DE112014000124T5

DE112014000124T5 - Elemententfernungsdesign bei Mikrowellenfiltern

Info

Publication number: DE112014000124T5
Application number: DE112014000124.4T
Authority: DE
Inventors: Kurt Raihn; Neal Fenzi
Original assignee: Resonant Inc
Current assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Priority date: 2013-03-15
Filing date: 2014-02-27
Publication date: 2015-05-07
Also published as: KR20150023564A; JP6180001B2; GB2518550B; CN104718549B; GB2518550A8; GB2518550A; US20180011960A1; CN107563032B; US10366194B2; JP5930353B2; CN104718549A; US20190303524A1; US11036910B2; US10755021B2; JP2016164799A; CN107563032A; JP6327631B2; JP2015528607A; US8751993B1; WO2014149507A1

Abstract

Ein Verfahren des Designens eines Mikrowellenfilters unter Verwendung eines computergestützten Filteroptimierers umfasst Erzeugen eines in Bearbeitung befindlichen Filterschaltkreisdesigns (DIP) umfassend eine Mehrzahl von Schaltkreiselementen, die eine Mehrzahl von resonanten Elementen und ein oder mehrere nicht resonante Elemente haben, Optimieren des DIP durch Eingeben des DIP in den computergestützten Filteroptimierer, Bestimmen, dass eines der Mehrzahl von Schaltkreiselementen in dem DIP unwesentlich ist, Entfernen des einen unwesentlichen Schaltkreiselements aus dem DIP, Erlangen eines abschließenden Filterschaltkreisdesigns ausgehend von dem DIP und Herstellen eines Mikrowellenfilters auf der Grundlage des abschließenden Filterschaltkreisdesigns.

Description

Feld der Erfindung
Die vorliegende Erfindung bezieht sich allgemein auf Mikrowellenfilter und insbesondere auf Akustikwellenmikrowellenfilter, die für Anwendungen mit engem Band gestaltet sind.
Hintergrund der Erfindung
Elektrische Filter werden seit langem bei der Verarbeitung von elektrischen Signalen benutzt. Insbesondere werden solche Filter benutzt, um gewünschte elektrische Signalfrequenzen aus einem Eingangssignal auszuwählen, indem die gewünschten Signalfrequenzen durchgelassen werden, während andere unerwünschte elektrische Signalfrequenzen abgeblockt oder gedämpft werden. Filter können in einige allgemeine Kategorien klassifiziert werden, die Tiefpassfilter, Hochpassfilter, Bandpassfilter und Bandstoppfilter umfassen, die indikativ sind für die Art von Frequenzen, die von dem Filter selektiv durchgelassen werden. Filter können weiter durch den Typ klassifiziert werden wie Butterworth, Tschebyscheff, Inverser Tschebyscheff und Elliptisch, die indikativ sind für die Art von Bandformfrequenzantwort (Frequenzabschneidecharakteristik).
Die Art des verwendeten Filters hängt oft von der beabsichtigten Verwendung ab. Bei Kommunikationsanwendungen werden üblicherweise Bandpass- und Bandstoppfilter in Mobilfunkbasisstationen, Handyhörern und anderem Telekommunikationsgerät verwendet, um HF-Signale in allen außer einem oder mehreren vordefinierten Bändern auszufiltern oder abzublocken. Von höchst besonderer Bedeutung ist der Frequenzbereich von ungefähr 500–3500 MHz.
Mit Bezug zu 1 kann ein aus dem Stand der Technik bekanntes Telekommunikationssystem 10 einen Sendeempfänger 12 einschließen, der zum Senden und Empfangen von drahtlosen Signalen fähig ist, und einen Controller/Prozessor 14, der fähig ist, die Funktionen des Sendeempfängers 12 zu steuern.
Der Sendeempfänger 12 umfasst allgemein eine Breitbandantenne 16, einen Duplexer 18, der einen Transmitterfilter 24 und einen Empfängerfilter 26 hat, einen Transmitter 20, der mit der Antenne 16 über den Transmitterfilter 24 des Duplexers 18 verbunden ist, und einen Empfänger 22, der mit der Antenne 16 über den Empfängerfilter 26 des Duplexers 18 verbunden ist.
Der Transmitter 20 schließt einen Hochkonverter 28 ein, der dazu konfiguriert ist, ein Basisbandsignal, das von dem Controller/Prozessor 14 bereitgestellt wird, zu einem Hochfrequenz-(HF)-Signal zu konvertieren, einen Verstärker mit variablem Verstärkungsfaktor (VGA) 30, der dazu konfiguriert ist, das HF-Signal zu verstärken, einen Bandpassfilter 32, der dazu konfiguriert ist, das HF-Signal bei einer Betriebsfrequenz, die von dem Controller/Prozessor 14 ausgewählt wurde, auszugeben, und eine Endstufe 34, die dazu konfiguriert ist, das gefilterte HF-Signal zu verstärken, welches dann über den Transmitterfilter 24 des Duplexers 18 der Antenne 18 bereitgestellt wird.
Der Empfänger 22 schließt einen Engpass- oder Stoppbandfilter 36 ein, der dazu konfiguriert ist, Übertragungssignalinterferenz von dem HF-Signaleingang von der Antenne 16 über den Empfängerfilter 26 abzuweisen, einen Verstärker mit niedrigem Rauschen (LNA) 38, der dazu konfiguriert ist, das HF-Signal von dem Stoppbandfilter mit einem relativ niedrigen Rauschen zu verstärken, einen abstimmbaren Bandpassfilter 40, der dazu konfiguriert ist, das verstärkte HF-Signal bei einer von dem Controller/Prozessor 14 ausgewählten Frequenz auszugeben, und einen Herunterkonverter 42, der dazu konfiguriert ist, das HF-Signal zu einem Basisbandsignal 14 herunter zu konvertieren, das dem Controller/Prozessor 14 bereitgestellt wird. Alternativ kann die Funktion des Abweisens von Übertragungssignalinterferenz, was durch den Stoppbandfilter 36 geleistet wird, stattdessen durch den Duplexer geleistet werden. Oder die Endstufe 34 des Transmitters 20 kann gestaltet werden, um die Übertragungssignalinterferenz zu reduzieren.
Es sollte gewürdigt werden, dass das Blockdiagramm, das in 1 illustriert ist, seiner Natur nach funktional ist, und dass mehrere Funktionen durch eine elektronische Komponente geleistet werden können oder dass eine Funktion durch mehrere elektronische Komponenten geleistet werden kann. Beispielsweise werden die von dem Hochkonverter 28, VGA 30, Bandpassfilter 40, Herunterkonverter 42 und dem Controller/Prozessor 14 geleisteten Funktionen häufig durch einen einzigen Sendeempfängerchip geleistet. Die Funktion des Bandpassfilters 32 kann innerhalb der Endstufe 34 und des Transmitterfilters 24 des Duplexers 18 sein.
