DE112011104687T5

DE112011104687T5 - Kapazitiver Belegungssensor mit Resonanznetz

Info

Publication number: DE112011104687T5
Application number: DE112011104687T
Authority: DE
Inventors: Laurent Lamesch
Original assignee: IEE International Electronics and Engineering SA
Current assignee: IEE International Electronics and Engineering SA
Priority date: 2011-01-07
Filing date: 2011-12-30
Publication date: 2013-11-14
Anticipated expiration: 2031-12-31
Also published as: LU91773B1; DE112011104687B4; WO2012093080A1; US20130277351A1; US9061641B2

Abstract

Ein kapazitiver Sensor umfasst eine erfassende Antennenelektrode (10) zur kapazitiven Kopplung mit einer Gegenelektrode zur Bildung einer Kapazität (40, 42), wobei diese Kapazität auf eine das elektrische Feld beeinflussende Eigenschaft eines Objekts oder einer Person in der Nähe der Antennenelektrode anspricht. Die Gegenelektrode kann ein Teil des kapazitiven Sensors sein oder nicht. Der kapazitive Sensor umfasst ferner ein kapazitives Erfassungsnetz, das an die Antennenelektrode angeschlossen ist, um daran ein oszillierendes Signal anzulegen und die Kapazität auf Basis der Eigenschaften des oszillierenden Signals zu bestimmen. Das kapazitive Erfassungsnetz umfasst mindestens einen Induktor (16) und mehrere reaktive Komponenten (36), die derart angeordnet sind, dass sie ein Resonanznetz zusammen mit der Kapazität (40, 42) bilden, wobei die mehreren reaktiven Komponenten derart aktivierbar und deaktivierbar sind, dass sie eine Resonanzfrequenz des Resonanznetzes modifizieren.

Description

Technisches Gebiet
Die vorliegende Erfindung betrifft allgemein die kapazitive Erfassung und insbesondere die kapazitive Erfassung unter Verwendung eines Resonanznetzes. Ein Aspekt der Erfindung betrifft eine Sitzheizung und eine kapazitive Belegungserfassungsvorrichtung in Kombination.
Technischer Hintergrund
Ein kapazitiver Sensor, der von Einigen als „E-Feld-Sensor” oder „Näherungssensor” bezeichnet wird, ist ein Sensor, der ein Signal erzeugt, das auf den Einfluss dessen anspricht, was bei einem elektrischen Feld erfasst wird (eine Person, ein Körperteil einer Person, ein Haustier, ein Gegenstand usw.). Ein kapazitiver Sensor umfasst im Allgemeinen mindestens eine Antennenelektrode, an welche bei eingeschaltetem Sensor ein oszillierendes elektrisches Signal angelegt wird und welche danach ein elektrisches Feld in einem der Antennenelektrode nahen räumlichen Bereich aufbaut. Der Sensor umfasst mindestens eine Erfassungselektrode, an welcher der Einfluss eines Gegenstands oder Lebewesens auf das elektrische Feld erfasst wird. Bei einigen kapazitiven Belegungssensoren (mit dem so genannten „Lademodus”; im Engl. „loading mode”) dienen die eine oder mehreren Antennenelektroden gleichzeitig als Erfassungselektroden. In diesem Fall ermittelt die Messschaltung den Strom, der als Reaktion auf eine an sie angelegte oszillierende Spannung in die eine oder mehreren Antennenelektroden fließt. Das Verhältnis zwischen Spannung und Strom ergibt die komplexe Impedanz der einen oder mehreren Antennenelektroden. Bei einer alternativen Version kapazitiver Sensoren (kapazitive Sensoren mit „Kopplungsmodus”; im Engl. „coupling mode”) sind die sendende(n) Antennenelektrode(n) und die Erfassungselektrode(n) voneinander getrennt. In diesem Fall ermittelt die Messschaltung den Strom oder die Spannung, der bzw. die in der Erfassungselektrode induziert wird, wenn die sendende Antennenelektrode in Betrieb ist.
Die verschiedenen kapazitiven Erfassungsmechanismen werden in der technischen Abhandlung mit dem Titel „Electric Field Sensing for Graphical Interfaces” von J. R. Smith erklärt, die in Computer Graphics I/O Devices, Ausgabe Mai/Juni 1998, S. 54–60, veröffentlicht wurde. Die Abhandlung beschreibt das Konzept der Erfassung eines elektrischen Feldes, wobei das Konzept verwendet wird, um berührungslose dreidimensionale Positionsmessungen durchzuführen und um insbesondere die Position einer menschlichen Hand mit dem Zweck zu erfassen, einem Computer dreidimensionale Eingaben der Position bereitzustellen. Der Autor unterscheidet bei dem allgemeinen Konzept der kapazitiven Erfassung zwischen einzelnen Mechanismen, die er als „loading mode” (Lademodus), „shunt mode” (Nebenschlussmodus) und „transmit mode” (Sendemodus) bezeichnet, welche verschiedenen möglichen Wegen des elektrischen Stroms entsprechen. Im „Lademodus” wird ein oszillierendes Spannungssignal an eine Sendeelektrode angelegt, die ein oszillierendes elektrisches Feld gegen eine Gegenelektrode aufbaut, die normalerweise auf Massepotential liegt. Das zu erfassende Objekt modifiziert die Kapazität zwischen der Sendeelektrode und Masse. Im „Nebenschlussmodus” wird ein oszillierendes Spannungssignal an die Sendeelektrode angelegt, die ein elektrisches Feld zu einer Empfangselektrode aufbaut, und der an der Empfangselektrode induzierte Verschiebungsstrom gemessen, wodurch der Verschiebungsstrom durch den Körper, der gerade erfasst wird, modifiziert werden kann. Im „Sendemodus” wird die Sendeelektrode mit dem Körper des Benutzers in Kontakt gebracht, der dann entweder durch direkte elektrische Verbindung oder über kapazitive Kopplung ein Sender relativ zu einem Empfänger wird. Der „Nebenschlussmodus” wird alternativ auch als der oben genannte „Kopplungsmodus” bezeichnet.
Es wurden viele verschiedene kapazitive Insassenerfassungssysteme vorgeschlagen, beispielsweise zur Steuerung der Entfaltung von einem oder mehreren Airbags wie z. B. einem Fahrerairbag, einem Beifahrerairbag und/oder einem Seitenairbag. Das US-Patent 6,161,070 an Jinno et al. bezieht sich auf ein Insassenerkennungssystem, das eine einzige Antennenelektrode umfasst, die in einem Kraftfahrzeug auf einer Oberfläche eines Fahrgastsitzes angebracht ist. Ein Oszillator legt ein oszillierendes Spannungssignal an die Antennenelektrode an, wodurch ein sehr kleines elektrisches Feld rings um die Antennenelektrode erzeugt wird. Jinno schlägt vor, dass die An- oder Abwesenheit eines Insassen auf dem Sitz auf der Grundlage der Amplitude und Phase des Stroms erfasst wird, der zu der Antennenelektrode fließt. Das US-Patent 6,392,542 an Stanley lehrt einen E-Feld-Sensor, der eine Elektrode umfasst, die in einem Sitz angebracht werden kann und mit einer Erfassungsschaltung wirkgekoppelt ist, welche ein oszillierendes oder gepulstes Signal mit „höchstens schwachem Ansprechen” auf die Nässe des Sitzes an die Elektrode anlegt. Stanley schlägt vor, die Phase und die Amplitude des zu der Elektrode fließenden Stroms zu messen, um einen belegten oder leeren Sitz zu erfassen und die Sitznässe zu kompensieren.
