DE112014000125T5

DE112014000125T5 - Netzwerksynthesedesign von Mikrowellenakustikwellenfiltern

Info

Publication number: DE112014000125T5
Application number: DE201411000125
Authority: DE
Inventors: Richard N. Silver; Neal O. Fenzi; Patrick J. Turner; Balam Quitze Andres Willemsen Cortes; Kurt F. Raihn; Robert B. Hammond
Original assignee: Resonant Inc
Current assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Priority date: 2013-03-15
Filing date: 2014-03-14
Publication date: 2015-02-26
Also published as: US9038005B2; GB2518780B; CN104412509B; JP6158942B2; JP6603268B2; CN104412509A; IN2014KN03008A; KR101658437B1; KR20150032849A; CN107666299A; JP2016508303A; US20150106072A1; CN107666299B; US9165101B2; WO2014145113A3; GB2518780A; US20140266511A1; JP2017208822A; WO2014145113A2

Abstract

Ein Verfahren des Designens eines Akustikmikrowellenfilters in Übereinstimmung mit Frequenzantworterfordernissen. Das Verfahren umfasst Auswählen einer anfänglichen Filterschaltkreisstruktur, die eine Mehrzahl von Schaltkreiselementen umfassend zumindest ein resonantes Element und zumindest ein anderes reaktives Schaltkreiselement einschließt, Auswählen von dämpfungslosen Schaltkreisantwortvariablen auf der Grundlage der Frequenzantworterfordernisse, Auswählen eines Wertes für jede der Schaltkreiselemente auf der Grundlage der ausgewählten Schaltkreisantwortvariablen, um ein anfängliches Filterschaltkreisdesign zu erzeugen, Transformieren des oder der resonanten Elemente und des oder der reaktiven Schaltkreiselemente des anfänglichen Filterschaltkreisdesigns in zumindest ein Akustikresonatormodell, um ein Akustikfilterschaltkreisdesign zu erzeugen, Addieren von parasitären Effekten zu dem Akustikfilterschaltkreisdesign, um ein voroptimiertes Filterschaltkreisdesign zu erzeugen, Optimieren des voroptimierten Filterschaltkreisdesigns, um ein abschließendes Filterschaltkreisdesign zu erzeugen und Aufbauen des Akustikmikrowellenfilters auf der Grundlage des abschließenden Filterschaltkreisdesigns.

Description

Feld der Erfindung
Die vorliegende Erfindung bezieht sich allgemein auf Mikrowellenfilter und insbesondere auf Akustikwellenmikrowellenfilter.
Hintergrund der Erfindung
Frequenzselektive elektrische Signalfilter mit niedriger Dämpfung für Kommunikationsanwendungen wurden beginnend um 1910 herum für Telegrafie- und Telefonieanwendungen, insbesondere zum Multiplexen und Demultiplexen von Kommunikationssignalkanälen, die auf Leitungen für große Entfernungen und drahtlosen Verbindungen übertragen werden, entwickelt. Filterdesignverfahren, die als Bild-(„image“)- oder Bildparameter-(„image parameter“) Designverfahren bezeichnet wurden, wurden unter anderem von den Bell Laboratories in den 1920ern (siehe George A. Campbell, „Physical Theory of the Electric Wave Filter“, The Bell System Technical Journal, Band I, Nr. 2 (November 1922); Otto J. Zobel, „Theory and Design of Uniform and Composite Electric Wave-Filters“, The Bell System Technical Journal, Band II, Nr. 1 (Januar 1923)) entwickelt. Diese Filterschaltkreise verwendeten Schaltkreiselenmente einschließlich Spulen, Kondensatoren und Transformatoren.
In den 1920-ern wurde begonnen, Akustikwellen-(AW)-Resonatoren, insbesondere Quarz-Bulk-Akustikwellen-(BAW)-Resonatoren, in einigen elektrischen Signalfiltern zu benutzen. Der einem AW-Resonator äquivalente Schaltkreis hat hinsichtlich seiner Frequenz zwei eng zusammenliegende Resonanzen, die die „Resonanz“-Frequenz und die „Antiresonanz“-Frequenz (siehe K. S. Van Dyke, „Piezo-Electric Resonator and its Equivalent Network“ Proc. IRE, Vol. 16, 1928, S. 742–764) genannt werden. Die Bildfilterdesignverfahren wurden auf Filterschaltkreise angewendet, die diese Quarzresonatoren verwenden, und es resultierten zwei AW-Filterschaltkreistypen: „Leiter“- und „Gitter“-AW-Filterdesigns (siehe L. Espenschied, „Electrical Wave Filter“, US-Patent Nr. 1,795,204 ; und W. P. Mason, „Electrical Wave Filters Employing Quartz Crystals as Elements“, The Bell System Technical Journal (1934)).
In den 1920-ern und 1930-ern wurde eine andere Heransgehensweise für das Design von frequenzselektiven elektrischen Signalfiltern für Kommunikationsanwendungen entwickelt, für die sich die Bezeichnung „Netzwerksynthese“ entwickelt hat. Pionierarbeit für dieses neue Filterschaltkreisdesignverfahren leisteten unter anderem Foster und Darlington in den Vereinigten Staaten (siehe Ronald M. Foster, “A Reactance Theorem,” Bell Syst. Tech. J., Bd. 3, 1924, S. 259–267, und S. Darlington, “Synthesis of Reactance 4-poles which produce prescribed insertion loss characteristics”, J. Math. Phys., Bd. 18, 1939, S. 257–353) und Cauer in Deutschland (siehe W. Cauer, US-Patent Nr.1,989,545 ; 1935).
Bei der „Netzwerksynthese wird, nachdem eine anfängliche Schaltkreisstruktur ausgewählt ist, die Schaltkreiselementtypen und die Weise, auf die sie miteinander verbunden sind, einschließt, die gewünschte dämpfungslose Filterantwort in ein Verhältnis von komplexen Polynomen in der Form von komplexen frequenzabhängigen Schaltkreisantwortparametern wie Streuparameter, z. B. S21 und S11 übersetzt. Die S21-Streuparameter können wie folgt dargestellt werden:
wobei N(s) das Zählerpolynom ist, D(s) das Nennerpolynom ist, die z_i’s die Wurzeln (oder Durchgangsnullstellen) der Gleichung N(s)=0 sind, die p_i’s die Wurzeln (oder Reflexionsnullstellen) der D(s) = 0 sind, m ist die Anzahl der Durchgangsnullstellen, und n ist die Anzahl der Reflexionsnullstellen und K ist ein Skalenfaktor. (Man beachte: Für den dämpfungslosen Fall sind Durchgangsnullstellen die Nullstellen von S21 und Reflexionsnullstellen sind die Nullstellen von S11. Wenn die kleinen aber endlichen realen Dämpfungen später zu dem Schaltkreisdesignverfahren hinzugefügt werden, können diese Nullstellen klein aber nicht länger genau Null wrden und entsprechen den natürlichen Frequenzen bzw. Resonanzen des abschließenden Filters.) Die Filterschaltkreiselementwerte können dann in dem dämpfungsfreien Fall aus dem Verhältnis der komplexen Polynome genau “synthetisiert” (berechnet) werden. Unter Vernachlässigung von Dämpfungen, die in der Praxis klein gehalten werden, stimmt der “synthetisierte” Schaltkreis mit der gewünschten Antwortfunktion überein.
In den 1950-ern und 1960-ern wurde die Netzwerksynthese erfolgreich auf das Design von Mikrowellenfilter für Kommunikations- und andere Anwendungen angewendet. Diese neuen Filter verwenden elektromagnetische Resonatoren mit hohem Q (niedrige Dämpfung) und elektromagnetische Kopplungen zwischen diesen Resonatoren als Schaltkreiselemente (siehe George L. Matthaei et al., “Microwave Filters, Impedance-Matching Networks, and Coupling Structures”, McGraw-Hill Book Company, S. 95–97, 438–440 (1964); und Richard J. Cameron et al., “Microwave Filters for Communication Systems: Fundamentals, Design and Applications”, Wiley-Interscience (2007)). Die Netzwerksynthese wurde beginnend in den 1960-ern auch angewendet auf das Design von Akustikwellenfiltern für Kommunikations- und andere Anwendungen (siehe Anatol I. Zverev, “Handbook of Filter Synthesis”, John Wiley & Sons, S. 414–498 (1967); und Robert G. Kinsman, “Crystal Filters: Design, Manufacture, and Application”, John Wiley & Sons, S. 37–105 und 117–155, (1987)). In dieser Arbeit ist nur die Resonanz des Akustikwellenresonators in der anfänglichen Schaltkreisstruktur inbegriffen. Die Antiresonanz wird als ein parasitärer Effekt behandelt, der zu dem Schaltkreis hinzugefügrt wird, nachdem die Elementwerte des anfänglichen Schaltkreises von dem Netzwerksyntheseverfahren berechnet worden sind.
Beginnend ungefähr 1992 wurden Dünnschicht-SAW-Resonatoren und -BAW-Resonatoren entwickelt und es wurde begonnen, sie bei Mikrowellen (Frequenzen > 500 MHz) zu verwenden. AW-Impedanzelementfilter-(IEF)-Designs wurden verwendet, was ein Beispiel eines Espenschied-Typ-Leiter-Akustikellenfilterdesigns ist (siehe O. Ikata, et al., „Development of Low-Loss Bandpass Filters Using Saw Resonators for Portable Telephones“, 1992 Ultrasonics Symposium, S. 111–115, und and Ken-ya Hashimoto, „Surface Acoustic Wave Devices in Telecommunications: Modeling and Simulation“, Springer (2000), S. 149–161). Bilddesignte AW-IEF-Bandpassfilter in SAW- und BAW-Implementierungen werden oft für Mikrowellenfilteranwendungen im Hochfrequenz-(HF)-Frontend von Mobilkommunikationsvorrichtungen verwendet. Von ganz besonderer Wichtigkeit in der Mobilkommunikationsindustrie ist der Frequenzbereich von ungefähr 500–3500 MHz. In den Vereinigten Staaten gibt es an Anzahl von Standardbändern, die für Mobilfunkkommunikationen verwendet werden. Diese Bänder schließen Band 2 (~1800–1900 MHz), Band 4 (~1700–2100 MHz), Band 5 (~800–900 MHz), Band 13 (~700–800 MHz), und Band 17 (~700–800 MHz) ein, wobei andere Bänder sich entwickeln.
Der Duplexer, eine spezielle Art eines Filters, ist eine Schlüsselkomponente im Frontend von Mobilvorrichtungen. Moderne Mobilkommunikationsvorrichtungen senden und empfangen zur gleichen Zeit (unter Verwendung von LTE, WCDMA oder CDMA) und verwenden die gleiche Antenne. Der Duplexer trennt das Sendesignal, das eine Leistung von bis 0,5 Watt Leistung haben kann, von dem Empfangssignal, welches so niedrig wie picoWatt sein kann. Die Sende- und Empfangssignale werden auf Trägern bei verschiedenen Frequenzen moduliert, was es dem Duplexer erlaubt, sie auszuwählen, allerdings muss der Duplexer eine niedrige Einfügedämpfung, eine hohe Selektivität, eine kleine Schaltkreisfläche, hohe Leistungsbelastung, hohe Linearität und geringe Kosten bereitstellen. Der bilddesignte Bandpass-AW-IEF-Filter ist durchgängig bevorzugt für die Verwendung in einem Duplexer, weil er diese Anforderungen befriedigt, und das signifikant besser als Alternativen wie die „tapped-delay-line“ (da sie eine höhere Dämpfung hat) und der resonante einphasenunidirektionale Transducer-(SPUDT)-Filter (da die engen erforderlichen Leitungen eine Skalierung auf Mikrowellenfrequenzen verhindern), obwohl der Doppelmoden-SAW(DMS)-(auch genannt longitudinal gekoppelter Resonator-(LCR)-)Filter manchmal als Empfängerfilter in einem Duplexer wegen des ausgewogenen Outputs und der verbesserten Abweisung, den bzw. die er bereitstellt, verwendet wird (siehe David Morgan, „Surface Acoustic Wave Filters With Applications to Electronic Communications and Signal Processing“ Morgan, S. 335–339, 352–354 (2007)).