Mikrowellenfilter werden im Allgemeinen unter Verwendung von zwei Schaltkreisbaugruppen gebaut: einer Mehrzahl von Resonatoren, die Energie sehr effizient bei einer Resonanzfrequenz speichern (welche eine fundamentale Resonanzfrequenz f₀ sein kann oder irgendeine von einer Vielzahl von Resonanzfrequenzen f₁–f_n höherer Ordnung); und Verknüpfungen, welche elektromagnetische Energie zwischen den Resonatoren koppeln, um mehrere Reflexionsnullstellen auszubilden, was eine breitere Spektralantwort bereitstellt. Beispielsweise kann ein Filter mit vier Resonatoren vier Reflexionsnullstellen einschließen. Für die Zwecke dieser Beschreibung kann sich eine Reflexionsnullstelle auf die Wurzeln einer Reflexionsfunktion eines Filters beziehen, wo die Induktivität und die Kapazität sich auslöschen und ein Mindestmaß an Energie reflektiert wird. Die Stärke einer gegebenen Kopplung ist durch ihre Reaktanz bestimmt (d.h. Induktivität und/oder Kapazität). Die relativen Stärken der Kopplungen bestimmen die Form des Filters, und die Topologie der Kopplungen bestimmt, ob der Filter eine Bandpass- oder eine Bandstoppfunktion erbringt. Die Resonanzfrequenz f₀ ist weitgehend durch die Induktivität und die Kapazität des jeweiligen Resonators bestimmt. Für herkömmliche Filterdesigns wird die Frequenz, bei der der Filter aktiv ist, durch die Resonanzfrequenzen der Resonatoren bestimmt, die den Filter ausmachen. Jeder Resonator muss einen sehr geringen inneren Widerstand haben, um es aus den oben diskutierten Gründen zu ermöglichen, dass die Antwort des Filters scharf und hochselektiv ist. Diese Forderung nach niedrigem Widerstand pflegt die Größe und die Kosten der Resonatoren für eine gegebene Technologie zu treiben.
Der Frontend-Empfängerfilter (z. B. der Empfängerfilter 26, der in 1 illustriert ist), hat vorzugsweise die Form eines scharf definierten Bandpassfilters, um verschiedene nachteilige Effekte, die von starken interferierenden Signalen bei Frequenzen nahe der gewünschten empfangenen Signalfrequenz resultieren, zu eliminieren. Wegen der Position des Frontend-Empfängerfilters am Antenneneingang, muss die Einfügedämpfung sehr niedrig sein, um die Rauschzahl nicht herabzusetzen. Bei den meisten Filtertechnologien erfordert das Erreichen einer niedrigen Einfügedämpfung einen entsprechenden Kompromiss bei der Filtersteilheit oder -selektivität. In der Praxis sind die meisten Filter für Mobilfunkhandgeräte unter Verwendung von Akustikresonatortechnologie konstruiert wie Oberflächenakustikwellen-(SAW), Bulkakustikwellen-(BAW) und Schichtbulkakustikresonator-(FBAR)-Technologien. Solche Akustikresonatorfilter haben die Vorteile einer niedrigen Einfügedämpfung, einer kompakten Größe und niedrigen Kosten im Vergleich zu äquivalenten Spule/Kondensator-Resonatoren.
Das Design von praktikablen Mikrowellenfiltern kann mit dem Design eines anfänglich erzeugten Schaltkreises beispielsweise unter Verwendung von Bilddesign oder Netzwerksynthesedesign beginnen. Diese Herangehensweisen erwägen im Allgemeinen von Anfang an nur Schaltkreise mit der kleinstmöglichen Zahl an Schaltkreiselementen. Dies wird allgemein von einem Wunsch ausgehend ausgeführt, die Verluste in dem schließlich erhaltenen Filter zu minimieren, und kann eine allgemein übliche Praxis bei dem Design von Mikrowellenfiltern aller Typen sein. Das anfängliche Design kann unter Verwendung vereinfachter, idealisierter Schaltkreiselementmodelle erzeugt werden, was typischerweise Verluste und andere unerwünschte Charakteristiken der körperlichen Schaltkreiselemente ignoriert, die benutzt werden, um den schließlich erhaltenen Filter zu machen. Die Computeroptimierung kann ein kritischer und erforderlicher Schritt bei dem Design von praktikablen Mikrowellfiltern sein. Designwerkzeuge einschließlich das „Agilent Advanced Design System“ (ADS) können unter anderem numerische Optimierungsverfahren wie Monte Carlo, Gradient usw. benutzen, um das „anfängliche Schaltkreisdesign“ zu verbessern. Dieser Computeroptimierungsschritt kann zunehmend realistische, genaue Schaltkreiselementmodelle verwenden und kann Schaltkreiselementwerte auf solche beschränken, die in Übereinstimmung mit dem abschließenden Filterdesign hergestellt werden können. Die Optimierung kann nach der Kombination von Schaltkreiselementwerten suchen, die am Besten zu der gewünschten Filterantwort passen. Diese Art von Computeroptimierung kann oft beim Mikrowellenfilterdesign verwendet werden. Obwohl die Optimierung im Allgemeinen ein wesentlich verbessertes Design erzeugen kann, das mit den physikalischen Schaltkreiselementen realisiert werden kann, reduziert es im Allgemeinen nicht die Anzahl der Schaltkreiselemente in dem abschließenden Schaltkreisdesign, ausgehend von der Anzahl der Schaltkreiselemente in dem anfänglichen Schaltkreisdesign, noch tauscht es eine Art eines Schaltkreiselements in eine andere.
Beispielsweise ist ein anfänglicher Schaltkreis, der typischerweise beim Design eines Akustikwellenbandpassfilters benutzt wird, ein Leiter-Filter 50, der, wie in 2 illustriert, eine Anzahl von alternierenden Nebenschluss- bzw. Shunt-Resonatoren 52a und Reihenresonatoren 52b umfasst. Der Filter 50 kann als eine N-Resonator-Leiter-Topologie (d.h. N ist gleich der Anzahl der Resonatoren und in diesem Fall 6) angesehen werden. Für die Zwecke dieser Beschreibung kann sich ein Akustik-Leiter-Filter auf einen oder mehrere Filter beziehen, die die Akustikwellen-Leiter-Schaltkreisstruktur von Mason-Typ verwenden, die alternierende Reihen- und Nebenschluss- bzw. Shunt-Akustikwellenresonatoren aufweist.
Jeder der Akustikresonatoren 52 kann durch ein modifiziertes Butterworth-Van Dyke (MBVD) Modell 54 beschrieben werden. MBVD-Modelle 54 können auch SAW-Resonatoren beschreiben, die hergestellt werden können durch Anordnen von interdigitalen Wandlern (IDTs) auf einem piezoelektrischen Substrat wie einem kristallinen Quarz, Lithiumniobat (LiNbO₃), Lithiumtantalat-(LiTaO₃)-Kristallen oder BAW-Resonatoren. Jedes MBVD-Modell 54 schließt eine Bewegungskapazität C_m 56, eine statische Kapazität C₀ 58, eine Bewegungsinduktivität L_m 60 und einen Widerstand R 62 ein. Die Bewegungskapazität C_m 56 und die Bewegungsinduktivität L_m 60 können von den Wechselwirkungen von elektrischem und akustischem Verhalten herrühren und können daher als der Bewegungsarm des MBVD-Modells 54 bezeichnet werden. Die statische Kapazität C₀ 58 kann von der inhärenten Kapazität der Struktur herrühren und kann daher als die statische (Nichtbewegungs-)Kapazität des MBVD-Modells 54 bezeichnet werden. Der Widerstand R 62 kann von dem elektrischen Widerstand des Akustikresonators 52 resultieren. Die Parameter sind durch die folgenden Gleichungen miteinander verbunden:

wobei ω_R und ω_A die jeweiligen Resonanz- und Antiresonanzfrequenzen für irgendeinen gegebenen Akustikresonator sein können, und Gamma kann von einer Materialeigenschaft abhängig sein, die weiter definiert sein kann durch:
Typische γ-Werte können von ungefähr 12 bis ungefähr 18 für 42-Grad-X-Y geschnittenes LiTaO₃ reichen.
