine Compact Disk, eine Minidisk oder eine DVD.
Ein Teil der Funktionen der ersten Übertragungseinheit 10, der ersten Empfangseinheit 11 und des ersten Signalprozessors 12 im ersten Modul 1-n_MDL kann durch zweckbestimmte Hardware implementiert werden und ein anderer Teil kann durch Software oder Firmware implementiert werden. Beispielsweise können die Funktionen der ersten Übertragungseinheit 10 und der ersten Empfangseinheit 11 durch die Verarbeitungsschaltung 103 implementiert werden, die zweckbestimmte Hardware ist, und die Funktion des ersten Signalprozessors 12 wird durch den Prozessor 105, der ein im Speicher 106 gespeichertes Programm liest und ausführt, implementiert. Wie vorstehend beschrieben, kann die Verarbeitungsschaltung die zuvor genannten Funktionen durch Hardware, Software, Firmware oder eine Kombination davon implementieren.
Wie vorstehend beschrieben, erzeugt in der Radareinrichtung gemäß der ersten Ausführungsform das erste Modul 1-1 ein Empfangsschwebungssignal aus dem empfangenen HF-Reflexionssignal unter Verwendung des ersten lokalen Oszillationssignals, das zweite Modul 2-1 erzeugt ein Empfangsschwebungssignal aus dem empfangenen HF-Reflexionssignal unter Verwendung des zweiten lokalen Oszillationssignals, das mit dem ersten lokalen Oszillationssignal synchronisiert ist, und der erste Signalprozessor 12 berechnet den Winkel eines Ziels unter Verwendung eines Signals, das durch kohärente Integration erhalten wird, auf Grundlage des Empfangsschwebungssignals, das durch das erste Modul 1-1 erzeugt wird, und des Empfangsschwebungssignals, das durch das zweite Modul 2-1 erzeugt wird. So ist es möglich, die Winkelauflösung des Ziels zu erhöhen und gleichzeitig die Erfassungsgenauigkeit des Ziels zu erhalten.
In der Radareinrichtung gemäß der ersten Ausführungsform weist das erste Modul 1-1 eine Vielzahl von Übertragungskanälen und eine Vielzahl von Empfangskanälen auf. Der erste Signalprozessor 12 führt eine kohärente Integration auf der Grundlage einer Phasendifferenz zwischen den Kanälen durch. Das dritte Modul 3-1 führt eine kohärente Integration auf der Grundlage der Eintreffphasendifferenz durch, die durch die Positionsbeziehung zwischen dem ersten Modul 1-1 und dem zweiten Modul 2-1 verursacht wird. Durch Durchführung dieser Integrationen ist es möglich, die Winkelauflösung des Ziels zu erhöhen und gleichzeitig die Erfassungsgenauigkeit des Ziels zu erhalten.
Die erste Ausführungsform beschreibt die Radareinrichtung, die einen Zielkandidaten unter Verwendung des ersten Moduls 1-n_MDL erfasst und die Auflösung des Ziels unter Verwendung des zweiten Moduls 2-n_RxEx und des dritten Moduls 3-n_TxEx verbessert. Jedoch ist die vorliegende Ausführungsform nicht darauf beschränkt. Zum Beispiel kann die Radareinrichtung nur das erste Modul 1-n_MDL und das zweite Modul 2-n_RxEx umfassen oder kann nur das erste Modul 1-n_MDL und das dritte Modul 3-n_TxEx umfassen. Ferner können das Empfangssignal des ersten Moduls 1-n_MDL und das Empfangssignal des zweiten Moduls 2-n_RxEx synthetisiert werden, um die Winkelauflösung des Ziels zu verbessern.
Zweite Ausführungsform
27 ist ein Blockdiagramm, das eine Konfiguration einer Radareinrichtung gemäß einer zweiten Ausführungsform zeigt. Im Gegensatz zu der Radareinrichtung gemäß der ersten Ausführungsform, umfasst die Radareinrichtung gemäß der zweiten Ausführungsform ein erstes Modul 1-n_MDL, ein drittes Modul 3-n_TxEx und eine Anzeige 9, ohne ein zweites Modul 2-n_RxEx zu umfassen, wie in 27 gezeigt.
28 ist ein Flussdiagramm, das den Betrieb der Radareinrichtung gemäß der zweiten Ausführungsform zeigt, und gibt ein Signalverarbeitungsverfahren durch die Radareinrichtung gemäß der zweiten Ausführungsform an.