Geringfügige Veränderungen dieser traditionellen AW-IEF-Filterdesigns sind auch schon für diese Anwendungen erwogen worden (siehe US-Patent Nr. 8,026,776 und US-Patent Nr. 8,063,717 ), wobei diese typischerweise ein oder mehrere Schaltkreiselemente (z. B. Kondensatoren, Spulen oder einen AW-Resonator) zu dem IEF-Design hinzufügen, um ein spezielles Schaltkreismerkmal zu verbessern. Dies kann erreicht werden, wenn die Einflüsse des grundlegenden AW-IEF-Schaltkreises untergeordnet genug sind, so dass übliche Computeroptimierungswerkzeuge konvergieren und ein verbessertes Design gegenüber dem optimierten IEF erzeugen, nachdem das oder die zusätzlichen Element(e) hinzugefügt worden sind. Dies ist ein zwingendes Erfordernis für jeden Schaltkreis, der AW-Resonatoren mit ihren eng beabstandeten Resonanzen und Antiresonanzen enthält, und erlaubt daher nur sehr geringfügige Veränderungen des bzw. der grundlegenden AW-IEF-Designs und -Funktion.
Es gibt ein Bedürfnis für verbesserte Mikrowellenakustikwellenfilter, um eine verbesserte Leistungsfähigkeit, eine geringe Größe und niedrigere Kosten bereitzustellen, sowie auch um eine Abstimmbarkeit zu integrieren. Die Netzwerksynthese bietet einen Weg an, wenn die zusammengesetzte Natur des Akustikwellenresonators direkt in das Netzwerksyntheseverfahren integriert wird – was der Gegenstand dieser Erfindung ist.
Zusammenfassung der Erfindung
In Übereinstimmung mit den vorliegenden Erfindungen wird ein Verfahren des Designens eines Akustikmikrowellenfilters in Übereinstimmung mit Frequenzantworterfordernissen (z. B. eines oder mehrere von einer frequenzabhängigen Rückflussdämpfung, Einfügedämpfung, Abweisung und Linearität oder einem Durchgangsband (z. B. in dem 500–3500 MHz-Bereich) und einem Stoppband) bereitgestellt. Das Verfahren umfasst Auswählen einer anfänglichen Filterschaltkreisstruktur, die eine Mehrzahl von Schaltkreiselementen umfassend zumindest ein resonantes Element (z. B. eine parallele L-C-Resonatorkombination eines Kondensators und einer Spule) und zumindest ein anderes reaktives Schaltkreiselement (z. B. ein Kondensator) einschließt. Das anfängliche Schaltkreiselement kann z. B. eine Reihen-nicht-resonanter-Knoten-Schaltkreisstruktur sein.
Ein optionales Verfahren weist weiter Auswählen des strukturellen Typs von jedem von dem oder den resonanten Element(en) aus einem von einem Oberflächenakustikwellen-(SAW)-Resonator, einem Bulkakustikwellen-(BAW)-Resonator, einem Schichtbulkakustikresonator (FBAR) und einem mikromechanischen System-(MEMS)-Resonator auf. Ein anderes optionales Verfahren umfasst weiter Abbilden der Frequenzantworterfordernisse in einen normalisierten Designraum, wobei in diesem Fall die Schaltkreiselementwerte normalisierte Werte sind, die auf der Grundlage der abgebildeten Frequenzantworterfordernisse bestimmt werden, und Zurückabbilden der normalisierten Schaltkreiselementwerte des Akustikfilterschaltkreisdesigns in einen realen Designraum.
Das Verfahren umfasst weiter Auswählen von dämpfungslosen Schaltkreisantwortvariablen auf der Grundlage der Frequenzantworterfordernisse (z. B. in der Form eines Verhältnisses zwischen Zählerpolynomen, die Durchgangsnullstellen definieren, und Nennerpolynomen, die Reflexionsnullstellen definieren, multipliziert mit einen Skalenfaktor) und Auswählen eines Wertes für jedes der Schaltkreiselemente auf der Grundlage der ausgewählten Schaltkreisantwortvariablen, um ein anfängliches Filterschaltkreisdesign zu erzeugen.
Das Verfahren umfasst weiter Transformieren des oder der resonanten Elemente(s) und des oder der anderen reaktiven Schaltkreiselemente(s) des anfänglichen Filterschaltkreisdesigns in zumindest ein Akustikresonatormodell, um ein Akustikfilterschaltkreisdesign zu erzeugen. In einer Ausführungsform ist das Akustikresonatormodell ein Butterworth-Van Dyke-(BVD)-Modell. In diesem Fall kann der oder das andere reaktive Schaltkreiselement(e) einen Admittanzinverter im Nebenschluss in Reihe mit der parallelen L-C-Resonator-Kombination im Nebenschluss und eine nicht resonante Suszeptanz parallel mit der parallelen L-C-Resonatorkombination im Nebenschluss aufweisen und die parallele L-C-Resonatorkombination im Nebenschluss, der Admittanzinverter im Nebenschluss und die nicht resonante Suszeptanz im Nebenschluss kann in eines von dem oder den BVD-Modell(en) transformiert werden. Beispielsweise kann die parallele L-C-Resonatorkombination im Nebenschluss und der Admittanzinverter im Nebenschluss in eine Reihen-L-C-Resonatorkombination im Nebenschluss transformiert werden, und die Reihen-L-C-Resonatorkombination im Nebenschluss und die nicht resonante Suszeptanz im Nebenschluss in das eine BVD-Modell transformiert werden. In diesem Fall kann das eine BVD-Modell in ein BVD-Modell im Nebenschluss transformiert werden. In dieser Ausführungsform kann das reaktive Schaltkreiselement weiter zwei Admittanzinverter in Reihe aufweisen, die mit einem Knoten zwischen der parallelen L-C-Resonatorkombination im Nebenschluss und der nicht resonanten Suszeptanz im Nebenschluss verbunden sind, und wobei das BVD-Modell im Nebenschluss und die zwei Admittanzinverter in Reihe in ein BVD-Modell in Reihe und eine Reaktanz in Reihe mit dem BVD-Modell in Reihe transformiert werden.
In einer Ausführungsform wird eine Mehrzahl von resonanten Elementen, eine Mehrzahl von reaktiven Schaltkreiselementen und eine Mehrzahl von Resonatormodellen bereitgestellt. In diesem Fall kann das Verfahren weiter aufweisen Aufteilen des anfänglichen Filterschaltkreisdesigns in eine Mehrzahl von Untergruppenschaltkreisdesigns, von denen jedes eines der resonanten Elemente und eines oder mehrere der Mehrzahl von reaktiven Schaltkreiselementen aufweist, wobei für jedes Untergruppenschaltkreisdesign das resonante Element und das oder die reaktive(n) Schaltkreiselement(e) in ein entsprechendes des Akustikresonatormodells transformiert werden.
Das Verfahren weist weiter auf Addieren von parasitären Effekten zu dem Akustikfilterschaltkreisdesign, um ein voroptimiertes Filterschaltkreisdesign zu erzeugen, Optimieren des voroptimierten Filterschaltkreisdesigns, um ein abschließendes Filterschaltkreisdesign zu erzeugen (z. B. durch Eingeben des voroptimierten Filterschaltkreisdesigns in einen Filteroptimierer und Erzeugen des abschließenden Filterschaltkreisdesigns), und Aufbauen des Akustikmikrowellenfilters auf der Grundlage des abschließenden Filterschaltkreisdesigns. Ein optionales Verfahren umfasst weiter Durchführen einer Elemententfernungsoptimierung der voroptimierten Filterschaltkreisdesigns, um das abschließende Filterschaltkreisdesign zu erzeugen.
Wenn eine Mehrzahl von resonanten Elementen bereitgestellt wird, kann das Verfahren optional ein Verändern der Reihenfolge umfassen, in der die Mehrzahl von resonanten Elemente in dem voroptimierten Filterschaltkreisdesign entlang eines Signaldurchgangspfades angeordnet sind, um eine Mehrzahl von Filterlösungen zu erzeugen, Berechnen eines Leistungsparameters von jeder der Filterlösungen, Vergleichen der Leistungsparameter miteinander und Auswählen von einer der Filterlösungen als das voroptimierte Schaltkreisdesign auf der Grundlage des Vergleiches der berechneten Leistungsparameter. In einem Verfahren umfasst das abschließende Filterschaltkreisdesign eine Mehrzahl von Akustikresonatoren und die Differenz zwischen der niedrigsten Resonanzfrequenz und der höchsten Resonanzfrequenz der Mehrzahl von Akustikresonatoren in dem abschließenden Filterschaltkreisdesign ist zumindest einmal, vorzugsweise zumindest zweimal und noch bevorzugter zumindest dreimal der maximale Frequenzabstand von einem einzigen Resonator in der Mehrzahl von Akustikresonatoren.