Es kann, ausgehend von der Gleichung [1], eingesehen werden, dass die Resonanzfrequenz von jedem der Akustikresonatoren 52 von dem Bewegungsarm des MBVD-Modells abhängen wird, wohingegen die Filtercharakteristiken (z. B. die Bandbreite) durch γ in Gleichung [2] bestimmt sein werden. Der Gütefaktor (Q) für einen Akustikresonator 52 kann eine wichtige Gütezahl beim Akustikfilterdesign sein, die mit der Dämpfung des Elements innerhalb des Filters in Beziehung steht. Q eines Schaltkreiselements repräsentiert das Verhältnis der pro Zyklus gespeicherten Energie zu der pro Zyklus dissipierten Energie. Der Q-Faktor modelliert die wahre Dämpfung in jedem Akustikresonator 52 und es kann im Allgemeinen mehr als ein Q-Faktor erforderlich sein, um die Dämpfung in einem Akustikresonator 52 zu beschreiben. Q-Faktoren können wie folgt für die Filterbeispiele definiert sein. Die Bewegungskapazität C_m 56 kann ein assoziiertes Q haben, das definiert ist als QC_m = 1,0E + 8; die statische Kapazität kann ein assoziiertes Q haben, das definiert ist als QC₀ = 200; und die Bewegungsinduktivität L_m 60 kann ein assoziiertes Q haben, das definiert ist als QL_m = 1000. Schaltkreisdesigner mögen SAW-Resonatoren typischerweise charakterisieren durch die Resonanzfrequenz ω_R, die statische Kapazität C₀, Gamma γ und den Gütefakor QL_m. Für kommerzielle Anwendungen kann QL_m ungefähr 1000 sein für SAW-Resonatoren und ungefähr 3000 für BAW-Resonatoren.
Die Frequenzantwort für den Filter 50 ist in 3 illustriert, welche die Streumatrices |S21|² (Einfügedämpfung) und |S11|² (Rückflussdämpfung) für die Filterantwort in logarithmischen Einheiten als Dezibel (dB) gegenüber der Frequenz f zeigt. Es seien die Resonanz- und Antiresonanzfrequenzen von jedem der Resonatoren im Nebenschluss 52a als ω_rp bzw. ω_ap bezeichnet und die Resonanz- und Antiresonanzfrequenzen von jedem der Resonatoren in Reihe 52b als ω_rs und ω_as bezeichnet. Wenn ω_rs und ω_ap ungefähr gleich zueinander sind, wird ein Durchgangsband erzeugt, dass nahe ω = ω_rs, ω_ap zentriert ist, und es werden Durchgangsnullstellen bei ω = ω_rp, ω_as erzeugt, die die Durchgangsbandränder definieren, wie dies in der in 3 illustrierten Filterantwort gezeigt ist. Für die Zwecke dieser Beschreibung kann sich eine Durchgangsnullstelle auf die Wurzeln einer Durchgangsfunktion eines Filters beziehen, wo eine maximale Menge an Energie reflektiert wird. Bei Frequenzen f weit entfernt von der Durchgangsbandmittenfrequenz ω_p agieren die Resonatoren näherungsweise als Kondensatoren, was in einer |S21|²-Filteranwort resultiert, die Flügel ausbildet, die asymptotisch konstant wird für große |ω–ω_p|, was die „out-of-band“-Abweisung bereitstellt.
Eine Bandpassfilterantwort kann charakterisiert sein durch die Rückflussdämpfung (d. h. den Wert von der |S11|² bei der Durchgangsbandmittenfrequenz ω_p), die Einfügedämpfung (d. h. den Wert von |S21|² bei der Durchgangsbandmittenfrequenz ω_p), die Durchgangsbandbreite (PBW) und die „out-of-band“-Abweisung ε (d. h. 1/|S21| bei einem großen |ω–ω_p|). Durchgangsband-Leiter-Filter können nur über einen beschränkten zugänglichen Bereich von diesen Parametern gestaltet werden, wobei der Bereich von dem Materialparameterwert γ und der Anzahl der Resonatoren (bezeichnet als die Ordnung des Filters) abhängt. Die Materialparameterwerte γ für derzeit weitverbreitet benutzte Materialien für SAW- und BAW- sind im Bereich von 12–14, was es der Resonanzfrequenz und der Antiresonanzfrequenz erlaubt, nahe bei der Durchgangsbandmittenfrequenz ω_p zu sein, so dass dadurch ein relativ enges Durchgangsband in der |S21|²-Filteranwort erzeugt wird. Materialien mit einem Materialparameterwert γ von 4 werden derzeit entwickelt. Ein kleinerer Materialparameterwert γ würde eine breitere Durchgangsbandbreite PBW erlauben, die Rückflussdämpfung RL verringern oder die „out-of-band“-Abweisung ε verbessern.
Für eine feste Durchgangsbandbreite PBW sinkt die Rückflussdämpfung RL, wenn die „out-of-band“-Abweisung ε ansteigt. In einigen Fällen werden passive Schaltkreiselemente mit der Leiter-Struktur gekoppelt, um die Filterleistung zu verbessern. Beispielsweise kann das Hinzufügen von Spulen den effektiven Materialparameterwert γ verringern, was die Durchgangsbandbreite PBW vergrößern, die Rückflussdämpfung RL verringern oder die „out-of-band“-Abweisung ε verbessern kann. Die Vorteile durch das Hinzufügen von Spulen gehen jedoch zu Lasten einer vergrößerten Einfügedämpfung und erhöhter Größe und Kosten. Die Durchgangsbandfilterparameter werden bis an die Grenzen des zugänglichen Bereichs geschoben, um die Leistung zu maximieren, wobei die Kompromisse zwischen den Parametern von den Systemanwendungen und -anforderungen abhängen. Filter höherer Ordnung können eine größere „out-of-band“-Abweisung ε bei einer gegebenen Rückflussdämpfung RL und Durchgangsbandbreite PBW erreichen.
Wie kurz oben diskutiert, kann der Filter 50 ein anfängliches Filterdesign haben, das dann über eine geeignete Computeroptimierungstechnik (z.B. die Agilent ADS-Software) optimiert werden kann, um ein abschließendes Schaltkreisdesign zu erzeugen. Beispielsweise kann der Filter 50 anfänglich mit den Resonanzfrequenzen ω_R und den statischen Kapazitäten C₀ für jeden Resonator 52, was in 4a illustriert ist, designed werden, was dann, wenn er simuliert wird, in der in 4b illustrierten Frequenzantwort resultiert. Diese Frequenzantwort ist durch die folgenden Markierungen charakterisiert gezeigt: M1 von Mag S21 = –65,71 dB bei Frequenz = 1,770 GHz; M2 von Mag S21 = –36,735 dB bei Frequenz = 1,830 GHz; M3 von Mag S21 = –4,367 dB bei Frequenz = 1,850 GHz; M4 von Mag S21 = –1,444 dB bei Frequenz = 1,879 GHz; M5 von Mag S21 = –2,680 dB bei Frequenz = 1,910 GHz; M6 von Mag S21 = –30,118 dB bei Frequenz = 1,930 GHz; und M7 von Mag S21 = –62,874 dB bei Frequenz = 1,990 GHz.
Nach der Optimierung kann der Filter 50 die Resonanzfrequenzen ω_R und die statischen Kapazitäten C₀ für jeden Resonator 52 haben, die in 5a illustriert ist sind, was dann, wenn er simuliert wird, in der in 5b illustrierten Frequenzantwort resultiert. Diese Frequenzantwort ist durch die folgenden Markierungen charakterisiert gezeigt: N1 von Mag S21 = –46,943 dB bei Frequenz = 1,770 GHz; N2 von Mag S21 = –29,865 dB bei Frequenz = 1,829 GHz; N3 von Mag S21 = –1,479 dB bei Frequenz = 1,851 GHz; N4 von Mag S21 = –0,833 dB bei Frequenz = 1,875 GHz; N5 von Mag S21 = –1,898 dB bei Frequenz = 1,910 GHz; N6 von Mag S21 = –41,977 dB bei Frequenz = 1,929 GHz; und N7 von Mag S21 = –47,182 dB bei Frequenz = 1,990 GHz.