Der Gedanke, das Heizelement einer Sitzheizung als Antennenelektrode eines kapazitiven Belegungserfassungssystems zu benutzen, ist seit langer Zeit bekannt. Die WO 92/17344 A1 offenbart einen elektrisch beheizten Fahrzeugsitz mit einem Leiter, der durch den Durchfluss eines elektrischen Stroms erwärmt werden kann und in der Sitzoberfläche angeordnet ist, wobei der Leiter ferner eine Elektrode eines Zwei-Elektroden-Sitzbelegungssensors bildet.
Die WO 95/13204 offenbart ein ähnliches System, bei dem die Schwingungsfrequenz eines an das Heizelement angeschlossenen Oszillators gemessen wird, um den Belegungszustand des Fahrzeugsitzes herzuleiten.
Die US 7,521,940 betrifft eine Sitzheizung und einen kapazitiven Sensor in Kombination, die in der Lage sind, zu einem Zeitpunkt entweder im Heizmodus oder im Insassenerfassungsmodus zu arbeiten. Die Vorrichtung umfasst eine Sensor-/Heizunterlage zum Senden eines Erfassungssignals, eine an einen ersten Knoten der Sensor-/Heizunterlage gekoppelte erste Diode, eine an einen zweiten Knoten der Sensor-/Heizunterlage gekoppelte zweite Diode, einen an die erste Diode gekoppelten ersten Transistor und einen an die zweite Diode gekoppelten zweiten Transistor. Beim Erfassungsmodus sind der erste und zweite Transistor geöffnet und die Knoten zwischen dem ersten Transistor und der ersten Diode sowie zwischen dem zweiten Transistor und der zweiten Diode in Sperrrichtung vorgespannt, um die Sensor-/Heizunterlage von der Energieversorgung der Heizschaltung zu isolieren.
Die US 2009/0295199 offenbart eine Sitzheizung und einen kapazitiven Sensor in Kombination, wobei jeder der zwei Anschlüsse des Heizelements über zwei in Reihe geschaltete Transistoren an die Energieversorgung angeschlossen ist. Die Vorrichtung kann nicht gleichzeitig im Erfassungsmodus und im Heizmodus arbeiten. Wenn sich die Vorrichtung im Erfassungsmodus befindet, werden die Knoten zwischen jedem Transistorpaar mittels jeweiliger Spannungsfolger aktiv auf dem gleichen Potential wie das Heizelement gehalten, um eine etwaige Impedanz der Transistoren bei offenem Schalter zu neutralisieren.
Genau derselbe Gedanke wurde bereits in der US 6,703,845 offenbart. Diese Druckschrift offenbart Induktoren als Alternative zu Transistoren, um eine hohe Impedanz bei der Frequenz des oszillierenden Signals zwischen dem Heizelement und der Energiequelle der Heizschaltung zu erzielen. Wie bei der vorher besprochenen Druckschrift hält ein Spannungsfolger die Zwischenknoten im Wesentlichen auf dem gleichen Potential wie das Heizelement, um die Energieversorgung der Heizschaltung wirksam bei der Frequenz des oszillierenden Signals von dem Heizelement zu isolieren.
Die Druckschrift DE 43 38 285 A1 offenbart eine Sitzheizung und einen kapazitiven Belegungssensor in Kombination, wobei das Heizelement zusammen mit der Fahrzeugkarosserie als Gegenelektrode einen Kondensator bildet. Der Kondensator ist an eine Oszillatorschaltung angeschlossen, deren Frequenz von der Kapazität zwischen den Elektroden des Kondensators abhängt. Die Kapazität hängt von der Dielektrizitätskonstante des Materials ab, das zwischen den Elektroden vorhanden ist. Somit ist, wenn der Sitz unbelegt ist, eine niedrige Dielektrizitätskonstante vorhanden, woraus sich eine niedrige Kapazität ergibt. Dies impliziert, dass die Oszillatorschaltung bei einer relativ hohen Frequenz oszilliert. Umgekehrt ist, wenn der Sitz von einem Fahrgast eingenommen ist, eine höhere Dielektrizitätskonstante vorhanden, so dass die Oszillatorschaltung bei einer relativ niedrigen Frequenz oszilliert. Durch die Bereitstellung einer Steuerschaltung, die aktiviert wird, wenn eine Frequenz bestimmter Größe vorhanden ist, kann ein Scharfschaltsignal an den Airbagsensor übertragen werden, wenn der Sitz belegt ist.
Ein System ähnlichen Typs wird in der Druckschrift DE 41 10 702 A1 beschrieben. Bei diesem System ist der Kondensator, dessen Frequenz sich in Abhängigkeit von dem Belegungszustand ändert, durch das Heizelement und Elektrodendrähte, die in der Nähe des Heizelements angeordnet sind, ausgebildet. Ein zentrales Steuergerät misst die Schwingungsfrequenz, um den Belegungszustand zu ermitteln.
Die Druckschrift US 5,525,843 betrifft ebenfalls eine Sitzheizung und einen kapazitiven Belegungssensor in Kombination, wobei die Änderung der Resonanzfrequenz des Oszillators verwendet wird, um zu ermitteln, ob der Sitz belegt oder leer ist.
Das, was mit einem derartigen kapazitiven Erfassungssystem zu messen versucht wird, ist die Gesamtimpedanz zwischen dem Heizelement und einer Gegenelektrode (normalerweise einer an Masse gelegten leitenden Oberfläche oder Struktur). Das Verhalten der Gesamtimpedanz ist das eines von vornherein unbekannten komplexen Netzes von Widerständen, Kondensatoren und Induktoren. Dieses komplexe Netz ist bei einer bestimmten einzigen Frequenz elektrisch äquivalent mit einem einfachen Parallelnetz einer kapazitiven und einer ohmschen Komponente. Die Werte dieser Komponenten sind frequenzabhängig; dies bedeutet, dass Messungen bei unterschiedlichen Frequenzen in einer bestimmten Situation (z. B. bei einem bestimmten Belegungszustand) unterschiedliche Kapazitätswerte und unterschiedliche Widerstandswerte ergeben. Demnach können Messungen der Kapazität und des Wirkwiderstands, die bei verschiedenen Frequenzen durchgeführt werden, nicht direkt miteinander verglichen werden. Dies stellt eine Schwierigkeit dar, wenn das kapazitive Erfassungsnetz bei unterschiedlichen Resonanzfrequenzen oszillieren darf.
Die Änderung der Resonanzfrequenz über einen großen Frequenzbereich hat den zusätzlichen Nachteil, dass elektromagnetische Strahlung über diesen großen Frequenzbereich erzeugt wird. Dies stellt ein Problem dar, wenn die durch Kraftfahrzeugnormen definierten Strahlungspegel beispielsweise nicht durch die kapazitive Messung überschritten werden dürfen, um z. B. Störungen der Mittelwellenbänder eines Rundfunkempfängers auszuschließen, der sich in dem Fahrzeug befindet, wo die Messschaltung eingebaut ist. Demzufolge wird bevorzugt, dass der Frequenzbereich auf einen definierten Bereich beschränkt ist, der sich nicht mit einem sehr wichtigen Frequenzband überschneidet, wo nur niedrige zulässige Strahlungspegel wie beispielsweise bei den Mittelwellen-Rundfunkfrequenzbändern definiert sind.