Andere und weitere Aspekte und Merkmale der Erfindung werden durch das Lesen der folgenden detaillierten Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen offensichtlich sein, die dazu vorgesehen sind, die Erfindung zu beschreiben aber nicht zu beschränken.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Die Zeichnungen erläutern das Design und die Brauchbarkeit der bevorzugten Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung, wobei in diesen auf gleichartige Element durch gemeinsame Bezugszeichen Bezug genommen wird. Um besser zu verstehen, wie die vorgenannten und andere Vorteile und Ziele der vorliegenden Erfindung erreicht werden, wird eine weiter ins Einzelne gehende Beschreibung der vorliegenden Erfindungen, die kurz oben beschrieben wurden, durch Bezug auf spezielle Ausführungsformen davon wiedergegeben werden, die in den begleitenden Zeichnungen erläutert sind. In dem Verständnis, dass diese Zeichnungen nur typische Ausführungsformen der Erfindung darstellen und daher nicht als ihren Umfang beschränkend angesehen werden dürfen, wird die Erfindung nun mit zusätzlicher Genauigkeit und im Detail durch die Verwendung der begleitenden Zeichnungen beschrieben und erklärt werden, in denen:
1 ein Blockdiagramm eines drahtlosen Telekommunikationssystems ist;
2 ein Flussdiagramm ist, das eine Netzwerksynthesetechnik illustriert, die verwendet wird, um einen Akustikfilter in Übereinstimmung mit einem Verfahren der vorliegenden Erfindungen zu designen;
3 ein schematisches Diagramm eines in-Reihe-nicht-resonanter-Knoten-Filter ist, der als anfängliche Filterschaltkreisstruktur für die Netzwerksynthesetechnik von 2 benutzt wird;
4 ein schematisches Diagramm einer parallelen L-C-Resonatorkombination der anfänglichen Filterschaltkreisstruktur von 3 ist;
5 ein äquivalentes schaltkreisschematisches Diagramm für ein Butterworth-Van Dyke(BVD)-Akustikresonatormodell ist;
6 ein Untergruppenschaltkreis ist, der von der anfänglichen Filterschaltkreisstruktur(-design) von 3 in Übereinstimmung mit der Netzwerksynthesetechnik von 2 genommen wurde, wobei ein Reihenakustikresonator in das anfängliche Filterschaltkreisdesign von 3 aufgenommen ist;
7–9 Schaltkreistransformationen sind, die nacheinander an dem Untergruppenschaltkreisdesign von 6 in Übereinstimmung mit der Netzwerksynthesetechnik von 2 vorgenommen wurden;
10 ein anderes Untergruppenschaltkreisdesign ist, das von der anfänglichen Filterschaltkreisstruktur von 3 in Übereinstimmung mit der Netzwerksynthesetechnik von 2 genommen wurde;
11–13 Schaltkreistransformationen sind, die nacheinander an dem Untergruppenschaltkreisdesign von 10 in Übereinstimmung mit der Netzwerksynthesetechnik von 2 vorgenommen wurden, wobei ein Akustikresonator im Nebenschluss in das anfängliche Filterschaltkreisdesign von 3 aufgenommen ist;
14 ein schematisches Diagramm eines Akustikfilterschaltkreisdesigns ist, das von den Untergruppenakustikschaltkreisdesigns von 9 und 13 in Übereinstimmung mit der Netzwerksynthesetechnik von 2 erzeugt wurde;
15 ein schematisches Diagramm eines voroptimierten Filterschaltkreisdesigns ist, das von den Akustikfilterschaltkreisdesign von 14 in Übereinstimmung mit der Netzwerksynthesetechnik von 2 erzeugt wurde;
16 ein Tabelle ist, die die Elementwerte des voroptimierten Filterschaltkreisdesigns von 15 illustriert;
17 eine S21-Frequenzantwortdarstellung des voroptimierten Filterschaltkreisdesigns von 15 ist;
18 ein schematisches Diagramm eines optimierten Filterschaltkreisdesigns ist, das durch Eingeben des voroptimierten Filterschaltkreisdesigns in einen computergestützten Filteroptimierer und Durchführen einer Elemententfernungstechnik in Übereinstimmung mit der Netzwerksynthesetechnik von 2 erzeugt worden ist;
19 ein Tabelle ist, die die Elementwerte des optimierten Filterschaltkreisdesigns von 18 illustriert;
20 eine S21-Frequenzantwortdarstellung des optimierten Filterschaltkreisdesigns von 18 ist;
21A und 21b S11-Frequenzantwortdarstellungen des optimierten Filterschaltkreisdesigns von 18 sind;
22–24 Schaltkreistransformationen sind, die nacheinander an dem Untergruppenschaltkreisdesign von 10 in Übereinstimmung mit der Netzwerksynthesetechnik von 2 vorgenommen wurden, wobei Akustikresonatoren im Nebenschluss in die resonanten Zweige des anfänglichen Filterschaltkreisdesigns von 3 aufgenommen wurden;
25 ein schematisches Diagramm eines Akustikfilterschaltkreisdesigns ist, das von den Untergruppenakustikschaltkreisdesigns von 24 in Übereinstimmung mit der Netzwerksynthesetechnik von 2 erzeugt wurde;
26 ein schematisches Diagramm eines voroptimierten Filterschaltkreisdesigns ist, das von der Akustikfilterschaltkreisstruktur von 25 in Übereinstimmung mit der Netzwerksynthesetechnik von 2 erzeugt wurde;
27 ein Tabelle ist, die die Elementwerte des voroptimierten Filterschaltkreisdesigns von 26 illustriert;
28 eine S21-Band 5-Frequenzantwortdarstellung des Filterschaltkreisdesigns von 25 nach der Optimierung ist;
29 eine S21-Band 8-Frequenzantwortdarstellung des Filterschaltkreisdesigns von 25 nach der Optimierung ist;
30 ein schematisches Diagramm von noch einem anderen voroptimierten Filterschaltkreisdesign ist, das in Übereinstimmung mit der Netzwerksynthesetechnik von 2 erzeugt wurde;
31 eine S21-Band 5-Frequenzantwortdarstellung des Filterschaltkreisdesigns von 30 nach der Optimierung ist; und
32 eine S21-Band 8-Frequenzantwortdarstellung des Filterschaltkreisdesigns von 30 nach der Optimierung ist.
Detaillierte Beschreibung der Ausführungsformen
Die vorliegende Offenbarung beschreibt eine Netzwerksynthesetechnik zum Designen von Akustikwellen-(AW)-Mikrowellenfiltern (wie Oberflächenakustikwellen-(SAW)-, Bulkakustikwellen-(BAW)-, Schichtbulkakustikresonator-(FBAR)mikromechanisches System-(MEMS)-Filter). Diese Netzwerksynthesetechnik ergibt leistungsfähigere und/oder kostengünstigere AW-Mikrowellenfilter (d. h. bei Frequenzen größer als 500 MHz) gegenüber vorhergehenden AW-Mikrowellenfilterdesignverfahren. Solche AW-Mikrowellenfilter können entweder Filter mit fester Frequenz und/oder abstimmbare Filter (abstimmbar hinsichtlich der Frequenz und/oder der Bandbreite und/oder der Eingangsimpedanz und/oder Ausgangsimpedanz) sein, und die können benutzt werden für ein Einzelbandfiltern oder ein Mehrfachbandpassfiltern und/oder einen Bandstopp. Solche AW-Mikrowellenfilter sind vorteilhaft bei Anwendungen, die herausfordernde elektrische und/oder umgebungsbedingte Leistungsanforderungen und/oder strenge Kosten/Größe-Beschränkungen haben, wie solche, die in den Hochfrequenz-(HF)-Frontends von Mobilkommunikationsvorrichtungen einschließlich Handys, Smartphones, Laptopcomputern, Tabletcomputern usw. oder den HF-Frontends von ortsfesten Kommunikationsvorrichtungen einschließlich M2M-Vorrichtungen, Mobilfunkbasisstationen, Satellitenkommunikationssystemen usw. vorgefunden werden.
Beispielhafte hierin beschriebene AW-Mikrowellenfilter (z. B. 28–29) zeigen eine Frequenzantwort mit einem einzigen Durchgangsband und einem einzigen Stoppband, was besonders nützlich ist in Telekommunikationsduplexern, wo ein Durchgangsband mit einem nahe beabstandeten Stoppband erforderlich ist. Beispielsweise und mit Bezug auf 1 kann ein Telekommunikationssystem 10 zur Verwendung in einer Mobilkommunikationsvorrichtung einen Sendeempfänger 12 einschließen, der fähig ist, drahtlose Signale zu senden und zu empfangen, und einen Controller/Prozessor 14, der fähig ist, die Funktionen des Sendeempfängers 12 zu steuern. Der Sendeempfänger 12 umfasst allgemein eine Breitbandantenne 16, einen Duplexer 18, der einen Transmitterfilter 24 und einen Empfängerfilter 26 hat, einen Transmitter 20, der mit der Antenne 16 über den Transmitterfilter 24 des Duplexers 18 verbunden ist, und einen Empfänger 22, der mit der Antenne 16 über den Empfängerfilter 26 des Duplexers 18 verbunden ist.
Der Transmitter 20 schließt einen Hochkonverter 28 ein, der dazu konfiguriert ist, ein Basisbandsignal, das von dem Controller/Prozessor 14 bereitgestellt wird, zu einem Hochfrequenz-(HF)-Signal zu konvertieren, einen Verstärker mit variablem Verstärkungsfaktor (VGA) 30, der dazu konfiguriert ist, das HF-Signal zu verstärken, einen Bandpassfilter 32, der dazu konfiguriert ist, das HF-Signal bei einer Betriebsfrequenz, die von dem Controller/Prozessor 14 ausgewählt wurde, auszugeben, und eine Endstufe 34, die dazu konfiguriert ist, das gefilterte HF-Signal zu verstärken, welches dann über den Transmitterfilter 24 des Duplexers 18 der Antenne 18 bereitgestellt wird.
Der Empfänger 22 schließt einen Engpass- oder Stoppbandfilter 36 ein, der dazu konfiguriert ist, Übertragungssignalinterferenz von dem HF-Signaleingang von der Antenne 16 über den Empfängerfilter 26 abzuweisen, einen Verstärker mit niedrigem Rauschen (LNA) 38, der dazu konfiguriert ist, das HF-Signal von dem Stoppbandfilter mit einem relativ niedrigen Rauschen zu verstärken, einen abstimmbaren Bandpassfilter 40, der dazu konfiguriert ist, das verstärkte HF-Signal bei einer von dem Controller/Prozessor 14 ausgewählten Frequenz auszugeben, und einen Herunterkonverter 42, der dazu konfiguriert ist, das HF-Signal zu einem Basisbandsignal 14 herunter zu konvertieren, das dem Controller/Prozessor 14 bereitgestellt wird. Alternativ kann die Funktion des Abweisens von Übertragungssignalinterferenz, die durch den Stoppbandfilter 36 geleistet wird, stattdessen durch den Duplexer geleistet werden. Oder aber die Endstufe 34 des Transmitters 20 kann designed werden, um die Übertragungssignalinterferenz zu reduzieren.
Es sollte anerkannt werden, dass das Blockdiagramm, das in 1 illustriert ist, seiner Natur nach funktional ist, und dass mehrere Funktionen durch nur eine elektronische Komponente geleistet werden können oder dass eine Funktion durch mehrere elektronische Komponenten geleistet werden kann. Beispielsweise werden die von dem Hochkonverter 28, VGA 30, Bandpassfilter 40, Herunterkonverter 42 und dem Controller/Prozessor 14 geleisteten Funktionen häufig durch einen einzigen Sendeempfängerchip geleistet. Die Funktion des Bandpassfilters 32 kann innerhalb der Endstufe 34 und des Transmitterfilters 24 des Duplexers 18 sein.
Die hierin beschriebene beispielhafte Netzwerksynthesetechnik wird verwendet, um Akustikmikrowellenfilter für das Frontend des Telekommunikationssystems 10 zu designen und für insbesondere den Transmitterfilter 24 des Duplexers 18, obwohl die gleiche Technik zum Designen von Akustikmikrowellenfiltern für den Empfängerfilter 26 des Duplexers 18 und für andere HF-Filter verwendet werden kann.
Unter Bezugnahme auf 2 wird eine beispielhafte Netzwerksynthesetechnik 50 zum Designen eines AW-Mikrowellenfilters beschrieben werden. Zunächst werden die Filteranforderungen durch die Verwendung des Filters (Schritt 52) etabliert, wobei diese die Frequenzantworterfordernisse (einschließlich Durchgangsband, Rückflussdämpfung, Einfügedämpfung, Abweisung, Linearität, Rauschzahl, Eingangs- und Ausgangsimpedanzen usw.) wie auch die Größen- und Kostenanforderungen und die umgebungsbedingten Anforderungen wie Betriebstemperaturbereich, Vibration, Ausfallrate usw. einschließen. In der erläuterten Ausführungsform zielt das Design auf die folgenden Erfordernisse ab: Ein Durchgangsband von 1850 MHz bis 1910 MHz mit einem maximalen Einfügedämpfungserfordernis von 2 dB und drei Stoppbänder, ein erstes von 1930 MHz bis 1990 MHz mit einer Mindestabweisung von 44 dB, ein zweites von 2010 MHz bei 2025 MHz und einer Mindestabweisung von 20 dB und ein drittes von 2110 MHz bis 2155 MHz mit einer Mindestabweisung von 45 dB.
Als nächstes werden die strukturellen Typen der in dem AW-Filter zu verwendenden Schaltkreiselemente ausgewählt, beispielsweise werden der strukturelle Typ des Resonators (SAW, BAW, FBAR, MEMS usw.) und die Typen von Induktor, Kondensator und Schalter zusammen mit den zu verwendenden Materialien, um diese Schaltkreiselemente herzustellen, einschließlich der Verpackungs- und Montagetechnik zum Herstellen des Filters ausgewählt (Schritt 54). In dem speziellen hierin beschriebenen Beispiel sind die Auswahl der Schaltkreiselementtypen SAW-Resonatoren und Kondensatoren, die auf einem Substrat bestehend aus unter 42-Grad-XY-geschnittenem LiTaO₃ aufgebaut sind.