Wie ausgehend von dem Vorausgehenden eingesehen werden kann, haben sich die Werte der MBVD-Modelle 54 für die Resonatoren 52 mit der Optimierung unter Verbesserung der Frequenzantwort verändert. Die Art und die Anzahl der Schaltkreiselement ist aber unverändert geblieben und verringert dadurch nicht den Fußabdruck oder die Kosten des abschließenden Schaltkreises. Daher ist für Mikrowellenfilter im Allgemeinen und insbesondere für Filterdesigns, die passive Elemente enthalten und/oder komplexere Designtechniken verwenden wie moderne Netzwerktheorie oder Bildtheorie mit komplexeren Abschnitten, ein verbessertes Optimierungsverfahren erforderlich.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Die Zeichnungen erläutern das Design und die Brauchbarkeit der bevorzugten Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung, wobei in diesen auf gleichartige Element durch gemeinsame Bezugszeichen Bezug genommen wird. Um besser zu verstehen, wie die vorgenannten und andere Vorteile und Ziele der vorliegenden Erfindung erreicht werden, wird eine weiter ins Einzelne gehende Beschreibung der vorliegenden Erfindungen, die kurz oben beschrieben wurden, durch Bezug auf spezielle Ausführungsformen davon wiedergegeben werden, die in den begleitenden Zeichnungen erläutert sind. In dem Verständnis, dass diese Zeichnungen nur typische Ausführungsformen der Erfindung darstellen und daher nicht als ihren Umfang beschränkend angesehen werden dürfen, wird die Erfindung nun mit zusätzlicher Genauigkeit und im Detail durch die Verwendung der begleitenden Zeichnungen beschrieben und erklärt werden, in denen:
1 ein Blockdiagramm eines drahtlosen Telekommunikationssystems aus dem Stand der Technik ist;
2 ein schematisches Diagramm eines Akustik-Leiter-Filters aus dem Stand der Technik ist, der in den drahtlosen Telekommunikationssystemen aus dem Stand der Technik benutzt werden kann;
3 ein Frequenzantwortschaubild des aus dem Stand der Technik bekannten Akustik-Leiter-Filters von 2 ist;
4a ein schematisches Diagramm eines anfänglichen Schaltkreisdesigns des Akustik-Leiter-Filters von 2 ist, der unter Verwendung einer konventionellen Filteroptimierungstechnik optimiert werden kann
4b ein Frequenzantwortschaubild des anfänglichen Schaltkreisdesigns von 4a ist;
5a ein schematisches Diagramm eines optimierten abschließenden Schaltkreisdesigns des Akustik-Leiter-Filters von 2 ist, das aus der Optimierung des anfänglichen Schaltkreisdesigns von 4a unter Verwendung der konventionellen Filteroptimierungstechnik resultiert;
5b ein Frequenzantwortschaubild des abschließenden Schaltkreisdesigns von 5a ist;
6 ein Flussdiagramm ist, das eine Element-Entfernungs-Design-Technik („Element-Removal-Design“ (ERD)) illustriert, die benutzt wurde, um einen Akustik-Leiter-Filter in Übereinstimmung mit einem Verfahren der vorliegenden Erfindungen zu optimieren;
7a ein schematisches Diagramm eines anfänglichen Schaltkreisdesigns eines Akustik-Leiter-Filters ist, der unter Verwendung der ERD-Technik von 6 optimiert werden kann;
7b ein Frequenzantwortschaubild des anfänglichen Schaltkreisdesigns von 7a ist;
8a ein schematisches Diagramm eines optimierten abschließenden Schaltkreisdesigns ist, das aus der Optimierung des anfänglichen Schaltkreisdesigns von 7a unter Verwendung der ERD-Technik von 6 resultiert;
8b ein Frequenzantwortschaubild des abschließenden Schaltkreisdesigns von 8a ist; und
9 ein Bockdiagramm des computergestützten Filterdesignsystems ist, das die computergestützten Schritte der ERD-Technik von 6 implementieren kann.
Detaillierte Beschreibung der Ausführungsformen
Die Mikrowellenfilterdesignoptimierungstechnik optimiert einen Akustikwellen-(AW)-Mikrowellenfilter (wie Oberflächenakustikwellen-(SAW), Bulkakustikwellen-(BAW) und Schichtbulkakustikwellen-(FBAR)-Filter) durch Verändern der Schaltkreiselementwerte, Verändern des Schaltkreiselementtyps und/oder eigenständiges Entfernen von zusätzlichen oder unnötigen Schaltkreiselementen. Diese Elemente können Spulen, Kondensatoren und akustische Resonatoren (modelliert, beispielsweise unter Verwendung des modifizierten Butterwort-Van Dyke-(MBVD)-Modells) einschließen.
Diese Optimierungstechnik nutzt mehrere traditionelle Computeroptimierungsverfahren, um die verbesserte Optimierung von komplexeren Schaltkreisen in dem anfänglichen Design zu ermöglichen, als es im Stand der Technik möglich sein mag. Diese anfänglichen Filterschaltkreisdesigns können unter Verwendung irgendeines Designverfahrens erzeugt werden, beispielsweise Bilddesign oder Netzwerksynthese. Diese Optimierungstechnik resultiert in einem abschließenden Filterschaltkreisdesign mit einer reduzierten Anzahl von Elementen verglichen mit dem anfänglichen Filterschaltkreisdesign, während sie gleichzeitig die Frequenzantwort des Filters verbessert. Für die Zwecke dieser Beschreibung kann sich eine Frequenzantwortverbesserung auf eine Verbesserung einer gewünschten Mikrowellenleistung eines Filters beziehen (z. B. eine geringere Einfügedämpfung, eine steilere Abweisungssteigung, eine höhere “out-of-band”-Abweisung, eine niedrigere Knotenspannung, mehr lineare Gruppenlaufzeit usw.). Daher kann ein Filter mit ein kleinerem Footprint, niedrigeren Kosten, einer niedrigerem Einfügedämpfung und einer größeren Selektivität erreicht werden, während die Verwendung von traditionellen Herstellungsverfahren und Infrastruktur zugelassen ist.
Während die Mikrowellenfilterdesignoptimierungstechnik hierin mit Bezug auf AW-Filter beschrieben wird, sollte anrekannt werden, dass diese Technik bei anderen Arten von Mikrowellenfiltern verwendet werden kann, wo die resonanten Elemente mit einem gewissen Grad an Genauigkeit mit einem MBVD-Modell modelliert werden können. Die Optimierungstechnik kann auch bei anderen Techniken mit komplexen Resonatorelementen (z. B. multimodale dielektrische Resonatoren und ähnliche Technologien) verwendbar sein.
Unter Bezugnahme auf 6 wird nun eine Elemententfernungsdesign-(ERD)-Technik 100 beschrieben werden, die verwendet werden kann, um einen Akustikwellenfilter zu designen. Während der Implementierung der ERD-Technik 100 wird ein in Bearbeitung befindliches Design (DIP) von einem anfänglichen Design zu einem verbesserten abschließenden Design modifiziert. Das Verfahren verwendet Computeroptimierung und Entscheidungen in Schritten, um stufenweise das DIP zu verbessern, um die Zahl der Schaltkreiselemente zu reduzieren und das Maß der Leistungsfähigkeit zu verbessern.
Zu diesem Zweck erzeugt die ERD-Technik 100 zunächst ein anfängliches Filterschaltkreisdesign auf Basis von Leistungsanforderungen wie Durchgangsbandmittenfrequenz, Durchgangsbandbreite, Rückflussdämpfung, und “out-of-band”-Abweisung kann erzeugt werden unter Verwendung einer Bildfiltertechnik oder einer Netzwerksynthesetechnik (Schritt 102). Für die Zwecke dieser Beschreibung kann sich ein Schaltkreiselement auf eine Spule, einen Kondensator, einen Resonator, einen Schalter oder einen Widerstand innerhalb eines Netzwerkes von Schaltkreisverbindungen beziehen.