Als erstes strahlt eine im ersten Modul 1-n_MDL enthaltene erste Übertragungseinheit 10 ein HF-Übertragungssignal in den Raum ab (Schritt ST1h). Wenn ein Objekt im Raum vorhanden ist, wird das HF-Übertragungssignal durch dieses Objekt reflektiert und an die Radareinrichtung zurückgegeben. Eine im ersten Modul 1-n_MDL enthaltene erste Empfangseinheit 11 empfängt das HF-Reflexionssignal des HF-Übertragungssignals und erzeugt aus dem HF-Reflexionssignal ein Empfangsschwebungssignal unter Verwendung eines ersten lokalen Oszillationssignals (Schritt ST2h). Dieses Empfangsschwebungssignal ist ein erstes Empfangssignal, das verwendet wird, um das Ziel zu erfassen.
Als nächstes erzeugt der erste Signalprozessor 12 ein erstes Signal auf Grundlage der Entfernung und Geschwindigkeit des Zielkandidaten für jeden Übertragungskanal und jeden Empfangskanal des ersten Moduls 1-1 unter Verwendung des von der ersten Empfangseinheit 11 eingegebenen Empfangsschwebungssignals. Der erste Signalprozessor 12 führt eine inkohärente Integration an dem ersten erzeugten Signal durch und berechnet die Entfernung und Geschwindigkeit des Zielkandidaten auf der Grundlage der Intensität des durch die inkohärente Integration erhaltenen Signals (Schritt ST3h).
Als nächstes führt der erste Signalprozessor 12 eine kohärente Integration an dem ersten Signal bezüglich jedes Zielkandidaten für jeden Übertragungskanal und jeden Empfangskanal des ersten Moduls 1-n_MDL auf der Grundlage einer Eintreffphasendifferenz, die einem Eintreffwinkelkandidaten des Zielkandidaten entspricht, durch (Schritt ST4h).
Als nächstes strahlt die im ersten Modul 1-n_MDL enthaltene erste Übertragungseinheit 10 ein HF-Übertragungssignal in den Raum ab und eine im dritten Modul 3-n_TxEx enthaltene Übertragungseinheit 30 strahlt ein HF-Übertragungssignal in den Raum ab (Schritt ST5h). Das durch die dritte Übertragungseinheit 3 übertragene HF-Übertragungssignal ist ein drittes Übertragungssignal.
Die im ersten Modul 1-n_MDL enthaltene erste Empfangseinheit 11 empfängt ein HF-Reflexionssignal des durch die erste Übertragungseinheit 10 übertragenen HF-Reflexionssignals und empfängt ein durch die dritte Übertragungseinheit 30 übertragenes HF-Reflexionssignal des HF-Übertragungssignals. Dann erzeugt die erste Empfangseinheit 11, in gleicher Weise wie in 13A, ein erstes Empfangsschwebungssignal aus dem HF-Reflexionssignal des durch die erste Übertragungseinheit 10 übertragenen HF-Übertragungssignals unter Verwendung des ersten lokalen Oszillationssignals. Außerdem erzeugt die erste Empfangseinheit 11, in gleicher Weise wie in 13A, ein drittes Empfangsschwebungssignal aus dem HF-Reflexionssignal des durch die dritte Übertragungseinheit 30 übertragenen HF-Übertragungssignals (Schritt ST6h). Das erste Empfangsschwebungssignal ist ein erstes Empfangssignal, das zum Berechnen des Winkels des Ziels verwendet wird, und das dritte Empfangsschwebungssignal ist ein drittes Empfangssignal, das zum Berechnen des Winkels des Ziels verwendet wird.
Der erste Signalprozessor 12 erzeugt ein viertes Signal auf Grundlage der Entfernung und Geschwindigkeit jedes Zielkandidaten für jeden Übertragungskanal und jeden Empfangskanal des ersten Moduls 1-n_MDL unter Verwendung des ersten Empfangsschwebungssignals in ähnlicher Weise wie in den Schritten ST1g und ST2g in 14. Ferner erzeugt der erste Signalprozessor 12 ein drittes Signal auf Grundlage der Entfernung und Geschwindigkeit jedes Zielkandidaten für jeden Übertragungskanal des dritten Moduls 3-n_TxEx und jeden Empfangskanal des ersten Moduls 1-n_MDL unter Verwendung des dritten Empfangsschwebungssignals in ähnlicher Weise wie in den Schritten ST1g und ST2g in 14.