Dann wird eine anfängliche Schaltkreisstruktur wie eine in Reihe-nicht-resonanter-Knoten oder in Reihe oder in Reihe mit Kreuzkopplungen oder in Reihe-nicht-resonante-Knoten mit Kreuzkopplungen usw. ausgewählt auf der Grundlage des oder der Durchgangsbänder und/oder des oder der Stoppbänder, die von den Frequenzantworterfordernissen erhalten wurden (Schritt 56). In der illustrierten Ausführungsform ist die ausgewählte anfängliche Schaltkreisstruktur die in Reihe-nicht-resonante-Knoten-Struktur wie die, die in den US-Patenten Nr. 7,719,382 , 7,639,101 , 7,863,999 , 7,924,114 , 8,063,714 und der provisorischen US-Patentanmeldung Seriennummer 61/802,114, bezeichnet “Element Removal Design in Microwave Filters” beschrieben sind. Für die Zwecke dieser Beschreibung soll sich der Begriff “Struktur” auf die Elementtypen und ihre Verbindungen untereinander ohne Berücksichtigung der Werte der Elemente beziehen.
Bezug nehmend auf 3 umfasst eine solche Ausführungsform einer in Reihenicht-resonter-Knoten anfänglichen Filterschaltkreisstruktur 100 allgemein einen Signalübertragungspfad 102, der einen Eingang 104 (repräsentiert durch den Knoten S) und einen Ausgang (repräsentiert durch den Knoten L) hat, eine Mehrzahl von Knoten 108 (repräsentiert durch Knoten S, 1, 2...n), die entlang des Signalübertragungspfads 102 angeordnet sind, eine Mehrzahl von resonanten Zweigen 110, die jeweils die Knoten 108 mit der Erde verbinden, und eine Mehrzahl von nicht resonanten Zweigen 112, die jeweils die Knoten 108 mit der Erde in jeweiligen parallel zu den resonanten Zweigen 110 verbinden.
Die anfängliche Filterschaltkreisstruktur 100 umfasst weiter eine Mehrzahl von resonanten Elementen im Nebenschluss 114 (repräsentiert durch Suszeptanzen B^R1, B^R2...B^Rn), die jeweils in den resonanten Zweigen 110 angeordnet sind, und eine Mehrzahl von nicht resonanten Elementen im Nebenschluss 116 (repräsentiert durch Admittanzinverter J₁₁, J₂₂...J_nn) in Reihe mit den resonanten Elementen 114. Die anfängliche Filterschaltkreisstruktur 100 umfasst weiter eine Mehrzahl von nicht resonanten Elementen im Nebenschluss 118, von denen zwei den Knoten S und den Knoten L mit der Erde verbinden (repräsentiert durch Suszeptanzen B^NS bzw B^NL), und von denen vier in den nicht resonanten Zweigen 110 (repräsentiert durch B^N1, B^N2...B^Nn) angeordnet sind. Die anfängliche Filterschaltkreisstruktur 100 umfasst weiter eine Mehrzahl von nicht resonanten Elementen in Reihe 120 (repräsentiert durch Admittanzinverter J_S1, J₁₂, J₂₃...J_n-1,n, J_nL), die jeweils die Knoten S, 1, 2...n, L zusammenkoppeln.
Die anfängliche Filterschaltkreisstruktur 100 kann weiter eine Mehrzahl von Abstimmelementen (nicht gezeigt) zum Anpassen der Frequenzen der resonanten Elemente 114 und/oder anderer Werte der nicht resonanten Elemente 120 umfassen und einen elektrischen Controller (nicht gezeigt), der zum Abstimmen der anfänglichen Filterschaltkreisstruktur 100 auf ein ausgewähltes Engband innerhalb eines gewünschten Frequenzbereichs durch Variieren von ausgewählten der nicht resonanten Elemente 116–120 konfiguriert ist. Daher ist die anfängliche Filterschaltkreisstruktur 100 nützlich für eine Netzwerksynthese von umkonfigurierbaren Bandpassfiltern, vorausgesetzt, dass die resonanten Elemente mit hohem Q-Faktor, die verwendet werden, um die Suszeptanz B^R-Werte zu realisieren, durch eine parallele L-C-Resonatorkombination. d. h. einen Schwingkreis wie in 4 gezeigt, wohlbeschrieben sind.
Die resonanten Elemente mit hohem Q-Faktor 114 werden besser unter Verwendung eines Butterworth-Van Dyke (BVD) Modells 122 beschrieben, das in 5 illustriert ist. BVD-Modelle 122 können auch SAW-Resonatoren beschreiben, die hergestellt werden können durch Anordnen von interdigitalen Wandlern (IDTs) auf einem piezoelektrischen Substrat wie einem kristallinen Quarz, Lithiumniobat (LiNbO₃), Lithiumtantalat-(LiTaO₃)-Kristallen oder BAW-(einschließlich FBAR-)Resonatoren, die in Materialien wie Quarz oder Aluminiumnitrid hergestellt sind, oder MEMS-Resonatoren. Das BVD-Modell 112 schließt eine Bewegungskapazität C_m 124, eine statische Kapazität C₀ 126 und eine Bewegungsinduktivität L_m 128 ein. Die Bewegungskapazität C_m 124 und die Bewegungsinduktivität L_m 128 können von den Wechselwirkungen von elektrischem und akustischem Verhalten herrühren und können daher als der Bewegungsarm des BVD-Modells 122 bezeichnet werden. Die statische Kapazität C₀ 126 kann von dem elektrischen Verhalten der Struktur allein (Leiter, Dielektrika und Lücken) resultieren und kann daher als die statische (Nichtbewegungs-)Kapazität des BVD-Modells 122 bezeichnet werden. Die Parameter sind durch die folgenden Gleichungen miteinander verbunden:
wobei ω_R und ω_A die jeweiligen Resonanz- und Antiresonanzfrequenzen für irgendeinen gegebenen Akustikresonator sein können und Gamma γ kann von einer Materialeigenschaft abhängig sein, die weiter definiert sein kann durch:
Typische γ-Werte können von ungefähr 12 bis ungefähr 18 für 42-Grad-X-Y geschnittenes LiTaO₃ reichen. Der Frequenzabstand eines Akustikresonators meint die Differenz zwischen seiner Resonanzfrequenz und seiner Antiresonanzfrequenz. Der prozentuale Abstand eines Akustikwellenresonators ist der prozentuale Frequenzabstand zwischen seiner Resonanzfrequenz und seiner Antiresonanzfrequenz und kann wie folgt errechnet werden:
wobei γ das Verhältnis der statischen zu der Bewegungskapazität des Resonators ist (Gleichung [4]), wie es durch die Materialeigenschaften des piezoelektrischen Materials bestimmt und durch die Geometrie der Vorrichtung modifiziert ist.
Die Resonanzfrequenz ω_R eines Akustikresonators bedeutet die Frequenz, wo der Betrag der Impedanz ein lokales Minimum erreicht und die Phase der Impedanz durch Null geht. Die Antiresonanzfrequenz ω_A eines Akustikresonators bedeutet die Frequenz, wo der Betrag der Impedanz ein lokales Maximum erreicht und die Phase der Impedanz durch Null geht.
Es kann aus Gleichung [1] verstanden werden, dass die Resonanzfrequenz von jedem der Akustikresonatoren von dem Bewegungsarm des BVD-Modells 122 abhängen wird, während die Filtercharakteristiken (z. B. die Bandbreite) stark von γ in Gleichung [2] beeinflusst werden. Der Gütefaktor (Q) für einen Akustikresonator 122 kann eine wichtige Gütezahl beim Akustikfilterdesign sein, die mit der Dämpfung des Elements innerhalb des Filters in Beziehung steht. Q eines Schaltkreiselements repräsentiert das Verhältnis der pro Zyklus gespeicherten Energie zu der pro Zyklus dissipierten Energie. Der Q-Faktor modelliert die wahre Dämpfung in jedem Akustikresonator und es kann im Allgemeinen mehr als ein Q-Faktor erforderlich sein, um die Dämpfung in einem Akustikresonator zu beschreiben. Q-Faktoren können wie folgt für die Filterbeispiele definiert sein. Die Bewegungskapazität C_m 124 kann ein assoziiertes Q haben, das definiert ist als Q_cm = 10⁸; die statische Kapazität C₀ 12 kann ein assoziiertes Q haben, das definiert ist als Q_c0 = 200; und die Bewegungsinduktivität L_m 128 kann ein assoziiertes Q haben, das definiert ist als Q_Lm = 1000. (Hier ist der Einfachheit halber die Dämpfung in der Bewegungsresonanz in der Bewegungsinduktivität zusammengefasst und die Bewegungskapazität wird als im Wesentlichen dämpfungslos angesehen.) Schaltkreisdesigner mögen SAW-Resonatoren typischerweise charakterisieren durch die Resonanzfrequenz ω_R, die statische Kapazität C₀, Gamma γ und den Gütefakor QL_m. Für kommerzielle Anwendungen kann QL_m ungefähr 1000 sein für SAW-Resonatoren und ungefähr 3000 für BAW-Resonatoren.
Wieder Bezug nehmend auf 2 werden die Frequenzantworterfordernisse dann in einen normalisierten Designraum abgebildet (Schritt 58). Das Abbilden kann unter Verwendung eines geeigneten Algorithmus durchgeführt werden wie einer Quadratwurzel/quadratische-Abbildungstechnik (siehe George L. Matthaei, „Microwave Filters, Impedance-Matching Networks, and Coupling Structures“, McGraw-Hill Book Company, S. 95–97, 438–440 (1964)) oder einer für Akustikwellenresonatoren mehr geeignete logarithmische/exponentielle-Abbildungstechnik.
Eine attraktive logarithmische Abbildungstechnik nutzt die folgenden Gleichungen:
wobei 2πω_p die geometrische Zentrumsfrequenz des Durchgangsbandes oder Stoppbandes ist, 2πω ist die reale Frequenz, Ω ist die abgebildete Frequenz, γ ist das Verhältnis der statischen zu der Bewegungskapazität des Resonators und Ω_R ist die abgebildete resonante Frequenz des Resonators und Ω_A ist die abgebildete Antiresonanzfrequenz des Resonators.
Als nächstes werden dämpfungslose Schaltkreisantwortvariablen in der Form eines Verhältnisses von Zählerpolynomen, die Durchgangsnullstellen definieren, und Nennerpolynomen, die Reflexionsnullstellen definieren, multipliziert mit einem Skalenfaktor bereitgestellt, wie dieses in Gleichung [1] zur Verfügung gestellt wird (Schritt 60). Im Allgemeinen kann die Gesamtzahl der Durchgangsnullstellen größer gleich oder größer als die Gesamtzahl der Reflexionsnullstellen sein und häufig werden eine oder mehrere Reflexionsnullstellen außerhalb jedweden Durchgangsbandes des Filters liegen.
Als nächstes werden dann die abgebildeten und normalisierten Schaltkreiselementwerte für die anfängliche Filterschaltkreisstruktur 100 ausgehend von diesen Polynomen unter Verwendung einer Kopplungsmatrix oder von Parameterextraktionsverfahren oder äquivalenten Schaltkreissynthesetechniken (Schritt 62) berechnet, um einen anfängliches dämpfungsloses Schaltkreisdesign zu erzeugen. Für die Zwecke dieser Beschreibung soll sich ein “Schaltkreisdesign” auf die Schaltkreisstruktur unter Berücksichtigung der Werte der Elemente, die die Schaltkreisstruktur bilden, beziehen.