Beispielsweise und wie in 7A gezeigt, kann das anfängliche Filterschaltkreisdesign eine Bandpass-Leiter (“Ladder”) 200 sein, die eine Anzahl von alternierenden Resonanzelementen im Nebenschluss 202a und 202b und Resonanzelementen in Reihe 202c umfasst. In der illustrierten Ausführungsform schließt jeder Nebenschluss- bzw. Shunt-Teilabschnitt des Leiter-Filters 200 zwei parallele Resonanzelemente im Nebenschluss 202a und 202b ein, die bei verschiedenen Frequenzen resonieren mögen. Jedes der resonanten Elemente 202 kann mit dem MBVD-Modell 54, das in 2 illustriert ist, modelliert werden. Der Leiter-Filter 200 kann auch eine Mehrzahl von nicht resonanten Elemente 204 in Form von Kondensatoren umfassen, die jeweils mit den Reihenresonanzelementen 202c verbunden sind. Für die Zwecke dieser Beschreibung kann sich ein nicht resonantes Element auf eine passive Komponente in einem Schaltkreis beziehen. Beispielhafte nicht resonante Elemente können Spulen, Kondensatoren, Schalter oder Widerstände einschließen. Nicht resonante Element können Resonanzen weit von der interessierenden Frequenz entfernt haben. Beispielsweise kann eine Spule eine Resonanz größer als 50% der Durchgangsbandfrequenz haben. Der Filter 200 schließt somit neun resonante Element und drei nicht resonante Elemente ein.
Der Filter 200 kann anfänglich mit den Resonanzfrequenzen ω_R und den statischen Kapazitäten C₀ für jeden der in 7A illustrierten Resonatoren 202 designed sein, was in der in 7B illustrierten Frequenzantwort resultiert, wenn simuliert wird. Diese Frequenzantwort ist gezeigt als charakterisiert durch die folgenden Markierungen: R1 von Mag S21 = –24,627 dB bei Frequenz = 1,770 GHz; R2 von Mag S21 = –64,652 dB bei Frequenz = 1,830 GHz; R3 von Mag S21 = –3,857 dB bei Frequenz = 1,850 GHz; R4 von Mag S21 = –0,987 dB bei Frequenz = 1,881 GHz; R5 von Mag S21 = –3,039 dB bei Frequenz = 1,910 GHz; R6 von Mag S21 = –87,468 dB bei Frequenz = 1,930 GHz; und R7 von Mag S21 = –28,429 dB bei Frequenz = 1,990 GHz. Es wird angenommen, dass die Schaltkreiselemente des anfänglichen Filterschaltkreisdesigns 200 die folgenden Parameter haben: Gamma γ = 12, QC₀ = 200, Qcap = 200, Ql_m = 1000 und Rs = 0,5 Ohm.
Als nächstes gibt die ERD-Technik 100 das DIP (in diesem Fall das anfängliche Filterdesign) in einen computerunterstützten Filteroptimierer (z. B. Agilient ADS) (Schritt 104) ein. Für die Zwecke dieser Beschreibung kann sich eine Computeroptimierung eines DIP auf das Verbessern der Frequenzantwort durch Verändern von Werten der Schaltkreiselemente in einem computergestützten Schaltkreissimulator beziehen. Der Schaltkreissimulator kann Ziele verwenden, um die simulierte Antwort mit einem gewünschten Ergebnis zu vergleichen. Es sollte eingesehen werden, dass das DIP, das zu computeroptimieren ist, an dieser Stelle das anfängliche Schaltkreisdesign ist; die ERD-Technik 100 kann implementiert werden, um ein DIP an jeder Stelle eines Filterdesignverfahrens zu verbessern. In jedem Fall hat das resultierende DIP die gleich Anzahl an Schaltkreiselementen wie die Anzahl an Schaltkreiselementen in dem Eingangs-DIP.
Die ERD-Technik 100 bestimmt dann, ob irgendeines der nicht resonanten Elemente 204 in dem DIP unwesentlich geworden ist (“verschwindet”) (Schritt 106). Für die Zwecke dieser Beschreibung neigt ein Schaltkreiselement dazu zu verschwinden, wenn ein Reaktanzwert eines Reihenelementes und/oder ein Suszeptanzwert eines Nebenschlusselementes während der Computeroptimierung bei Schritt 104 sehr klein wird und/oder wenn das Schaltkreiselement aus einem Filterdesign ohne signifikanten Einfluss auf die Leistungsfähigkeit des Filters entfernt werden kann. Ein nicht resonantes Element 204 kann entsprechend seiner Art und seiner Platzierung innerhalb des Filterschaltkreisdesigns dazu neigen zu verschwinden.
Wenn beispielsweise das nicht resonante Element 204 eine Reihenspule oder ein Nebenschlusskondensator ist, wird es dazu neigen zu verschwinden, wenn sein absoluter Impedanzwert klein wird, beispielsweise kleiner als 0,1 nH (Spule) oder 0,1 pF (Kondensator). In diesem Fall wird das nicht resonante Element 204 als unwesentlich bestimmt werden, wenn sein absoluter Impedanzwert kleiner ist als der Schwellwert. Im Gegensatz dazu wird, falls das nicht resonante Element 204 eine Nebenschlussspule oder ein Reihenkondensator ist, es dazu neigen zu verschwinden, sobald seine absolute Impedanz groß wird, beispielsweise größer als 100 nH (Spule) oder 50 pF (Kondensator). In diesem Fall wird das nicht resonante Element 204 als unwesentlich bestimmt werden, wenn sein absoluter Impedanzwert größer ist als ein Schwellwert.
Als ein anderes Beispiel wird ein nicht resonantes Element 204 dazu neigen zu verschwinden, sobald sein relativer Wert (Impedanz oder Suszeptanz) klein wird (z. B. kleiner als 10%) im Vergleich zu anderen Schaltkreiselementes des gleichen Typs (Reihe oder Nebenschluss), die mit ihnen verbunden sind. Daher wird, wenn das nicht resonante Element 204 ein Reihenschaltkreiselement ist, es als unwesentlich bestimmt werden, wenn ein Prozentsatz seines absoluten Wertes relativ zu einem absoluten Wert eines anderen nicht resonanten Reihenelementes 204 in dem DIP weniger als ein Schwellwert ist. In ähnlicher Weise wird, wenn das nicht resonante Element 204 ein Schaltkreiselement im Nebenschluss ist, es als unwesentlich bestimmt werden, wenn ein Prozentsatz seines absoluten Wertes relativ zu einem absoluten Wert eines anderen nicht resonanten Elementes im Nebenschluss 204 in dem DIP weniger als ein Schwellwert ist.
Als noch ein anderes Beispiel wird, falls das nicht resonante Element 204 ein Reihenschaltkreiselement ist, es dazu neigen zu verschwinden, sobald seine Impedanz weniger ist als ein Prozentsatz (z. B. 10%) der Impedanz, die in beiden Richtungen von dem nicht resonanten Element 204 gesehen wird. In diesem Fall wird das nicht resonante Element 204 als unwesentlich bestimmt werden, wenn ein Prozentsatz des absoluten Impedanzwertes des nicht resonanten Elementes 204 relativ zu einer Impedanz, die in beiden Richtungen von dem nicht resonanten Element 204 gesehen wird, weniger ist als der Schwellwert. Im Gegensatz dazu wird, wenn das nicht resonante Element 204 ein Schaltkreiselement im Nebenschluss ist, es dazu neigen zu verschwinden, sobald seine Suszeptanz weniger ist als ein Prozentsatz (z. B. 10%) der Suszeptanz, die in beiden Richtungen von dem nicht resonanten Element 204 gesehen wird. In diesem Fall wird das nicht resonante Element 204 als unwesentlich bestimmt werden, wenn ein Prozentsatz des absoluten Suszeptanzwertes des nicht resonanten Elementes 204 relativ zu einer Suszeptanz, die in beiden Richtungen von dem nicht resonanten Element 204 gesehen wird, weniger als der Schwellwert ist.