Der erste Signalprozessor 12 führt eine kohärente Integration an dem dritten Signal und dem vierten Signal bezüglich jedes Zielkandidaten auf der Grundlage der Eintreffphasendifferenz, die dem Eintreffwinkelkandidaten des Zielkandidaten entspricht, in ähnlicher Weise wie in Schritt ST3g in 14 durch (Schritt ST7h). Als letztes berechnet der erste Signalprozessor 12 den Winkel des Zielkandidaten unter Verwendung des durch die kohärente Integration für jeden Zielkandidaten erhaltenen Signals (Schritt ST8h). Informationen, die sich auf den Winkel des Zielkandidaten beziehen, der durch den ersten Signalprozessor 12 berechnet wird, werden auf der Anzeige 9 angezeigt.
Wie vorstehend beschrieben, erzeugt in der Radareinrichtung gemäß der zweiten Ausführungsform das erste Modul 1-n_MDL Empfangsschwebungssignale aus dem HF-Reflexionssignal des vom ersten Modul 1-n_MDL übertragenen HF-Übertragungssignals und dem HF-Reflexionssignal des vom dritten Modul 3-n_TxEx übertragenen HF-Übertragungssignals unter Verwendung des ersten lokalen Oszillationssignals. Der erste Signalprozessor 12 erfasst das Ziel unter Verwendung des vom ersten Modul 1-n_MDL erzeugten Empfangsschwebungssignals und berechnet den Winkel des Ziels unter Verwendung eines Signals, das durch kohärente Integration auf der Grundlage des vom ersten Modul 1-n_MDL erzeugten Empfangsschwebungssignals aus dem HF-Reflexionssignal des vom ersten Modul 1-n_MDL übertragenen HF-Übertragungssignals und des vom ersten Modul 1-n_MDL erzeugten Empfangsschwebungssignals aus dem HF-Reflexionssignal des vom dritten Modul 3-n_TxEx übertragenen HF-Übertragungssignals erhalten wird. So ist es möglich, die Winkelauflösung des Ziels zu erhöhen und gleichzeitig die Erfassungsgenauigkeit des Ziels zu erhalten. Es wurde der Fall beschrieben, in dem das erste Modul 1-n_MDL und das dritte Modul 3-n_TxEx das HF-Übertragungssignal übertragen, nachdem das Ziel erfasst wurde. Nur das dritte Modul 3-n_TxEx kann jedoch das HF-Übertragungssignal übertragen, nachdem das Ziel erfasst wurde.
Die vorliegende Erfindung ist nicht auf die vorstehenden Ausführungsformen beschränkt und es können zwei oder mehrere der oben genannten Ausführungsformen im Rahmen der vorliegenden Erfindung frei kombiniert oder beliebige Bestandteile in den Ausführungsformen modifiziert oder weggelassen werden.
GEWERBLICHE ANWENDBARKEIT
Die Radareinrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung kann eine Winkelauflösung eines Ziels verbessern, während die Erfassungsgenauigkeit des Ziels beibehalten wird, und kann daher z. B. als Hinderniserfassungseinrichtung für ein Fahrzeug verwendet werden.