Als nächstes können dann äquivalente Schaltkreistransformationen durchgeführt werden, um die Anzahl der Schaltkreiselemente zu reduzieren oder den Typ von Schaltkreiselementen, die Größe des Schaltkreises oder die Realisierbarkeit von individuellen Schaltkreiselementen zu verändern, um ein Akustikfilterschaltkreisdesign zu erzeugen (Schritt 64). Diese Transformationen verändern nicht substantiell die Antwort des anfänglichen dämpfungslosen Schaltkreisdesigns und können äquivalente Schaltkreistransformationen verwenden wie ein Gleichsetzen eines J-Inverters mit einem äquivalenten kapazitiven oder induktiven PI- oder T-Netzwerk. Beispielsweise kann eine Resonator im Nebenschluss/zwei J-Inverter-Kombination in einen einzigen Reihenresonator transformiert werden; eine Reihenresonator/zwei J-Inverter-Kombination kann in einen einzigen Nebenschlussresonator transformiert werden, mehrere parallele Kondensatoren können in einen einzigen Kondensator kombiniert werden, oder um sonstwie Kondensatoren zu eliminieren, können negative Kondensatoren durch Kombination mit positiven parallelen Kondensatoren entfernt werden, um einen einzigen positiven Kondensator zu ergeben, mehrere Reiheninduktoren können in einen einzigen Induktor kombiniert werden, oder um sonstwie Induktoren zu eliminieren können negative Induktoren durch Kombinieren mit positiven Reiheninduktoren entfernt werden, um einen einzigen positiven Induktor zu ergeben, oder andere äquivalente Schaltkreistransformationen können durchgeführt werden, um einen dämpfungslosen Schaltkreis zu erhalten, der die Zielschaltkreisantwort haben aber kleiner sein, weniger kostenintensiv und/oder besser realisierbar sein kann als das anfängliche dämpfungslose Schaltkreisdesign.
Bedeutsamerweise entsteht, obwohl die akustischen Resonanzelemente B^R am Besten durch das in 5 illustrierte BVD-Modell 122 beschrieben werden, eine Herausforderung, da das BVD-Modell 122 durch seine zusätzliche statische Kapazität C₀ nicht direkt in das L-C äquivalente anfängliche Filterschaltkreisdesign 100 integriert werden kann, das in 4 illustriert ist. Daher beinhaltet eine spezielle Art Schaltkreistransformation das Transformieren des anfänglichen Filterschaltkreisdesigns 100 in eine geeignete Struktur, in die ein Akustikresonatormodell und in diesem Fall ein BVD-Modell 122 integriert werden kann. Diese Schaltkreistransformation kann am Besten durchgeführt werden, indem das anfängliche Filterschaltkreisdesign 100 in mehrere Untergruppen gleich der Anzahl der resonierenden Elemente 114 aufgeteilt wird. Jede Untergruppe schließt Schaltkreiselemente ein, die mit jedem Knoten verbunden sind, mit dem ein resonanter Zweig 110 und ein nicht resonanter Zweig 112 gekoppelt sind. Die Natur von jeder Untergruppe wird davon abhängen, ob ein Akustikresonator im Nebenschluss oder ein Akustikresonator in Reihe gewünscht wird.
Beispielsweise schließt in einer Transformationstechnik, die einen Reihenakustikresonator in das anfängliche Filterschaltkreisdesign 100 integriert, ein spezielles Untergruppenschaltkreisdesign ein resonantes Element 114 (Suszeptanz B^R), das von dem jeweiligen Knoten 108 mit der Erde verbunden ist, ein nicht resonantes Element 116 (Admittanzinverter J), das in Reihe mit dem resonanten Element 114 gekoppelt ist, ein nicht resonantes Element 118 (Suszeptanz B^N), das von dem jeweiligen Knoten 108 mit der Erde gekoppelt ist, parallel mit dem resonanten Element 114 (Suszeptanz B^R) und zwei nicht resonante Elemente 120 (Admittanzinverter J), die in Reihe mit dem jeweiligen Knoten 108 verbunden sind, ein. Beispielsweise und wie in 6 illustriert schließt eine Untergruppe 130a den Knoten 1 ein und daher ist das resonante Elemente B^R1 von dem jeweiligen Knoten 108 aus mit der Erde verbunden, ist das Admittanzinverterelement J₁₁ in Reihe mit dem resonanten Element B^R1 gekoppelt, ist das nicht resonante Element B^N1 von dem jeweiligen Knoten 108 aus mit der Erde parallel mit dem resonanten Element B^R1 verbunden, und zwei Admittanzinverter J_S1 und J₁₂ sind in Reihe mit dem jeweiligen Knoten 108 verbunden.
Wie in 7 gezeigt, wird der Admittanzinverter J₁₁ durch ein kapazitives PI-Netzwerk (Kondensatoren –C₁₁, C₁₁, und –C₁₁) ersetzt, und das resonierende Element B₁ ^R wird ersetzt durch eine parallele L-C-Resonatorkombination einer Induktivität (Spule L^R1) und einer Kapazität (Kondensator C^R1). Die Schaltkreisunterstruktur 132, die von dem PI-Netzwerk, das aus Kondensatoren –C₁₁, C₁₁, und –C₁₁ und der parallelen L-C-Resonatorkombination der Spule L^R1 und des Kondensators C^R1 besteht, kann in eine Reihen-L-C-Resonatorkombination 134 aus einer Induktivität (Spule L^R1’) und einer Kapazität (Kondensator C^R1’) transformiert werden. Bedeutsamerweise kann diese L-C-Kombination 134 durch den Reihenresonanzabschnitt eines BVD-Modells 122 realisiert werden, so dass sie besser in die Schaltkreisunterstruktur 132 integriert werden kann.
Um das BVD-Modell 122 in die Schaltkreisunterstruktur 132 zu integrieren, muss die statische Kapazität C₀ des BVD-Modells 122 untergebracht werden. Dies kann, wie in 8 gezeigt, erreicht werden durch Ersetzen der parallelen Suszeptanz B₁ ^N durch eine Kapazität (C₀ ^R1’ und Suszeptanz B^N1’). C₀ ^R1’ repräsentiert die statische Kapazität des BVD-Modells 122 und B^N1’ ist gegeben durch die Beziehung B^N1 – ω(C₀ ^R1). Die Suszeptanz B^N1’, zwei Reihenadmittanzinverter J_S1 und J₁₂ und der Akustikresonator 122 im Nebenschluss kann dann, wie in 9 illustriert, in einen Reihenakustikresonator 122a und eine Reihenreaktanz 136 (bezeichnet X₁) transformiert werden.
In einer Transformationstechnik, die einen Akustikresonator im Nebenschluss in das anfängliche Filterschaltkreisdesign 100 integriert, schließt ein spezielles Untergruppenschaltkreisdesign ein resonantes Element 114 (Suszeptanz B^R), das von dem jeweiligen Knoten 108 mit der Erde verbunden ist, ein nicht resonantes Element 116 (Admittanzinverter J), das in Reihe mit dem resonanten Element 114 gekoppelt ist, und ein nicht resonantes Element 118 (Suszeptanz B^N), das von dem jeweiligen Knoten 108 mit der Erde gekoppelt ist, parallel mit dem resonanten Element 114 (Suszeptanz B^R) ein. Beispielsweise und wie in 10 illustriert schließt eine Untergruppe 130b den Knoten 2 ein und daher ist das resonante Elemente B^R2 von dem jeweiligen Knoten 108 aus mit der Erde verbunden, ist das Admittanzinverterelement J₂ in Reihe mit dem resonanten Element B^R2 gekoppelt und ist das nicht resonante Element B^N2 von dem jeweiligen Knoten 108 aus mit der Erde parallel mit dem resonanten Element B^R2 verbunden.
Wie in 11 gezeigt wird der Admittanzinverter J₂₂ durch ein kapazitives PI-Netzwerk (Kondensatoren –C₂₂, C₂₂, und –C₂) ersetzt, und das resonierende Element B^R2 wird ersetzt durch eine parallele L-C-Resonatorkombination einer Induktivität (Spule L^R2) und einer Kapazität (Kondensator C^R2). Die Schaltkreisunterstruktur 132, die von dem PI-Netzwerk, das aus Kondensatoren –C₂₂, C₂₂, und –C₂₂ und der parallelen L-C-Resonatorkombination der Spule L^R2 und des Kondensators C^R2 besteht, kann in eine Reihen-L-C-Resonatorkombination 134 aus einer Induktivität (Spule L^R2’) und einer Kapazität (Kondensator C^R2’) transformiert werden. Bedeutsamerweise kann diese L-C-Kombination 134 durch den Reihenresonanzabschnitt eines BVD-Modells 122 realisiert werden, so dass sie besser in die Schaltkreisunterstruktur 132 integriert werden kann.
Um das BVD-Modell 122 in die Schaltkreisunterstruktur 132 zu integrieren, muss die statische Kapazität C₀ des BVD-Modells 122 untergebracht werden. Dies kann, wie in 12 gezeigt, erreicht werden durch Ersetzen der parallelen Suszeptanz B^2N durch eine Kapazität (C₀ ^R1’ und Suszeptanz B^N1’). C₀ ^R2’ repräsentiert die statische Kapazität des BVD-Modells 122, und B^N2’ ist gegeben durch die Beziehung B^N2 – ω(C₀ ^R2). Somit kann, wie in 13 gezeigt, ein Akustikresonator im Nebenschluss 122b realisiert werden.
Es kann eingesehen werden, dass das anfängliche Filterschaltkreisdesign 100 in zwei alternierende Untergruppen 130a und 130b derart unterteilt werden kann, das ein Filterschaltkreisdesign erzeugt werden kann, das alternierende Reihenakustikresonatoren 122a und Resonatoren 122b im Nebenschluss hat. Beispielsweise kann ein anfängliches Filterschaltkreisdesign 100 mit neun Resonatoren B^R in eine Akustikfilterschaltkreisstruktur 150a transformiert werden, die, wie in 14 illustriert, fünf Reihenakustikresonatoren 122a und vier Akustikresonatoren im Nebenschluss 122b hat, die in alternierender Weise angeordnet sind.
Obwohl der Schaltkreistransformationsschritt beschrieben ist als auf dem anfänglichen Filterschaltkreisdesign (d. h. nach Berechnen der abgebildeten und normalisierten Schaltkreiselementwerte) durchgeführt, sollte gewürdigt werden, dass der Schaltkreistransformationsschritt auf der anfänglichen Filterschaltkreisstruktur (d. h. vor dem Berechnen der Abbildung und der normalisierten Schaltkreiselementwerte) durchgeführt werden kann, um eine Akustikfilterschaltkreisstruktur zu erzeugen, wobei in diesem Fall die abgebildeten und normalisierten Schaltkreiselementwerte für die Akustikfilterschaltkreisstruktur berechnet werden können, um ein Akustikfilterschaltkreisdesign zu erzeugen.
Zurück auf 2 Bezug nehmend werden die Schaltkreiselementwerte des Akustikfilterschaltkreisdesigns 150a in Übereinstimmung mit dem Inversen der Abbildungstechnik, die anfänglich benutzt wurde, um die Frequenzantworterfordernisse in den normalisierten Designraum abzubilden, zurück in den realen Designraum abgebildet (d. h. dämpfungslose Schaltkreiselemente (L´s und C´s) mit realen Frequenzen) (Schritt 66). Wenn beispielsweise die logarithmische Abbildungstechnik von Gleichung [5] verwendet wurde, um der Frequenzantworterfordernisse in den normalisierten Raum abzubilden, dann kann die folgende logarithmische Zurückabbildungsgleichung benutzt werden, um die normalisierten Schaltkreiselementwerte in den realen Designraum zurück abzubilden: ω = ω_p(1 + 1 / γ)^Ω/2 [7]
Bemerkenswerterweise kann jedweder B-Wert abhängig vom Vorzeichen von B entweder durch ein L oder C realisiert werden. Das Zurückabbilden der normalisierten Schaltkreiswerte ergibt den realisierten Schaltkreis, der in 15 gezeigt ist, zusammen mit den Werten der Resonanzfrequenzen ω_R und statischen Kapazitäten C₀ für jeden Resonator und, wie in 16 gezeigt, den Kapazitäten und Induktivitäten der Kondensatoren und Spulen, die, wenn simuliert, in der in 17 illustrierten Frequenzantwort resultierten. (Man beachte: Die Spule L1 und der Kondensator C1 werden am Ende der Synthese durch Polextraktion hinzugefügt, um gleiche Eingangs- und Ausgangsimpedanzen des Netzwerkes bereitzustellen.)