Als noch ein anderes Beispiel kann ein nicht resonantes Element 204 dazu neigen zu verschwinden, wenn seine Entfernung in weniger als einem Prozentsatz einer Verschlechterungsveränderung (z. B. 10%) eines Leistungsparameters des Filterschaltkreises (z. B. Einfügedämpfung, Abweisungssteigung, “out-of-band”-Abweisung, Knotenspannung, Flachkeit der Gruppenlaufzeit, usw.) resultiert. In diesem Fall wird das nicht resonante Element 204 durch Entfernen des nicht resonanten Elementes 204 aus dem DIP als unwesentlich bestimmt werden, wenn der Wert des Leistungsparameters ohne das nicht resonante Element 204 den Wert des Leistungsparameters mit dem nicht resonanten Element verschlechtert, ist weniger als ein Schwellwert.
Wenn bei Schritt 106 festgestellt wird, dass eines der nicht resonanten Elemente 204 in dem DIP unwesentlich geworden ist, stellt die ERD-Technik 100 fest, ob die Bezeichnung des unwesentlichen nicht resonanten Elementes 204 vorher verändert worden ist (d. h. ob das nicht resonante Element 204 von einer Induktivität in eine Kapazität transformiert worden ist oder von einer Kapazität zu einer Induktivität) (Schritt 108). In dem Fall, dass das DIP zum ersten Mal erzeugt wird, gibt es selbstverständlich keine solche vorausgehende Transformation. Es ist zu bemerken, dass die ERD-Technik 100 diese Abfrage macht, um sicherzustellen, dass ein Entfernen des unwesentlichen nicht resonanten Elementes 204 gegenüber einer Transformation des nicht resonanten Elementes 204 bevorzugt ist.
Wenn das unwesentliche nicht resonante Element 204 zuvor bei Schritt 108 transformiert worden ist (was anzeigt, dass das nicht resonante Element 204 sowohl als ein Kondensator als auch eine Spule verschwand), erzeugt die ERD-Technik 100 ein reduziertes Filterschaltkreisdesign durch Entfernen des unwesentlichen nicht resonanten Elementes 204 aus dem DIP (Schritt 110). Wenn das nicht resonante Element 204 nicht zuvor bei Schritt 108 transformiert worden ist (was anzeigt, dass das nicht resonante Element 204 als eines von einem Kondensator oder einer Spule verschwand aber noch nicht als das andere von dem Kondensator und der Spule), modifiziert die ERD-Technik 100 das DIP durch Verändern der Bezeichnung des nicht resonanten Elementes 204 (d. h. durch Wechseln von einem Kondensator zu einer Spule) (sofern das nicht resonante Element anfänglich ein Kondensator ist) oder von einer Spule zu einem Kondensator (sofern das nicht resonante Element 204 anfänglich ein Kondensator ist) (Schritt 112).
Die ERD-Technik 100 kehrt dann zu Schritt 104 zurück, um wiederum das DIP durch Eingeben entweder des reduzierten Filterschaltkreisdesigns, das in Schritt 110 erzeugt wurde, oder des transformierten Filterschaltkreisdesigns, das in Schritt 112 erzeugt worden ist, in dem computergestützten Filteroptimierer zu optimieren, und bestimmt dann, ob irgendeines der verbleibenden nicht resonanten Elemente 204 in dem DIP bei Schritt 108 unwesentlich geworden ist. Wenn bestimmt wird, dass eines der nicht resonanten Elemente 204 in dem DIP unwesentlich geworden ist, bestimmt die ERD-Technik wieder bei Schritt 108, ob das unwesentliche nicht resonante Element 204 zuvor transformiert worden ist. In dem Fall, wo das unwesentliche nicht resonante Element 204 zuvor transformiert worden ist, wird dann angenommen, dass das unwesentliche nicht resonante Element von dem vorherigen DIP hätte entfernt werden sollen, und es wird daher bei Schritt 110 entfernt. In dem Fall, wo das unwesentliche nicht resonante Element 204 nicht zuvor transformiert worden ist, dann verändert die ERD-Technik 100 es bei Schritt 112.
Wenn bei Schritt 106 festgestellt wird, dass keines der nicht resonanten Elemente 204 in dem DIP (sei es das erste oder ein nachfolgend erzeugtes DIP) unwesentlich geworden ist, dann bestimmt die ERD-Technik ob irgendeines der resonanten Elemente 202 in dem DIP unwesentlich geworden ist (“verschwindet”) (Schritt 114). Ein resonantes Element 202 kann dazu neigen zu verschwinden, wenn die damit verknüpfte Transmissionsnullstellen, die mit dem resonanten Element 202 verknüpft ist, relativ weit entfernt ist von allen Durchgangsbändern und Stoppbändern, beispielsweise wenn die Resonanzfrequenz ω_R und die Antiresonanzfrequenz ω_A, wie sie in Gleichungen [1] und [2] gegeben sind, sich zu mehr als 10% von der Randfrequenz des nächstgelegenen Durchgangsbandes oder Stoppbandes bewegen.
Wenn bei Schritt 114 festgestellt wird, dass eines der resonanten Elemente 202 in dem DIP unwesentlich geworden ist, modifiziert die ERD-Technik das DIP durch Ersetzen des unwesentlich gewordenen resonanten Elementes 202 durch eine statische Kapazität C₀, welche vorzugsweise einen Wert gleich dem Wert der statischen Kapazität des unwesentlichen resonanten Elementes 202 hat (Schritt 116). Bemerkenswerterweise wird ein resonantes Element 202, das unwesentlich wird, den Schaltkreis immer noch infolge seiner statischen Kapazität beeinflussen, und daher wird es besser durch einen Kondensator ersetzt statt entfernt.
Die ERD-Technik 100 kehrt dann zu Schritt 104 zurück, um wieder das DIP zu optimieren, und bestimmt dann wieder bei Schritt 106, ob irgendeines der nicht resonanten Elemente 204 in dem DIP (einschließlich irgendeiner statischen Kapazität C₀, die von einem unwesentlichen resonanten Element 202 transformiert worden ist) unwesentlich geworden ist.
Wenn festgestellt wird, dass eines der nicht resonanten Elemente 204 in dem DIP unwesentlich geworden ist, bestimmt die ERD-Technik bei Schritt 108 wieder, ob das unwesentliche nicht resonante Element 204 zuvor transformiert worden ist, und verfährt wie oben diskutiert. In dem Fall, wo das unwesentliche nicht resonante Element 204 eine statische Kapazität C₀ ist, die ein unwesentliches resonantes Element 202 ersetzt hat, dann ist bestätigt, dass das unwesentliche Schaltkreiselement (welches zuvor ein resonantes Element 202 war aber nun ein nicht resonantes Element 204 ist) gänzlich entfernt werden sollte, und es wird daher bei Schritt 110 entsprechend entfernt.
Wenn festgestellt wird, dass bei Schritt 106 keines der nicht resonanten Elemente 204 in der DIP unwesentlich geworden ist, bestimmt die ERD-Technik 100 bei Schritt 113 wieder, ob irgendeines der resonanten Elemente 202 in dem DIP unwesentlich geworden ist. Wenn festgestellt ist, dass eines der resonanten Elemente 202 in dem DIP unwesentlich geworden ist, ersetzt die ERD-Technik das unwesentliche resonante Element 202 bei Schritt 116 durch eine statische Kapazität C₀ und verfährt wie oben diskutiert.