Falls die Veränderung der Resonanzfrequenz über einen großen Frequenzbereich erlaubt ist, besteht letzten Endes auch ein nicht zu vernachlässigendes Risiko, dass elektromagnetische Störungen von anderen elektronischen Geräten empfangen werden.
Technisches Problem
Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen kapazitiven Sensor bereitzustellen, bei dem die oben genannten Nachteile eliminiert oder zumindest verringert sind. Diese Aufgabe wird durch einen kapazitiven Sensor nach Anspruch 1 gelöst.
Allgemeine Beschreibung der Erfindung
Ein kapazitiver Sensor umfasst eine Antennenelektrode (erfassende Antennenelektrode) zur kapazitiven Kopplung mit einer Gegenelektrode zur Bildung einer Kapazität, wobei diese Kapazität auf eine das elektrische Feld beeinflussende Eigenschaft eines Objekts oder einer Person in der Nähe der Antennenelektrode (d. h. zwischen der Antennenelektrode und der Gegenelektrode) anspricht. Die Gegenelektrode kann ein Teil des kapazitiven Sensors sein oder nicht. Der kapazitive Sensor umfasst ferner ein kapazitives Erfassungsnetz, das an die Antennenelektrode angeschlossen ist, um daran ein oszillierendes Signal (Strom oder Spannung) anzulegen und die Kapazität auf Basis der Eigenschaften (z. B. Amplitude, Phase, Frequenz, Dämpfung usw.) des oszillierenden Signals zu bestimmen. Das kapazitive Erfassungsnetz umfasst erfindungsgemäß mindestens einen Induktor und mehrere reaktive Komponenten, die derart angeordnet sind, dass sie ein Resonanznetz zusammen mit der Kapazität bilden, wobei die mehreren reaktiven Komponenten derart aktivierbar und deaktivierbar sind, dass sie eine Resonanzfrequenz des Resonanznetzes modifizieren.
Gemäß einem bevorzugten Aspekt der Erfindung ist der kapazitive Sensor in einer Sitzheizung und einem kapazitiven Belegungssensor in Kombination, beispielsweise für einen Fahrzeugsitz, implementiert. Eine solche Kombination aus einer Sitzheizung und einem kapazitiven Belegungssensor umfasst Folgendes: ein Heizungsnetz einschließlich eines Heizelements, das zwischen einem ersten Knoten und einem zweiten Knoten angeschlossen ist, um Wärme abzugeben, wenn bewirkt wird, dass ein Heizstrom zwischen dem ersten und zweiten Knoten durch das Heizelement fließt; und ein kapazitives Erfassungsnetz, das an das Heizelement angeschlossen ist, um das Heizelement als erfassende Antennenelektrode zu verwenden. Das Heizelement ist für die Bildung einer Kapazität mit einer Gegenelektrode angeordnet, wobei die Kapazität auf eine das elektrische Feld beeinflussende Eigenschaft eines Objekts oder einer Person in der Nähe des Heizelements anspricht. Das kapazitive Erfassungsnetz ist derart konfiguriert, dass es ein oszillierendes Signal an das Heizelement anlegt und die Kapazität auf Basis der Eigenschaften des oszillierenden Signals bestimmt. Das Heizungsnetz umfasst eine Gleichtaktdrossel mit mindestens zwei Wicklungen, wobei das Heizelement derart in Reihe zwischen einer ersten und einer zweiten Wicklung der mindestens zwei Wicklungen angeschlossen ist, dass es über die Gleichtaktdrossel mit einer Energiequelle wirkverbindbar ist. Das kapazitive Erfassungsnetz umfasst mehrere reaktive Komponenten, die für die Bildung eines Resonanznetzes mit der ersten und/oder zweiten Wicklung und der Kapazität angeordnet sind, wobei die mehreren reaktiven Komponenten derart aktivierbar und deaktivierbar sind, dass sie eine Resonanzfrequenz des Resonanznetzes modifizieren.
Es versteht sich für den Fachmann, dass die Resonanzfrequenz des Resonanznetzes dank der Erfindung eingestellt werden kann, und zwar insbesondere in Abhängigkeit von der Kapazität zwischen der erfassenden Antennenelektrode (oder dem Heizelement) und der Gegenelektrode. Die oszillierende Spannung hat vorzugsweise eine Frequenz im Bereich von ungefähr 50 kHz bis ungefähr 10 GHz und bevorzugter im Bereich von ungefähr 50 kHz bis ungefähr 30 MHz.
Der kapazitive Sensor kann durch Aktivierung oder Deaktivierung verschiedener Gruppen der reaktiven Komponenten eine Vielzahl an Messungen bei unterschiedlicher Resonanzfrequenz durchführen. Die Kombination aus aktivierten oder deaktivierten reaktiven Komponenten kann insbesondere derart ausgewählt werden, dass die Resonanzfrequenzen der Messungen innerhalb eines schmalen Frequenzbands, z. B. zwischen 120 kHz und 150 kHz, liegen. Demzufolge können die aus diesen Messungen erhaltenen Kapazitätswerte direkt miteinander verglichen werden. Das Gleiche gilt für die erhaltenen Widerstandswerte. Das kapazitive Erfassungsnetz umfasst vorzugsweise einen Regelkreis, um die Resonanzfrequenz innerhalb eines vordefinierten Zielfrequenzbands zu begrenzen.
Da die Resonanzfrequenz des kapazitiven Erfassungsnetzes auf ein schmales Frequenzband begrenzt werden kann, können Frequenzbänder mit starker Rauschen vermieden werden.
Die reaktiven Komponenten umfassen vorzugsweise Kondensatoren. Alternativ oder zusätzlich dazu können die reaktiven Komponenten ferner Induktoren umfassen. Die reaktiven Komponenten können elektrisch in Parallelschaltung zu der unbekannten Kapazität angeordnet werden (zwischen der Antennenelektrode oder dem Heizelement und der Gegenelektrode). Die reaktiven Komponenten können zueinander unterschiedliche Blindwiderstandswerte aufweisen.
Vorzugsweise umfassen die Sitzheizung und der kapazitive Belegungssensor in Kombination oder der kapazitive Sensor eine elektronisch gesteuerte Schaltanordnung, die derart konfiguriert ist, dass sie die reaktiven Komponenten einzeln aktiviert und deaktiviert. Die Schaltanordnung kann beispielsweise elektronisch gesteuerte Schalter (z. B. Transistoren) umfassen, die jeweils elektrisch in Parallelschaltung zu oder in Reihe mit einer jeweiligen reaktiven Komponente angeordnet sind.
Das kapazitive Erfassungsnetz umfasst vorzugsweise ein Steuergerät – z. B. einen Mikrocontroller, eine anwendungsspezifische integrierte Schaltung (ASIC, application-specific integrated circuit), eine feldprogrammierbare Anordnung von Logik-Gattern (FPGA, field-programmable gate array), einen digitalen Signalprozessor (DSP) oder dergleichen –, das mit der elektronisch gesteuerten Schaltanordnung wirkverbunden ist, um die Resonanzfrequenz durch Aktivierung oder Deaktivierung der elektronisch gesteuerten Schalter oder Gruppen davon zu steuern.