Bezugszeichenliste

1-1, 1-DMDL:: erstes Modul,
1-1-1, 1-1-2:: HF-Übertragungssignal,
1-2-1, 1-2-2, 1-7-1 bis 1-7-NRx,nMDL, 2-7-1 bis 2-7-NRx,nRxEx, 3-2-1, 100: Antenne,
1-3-1, 1-3-2, 3-3-1: Transmitter,
1-4-1: Übertragungsschalteinheit,
1-5-1, 3-5-1: Codemodulationseinheit,
1-6-1: erste Lokales-Oszillationssignal-Erzeugungseinheit,
1-8-1 bis 2-8-1 bis 1-8-NRx,nMDL, 2-8-NRx,nRxEx: Empfänger,
1-9-1 bis 1-9-NRx,nMDL, 2-9-1 bis 2-9-NRx,nRxEx: Analog-Digital-Wandler,
2-1 to 2-5, 2-nRxEx: zweites Modul,
2-6-1: zweite Lokales-Oszillationssignal-Erzeugungseinheit,
3-1, 3-2, 3-nTxEx: drittes Modul,
3-6-1: dritte Lokales-Oszillationssignal-Erzeugungseinheit,
9, 101: Anzeige,
10: erste Übertragungseinheit,
11: erste Empfangseinheit,
12: erster Signalprozessor,
20: zweite Empfangseinheit,
21: zweiter Signalprozessor,
30: dritte Übertragungseinheit,
40: Fahrzeug,
102: Ein-gabe- und Ausgabeschnittstelle
103: Verarbeitungsschaltung,
104: Signalbus,
105: Prozessor,
106: Speicher,
120: erste Trenneinheit,
121: erste Signalerzeugungseinheit,
122: inkohärente Integrationseinheit,
123: Zielkandidat-Erfassungseinheit,
124: erste kohärente Integrationseinheit,
125: zweite kohärente Integrationseinheit,
126: Winkelberechnungseinheit,
150 bis 153, 160 bis 163: Modul,
150a, 153a, 160a, 163a: Übertragungseinheit,
150b, 160b bis 163b: Lokales-Oszillationssignal-Erzeuger,
151a, 152a, 161a, 162a: Empfangseinheit,
210: zweite Trenneinheit,
211: zweite Signalerzeugungseinheit

ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur

JP 2005233723 A [0004]

Claims

Radareinrichtung, umfassend: ein erstes Modul zum Erzeugen eines ersten Übertragungssignals unter Verwendung eines ersten lokalen Oszillationssignals, zum Übertragen des ersten Übertragungssignals, zum Empfangen eines Reflexionssignals des ersten Übertragungssignals und zum Erzeugen eines ersten Empfangssignals aus dem empfangenen Reflexionssignal unter Verwendung des ersten lokalen Oszillationssignals; ein zweites Modul zum Empfangen des Reflexionssignals des ersten Übertragungssignals und zum Erzeugen eines zweiten Empfangssignals aus dem empfangenen Reflexionssignal unter Verwendung eines zweiten lokalen Oszillationssignals, das mit dem ersten lokalen Oszillationssignal synchronisiert ist; und einen Signalprozessor zum Erfassen eines Ziels unter Verwendung des ersten Empfangssignals und zum Berechnen eines Winkels des Ziels unter Verwendung eines Signals, das durch kohärente Integration auf Grundlage des ersten Empfangssignals und des zweiten Empfangssignals erhalten wird, für das Ziel.
Radareinrichtung nach Anspruch 1, wobei der Signalprozessor ein erstes Signal auf Grundlage einer Entfernung und Geschwindigkeit unter Verwendung des ersten Empfangssignals erzeugt, eine Entfernung und eine Geschwindigkeit des Ziels auf Grundlage einer Intensität des ersten Signals erfasst und die kohärente Integration auf Grundlage des ersten Empfangssignals und des zweiten Empfangssignals an der erfassten Entfernung und Geschwindigkeit des Ziels durchführt.
Radareinrichtung nach Anspruch 2, wobei der Signalprozessor eine Entfernungsklassenzahl und eine Geschwindigkeitsklassenzahl des Ziels auf Grundlage der Intensität des ersten Signals identifiziert und die kohärente Integration auf Grundlage des ersten Empfangssignals und des zweiten Empfangssignals an einer Entfernung und Geschwindigkeit, die der Entfernungsklassenzahl und der Geschwindigkeitsklassenzahl entsprechen, durchführt.
Radareinrichtung nach Anspruch 2, wobei der Signalprozessor die kohärente Integration auf Grundlage des ersten Empfangssignals und des zweiten Empfangssignals auf Grundlage einer Eintreffphasendifferenz, die durch eine Positionsbeziehung zwischen dem ersten Modul und dem zweiten Modul verursacht wird, durchführt.
Radareinrichtung nach Anspruch 1, wobei der Signalprozessor ein erstes Signal auf Grundlage einer Entfernung und Geschwindigkeit des Ziels unter Verwendung des durch das erste Modul erzeugten Empfangssignals erzeugt, eine inkohärente Integration an dem ersten Signal durchführt und das Ziel auf Grundlage einer Intensität eines durch die inkohärente Integration erhaltenen Signals erfasst.
Radareinrichtung nach Anspruch 2, wobei das erste Modul einen oder mehrere Übertragungskanäle und einen oder mehrere Empfangskanäle aufweist, und der Signalprozessor eine kohärente Integration auf Grundlage einer Phasendifferenz zwischen Kanälen an dem ersten Signal durchführt.