Wenn festgestellt wird, dass keines der resonanten Elemente 202 in dem DIP unwesentlich geworden ist, geht die ERD-Technik 100 davon aus, dass das DIP das verbesserte abschließende Filterschaltkreisdesign ist (Schritt 118), welches in der beispielhaften Ausführungsform die resonanten Frequenzen ω_R und die statischen Kapazitäten C₀ für die verbleibenden resonanten Elemente 202 und die nicht resonanten Elemente 204, die in 8A illustriert sind, hat, was, wenn es angeregt wird, in der in 8B illustrierten Frequenzantwort resultiert. Diese Frequenzantwort ist gezeigt als gekennzeichnet durch die folgenden Markierungen: P1 von Mag S21 = –30,080 dB bei Frequenz = 1,770 GHz; P2 von Mag S21 = –34,193 dB bei Frequenz = 1,830 GHz; P3 von Mag S21 = –1,394 dB bei Frequenz = 1,850 GHz; P4 von Mag S21 = –0,761 dB bei Frequenz = 1,872 GHz; P5 von Mag S21 = –1,406 dB bei Frequenz = 1,910 GHz; P6 von Mag S21 = –45,227 dB bei Frequenz = 1,930GHz; und P7 von Mag S21 = –45,227 dB bei Frequenz = 1,990 GHz.
Wie aus einem Vergleich zwischen 7A und 8A ersichtlich, schließt das verbesserte abschließende Filterschaltkreisdesign weniger Schaltkreiselemente ein, und insbesondere zwei resonante Element 202 weniger und ein nicht resonantes Element 204 weniger. Wie aus einem Vergleich zwischen 7A und 8A ersichtlich, erreicht das verbesserte abschließende Filterschaltkreisdesign eine flachere Frequenzantwort und Dämpfung am Durchgangsband. Es sollte auch vermerkt werden, dass eine konventionelle Optimierungstechnik (d. h. ohne das Entfernen von Schaltkreiselementen) an dem anfänglichen Filterschaltkreis 200 durchgeführt worden ist, was in 7A illustriert ist, was in einem abschließenden Filterschaltkreis resultierte, dessen Frequenzantwortleistungsfähigkeit nicht so gut war, wie das Frequenzantwortleistungsfähigkeitsergebnis durch die ERT-Technik, das in 8B illustriert ist. Daher hat das Entfernen von Schaltkreiselementen unter Verwendung der ERT-Technik im Gegensatz zur herkömmlichen Lebenserfahrung nicht nur die Kosten und die Größe des Mikrowellenfilters verringert, es verbessert die Frequenzantwortleistungsfähigkeit des Mikrowellenfilters gegenüber bekannten Mikrowellenfiltern, die mehr Schaltkreiselemente haben.
Bemerkenswerterweise kann die ERD-Technik 100 die Frequenzantwort des DIP, die von Schritt 104 resultiert, analysieren, um zu bestimmen, ob ein vorausgehender Schritt rückgängig oder nochmals gemacht werden sollte.
Wenn beispielsweise die Frequenzantwortleistungsfähigkeit des DIP nicht besser ist als die Frequenzantwortleistungsfähigkeit des anfänglichen Filterschaltkreisdesigns, bedeutet das, dass das anfängliche Filterschaltkreisdesign nicht akzeptabel ist und dass daher ein anderes anfängliches Filterschaltkreisdesign erwogen werden kann, welches dann in den computergesteuerten Filteroptimierer bei Schritt 104 eingegeben werden kann.
Als anderes Beispiel kann die ERD-Technik 100 einfach zu dem vorausgehenden DIP zurückkehren und das nicht resonante Element 204 von diesem Design entfernen, wenn die Frequenzantwortleistungsfähigkeit des DIP, wie es bestand, nachdem ein nicht resonantes Element 204 transformiert worden ist (von einer Kapazität zu einer Spule oder von einer Spule zu einer Kapazität), schlechter ist als ein Schwellwert relativ zu der Frequenzantwortleistungsfähigkeit des DIP, wie es bestand, bevor das nicht resonante Element 204 transformiert wurde.
Als noch ein anderes Beispiel kann die ERD-Technik 100 einfach zu dem vorausgehenden DIP zurückkehren und das resonante Element 204 in diesem Design wiederherstellen, wenn die Frequenzantwortleistungsfähigkeit des DIP, wie es bestand, nachdem ein resonantes Element 202 in eine statische Kapazität C₀ transformiert worden ist, schlechter ist als ein Schwellwert relativ zu der Frequenzantwortleistungsfähigkeit des DIP, wie es bestand, bevor das resonante Element 204 transformiert wurde.
Sobald das verbesserte Filterschaltkreisdesign erreicht ist, stellt die ERD-Technik 100 einen tatsächlichen Mikrowellenfilter auf der Basis des abschließenden Filterschaltkreisdesigns her (Schritt 120). Vorzugsweise werden die Schaltkreiselementwerte des tatsächlichen Mikrowellenfilters den entsprechenden Schaltkreiselementwerten des verbesserten abschließenden Filterschaltkreisdesigns entsprechen.
Zuerst Bezug nehmend auf 9 kann ein computergestütztes Filterdesignsystem 300 dazu verwendet werden, einen Mikrowellenfilter unter Verwendung der ERD-Technik 100 herzustellen. Das computergestützte Filterdesignsystem 300 umfasst im Allgemeinen eine Nutzerschnittstelle 302, die zum Empfangen von Informationen und Daten von einem Nutzer (z. B. Parameterwerte und Filterspezifikationen) und zum Ausgeben eines optimierten Filterschaltkreisdesigns an den Nutzer konfiguriert ist; einen Speicher 304, der zum Speichern von Filterdesignsoftware 308 (welche die Form von Softwareanweisungen annehmen kann, welche Routinen, Programme, Objekte, Komponenten, Datenstrukturen, Prozeduren, Module, Funktionen und ähnliches einschließen können, die spezielle Funktionen durchführen oder spezielle abstrakte Datenarten implementieren, aber nicht darauf beschränkt sind) wie auch der Informationen und der Dateneingabe von dem Nutzer über die Nutzerschnittstelle 302 konfiguriert ist; und einen Prozessor 306, der zum Ausführen der Filterdesignsoftware konfiguriert ist. Das Filterdesignsoftwareprogramm 308 ist in Unterprogramme unterteilt, insbesondere einen konventionellen Netzwerkdesignsynthesizer 310 (welcher verwendet werden kann, um das anfängliche Filterschaltkreisdesign bei Schritt 102 zu erzeugen), einen konventionellen Filteroptimierer 312 (welcher benutzt werden kann, um das DIP bei Schritt 104 zu erzeugen) und eine Elemententfernungsfunktionseinheit 314, die den Netzwerksynthesizer 88 und den Filteroptimierer 90 in Übereinstimmung mit Filterschaltkreisdesignaspekten der ERD-Technik 100 steuert, um das optimierte abschließende Filterschaltkreisdesign zu erzeugen.
Obwohl verschiedene spezielle Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung gezeigt und beschrieben worden sind, sollte verstanden sein, dass die obige Diskussion nicht beabsichtigt, die vorliegende Erfindung auf diese Ausführungsformen zu beschränken. Es wird für die Fachleute offensichtlich sein, dass verschiedene Veränderungen und Modifikationen gemacht werden können, ohne von dem Geist und Bereich der vorliegenden Erfindung abzurücken. Beispielsweise hat die vorliegende Erfindung sehr wohl Anwendungen jenseits von Filtern mit einem einzigen Eingang und Ausgang, und spezielle Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung können verwendet werden, um Duplexer, Multiplexer, Channelizer, reagierende Schalter usw. auszubilden, wo dämpfungsarme selektive Schaltkreise verwendet werden können. Die vorliegende Erfindung zielt daher darauf ab, Alternativen, Modifikationen und Äquivalente abzudecken, die in den Geist und den Bereich der vorliegenden Erfindung fallen, wie sie in den Ansprüchen definiert ist.