Das kapazitive Erfassungsnetz umfasst vorzugsweise ein Mittel zum Aufrechterhalten des oszillierenden Signals in der Antennenelektrode oder dem Heizelement oder zum Speisen des oszillierenden Signals in die Antennenelektrode oder das Heizelement sowie einen hochohmigen Verstärker, der einen mit der Antennenelektrode oder dem Heizelement wirkverbundenen Eingangsknoten zur Untersuchung des oszillierenden Signals und einen Ausgangsknoten zur Bereitstellung eines das oszillierende Signal angebenden Ausgangssignals aufweist. Das kapazitive Erfassungsnetz leitet vorzugsweise nicht nur die kapazitive Last des Heizelements her, sondern auch den Widerstandsteil der komplexen Impedanz zwischen dem Heizelement und Masse.
Im Allgemeinen gestattet das Ausgangssignal des hochohmigen Verstärkers die Messung der an der Antennenelektrode oder dem Heizelement vorliegenden Spannung, im Wesentlichen ohne dass die Messung durch sein Vorhandensein gestört wird. Die Ausgangsspannung des hochohmigen Verstärkers ermöglicht die Herleitung der komplexen Impedanz und folglich der Kapazität zwischen der Antennenelektrode oder dem Heizelement und Masse. Da die Kapazität zwischen der Antennenelektrode oder dem Heizelement und Masse davon abhängt, ob ein leitender Körper (z. B. ein Insasse) in der Nähe der Antennenelektrode oder des Heizelements vorhanden ist oder nicht, kann der Belegungszustand eines die Antennenelektrode oder das Heizelement enthaltenden belegbaren Gegenstands (z. B. ein Krankenhausbett, Fahrzeugsitz, Bürostuhl usw.) aus der Ausgangsspannung des hochohmigen Verstärkers hergeleitet werden. Der hierin verwendete Begriff „Impedanz” bezeichnet den Betrag (Absolutwert) der komplexen Impedanz, die selbst als das Verhältnis zwischen der (komplexen) Spannung und dem (komplexen) Strom definiert ist. Wenn auf die zu messende (komplexe) Impedanz oder die zu messende Kapazität Bezug genommen wird, bezeichnen diese Begriffe die (komplexe) Impedanz oder die Kapazität zwischen dem Heizelement und der (normalerweise an Masse gelegten) Gegenelektrode (z. B. dem Fahrzeugrahmen). Im Rahmen der vorliegenden Erfindung bezeichnet der Begriff „hochohmiger Verstärker” einen Verstärker, dessen komplexe Impedanz einen reaktiven Teil, der wesentlich größer (z. B. mindestens fünfmal größer) als der reaktive Teil der zu messenden komplexen Impedanz ist, und einen Widerstandsteil, der wesentlich größer (z. B. mindestens fünfmal größer) als der Widerstandsteil der zu messenden komplexen Impedanz ist.
Im Falle einer Sitzheizung und eines kapazitiven Belegungssensors in Kombination wird im Folgenden vorausgesetzt, dass der Heizstrom ein Gleichstrom (DC; direct current) ist und dass das oszillierende Signal, das aufrechterhalten oder in das Heizelement gespeist wird, ein Wechselstromsignal in einem Frequenzbereich ist, der weit über dem Gleichstrompegel liegt. Dies ist insofern eine Vereinfachung, als Einschwingzustände (z. B. Ein- oder Ausschalten des Heizstroms), Rauschen und Fremdströme nicht berücksichtigt werden. Es ist anzumerken, dass der Heizstrom kein Gleichstrom im strengsten Sinne sein muss: er kann veränderlich sein, darf jedoch in einem langen Zeitrahmen nicht das für die kapazitive Messung verwendete oszillierende Signal stören. Der Einfachheit halber wird der Begriff „Gleichstrom” benutzt, um langsam veränderliche oder konstante Signale zu bezeichnen.
Das Mittel zur Aufrechterhaltung eines oszillierenden Signals in der Antennenelektrode oder dem Heizelement oder zum Speisen des oszillierenden Signals in die Antennenelektrode oder das Heizelement umfasst vorzugsweise eine Vorrichtung mit negativem Widerstand (z. B. der „aktive” bzw. der die Energie zuführende Teil einer Oszillatorschaltung), um das oszillierende Signal (bei der Resonanzfrequenz) im Resonanznetz aufrechtzuerhalten und ohmsche Verluste und die aus dem Resonanznetz entzogene Energie auszugleichen. Die Vorrichtung mit negativem Widerstand und das Resonanznetz bilden zusammen einen Oszillator, dessen Resonanzfrequenz von der Induktivität des Resonanznetzes und demnach insbesondere von der zu messenden Kapazität abhängt.
Das kapazitive Erfassungsnetz umfasst vorzugsweise einen Rückkopplungszweig von dem Ausgangsknoten des hochohmigen Verstärkers zu der Vorrichtung mit negativem Widerstand, um die Amplitude des oszillierenden Signals an eine Bezugsamplitude anzupassen.
Das Mittel zur Aufrechterhaltung eines oszillierenden Signals in der Antennenelektrode oder dem Heizelement oder zum Speisen des oszillierenden Signals in die Antennenelektrode oder das Heizelement kann eine mit dem Heizelement wirkverbundene Wechselstromquelle zum Speisen eines Wechselstroms in das Resonanznetz sowie eine Frequenzsteuereinheit zum Steuern der Frequenz des Wechselstroms umfassen. In diesem Fall wird die Schwingung des Resonanznetzes auf eine Schwingung bei der durch die Frequenzsteuereinheit bestimmten Frequenz beschränkt. Die letztere Frequenz ist vorzugsweise gleich wie oder nahe bei der Resonanzfrequenz des Resonanznetzes (vorzugsweise innerhalb eines schmalen Bereichs um die Resonanzfrequenz herum). Man kann die zu messende komplexe Impedanz anschließend aus der komplexen Impedanz des Resonanznetzes erhalten, die durch das Verhältnis zwischen der komplexen Spannung, die durch den hochohmigen Verstärker untersucht wird, und dem komplexen Strom, der durch die Wechselstromquelle in das Resonanznetz gepeist wird, gegeben ist. Die Frequenzsteuereinheit ist vorzugsweise derart konfiguriert, dass sie die Frequenz des Wechselstroms innerhalb eines Frequenzfensters verändert. Das kapazitive Erfassungsnetz umfasst bevorzugter einen Rückkopplungszweig von dem Ausgangsknoten des hochohmigen Verstärkers zu der Frequenzsteuereinheit, um eine Phasendifferenz des Ausgangssignals und des Wechselstroms an einen Referenzphasendifferenzwert anzupassen. Der Referenzphasendifferenzwert ist vorzugsweise auf 0° eingestellt, damit der Rückkopplungszweig die Frequenzsteuereinheit tatsächlich an die Resonanzfrequenz des Resonanznetzes anpasst.
Die Enden des Heizelements sind vorzugsweise miteinander wechselstromgekoppelt, beispielsweise mit einem Kopplungskondensator. Ein solcher Kopplungskondensator wird derart ausgewählt, dass er eine Impedanz aufweist, die wesentlich kleiner als die Impedanz der zu messenden Kapazität ist. Der Kopplungskondensator repräsentiert daher einen Kurzschluss für die Wechselstromkomponente des Stroms, isoliert aber dessen Gleichstromkomponente. Ein Kopplungskondensator zwischen den Enden des Heizelements gewährleistet, dass der kapazitive Belegungssensor sogar dann betriebsbereit bleibt, wenn das Heizelement zerbrechen sollte.