Als nächstes werden parasitäre Effekte zu dem Akustikfilterschaltkreisdesign 150a unter Verwendung eines elektromagnetischen Simulators wie der Sonnet^®-Software hinzugefügt, und es werden Sammelschienen-(Verbindungs-)Dämpfungen hinzugefügt, um zu einem voroptimierten Filterschaltkreisdesign zu gelangen (Schritt 68). Die Dämpfungen der Akustikresonatoren können durch Zuordnen eines Q-Faktors für die jeweiligen Schaltkreiselemente einbezogen werden. In dieser Ausführungsform hat die Bewegungskapazität C_m 124 ein zugeordnetes Q definiert als Q_cm = 10⁸, die statische Kapazität C₀ 126 hat ein zugeordnetes Q definiert als Q_c0 = 200 und die Bewegungsinduktivität L_m 128 hat ein zugeordnetes Q definiert als Q_Lm = 1000. Die verbleibenden Spulen haben ein zugeordnetes Q definiert als Q_u = 60, und die verbleibenden Kondensatoren haben ein zu geordnetes Q definiert als Q_u = 200. Ein Sammelschienen-(Verbindungs-)Widerstand von R_S = 0,5 Ohm wird auch für jeden Akustikresonator hinzugefügt.
Dann wird das voroptimiertes Filterschaltkreisdesign in einen computergestützten Filteroptimierer eingegeben, um ein abschließendes Filterschaltkreisdesign zu erzeugen (Schritt 70). In einem optionalen Verfahren wird eine Elemententfernungsoptimierungs-(ERO)-Technik während der Optimierung implementiert, wobei unnötige oder „verschwindende“ Filterschaltkreiselemente entfernt oder zu einfacheren Schaltkreiselementen reduziert werden, was in dem in 18 illustrierten abschließenden Filterschaltkreisdesign resultiert. Die ERO-Technik ist in der provisorischen US-Patentanmeldung Seriennummer 61/802,114 mit dem Titel „Element Removal Design in Microwave Filters” beschrieben. Die Optimierung und ERO-Technik resultierte in Resonanzfrequenzen ω_R und statischen Kapazitäten C₀ für jeden Resonator und Kapazitäten für die Kondensatoren wie in 19 gezeigt, was in der Simulation in der in 20 illustrierten Frequenzantwort resultierte, die die Zielfrequenzantworterfordernisse erfüllt.
Bemerkenswerterweise wird erwartet, dass die Mehrfachbandfilter, die in Übereinstimmung mit der in 2 illustrierten Netzwerksynthesetechnik designed worden sind, Resonanzen und Resonatoren mit Resonanzfrequenzen haben werden, die einen Bereich umspannen, der relativ groß ist im Gegensatz zu Mikrowellenakustikfiltern, die gemäß Bilddesigntechniken aus dem Stand der Technik und einfachen Erweiterungen davon designed worden sind.
Beispielsweise ist ein Maß, mit dem der Bereich der Resonanzfrequenzen eines Filters oder seiner Resonatoren verglichen werden kann, der Frequenzabstand des Resonators in dem Filter mit der höchsten Resonanzfrequenz. Für ein 42-Grad-XY-geschnittenes LiTaO₃-Substrate ist γ größer als ungefähr 12. Jedwede parasitäre Kapazität von der Realisierung des Akustikresonators kann das γ erhöhen und dadurch den prozentualen Abstand verringern, während eine parasitäre Induktivität das γ effektiv verringern kann. In diesem Beispiel ist für γ = 12 der prozentuale Abstand 4,0833% und daher ist der Abstand des Resonators mit der höchsten Resonanzfrequenz ungefähr 88,1 MHz (d. h. eine Resonanzfrequenz von 2151,57 MHz mal den prozentualen Abstand von 4,0833%). Ein anderes Maß, mit dem der Bereich der Resonanzfrequenzen eines Filters oder seiner Resonatoren verglichen werden kann, ist der mittlere Frequenzabstand seiner Resonatoren, in diesem Fall 77,32 MHz.
Im Gegensatz zu dem Frequenzabstand eines Akustikresonators bedeutet die „Frequenzdifferenz“ zwischen zwei Akustikresonatoren die absolute Frequenzdifferenz zwischen den Resonanzfrequenzen der beiden Resonatoren und die Frequenzdifferenz zwischen zwei Resonanzen eines Filters ist die absolute Frequenzdifferenz zwischen den beiden Resonanzen. 21(a) und 21(b) zeigen die Rückflussdämpfung (S11) des Filters, der in 18–19 definiert ist. Rückflussdämpfungsminima entsprechen Resonanzen des Filterschaltkreises und entsprechen auch Reflexionsnullstellen des anfänglichen Filterschaltkreisdesigns. 21(a) zeigt die Resonanz des Filters, die in erster Linie für die Ausbildung des Filterdurchgangsbandes, N1 bis N7, verantwortlich ist. Die Frequenzdifferenz zwischen der in 21(a) gezeigten höchsten und der niedrigsten Resonanz ist 102 MHz oder ungefähr 1,32-mal der mittlere Frequenzabstand der Resonatoren. Daneben ist die Frequenzdifferenz zwischen der höchsten und niedrigsten Resonanz der kombinierten 21(a) und 21(b) 349 MHz (2173–1824 MHz) oder ungefähr 4,51-mal der mittlere Frequenzabstand der Resonatoren, während die Frequenzdifferenz zwischen der höchsten und niedrigsten Resonanz in dem Filter 459,37 MHz (2151,57–1892,2 MHz) oder ungefähr 5,94-mal der mittlere Frequenzabstand der Resonatoren ist.
Es wird daher erwartet, dass die Differenz zwischen der niedrigsten Resonanzfrequenz und der höchsten Resonanzfrequenz der Durchgangsbandresonanzen in dem abschließenden Filterschaltkreisdesign zumindest 1,25-mal der mittlere Abstand der Resonatoren sein wird.
Es wird erwartet, dass Multibandfilter, die in Übereinstimmung mit der in 2 illustrierten Netzwerksynthesetechnik designed sind, Resonatoren wie auch Resonanzen entsprechend den Reflexionsnullstellen haben werden, die relativ weit entfernt von dem Durchgangsband lokalisiert sind, im Gegensatz zu Filtern, die in Übereinstimmung mit aus dem Stand der Technik bekannten Bilddesigntechniken designed sind, bei denen die Resonatoren und Resonanzen, die Reflexionsnullstellen entsprechen, auf das Durchgangsband oder sehr nahe zu diesem beschränkt sind.
Resonanzen, die Reflexionsnullstellen entsprechen, treten insbesondere bei Frequenzen auf, wo die lokalen Rückflussdämpfungs-(und/oder S11-)Minima und die lokalen Einfügedämpfungs(und/oder S21-)Maxima auf innerhalb von weniger als ungefähr fünf Prozent des maximalen Frequenzabstandes zusammenfallen – weniger als ungefähr 4,405 MHz für dieses Beispiel. Alternativ treten Resonanzen, die Reflexionsnullstellen entsprechen, bei lokalen Minima und bei lokalen Maxima der Verzögerung (bzw. des Delay) von S11 auf. Wie man aus 21b sehen kann, sind einige Resonanzen, die Reflexionsnullstellen entsprechen, (insbesondere die Reflexionsnullstellen, die den Markierungen N1, N2 und N6–N9 entsprechen) außerhalb und weit entfernt von dem Durchgangsband (1850 MHz bis 1910 MHz) gelegen. Die Frequenzdifferenz zwischen Resonanz, die einer Reflexionsnullstelle entspricht, und dem nächsten Rand des Durchgangsbandes kann größer als einmal, vielleicht größer als 1,25-mal und vielleicht größer als zweimal der maximale Frequenzabstand sein (ungefähr 88,1 MHz in diesem Beispiel). In diesem speziellen Beispiel sind die Reflexionsnullstellen bis zu 3,40-mal der mittlere Frequenzabstand (77,32 MHz) von dem Rand des Durchgangsbandes aus angeordnet. Relativ zu der Durchgangsbandbreite (60 MHz) sind die Reflexionsnullstellen N1, N2 43,33% und 28,33% unter dem unteren Rand des Durchgangsbandes und die Reflexionsnullstellen N6, N7 sind 13,33% und 26,67% über dem oberen Rand des Durchgangsbandes. Die Reflexionsnullstellen N1, N2, N6 und N7 sind angrenzend aneinander. Die Reflexionsnullstellen N8, N9, die sind nicht angrenzend an die Durchgangsbandnullstellen N1, N2, N6, N7 sind, sind 311,67% und 438,33% über dem oberen Rand des Durchgangsbandes. Die Einfügedämpfung des abschließenden Filterschaltkreisdesigns ist vorzugsweise weniger als 3 dB und noch bevorzugter weniger als 2 dB.
Bezug nehmend zurück auf 2 wird, sobald das abschließende Filterschaltkreisdesign erreicht ist, ein wirklicher Mikrowellenfilter auf der Grundlage des abschließenden Filterschaltkreisdesigns erstellt (Schritt 72). Vorzugsweise werden die Schaltkreiselementwerte des wirklichen Mikrowellenfilters mit den entsprechenden Schaltkreiselementwerten des abschließenden Filterschaltkreisdesigns übereinstimmen.
Bemerkenswerterweise kann eine Erhebung von verschiedenen Frequenzantworten analysiert und an verschiedenen Punkten der Netzwerksynthesetechnik 50 verglichen werden. In einer Ausführungsform kann eine Erhebung von verschiedenen Frequenzantworten analysiert und auf der Grundlage von verschiedenen Versionen des Akustikfilterschaltkreisdesigns 150a, das bei Schritt 68 erzeugt wurde, verglichen werden, um zu einem voroptimierten Akustikfilterschaltkreisdesign zu gelangen, das in den computergestützten Filteroptimierer eingegeben wird, um bei Schritt 70 das abschließende Filterschaltkreisdesign zu erzeugen. Beispielsweise können verschiedene Akustikresonatorfrequenzanordnungen zwischen Eingang und Ausgang durchgeführt werden. Insbesondere kann die Reihenfolge, in der die Akustikresonatoren entlang des Signalübertragungsweges angeordnet sind, verändert werden, um mehrere Filterlösungen zu erzeugen, ein oder mehrere Leistungsparameter können für jede der Filterlösungen berechnet werden, der oder die Leistungsparameter für die verschiedenen Filterlösungen können miteinander verglichen werden, und die beste Filterlösung (und daher Reihenfolge der Resonatoren) kann auf der Grundlage dieses Vergleiches ausgewählt werden. Dieses Erhebungsverfahren kann alle möglichen Permutation der Reihenfolge der Akustikresonatorfrequenzen in dem realen Filterschaltkreisdesign angehen. Die Leistungsparameter können z. B. entweder bei einer spezifischen oder mehreren Frequenzen eines oder mehrere sein von einer Einfügedämpfung, Rückflussdämpfung, Gruppenverzögerung, Knotenspannungen, Zweigströme, um jede Schaltkreisantwort gegenüber gewünschten Leistungscharakteristiken in dem Filtererfordernis zu bewerten. Diese Erhebung kann quantitative oder qualitative Leistungsbewertungswerte ergeben, die anzeigen, wie gut die Leistung eines spezifischen Schaltkreises gegenüber dem Filtererfordernis ist.