Claims

Ein Verfahren des Designens eines Mikrowellenfilters unter Verwendung eines computergestützten Filteroptimierers, umfassend: (a) Erzeugen eines in Bearbeitung befindlichen Filterschaltkreisdesigns (DIP) umfassend eine Mehrzahl von Schaltkreiselementen, die eine Mehrzahl von resonanten Elementen und ein oder mehrere nicht resonante Elemente haben; (b) Optimieren des DIP durch Eingeben des DIP in den computergestützten Filteroptimierer; (c) Bestimmen, dass eines der Mehrzahl von Schaltkreiselementen in dem DIP unwesentlich ist; (d) Entfernen des einen unwesentlichen Schaltkreiselements aus dem DIP; (e) Erlangen eines abschließenden Filterschaltkreisdesigns ausgehend von dem DIP; und (f) Herstellen eines Mikrowellenfilters auf der Grundlage des abschließenden Filterschaltkreisdesigns.
Das Verfahren von Anspruch 1, wobei das eine unwesentliche Schaltkreiselement ein nicht resonantes Element ist, das anfänglich zumindest eines von einer Induktivität und einer Kapazität umfasst, wobei das Verfahren vor einem Entfernen des nicht resonanten Elementes weiter umfasst: Erzeugen eines transformierten Filterschaltkreisdesigns durch Transformieren des einen unwesentlichen Schaltkreiselements von dem einen von der Induktivität und der Kapazität zu dem anderen von der Induktivität und der Kapazität; erneut Optimieren des DIP durch Eingeben des transformierten Filterschaltkreisdesigns in den computergestützten Filteroptimierer; und Bestätigen, dass das eine unwesentliche Schaltkreiselement in dem DIP unwesentlich ist.
Das Verfahren von Anspruch 1, wobei das eine unwesentliche Schaltkreiselement anfänglich ein resonantes Element ist, wobei das Verfahren vor einem Entfernen des einen unwesentlichen Schaltkreiselements weiter umfasst: Erzeugen eines transformierten Filterschaltkreisdesigns durch Transformieren des einen unwesentlichen Schaltkreiselements von dem resonanten Element zu einer statischen Kapazität; erneut Optimieren des DIP durch Eingeben des transformierten Filterschaltkreisdesigns in den computergestützten Filteroptimierer; und Bestätigen, dass das eine unwesentliche Schaltkreiselement in dem DIP unwesentlich ist.
Das Verfahren von Anspruch 1, wobei das Entfernen des einen wesentlichen Schaltkreiselementes aus dem DIP in einem reduzierten Filterschaltkreisdesign resultiert, wobei das Verfahren weiter umfasst; (g) erneut Optimieren des DIP durch Eingeben des reduzierten Filterschaltkreisdesigns in den computergestützten Filteroptimierer; (h) Bestimmen, dass ein anderes der Mehrzahl von Schaltkreiselementen in dem DIP unwesentlich ist; (i) Entfernen des anderen unwesentlichen Schaltkreiselements aus dem DIP.
Das Verfahren von Anspruch 4, wobei das eine unwesentliche Schaltkreiselement ein nicht resonantes Element ist und das andere unwesentliche Schaltkreiselement ein resonantes Element ist.
Das Verfahren von Anspruch 4, weiter umfassend Erzeugen zumindest eines zusätzlichen reduzierten Filterschaltkreisdesigns durch Wiederholen der Schritte (g)–(i) bis keines der Schaltkreiselemente in dem DIP mehr als unwesentlich bestimmt wird, wobei das abschließende Filterschaltkreisdesign identisch zu dem letzten optimierten DIP ist.
Das Verfahren von Anspruch 1, wobei das eine Schaltkreiselement ein nicht resonantes Element ist.
Das Verfahren von Anspruch 7, wobei das Bestimmen, ob das nicht resonante Element unwesentlich ist, das Vergleichen eines Wertes des nicht resonanten Elements mit einem Schwellwert umfasst.
Das Verfahren von Anspruch 8, wobei der Wert des nicht resonanten Elements ein absoluter Impedanzwert ist.
Das Verfahren von Anspruch 9, wobei das nicht resonante Element entweder eine Reihenspule oder ein Nebenschlusskondensator ist, welche(r) als unwesentlich bestimmt wird, wenn der absolute Impedanzwert weniger als der Schwellwert ist.
Das Verfahren von Anspruch 9, wobei das nicht resonante Element entweder eine Nebenschlussspule oder ein Reihenkondensator ist, welche(r) als unwesentlich bestimmt wird, wenn der absolute Impedanzwert größer als der Schwellwert ist.
Das Verfahren von Anspruch 7, wobei der Wert des nicht resonanten Elements ein relativer Wert ist.
Das Verfahren von Anspruch 12, wobei das nicht resonante Element ein Reihenschaltkreiselement ist, der relative Wert ein Prozentsatz des absoluten Werts des Reihenschaltkreiselements relativ zu dem absoluten Wert eines anderen Reihenschaltkreiselements in dem DIP ist, und das Reihenschaltkreiselement als unwesentlich bestimmt wird, wenn der relative Wert weniger als der Schwellwert ist.
Das Verfahren von Anspruch 12, wobei das nicht resonante Element ein Nebenschlussschaltkreiselement ist, der relative Wert ein Prozentsatz des absoluten Werts des Nebenschlussschaltkreiselements relativ zu dem absoluten Wert eines anderen Nebenschlussschaltkreiselements in dem DIP ist, und das Nebenschlussschaltkreiselement als unwesentlich bestimmt wird, wenn der relative Wert weniger als der Schwellwert ist.
Das Verfahren von Anspruch 12, wobei das nicht resonante Element ein Reihenschaltkreiselement ist, der relative Wert ein Prozentsatz des absoluten Werts des Reihenschaltkreiselements relativ zu einer Impedanz ist, die in beiden Richtungen von dem Reihenschaltkreiselement gesehen wird, und das Reihenschaltkreiselement als unwesentlich bestimmt wird, wenn der relative Wert weniger als der Schwellwert ist.
Das Verfahren von Anspruch 12, wobei das nicht resonante Element ein Nebenschlussschaltkreiselement ist, der relative Wert ein Prozentsatz des absoluten Werts des Nebenschlussschaltkreiselements relativ zu einer Suszeptanz ist, die in beiden Richtungen von dem Nebenschlussschaltkreiselement gesehen wird, und das Reihenschaltkreiselement als unwesentlich bestimmt wird, wenn der relative Wert weniger als der Schwellwert ist.
Das Verfahren von Anspruch 1, wobei das Bestimmen, ob das nicht resonante Element unwesentlich ist, ein Entfernen des nicht resonanten Elements aus dem optimierten Schaltkreisdesign umfasst und ein Vergleichen eines Werts eines Leistungsparameters in dem optimierten Schaltkreisdesign ohne das nicht resonante Element mit einem Wert des Leistungsparameters in dem optimierten Schaltkreisdesign mit dem nicht resonanten Element.
Das Verfahren von Anspruch 1, wobei das eine Schaltkreiselement ein resonantes Element ist.
Das Verfahren von Anspruch 18, wobei das DIP eine Frequenzantwort mit einem oder beiden eines Durchgangsbands und eines Stoppbands hat und wobei das Bestimmen, ob das resonante Element unwesentlich ist, ein Vergleichen einer Durchgangsnullstelle, die mit dem resonanten Element assoziiert ist, mit einer Randfrequenz von einem oder beiden von dem Durchgangsband und dem Stoppband umfasst.
Das Verfahren von Anspruch 19, wobei das resonante Element als unwesentlich bestimmt wird, wenn ein Prozentsatz der Durchgangsnullstelle relativ zu einer Randfrequenz von einem oder beiden von dem Durchgangsband und dem Stoppband größer als ein Schwellwert ist.
Das Verfahren von Anspruch 1, wobei der Mikrowellenfilter ein Akustikwellenfilter ist.
Das Verfahren von Anspruch 21, wobei der Akustikwellenfilter einer von einem Oberflächenakustikwellen-(SAW), einem Bulkakustikwellen-(BAW) und einem Schichtbulkakustikresonator-(FBAR) ist.
Das Verfahren von Anspruch 1, wobei der Mikrowellenfilter ein Leiter-Filter ist.