Das kapazitive Erfassungsnetz umfasst vorzugsweise eine gespeiste Schirmelektrode. Der hierin verwendete Begriff „gespeiste Schirmelektrode” bezeichnet eine weitere Antennenelektrode, die im Wesentlichen auf dem gleichen Wechselstrompotential wie die erfassende Antennenelektrode oder das Heizelement gehalten wird. Infolgedessen entfällt im Wesentlichen das oszillierende elektrische Feld zwischen der gespeisten Schirmelektrode und der erfassenden Antennenelektrode oder dem Heizelement. Daraus folgt, dass eine gespeiste Schirmelektrode im Wesentlichen verhindert, dass die erfassende Antennenelektrode oder das Heizelement kapazitiv mit Objekten gekoppelt wird, die von der erfassenden Antennenelektrode oder dem Heizelement aus gesehen hinter der gespeisten Schirmelektrode liegen. Es können daher eine oder mehrere gespeiste Schirmelektroden verwendet werden, um die Empfindlichkeit der erfassenden Antennenelektrode oder des Heizelements auf einen interessierenden Bereich zu konzentrieren, also beispielsweise den räumlichen Teil über einem Fahrzeugsitz, der von einem normal sitzenden Insassen eingenommen wird. Damit die gespeiste Schirmelektrode auf dem gleichen Wechselstrompotential wie die erfassende Antennenelektrode oder das Heizelement gehalten wird, kann ein Verstärker mit hoher Eingangsimpedanz und einem hohem Verstärkungsfaktor im Wesentlichen gleich 1, der üblicherweise als „Spannungsfolger” oder „Pufferverstärker” bekannt ist, zwischen der erfassenden Antennenelektrode oder dem Heizelement und der gespeisten Schirmelektrode angeschlossen werden, um die gespeiste Schirmelektrode auf dem gleichen Wechselstrompotential wie die erfassende Antennenelektrode oder das Heizelement zu halten.
Ein bevorzugter Aspekt der vorliegenden Erfindung betrifft einen Fahrzeugsitz, der mit einem kapazitiven Sensor oder einer Sitzheizung und einem kapazitiven Belegungssensor in Kombination ausgestattet ist.
Noch ein weiterer Aspekt der vorliegenden Erfindung betrifft ein kapazitives Erfassungsnetz, das derart konfiguriert ist, dass es ein oszillierendes Signal an eine Antennenelektrode anlegt, die eine Kapazität mit einer Gegenelektrode bildet, wobei die Kapazität auf eine das elektrische Feld beeinflussende Eigenschaft eines Objekts oder einer Person in der Nähe der Antennenelektrode anspricht; und dass es die Kapazität auf Basis der Eigenschaften des oszillierenden Signals bestimmt. Das kapazitive Erfassungsnetz gemäß diesem Aspekt der Erfindung umfasst eine Schnittstelle zum Verbinden des kapazitiven Erfassungsnetzes mit einer Sitzheizung einschließlich eines Heizelements zum Abgeben von Wärme, wenn bewirkt wird, dass ein Heizstrom durch das Heizelement fließt, wobei die Schnittstelle für das Betreiben des Heizelements als Antennenelektrode konfiguriert ist. Die Schnittstelle umfasst eine Gleichtaktdrossel, die eine erste Wicklung zum Anschließen eines ersten Knotens des Heizelements an einen ersten Anschluss einer Energieversorgung und eine zweite Wicklung zum Anschließen eines zweiten Knotens des Heizelements an einen zweiten Anschluss der Energieversorgung umfasst. Das kapazitive Erfassungsnetz umfasst ferner mehrere reaktive Komponenten, die derart angeordnet sind, dass sie ein Resonanznetz mit der ersten und/oder zweiten Wicklung der Gleichtaktdrossel und der Kapazität bilden, wenn das Heizelement zwischen der ersten und zweiten Wicklung angeschlossen ist, wobei die mehreren reaktiven Komponenten derart aktivierbar und deaktivierbar sind, dass sie eine Resonanzfrequenz des Resonanznetzes modifizieren.
Ein kapazitives Erfassungsnetz gemäß diesem Aspekt der Erfindung kann in Kombination mit Sitzheizungen verwendet werden, die entsprechend bekannt sind. Dies wird von der Automobilindustrie sehr begrüßt, da es eventuell möglich ist, denselben Sitzheizungstyp sowohl in einer Konfiguration ohne kapazitive Belegungserfassungsfähigkeit als auch in einer Konfiguration mit kapazitiver Belegungserfassungsfähigkeit zu verwenden. Die Sitzheizung kann bei einem Fahrzeugsitz ohne Belegungssensor direkt an ihr elektronisches Steuergerät, das die Energieversorgung und den Temperaturregler umfasst, angeschlossen werden, wohingegen das oben beschriebene kapazitive Erfassungsnetz bei einem Fahrzeugsitz mit Belegungssensor zwischen dem elektronischen Steuergerät der Sitzheizung und dem Heizelement sowie dem Temperatursensor angeschlossen werden kann.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Weitere Details und Vorteile der vorliegenden Erfindung gehen aus der folgenden ausführlichen Beschreibung einschränkender Ausgestaltungen anhand der begleitenden Zeichnungen hervor. Es zeigen:
1: ein schematisches Schaltbild einer Sitzheizung und eines kapazitiven Belegungssensors in Kombination gemäß einer bevorzugten Ausgestaltung der Erfindung;
2: ein schematisches Schaltbild einer ersten Ausgestaltung der mehreren reaktiven Komponenten, die in 1 dargestellt sind;
3: ein schematisches Schaltbild einer zweiten Ausgestaltung der mehreren reaktiven Komponenten, die in 1 dargestellt sind;
4: ein schematisches Schaltbild einer dritten Ausgestaltung der mehreren reaktiven Komponenten, die in 1 dargestellt sind;
5: ein schematisches Schaltbild einer bevorzugten Implementierung der aus der Sitzheizung und dem kapazitiven Belegungssensor bestehenden Kombination von 1;
6: eine schematische Darstellung eines Fahrzeugsitzes, der mit einer aus einer Sitzheizung und einem kapazitiven Belegungssensor bestehenden Kombination im Wesentlichen wie in 1 versehen ist.
Beschreibung bevorzugter Ausgestaltungen
1 zeigt ein schematisches Blockschaltbild einer Sitzheizung und eines kapazitiven Belegungssensors in Kombination gemäß einer Ausgestaltung der Erfindung. Die Sitzheizung umfasst ein Heizelement 10, das von dem kapazitiven Belegungssensor als eine Antennenelektrode benutzt wird, die kapazitiv an Masse gekoppelt ist. Die Stärke der kapazitiven Kopplung zwischen dem Heizelement 10 und Masse hängt davon ab, ob sich ein Insasse in der Zone zwischen dem Heizelement 10 und der an Masse gelegten Gegenelektrode befindet. Bei einem im Lademodus befindlichen kapazitiven Belegungssensor für einen Fahrzeugsitz entspricht die an Masse gelegte Gegenelektrode normalerweise dem Fahrzeugchassis.