In anderen Ausführungsformen kann das Erhebungsverfahren auch alle realisierbaren Werte der statischen Kapazitäten C₀ der Resonatoren angehen, alle Permutationen von positiven (induktiven) oder negativen (kapazitiven) Werte (Paritäten) von J-Invertern und alle anderen Parameter, die in dem dämpfungslosen Design variiert werden können, die zwar nicht ihre Antwortfunktion verändern mögen aber die Antwort eines realisierbaren Niedrigdämpfungsschaltkreises verändern können. Weitere Einzelheiten, die ein Erhebungsverfahren diskutieren, das Resonanzfrequenzen umordnet, sind in dem US-Patent Nr. 7,924,114 offenbart.
Obwohl die Filtererfordernisse in dieser Ausführungsform beschrieben worden sind als feste Durchgangsbänder und Stoppbänder definierend, sollte gewürdigt werden, dass die Filtererfordernisse mehrere umkonfigurierbare Durchgangsbänder und/oder Stoppbänder definieren können. Beispielsweise kann das Design in einer Ausführungsform umkonfigurierbar sein zwischen zwei Zuständen: Einem ersten Zustand (genannt Band 5), der Frequenzen zwischen 824 MHz und 849 MHz mit weniger als 3,5 dB Einfügedämpfung durchlässt und Frequenzen zwischen 869 MHz und 894 MHz mit zumindest 40 dB abweist, und einen zweiten Zustand (genannt Band 8), der Frequenzen zwischen 880 MHz und 915 MHz mit weniger als 3,5 dB Einfügedämpfung durchlässt und Frequenzen zwischen 925 MHz und 960 MHz mit zumindest 40 dB abweist (Schritt 52). Der Schaltkreiselementtyp ist ausgewählt als SAW-Resonatoren, die auf 15-Grad-Y-geschnittenen LiTaO₃-Substraten aufgebaut sind, und Kondensatoren, die auf dem 15-Grad-Y-geschnittenen LiTaO₃-Substrat integriert sind (Schritt 54).
Dann wird die in 3 illustrierte anfängliche Filterschaltkreisstruktur 100 auf der Grundlage des oder der Durchgangsbänder und/oder des oder der Stoppbänder, die von den Frequenzantworterfordernissen erhalten worden sind, ausgewählt (Schritt 56). In diesem Fall ist die Anzahl der Resonatoren sechs. Danach werden die Frequenzerfordernisse in den normalisierten Raum abgebildet (Schritt 58), eine dämpfungslose Schaltkreisantwort wird ausgewählt in der Form eines Polynomverhältnisses (Schritt 60) und die abgebildeten und normalisierten Schaltkreiselementwerte in der anfänglichen Filterschaltkreisstruktur 100 werden dann von diesen Polynomen ausgehend unter Verwendung einer Kopplungsmatrix oder von Parameterextraktionsverfahren oder äquivalenten Schaltkreissynthesetechniken berechnet, um ein anfängliches Filterschaltkreisdesign zu erzeugen (Schritt 62).
Als nächstes werden äquivalente Schaltkreistransformationen auf dem anfänglichen Filterschaltkreisdesign 100 durchgeführt, um Akustikresonatoren unterzubringen (Schritt 64). In der gleichen Weise wie oben beschrieben teilt die Schaltkreistransformation das anfängliche Filterschaltkreisdesign 100 in mehrere Untergruppenschaltkreisdesigns, die gleich der Anzahl der resonierenden Elemente 114 (in diesem Fall sechs) sind, was in sechs Akustikresonatoren im Nebenschluss resultiert.
In einer Transformationstechnik, die einen Akustikresonator im Nebenschluss in das anfängliche Filterschaltkreisdesign 100 integriert, kann die in 6 illustrierte Untergruppe 130 transformiert werden durch Ersetzen der Admittanzinverter J_S1 durch ein kapazitives PI-Netzwerk (Kondensatoren –C_S1, C_S1 und –C_S1), der Admittanzinverter J₁₂ durch ein kapazitives PI-Netzwerk (Kondensatoren –C₁₂, C₁₂ und –C₁₂), der Admittanzinverter J₁₁ durch ein kapazitives PI-Netzwerk (Kondensatoren –C₁₁, C₁₁ und –C₁₁) und des resonierenden Elementes B₁ ^R durch eine parallele L-C-Resonatorkombination einer Induktivität (Spule L^R1) und einer Kapazität (Kondensator C^R1), wie das in 22 illustriert ist. In der gleichen Wiese, die oben mit Bezug zu 7 beschrieben wurde, kann die Schaltkreisunterstruktur 132, die durch das PI-Netzwerk repräsentiert wird, das aus Kondensatoren –C₁₁, C₁₁ und –C₁₁ und der parallelen L-C-Resonatorkombination der Spule L^R1 und des Kondensators C^R1 besteht, in eine Reihen-L-C-Kombination 134 von einer Induktivität (Spule L^R1’) und einer Kapazität (Kondensator C^R1’) transformiert werden. Um die statische Kapazität C₀ des BVD-Modells 122 unterzubringen, werden die drei benachbarten parallelen Kapazitäten und Induktivitäten (–C_S1, –C₁₂ und B₁ ^N) durch eine Kapazität (C₀ ^R1’ und Suszeptanz B₁ ^N’), wie in 23 gezeigt, ersetzt. C₀ ^R1’ repräsentiert die statische Kapazität des BVD-Modells 122 und B^N1’ ist gegeben durch die Beziehung B^N1 – ω(C_S1 + C₁₂ + C₀ ^R1). Somit kann ein Akustikresonator im Nebenschluss 122 realisiert werden, wie er in 24 illustriert ist. Die anderen Untergruppen 130 des anfänglichen Filterschaltkreisdesigns 100 können in der gleichen Weise transformiert werden, um zu einer Akustikfilterschaltkreisstruktur 150b zu gelangen, die, wie in 25 illustriert, sechs Akustikresonatoren 122 im Nebenschluss hat.
Die Schaltkreiselemente der Akustikfilterschaltkreisstruktur 150b werden dann in den realen Raum zurückabgebildet (Schritt 66) und parasitäre Effekte werden zu der Akustikfilterschaltkreisstruktur 150b hinzugefügt, um zu dem voroptimierten Schaltkreisdesign zu gelangen (Schritt 68). Wie oben diskutiert können die Dämpfungen der Schaltkreiselemente durch Zuordnen eines Q-Faktors für die jeweiligen Schaltkreiselemente einbezogen werden. In dieser Ausführungsform hat die Bewegungskapazität C_m ein zugeordnetes Q definiert als Q_cm = 10⁸, die statische Kapazität C₀ hat ein zugeordnetes Q definiert als Q_c0 = 140 und die Bewegungsinduktivität L_m hat ein zugeordnetes Q definiert als Q_Lm = 3000. Die verbleibenden Spulen haben ein zugeordnetes Q definiert als Q_u = 200, und die verbleibenden Kondensatoren haben ein zu geordnetes Q definiert als Q_u = 200. Ein Sammelschienen-(Verbindungs-)Widerstand von R_S = 0.5 Ohm wird auch für jeden Akustikresonator hinzugefügt. In dieser Ausführungsform wird auch eine Schaltparasität von 3pF/(mm Gatebreite) und 1,0 Ohm*(mm Gatebreite) hinzugefügt.
Als nächstes wird das voroptimierte Filterschaltkreisdesign in einen Computerfilteroptimierer mit der optionalen ERO-Technik eingegeben, um ein abschließendes Filterschaltkreisdesign zu erzeugen (Schritt 70). Vor der Optimierung werden Schalter zu jedem Zweig hinzugefügt, in dem die Impedanz zwischen den beiden Bändern verschieden ist, so dass dadurch, wie in 26 illustriert, ein einziger Schaltkreis aus den beiden separaten zu optimierenden Designs erzeugt wird. Die Gatebreite von jedem Schalter, der Wert einer Spule oder eines Kondensators (falls erforderlich) und die Schaltkreiskonfiguration des Zweiges wird ausgewählt, so dass die Impedanz eines gegebenen Zweiges die erforderliche Band 5-Impedanz in einem Schaltzustand und die erforderliche Band 8-Impedanz in dem anderen Schaltzustand sein wird. Die ERO-Technik wird dann auf dem kombinierten Schaltkreis wiederholt. Das Optimierungsverfahren ergibt die Resonanzfrequenzen ω_R und die statischen Kapazitäten C₀ für jeden Resonator und, wie in 27 gezeigt, die Kapazitäten und Induktivitäten der Kondensatoren und Spulen, die in der Simulation in der Frequenzantwort für Band 5, die 28 illustriert ist, und der Frequenzantwort für Band 8, die in 29 illustriert ist, resultierten.
Wie vorher diskutiert kann eine Erhebung von verschiedenen Frequenzantworten analysiert und an verschiedenen Punkten der Netzwerksynthesetechnik 50 verglichen werden. In einer Ausführungsform kann eine Erhebung von verschiedenen Frequenzantworten analysiert und auf der Grundlage von verschiedenen Versionen des Akustikfilterschaltkreisdesigns 150a, das bei Schritt 68 erzeugt wurde, verglichen werden, um zu einem voroptimierten Akustikfilterschaltkreisdesign zu gelangen, das in den computergestützten Filteroptimierer eingegeben wird, um bei Schritt 70 das abschließende Filterschaltkreisdesign zu erzeugen. Beispielsweise werden Paare von Schaltkreisen (einer Band 5 und einer Band 8) erzeugt mit jeder möglichen Reihenfolge der Resonatorfrequenzen, jeder möglichen Parität der J-Inverter (Induktor oder kapazitiv) und einer Auswahl von statischen Kapazitäts-C₀-Werten für die Resonatoren. Bei diesem Erhebungsverfahren werden alle möglichen Permutationen der Resonatorfrequenzreihenfolge, alle möglichen Paritäten, ein Bereich von praktikablen statischen Kapazitäts-C₀-Werten von 0,95, 1,9, 3,8 und 7,6 pF verwendet, um die Einfügedämpfung bei der Durchgangsbandmittenfrequenz für jedes Design zu berechnen. Ein Paar von Designs (eines Band 5 und eines Band 8 mit der gleichen Resonatorreihenfolge und gleichen statischen Kapazitäts-C₀-Werten) kann dann ausgewählt werden.
Obwohl die vorausgehende Ausführungsform Durchgangsbänder und/oder Stoppbänder einschließt, die dynamisch umkonfigurierbar sind, sollte gewürdigt werden, dass ein Filter, der in Übereinstimmung mit der Netzwerksynthesetechnik aufgebaut worden ist, feste Durchgangsbänder und/oder Stoppbänder haben kann, die vor der abschließenden Fertigstellung des Filters umkonfigurierbar sind, die aber nach der Fertigstellung des Filters fest sind. Beispielsweise kann in einer in 30 illustrierten Ausführungsform ein dämpfungsloses Schaltkreismodell realisiert werden, um einen Filter zu erzeugen, der entweder ein Durchgangsband hat, das entweder bei 836,5 MHz (Band 5) oder bei 897,5 MHz (Band 8) zentriert ist. Dieser dämpfungslose Schaltkreis ist erzeugt worden durch Transformieren des anfänglichen Filterschaltkreisdesigns 100, das in 3 illustriert ist, unter Verwendung von drei SAW-Resonatoren.