Radareinrichtung nach Anspruch 1, ferner umfassend ein drittes Modul, das eine Funktion aufweist, ein Übertragungssignal zu übertragen, und das ein drittes Übertragungssignal unter Verwendung eines dritten lokalen Oszillationssignals, das mit dem ersten lokalen Oszillationssignal synchronisiert ist, erzeugt, wobei das erste Modul ein Reflexionssignal des dritten Übertragungssignals empfängt und ein drittes Empfangssignal aus dem empfangenen Reflexionssignal des dritten Übertragungssignals unter Verwendung des ersten lokalen Oszillationssignals erzeugt, und der Signalprozessor einen Winkel des Ziels berechnet, indem er für das Ziel ein Signal verwendet, das durch kohärente Integration auf Grundlage des zweiten Empfangssignals und des dritten Empfangssignals oder auf Grundlage des zweiten Empfangssignals, des dritten Empfangssignals und des ersten Empfangssignals erhalten wird.
Radareinrichtung nach Anspruch 1, wobei die Radareinrichtung eines oder mehrere der zweiten Module umfasst.
Radareinrichtung nach Anspruch 7, wobei die Radareinrichtung eines oder mehrere der dritten Module umfasst.
Radareinrichtung, umfassend: ein erstes Modul zum Erzeugen eines ersten Übertragungssignals unter Verwendung eines ersten lokalen Oszillationssignals, zum Übertragen des ersten Übertragungssignals, zum Empfangen eines Reflexionssignals des Übertragungssignals und zum Erzeugen eines ersten Empfangssignals aus dem empfangenen Reflexionssignal unter Verwendung des ersten lokalen Oszillationssignals; ein drittes Modul zum Erzeugen eines dritten Übertragungssignals unter Verwendung eines dritten lokalen Oszillationssignals, das mit dem ersten lokalen Oszillationssignal synchronisiert ist; und einen Signalprozessor zum Berechnen eines Winkels eines Ziels, wobei das erste Modul ein Reflexionssignal des dritten Übertragungssignals empfängt und ein drittes Empfangssignal unter Verwendung des ersten lokalen Oszillationssignals erzeugt, und der Signalprozessor das Ziel unter Verwendung des ersten Empfangssignals erfasst und den Winkel des Ziels unter Verwendung eines Signals, das durch kohärente Integration auf Grundlage des ersten Empfangssignals und des dritten Empfangssignals erhalten wird, für das Ziel, berechnet.
Radareinrichtung nach Anspruch 10, wobei der Signalprozessor ein erstes Signal auf Grundlage einer Entfernung und Geschwindigkeit unter Verwendung des ersten Empfangssignals erzeugt, eine Entfernung und eine Geschwindigkeit des Ziels auf Grundlage einer Intensität des ersten Signals erfasst und die kohärente Integration auf Grundlage des ersten Empfangssignals und des dritten Empfangssignals an der erfassten Entfernung und Geschwindigkeit des Ziels durchführt.
Radareinrichtung nach Anspruch 11, wobei der Signalprozessor eine Entfernungsklassenzahl und eine Geschwindigkeitsklassenzahl des Ziels auf Grundlage der Intensität des ersten Signals identifiziert und die kohärente Integration auf Grundlage des ersten Empfangssignals und des dritten Empfangssignals an einer Entfernung und Geschwindigkeit, die der Entfernungsklassenzahl und der Geschwindigkeitsklassenzahl entsprechen, durchführt.
Radareinrichtung nach Anspruch 11, wobei der Signalprozessor die kohärente Integration auf Grundlage des ersten Empfangssignals und des dritten Empfangssignals auf Grundlage einer Eintreffphasendifferenz, die durch eine Positionsbeziehung zwischen dem ersten Modul und dem dritten Modul verursacht wird, durchführt.
Radareinrichtung nach Anspruch 10, wobei der Signalprozessor ein erstes Signal auf Grundlage einer Entfernung und Geschwindigkeit des Ziels unter Verwendung des durch das erste Modul erzeugten Empfangssignals erzeugt, eine inkohärente Integration an dem ersten Signal durchführt und das Ziel auf Grundlage einer Intensität eines durch die inkohärente Integration erhaltenen Signals erfasst.
Radareinrichtung nach Anspruch 11, wobei das erste Modul einen oder mehrere Übertragungskanäle und einen oder mehrere Empfangskanäle aufweist, und der Signalprozessor eine kohärente Integration auf Grundlage einer Phasendifferenz zwischen Kanälen an dem ersten Signal durchführt.