Zuerst Bezug nehmend auf die Sitzheizung, umfasst das Heizungsnetz eine Energiequelle 12, die das Heizelement 10 mit dem notwendigen Gleichstrom-Heizstrom zur Durchführung der Heizfunktion versorgt. Das Heizungsnetz umfasst einen Temperaturregler 14, der den Gleichstrom-Heizstrom je nach der Ist- und Solltemperatur der Sitzheizung ein- und ausschaltet.
Das Heizelement 10 ist zwischen einem ersten 21 und einem zweiten 22 Knoten angeschlossen. Wenn die Energieversorgung eine Potentialdifferenz zwischen dem ersten und zweiten Knoten 21, 22 anlegt, fließt der Heizstrom durch das Heizelement 10, welches dadurch veranlasst wird, Wärme abzugeben. Das Heizelement 10 ist mittels einer ersten Gleichtaktdrossel 16 mit der Energiequelle 12 wirkverbunden. Eine erste 16.1 und eine zweite 16.2 Wicklung davon verbindet den ersten 21 und zweiten 22 Knoten mit einem dritten 23 bzw. einem vierten 24 Knoten. In 1 entspricht der dritte Knoten 23 Masse, wohingegen der vierte Knoten 24 über den Temperaturregler 14 mit dem Hochspannungsanschluss der Energiequelle 12 wirkverbunden ist. Die Gleichtaktdrossel 16 zeigt eine geringe Impedanz für Gleichstrom, aber eine wesentliche Impedanz für Wechselstrom bei der Betriebsfrequenz des kapazitiven Belegungssensors.
Der Temperaturregler 14 ist mit einem Temperatursensor (nicht dargestellt) wirkverbunden, der in der Nähe des Heizelements 10 angeordnet ist. Der Temperaturregler 14 kann einen vom Benutzer betätigbaren Hauptschalter (nicht dargestellt) umfassen, der es dem Benutzer ermöglicht, die gesamte Sitzheizung und die die Temperatur regelnde Steuerelektronik (die z. B. einen Thermostat umfasst) ein- oder auszuschalten, um komfortables Sitzen zu gewährleisten. Beim Betrieb der Sitzheizung öffnet und schließt der Temperaturregler 14 die Heizschaltung (Pulsweitenmodulation des Heizstroms) derart, dass eine voreingestellte Solltemperatur erzielt wird. Die Solltemperatur kann vorzugsweise vom Benutzer mit einer Schnittstelle der Temperaturregelung (beispielsweise einem Knopf, einem Schieber, einem Rad oder dergleichen) ausgewählt werden. Der Hauptschalter und die Schnittstelle der Temperaturregelung sind vorzugsweise in dasselbe Steuerelement eingebaut.
Wenn die Sitzheizung mit Gleichstrom-Heizstrom versorgt wird (d. h. wenn der Temperaturregler 14 die Heizschaltung schließt), fließt Strom von der Energiequelle 12 durch den Regler 14, den hierin als „vierter Knoten” bezeichneten Knoten 24, die zweite Wicklung 16.2 der Gleichtaktdrossel 16, den hierin als „zweiter Knoten” bezeichneten Knoten 22, das Heizelement 10, den hierin als „erster Knoten” bezeichneten Knoten 21, die erste Wicklung 16.1 der Gleichtaktdrossel 16 und den hierin als „dritter Knoten” bezeichneten Knoten 23, der auf Massepotential liegt. Die Heizschaltung wird über die Masseverbindung zwischen dem dritten Knoten 23 und der Energiequelle 12 vervollständigt.
Das kapazitive Erfassungsnetz (in 1 durch die Punktlinie gekennzeichnet) umfasst einen hochohmigen Verstärker 32, dessen Eingangsknoten 34 an das Heizelement 10 am ersten Knoten 21 angeschlossen ist, eine aktive Komponente (in diesem Fall die Vorrichtung mit negativem Widerstand 52), die mit dem Heizelement 10 am ersten Knoten 21 wirkverbunden ist, mehrere reaktive Komponenten (allgemein durch das Bezugszeichen 36 angegeben und nachstehend ausführlicher beschrieben) und einen Mikrocontroller 90, der derart wirkverbunden ist, dass er das Ausgangssignal des hochohmigen Verstärkers empfängt, die Vorrichtung mit negativem Widerstand steuert und die reaktiven Komponenten 36 aktiviert oder deaktiviert.
Die Kondensatoren 40 und 42 repräsentieren symbolisch die kapazitive Kopplung des Heizelements 10 an eine an Masse gelegte Elektrode (normalerweise der Fahrzeugrahmen). Die Kapazität (und somit die Impedanz) dieser Kondensatoren 40, 42 hängt davon ab, ob der Raum zwischen dem Heizelement 10 und der an Masse gelegten Elektrode von einem leitenden Körper (beispielsweise einem Insassen) belegt ist oder nicht. Die Kapazitäten 40 und 42 zusammen repräsentieren die zu messende Kapazität bzw. Impedanz. Es ist anzumerken, dass die zu messende Impedanz sich in der Praxis wie ein verteiltes Netz verhält, das ohmsche, kapazitive und induktive Teile umfasst. Sie ist für den Zweck dieser Anmeldung durch die Kondensatoren 40, 42 ausgestaltet, welche durch einen einzigen Widerstand (in den Zeichnungen nicht dargestellt) parallelgeschaltet sind. Dieses vereinfachte Modell ist allerdings nur für eine einzige Frequenz gültig; dies bedeutet, dass der Widerstand und die Kapazität, die bei einer ersten Frequenz gemessen werden, und der Widerstand und die Kapazität, die bei einer zweiten Frequenz gemessen werden, nicht direkt, d. h. ohne einen etwaigen Ausgleich für den Frequenzunterschied, verglichen werden können. Ein derartiger Ausgleich kann jedoch entfallen, wenn die durch diesen Effekt eingebrachten Messfehler vernachlässigbar klein sind. Dies wird dadurch erzielt, dass die Resonanzfrequenz innerhalb eines schmalen Frequenzbands gehalten wird (derart, dass die Änderung der Resonanzfrequenz vernachlässigt werden kann).
Die Kapazitäten 40 und 42 sowie die reaktiven Komponenten 36 sind zwischen dem Heizelement 10 und Masse elektrisch parallel zur Gleichtaktdrossel 16 geschaltet. Demgemäß bilden die Gleichtaktdrossel 16, die reaktiven Komponenten 36 und die zu messende Kapazität ein Parallelresonanznetz, dessen Resonanzfrequenz unter anderem von der zu messenden Kapazität abhängt. Die reaktiven Komponenten 36 können einzeln durch den Mikrocontroller 90 derart aktiv oder inaktiv geschaltet werden, dass sie die Resonanzfrequenz in ein gewünschtes Frequenzband verschieben.
Die Vorrichtung mit negativem Widerstand 52 ist vorzugsweise der aktive, die Schwingung aufrechterhaltende Teil eines Oszillators. Sie erhält einen oszillierenden Strom im Resonanznetz aufrecht, indem sie ohmsche Verluste derart kompensiert, dass das Resonanznetz bei seiner Resonanzfrequenz arbeitet.
Der eine hohe Eingangsimpedanz aufweisende Verstärker 32 untersucht die Wechselspannung am ersten Knoten 21 und gibt ein entsprechendes Ausgangssignal am Ausgangsknoten 44 aus, das anschließend durch den Mikrocontroller 90 weiterverarbeitet wird, um die zu messende Kapazität herzuleiten.