In einer Transformationstechnik, die drei Akustikresonatoren im Nebenschluss in das anfängliche Filterschaltkreisdesign 100 integriert, kann die in den 10–13 illustrierte Transformationstechnik verwendet werden, um Schaltkreisuntergruppen (die jede ein resonantes Element 114 (Suszeptanz B^R), das von dem jeweiligen Knoten 108 mit der Erde verbunden ist, ein nicht resonantes Element 116 (Admittanzinverter J), das in Reihe mit dem resonanten Element 114 verbunden ist, und ein nicht resonantes Element 118 (Suszeptanz B^N), das mit dem jeweiligen Knoten 108 mit der Erde parallel zu dem resonanten Element 114 (Suszeptanz B^R) verbunden ist, einschließen) in drei Akustikresonatoren im Nebenschluss zu transformieren. Der Schaltkreiselementtyp ist ausgewählt als SAW-Resonatoren, die auf 42-Grad-Y-geschnittenen LiTaO₃-Substraten aufgebaut sind, und Kondensatoren, die auf dem 42-Grad-Y-geschnittenen LiTaO₃-Substrat integriert sind.
Der Filter kann vor der Fertigstellung umkonfiguriert werden durch Verändern der Werte der Reihenelemente zwischen den Resonatoren (in diesem Fall C_S1, C₁₂, C₂₃, C_3L) und der nicht resonanten Nebenschlusselemente (in diesem Fall L_S, L₁, L₂, L₃, L_L). Der Filter kann dann aufgebaut werden unter Verwendung entweder der Werte der nicht resonanten Elemente für Band 5 oder der Werte der nicht resonanten Elemente für Band 8. Das Optimierungsverfahren ergibt die statischen Kapazitäten C₀ für jeden Resonator und die Kapazitäten und Induktivitäten der Kondensatoren und Spulen, wie das in 30 gezeigt ist, die in der Simulation in der Frequenzantwort für Band 5, die in 31 illustriert ist, und der Frequenzantwort für Band 8, die in 32 illustriert ist, resultierten.
Obwohl verschiedene spezielle Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung gezeigt und beschrieben worden sind, sollte verstanden sein, dass die obige Diskussion nicht beabsichtigt, die vorliegende Erfindung auf diese Ausführungsformen zu beschränken. Es wird für die Fachleute offensichtlich sein, dass verschiedene Veränderungen und Modifikationen gemacht werden können, ohne von dem Geist und Bereich der vorliegenden Erfindung abzurücken. Beispielsweise hat die vorliegende Erfindung sehr wohl Anwendungen jenseits von Filtern mit einem einzigen Eingang und Ausgang, und spezielle Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung können verwendet werden, um Duplexer, Multiplexer, Channelizer, reagierende Schalter usw. auszubilden, wo dämpfungsarme selektive Schaltkreise verwendet werden können. Die vorliegende Erfindung zielt daher darauf ab, Alternativen, Modifikationen und Äquivalente abzudecken, die in den Geist und den Bereich der vorliegenden Erfindung fallen, wie sie in den Ansprüchen definiert ist.

Claims

Ein Verfahren des Designens eines Akustikmikrowellenfilters in Übereinstimmung mit Frequenzantworterfordernissen, umfassend: Auswählen einer anfänglichen Filterschaltkreisstruktur, die eine Mehrzahl von Schaltkreiselementen umfassend zumindest ein resonantes Element und zumindest ein anderes reaktives Schaltkreiselement einschließt; Auswählen von dämpfungslosen Schaltkreisantwortvariablen auf der Grundlage der Frequenzantworterfordernisse; Auswählen eines Wertes für jedes der Schaltkreiselemente auf der Grundlage der ausgewählten Schaltkreisantwortvariablen, um ein anfängliches Filterschaltkreisdesign zu erzeugen; Transformieren des zumindest einen resonanten Elementes und des zumindest einen anderen reaktiven Schaltkreiselementes des anfänglichen Filterschaltkreisdesigns in zumindest ein Akustikresonatormodell, um ein Akustikfilterschaltkreisdesign zu erzeugen; Addieren von parasitären Effekten zu dem Akustikfilterschaltkreisdesign, um ein voroptimiertes Filterschaltkreisdesign zu erzeugen; Optimieren des voroptimierten Filterschaltkreisdesigns, um ein abschließendes Filterschaltkreisdesign zu erzeugen; und Aufbauen des Akustikmikrowellenfilters auf der Grundlage des abschließenden Filterschaltkreisdesigns.
Das Verfahren von Anspruch 1, wobei die Frequenzerfordernisse eines oder mehrere umfassen von einer frequenzabhängigen Rückflussdämpfung, Einfügedämpfung, Abweisung und Linearität.
Das Verfahren von Anspruch 1, wobei die Frequenzantworterfordernisse ein Durchgangsband im 500–3500 MHz-Bereich umfassen.
Das Verfahren von Anspruch 1, wobei die Frequenzantworterfordernisse ein Durchgangsband und ein Stoppband umfassen.
Das Verfahren von Anspruch 1, wobei jeder des zumindest einen Resonators eine parallele L-C-Resonatorkombination eines Kondensators und einer Spule umfasst.
Das Verfahren von Anspruch 1, wobei das zumindest eine andere reaktive Schaltkreiselement einen Kondensator umfasst.
Das Verfahren von Anspruch 1, wobei die anfängliche Filterschaltkreisstruktur eine Reihen-nicht-resonanter-Knoten-Filterschaltkreisstruktur ist.
Das Verfahren von Anspruch 1, wobei die dämpfungslosen Schaltkreisantwortvariablen in der Form eines Verhältnisses zwischen Zählerpolynomen, die Durchgangsnullstellen definieren, und Nennerpolynomen, die Reflexionsnullstellen definieren, multipliziert mit einen Skalenfaktor sind.
Das Verfahren von Anspruch 8, wobei die Gesamtzahl der Durchgangsnullstellen gleich oder größer ist als die Gesamtzahl der Reflexionsnullstellen.
Das Verfahren von Anspruch 1, wobei jedes des zumindest einen Akustikresonatormodells ein Butterworth-Van-Dyke-(BVD)-Modell ist.
Das Verfahren von Anspruch 10, wobei der zumindest eine Resonator eine parallele L-C-Resonatorkombination im Nebenschluss aufweist, das zumindest eine andere reaktive Schaltkreiselement einen Admittanzinverter im Nebenschluss in Reihe mit der parallelen L-C-Resonator-Kombination im Nebenschluss und eine nicht resonante Suszeptanz parallel mit der parallelen L-C-Resonatorkombination im Nebenschluss aufweist und wobei die parallele L-C-Resonatorkombination im Nebenschluss, der Admittanzinverter im Nebenschluss und die nicht resonante Suszeptanz im Nebenschluss in eines von dem zumindest einen BVD-Modell transformiert werden.
Das Verfahren von Anspruch 11, wobei die parallele L-C-Resonatorkombination im Nebenschluss und der Admittanzinverter im Nebenschluss in eine Reihen-L-C-Resonatorkombination im Nebenschluss transformiert werden und die Reihen-L-C-Resonatorkombination im Nebenschluss und die nicht resonante Suszeptanz im Nebenschluss in das eine BVD-Modell transformiert werden.
Das Verfahren von Anspruch 11, wobei das BVD-Modell ein BVD-Modell im Nebenschluss ist.
Das Verfahren von Anspruch 13, wobei das zumindest eine reaktive Schaltkreiselement weiter zwei Admittanzinverter in Reihe aufweist, die mit einem Knoten zwischen der parallelen L-C-Resonatorkombination im Nebenschluss und der nicht resonanten Suszeptanz im Nebenschluss verbunden sind, und wobei das BVD-Modell im Nebenschluss und die zwei Admittanzinverter in Reihe in ein BVD-Modell in Reihe und eine Reaktanz in Reihe mit dem BVD-Modell in Reihe transformiert werden.
Das Verfahren von Anspruch 1, wobei das zumindest eine resonante Element eine Mehrzahl von resonanten Elementen aufweist, das zumindest eine andere reaktive Element eine Mehrzahl von reaktiven Schaltkreiselementen aufweist und das zumindest eine Akustikresonatormodell eine Mehrzahl von Resonatormodellen aufweist.
Das Verfahren von Anspruch 15, weiter aufweisend Aufteilen des anfänglichen Filterschaltkreisdesigns in eine Mehrzahl von Untergruppenschaltkreisdesigns, von denen jedes eines der resonanten Elemente und eines oder mehrere der Mehrzahl von reaktiven Schaltkreiselementen aufweist, wobei für jedes Untergruppenschaltkreisdesign das resonante Element und das eine oder die mehreren reaktive(n) Schaltkreiselement(e) in ein entsprechendes des Akustikresonatormodells transformiert werden.
Das Verfahren von Anspruch 1, weiter aufweisend Auswählen des strukturellen Typs von jedem von dem zumindest einen resonanten Element aus einem von einem Oberflächenakustikwellen-(SAW)-Resonator, einem Bulkakustikwellen-(BAW)-Resonator, einem Schichtbulkakustikresonator (FBAR) und einem mikromechanischen System-(MEMS)-Resonator.
Das Verfahren von Anspruch 1, weiter aufweisend: Abbilden der Frequenzantworterfordernisse in einen normalisierten Designraum, wobei die Schaltkreiselementwerte normalisierte Werte sind, die auf der Grundlage der abgebildeten Frequenzantworterfordernisse bestimmt werden; und Zurückabbilden der normalisierten Schaltkreiselementwerte des Akustikfilterschaltkreisdesigns in einen realen Designraum.
Das Verfahren von Anspruch 1, wobei das zumindest eine Resonanzelement eine Mehrzahl von Resonanzelementen aufweist.
Das Verfahren von Anspruch 19, Auswählen der Reihenfolge, in der die Mehrzahl von resonanten Elemente in dem voroptimierten Filterschaltkreisdesign entlang eines Signaldurchgangspfades angeordnet sind, um eine Mehrzahl von Filterlösungen zu erzeugen; Berechnen eines Leistungsparameters von jeder der Filterlösungen; Vergleichen der Leistungsparameter miteinander; und Auswählen von einer der Filterlösungen als das voroptimierte Schaltkreisdesign auf der Grundlage des Vergleiches der berechneten Leistungsparameter.
Das Verfahren von Anspruch 1, weiter aufweisend Durchführen einer Elemententfernungsoptimierung des voroptimierten Filterschaltkreisdesigns, um das abschließende Filterschaltkreisdesign zu erzeugen.
Das Verfahren von Anspruch 1, wobei das abschließende Filterschaltkreisdesign eine Mehrzahl von Akustikresonatoren umfasst und wobei die Differenz zwischen der niedrigsten Resonantzfrequenz und der höchsten Resonanzfrequenz der Mehrzahl von Akustikresonatoren in dem abschließenden Filterschaltkreisdesign zumindest einmal der maximale Frequenzabstand von einem einzigen Resonator in der Mehrzahl von Akustikresonatoren ist.
Das Verfahren von Anspruch 22, wobei die Differenz zwischen der niedrigsten Resonanzfrequenz und der höchsten Resonanzfrequenz von einer Mehrzahl von Resonatoren in dem abschließenden Filterschaltkreisdesign zumindest zweimal der maximale Frequenzabstand von einem einzigen Resonator in der Mehrzahl von Resonatoren ist.
Das Verfahren von Anspruch 22, wobei die Differenz zwischen der niedrigsten Resonanzfrequenz und der höchsten Resonanzfrequenz von einer Mehrzahl von Resonatoren in dem abschließenden Filterschaltkreisdesign zumindest dreimal der maximale Frequenzabstand von einem einzigen Resonator in der Mehrzahl von Resonatoren ist.
Das Verfahren von Anspruch 1, wobei das Optimieren des voroptimierten Filterschaltkreisdesigns ein Eingeben des voroptimierten Filterschaltkreisdesigns in einen Filteroptimierer umfasst, um das abschließende Filterschaltkreisdesign zu erzeugen.