Radareinrichtung nach Anspruch 10, wobei die Radareinrichtung eines oder mehrere der dritten Module umfasst.
Radareinrichtung nach einem der Ansprüche 6, 8, 9, 15 oder 16, wobei das erste Modul eine Modulation zum Trennen mehrerer Übertragungssignale in jedes Übertragungssignal unter Verwendung des ersten lokalen Oszillationssignals durchführt und die modulierten mehreren Übertragungssignale überträgt.
Radareinrichtung nach Anspruch 17, wobei die Modulation durch Zeitteilung, Codeteilung, Frequenzteilung, Zeitteilung und Codeteilung, oder Frequenzteilung und Codeteilung durchgeführt wird.
Radareinrichtung nach Anspruch 7 oder 10, wobei das dritte Modul eine Modulation zum Trennen mehrerer Übertragungssignale in jedes Übertragungssignal unter Verwendung des dritten lokalen Oszillationssignals durchführt und die modulierten mehreren Übertragungssignale überträgt.
Radareinrichtung nach Anspruch 19, wobei die Modulation durch Zeitteilung, Codeteilung, Frequenzteilung, Zeitteilung und Codeteilung, oder Frequenzteilung und Codeteilung durchgeführt wird.
Radareinrichtung nach Anspruch 1 oder 10, wobei das erste Modul einen Radarparameter auf Grundalge eines Verlustes durch Phasenrauschen einstellt und das erste lokale Oszillationssignal erzeugt.
Signalverarbeitungsverfahren für eine Radareinrichtung, aufweisend ein erstes Modul, das ein erstes Übertragungssignal unter Verwendung eines ersten lokalen Oszillationssignals erzeugt, das erste Übertragungssignal überträgt und ein Reflexionssignal des ersten Übertragungssignals empfängt, ein zweites Modul, das das Reflexionssignal des ersten Übertragungssignals empfängt, und einen Signalprozessor, der einen Winkel eines Ziels berechnet, wobei das Verfahren umfasst: Erzeugen, durch das erste Modul, eines ersten Empfangssignals aus dem empfangenen Reflexionssignal unter Verwendung des ersten lokalen Oszillationssignals; Erzeugen, durch das zweite Modul, eines zweiten Empfangssignals aus dem empfangenen Reflexionssignal unter Verwendung eines zweiten lokalen Oszillationssignals, das mit dem ersten lokalen Oszillationssignal synchronisiert ist; und Erfassen des Ziels unter Verwendung des ersten Empfangssignals und Berechnen des Winkels des Ziels unter Verwendung eines Signals für das Ziel, das durch kohärente Integration auf Grundlage des ersten Empfangssignals und des zweiten Empfangssignals erhalten wird, durch den Signalprozessor.
Signalverarbeitungsverfahren für eine Radareinrichtung, aufweisend ein erstes Modul, das ein erstes Übertragungssignal unter Verwendung eines ersten lokalen Oszillationssignals erzeugt, das erste Übertragungssignal überträgt, ein Reflexionssignal eines Übertragungssignals empfängt und ein erstes Empfangssignal aus dem empfangenen Reflexionssignal unter Verwendung des ersten lokalen Oszillationssignals erzeugt, ein drittes Modul, das ein drittes Übertragungssignal unter Verwendung eines dritten lokalen Oszillationssignals erzeugt, das mit dem ersten lokalen Oszillationssignal synchronisiert ist, und einen Signalprozessor, der einen Winkel eines Ziels berechnet, wobei das Verfahren umfasst: Empfangen eines Reflexionssignals des dritten Übertragungssignals und Erzeugen eines dritten Empfangssignals unter Verwendung des ersten lokalen Oszillationssignals durch das erste Modul; und Erfassen des Ziels unter Verwendung des ersten Empfangssignals und Berechnen des Winkels des Ziels unter Verwendung eines Signals für das Ziel, das durch kohärente Integration auf Grundlage des ersten Empfangssignals und des dritten Empfangssignals erhalten wird, durch den Signalprozessor.
Signalverarbeitungsverfahren nach Anspruch 22 oder 23, wobei das erste Modul einen Radarparameter auf Grundlage eines Verlustes durch Phasenrauschen einstellt und das erste lokale Oszillationssignal erzeugt.