Die zu messende komplexe Impedanz (und somit die zu messende Kapazität) kann auf der Grundlage der Frequenz und Amplitude des Ausgangssignals zusammen mit den bekannten komplexen Impedanzen der Gleichtaktdrossel 16 und der reaktiven Komponenten 36 ermittelt werden.
Das in 1 dargestellte kapazitive Erfassungsnetz umfasst ferner einen Kopplungskondensator 46, der einen Wechselstromnebenschluss des Heizelements 10 repräsentiert. Die Impedanz des Kondensators 46 wird derart ausgewählt, dass sie wesentlich kleiner als die Impedanz der zu messenden Gesamtkapazität ist. In Abwesenheit des Kondensators 46 würde eine Unterbrechung (Bruch) des Heizelements 10 eine wesentlich kleinere Antennenelektrode ergeben: dies wiederum würde die messbare Kapazität reduzieren. Wenn das in 1 dargestellte Heizelement 10 beispielsweise in der Mitte durchbräche, würde die Messschaltung die Kapazität 40 messen (aber nicht die Kapazität 42). Der Kopplungskondensator 46 erzeugt einen Wechselstromkurzschluss zwischen dem ersten und zweiten Knoten 21, 22, d. h. den Anschlüssen des Heizelements 10. Wenn im Heizelement 10 ein (einziger) Bruch eintritt, dann bleibt das kapazitive Erfassungsnetz im Wesentlichen unbeeinträchtigt und misst dennoch die Gesamtkapazität zwischen dem Heizelement 10 und Masse wegen des durch den Kondensator 46 bereitgestellten Wechselstromnebenschlusses.
Der Kopplungskondensator 48 erzeugt einen Wechselstromkurzschluss zwischen dem dritten Knoten 23 und dem vierten Knoten 24. Der Kondensator 48 verhindert, dass ein etwaiger Wechselstrom in die Gleichstrom-Energiequelle 12 und dadurch möglicherweise in das Energienetz des Fahrzeugs gespeist wird.
2 zeigt eine erste mögliche Ausgestaltung der mehreren aktivierbaren oder deaktivierbaren reaktiven Komponenten 36. Die mehreren aktivierbaren oder deaktivierbaren Komponenten 36 umfassen Kondensatoren 136.1, 136.2, 136.3 und 136.4, die elektrisch in Parallelschaltung angeordnet sind. Jeder der Kondensatoren 136.1, 136.2, 136.3 und 136.4 ist in Reihe mit einem elektronischen Schalter 137.1, 137.2, 137.3 bzw. 137.4 angeschlossen. Die elektronischen Schalter 137.1, 137.2, 137.3 und 137.4 sind einzeln durch den Mikrocontroller 90 (siehe 1) steuerbar, um die entsprechenden Kondensatoren 136.1, 136.2, 136.3 und 136.4 zu aktivieren oder zu deaktiveren. Die Kondensatoren 136.1, 136.2, 136.3 und 136.4 haben bekannte Kapazitäten und sind selektiv in Parallelschaltung an die zu messende Kapazität 40, 42 (siehe 1) anschließbar. Die Schalter 137.1, 137.2, 137.3 und 137.4 können beispielsweise MOSFETs sein.
Ein Problem, das eventuell entsteht, wenn die Induktivität einer Gleichtaktdrossel als Induktivität des Parallelresonanz-LC-Tankkreises zusammen mit der zu messenden Kapazität verwendet wird, besteht darin, dass die Drift, Temperaturabhängigkeit oder Teiletoleranz der Induktivität zu einem Messfehler bei der unbekannten Kapazität führt. Die Berechnung der zu messenden Kapazität kann bei Verwendung der Kondensatoren 136.1, 136.2, 136.3 oder 136.4 oder irgendeiner Kombination davon von der komplexen Impedanz der Gleichtaktdrossel 16 unabhängig gemacht werden.
Jeder der Kondensatoren 136.1, 136.2, 136.3 und 136.4 hat eine bekannte Kapazität (C_136.1, C_136.2, C_136.3 bzw. C_136.4). Es wird davon ausgegangen, dass die bei offenem Schalter gegebenen Kapazitäten der Schalter 137.1, 137.2, 137.3 und 137.4 im Vergleich zu der Kapazität der zugeordneten Kondensatoren 136.1, 136.2, 136.3 und 136.4 vernachlässigt werden können.
Um die potentiell veränderliche Impedanz zu eliminieren, kann man beispielsweise das folgende Verfahren unter der Steuerung des Mikrocontrollers durchführen. Eine erste Messung der Resonanzfrequenz des Parallelresonanz-LC-Tankkreises erfolgt mit einer ersten Kombination der Kondensatoren 136.1, 136.2, 136.3 und 136.4 in aktiviertem Zustand (die entsprechenden Schalter 137.1, 137.2, 137.3 und 137.4 sind geschlossen). Dieser Frequenzwert wird gespeichert (hier als „fa”). Eine zweite Messung der Resonanzfrequenz erfolgt mit einer zweiten Kombination der Kondensatoren 136.1, 136.2, 136.3 und 136.4 in aktiviertem Zustand (die entsprechenden Schalter 137.1, 137.2, 137.3 und 137.4 sind geschlossen), d. h. wenn sie in Parallelschaltung zu der zu messenden Kapazität angeschlossen sind. Der so erhaltene Frequenzwert wird gespeichert (hier als „fb”). Die erste und die zweite Kombination der Kondensatoren 136.1, 136.2, 136.3 und 136.4 sind derart zu wählen, dass die sich ergebenden Frequenzen fa und fb verschieden sind. Die Beziehungen zwischen den Resonanzfrequenzen und den induktiven und kapazitiven Komponenten der Schaltung können ausgedrückt werden durch:
wobei L die Induktivität der Gleichtaktdrossel, Cx die zu messende Kapazität, C₁ die Gesamtkapazität des bzw. der aktivierten Kondensatoren der Kondensatoren 136.1, 136.2, 136.3 und 136.4 gemäß der ersten Kombination und C₂ die Gesamtkapazität des bzw. der aktivierten Kondensatoren der Kondensatoren 136.1, 136.2, 136.3 und 136.4 gemäß der zweiten Kombination sind.
Die zwei Gleichungen können derart kombiniert werden, dass sie Cx als Funktion der gemessenen Frequenzen fa und fb ergeben:
Die Induktivität L wurde in der letzteren Gleichung eliminiert und beeinflusst demzufolge nicht die Kapazitätsmessung.
Da sich die Induktivität L und die unbekannte Kapazität Cx zwischen den Messungen der Resonanzfrequenzen fa und fb nicht viel verändern dürfen, müssen diese Messungen in einem ausreichend kurzen Zeitraum nacheinander durchgeführt werden.
Der Strom und die Spannung des Parallelresonanznetzes sind bei der Resonanzfrequenz phasengleich, und der Widerstandsteil der zu messenden Impedanz entspricht demzufolge dem Verhältnis zwischen Spannung und Strom. Der Mikrocontroller kann somit den Widerstandsteil der zu messenden Impedanz ermitteln, indem er die Spannung und den Strom durch das Resonanznetz misst.
Ein anderer Vorteil der einzeln aktivierbaren Kondensatoren 136.1, 136.2, 136.3 und 136.4 besteht darin, dass der Mikrocontroller 90 die Resonanzfrequenz unabhängig davon, ob der Sitz belegt oder frei ist, zu einem vordefinierten (schmalen) Zielfrequenzband verschieben kann. Dieses vordefinierte Frequenzband wird vorzugsweise derart ausgewählt, dass es sich nicht mit Frequenzbändern, die für die Übertragung oder den Empfang durch andere Geräte in der Nähe der Sitzheizung und des kapazitiven Belegungssensors in Kombination belegt sind, oder mit reservierten Frequenzbändern (z. B. Mittelwellen-Rundfunkfrequenzbändern) überschneidet. Durch die geeignete Auswahl des Zielfrequenzbands, in dem die Sitzheizung und der kapazitive Belegungssenor in Kombination arbeiten können, und durch die Auswahl der reaktiven Komponenten derart, dass durch Aktivieren oder Deaktivieren der Kombinationen davon die Resonanzfrequenz des Resonanznetzes in das Zielfrequenzband für eine beliebige unbekannte Kapazität innerhalb eines bestimmten vorgegebenen Kapazitätsbereichs verschoben werden kann, ist es demnach möglich, eine elektromagnetische Störung anderer elektronischer Geräte zu verhindern oder zu verringern. Dies gewährleistet, dass andere elektronische Geräte betrieben werden können, ohne durch die Sitzheizung und den kapazitiven Belegungssensor in Kombination gestört zu werden, und dass die Sitzheizung und der kapazitive Belegungssensor in Kombination auch ohne Störung durch die anderen elektronischen Geräte arbeiten können. Kraftfahrzeugnormen definieren beispielsweise Pegel elektromagnetischer Strahlung, die eine Messschaltung tolerieren muss, ohne einen Messfehler zu erzeugen. Diese Pegel hängen von der Frequenz ab. Dank der vorliegenden Erfindung können daher Frequenzbänder vermieden werden, bei denen die tolerierbaren Strahlungspegel groß sind.
Wenn das kapazitive Erfassungsnetz eingeschaltet wird, steuert der Mikrocontroller 90 das kapazitive Erfassungsnetz vorzugsweise derart, dass es eine oder mehrere Messungen der unbekannten Kapazität mit einem Leistungspegel durchführt, der niedriger ist als während der normalen Messungen. Dies liegt darin begründet, dass die zu messende Kapazität beim Start gänzlich unbekannt ist (sie kann sich völlig von der Kapazität unterscheiden, die beim vorherigen Abschalten des Systems vorlag) und dass man folglich nicht weiß, welche die resultierende Resonanzfrequenz sein wird. Dadurch, dass die Amplitude des LC-Tankkreises während des Starts auf einem niedrigeren Niveau gehalten wird als während des normalen Betriebs, wird vermieden, dass das System eine signifikante Störung außerhalb seines Zielfrequenzbands erzeugt. Vorzugsweise stellt der Mikrocontroller 90 den parallelgeschalteten Blindwiderstand 36 während dieser Phase dynamisch derart ein, dass die Resonanzfrequenz in das Zielfrequenzband verschoben wird. Der Mikrocontroller kann dies bewerkstelligen, indem er eine Rückkopplungsschleife verwendet oder indem er den Betrag berechnet, um welchen der parallelgeschaltete Blindwiderstand erhöht oder verringert werden muss, und den parallelgeschalteten Blindwiderstand 36 dementsprechend einstellt.
Der Mikrocontroller 90 erhält vorzugsweise eine Sicherheitsspanne zwischen der aktuellen Resonanzfrequenz und den Grenzen des Zielfrequenzbands aufrecht, damit er in dem Fall reagieren kann, in dem sich die zu messende Kapazität zwischen der letzten und der nächsten Messung ändert. Wenn die Resonanzfrequenz zu nahe an der oberen oder unteren Grenze des Zielfrequenzbands ist, aktiviert der Mikrocontroller 90 demnach eine andere Kombination der Kondensatoren 136.1, 136.2, 136.3 und 136.4 derart, dass die daraus resultierende Resonanzfrequenz zur Mitte des Zielfrequenzbands hin verschoben wird. Die Wiederholungsrate der Impedanzmessungen wird in Abhängigkeit von der Sicherheitsspanne des Zielfrequenzbands und der maximal erwarteten Änderungsrate der zu messenden Kapazität ausgewählt. Insbesondere werden die Wiederholungsrate hoch genug und die Sicherheitsspanne des Zielfrequenzbands groß genug gewählt, um dem Mikrocontroller die Möglichkeit zu geben, mit einer etwaigen Impedanzänderung klarzukommen, die keine bestimmte vordefinierte Änderungsrate überschreitet. Der Mikrocontroller wird vorzugsweise derart konfiguriert, dass er den Leistungspegel des LC-Tankkreises reduziert, falls die Resonanzfrequenz zufälligerweise die Zielfrequenz verlassen sollte (z. B. wegen einer abrupten Änderung der zu messenden Kapazität). Sobald der parallelgeschaltete Blindwiderstand auf die neue Situation eingestellt und die Resonanzfrequenz zu dem Zielfrequenzband zurückverschoben wurde, kann der Leistungspegel wieder erhöht werden.
Es könnte passieren, dass eine oder mehrere der reaktiven Komponenten teilweise oder ganz zerbrechen, wodurch ihr Wert verändert wird; dies bedeutet, dass die Annahme eines bekannten Werts nicht mehr zutrifft. Dieses Problem kann gelöst werden, indem man in Parallelschaltung zu den Kondensatoren 136.1, 136.2, 136.3 und 136.4 einen zusätzlichen Satz von Kondensatoren hinzufügt, die im Wesentlichen die gleichen Kapazitätswerte C_136.1, C_136.2, C_136.3 und C_136.4 aufweisen. Zur Prüfung der Kapazität beispielsweise des Kondensators 136.1 kann eine Messung der unbekannten Kapazität ein erstes Mal mit dem Kondensator 136.1 und ein zweites Mal mit demjenigen Kondensator, der die gleiche Sollkapazität wie der Kondensator 136.1 aufweist, durchgeführt werden. Wenn sich aus diesen Messungen unterschiedliche Resonanzfrequenzen ergeben, kann man daraus folgern, dass der Kondensator 136.1 oder dessen Duplikat defekt ist.
Zahlenbeispiel (Fig. 2)
Es wird angenommen, dass das Zielfrequenzband des kapazitiven Erfassungsnetzes von 120 kHz bis 150 kHz reicht.
In diesem Beispiel sind L (Induktivität der Gleichtaktdrossel) = 10 mH, C_136.1 = 10 pF, C_136.2 = 20 pF, C_136.3 = 40 pF, C_136.4 = 80 pF und haben die Schalter 137.1, 137.2, 137.3 und 137.4 vernachlässigbare Kapazitäten bei offenem Schalter.
Alle möglichen Kombinationen der parallelgeschalteten Kondensatoren 136.1, 136.2, 136.3 und 136.4 ergeben 16 verschiedene bekannte Kapazitäten, die von 0 pF (alle Schalter 137.1, 137.2, 137.3 und 137.4 sind offen) bis 150 pF (alle Schalter 137.1, 137.2, 137.3 und 137.4 sind geschlossen) reichen. Geht man davon aus, dass 10 pF ≤ Cx ≤ 100 pF, wird die Gesamtkapazität C_gesamt, die die Summe aus der unbekannten Kapazität und der bekannten Kapazität ist, je nach der Kombination der aktivierten Kondensatoren 136.1, 136.2, 136.3 und 136.4 von 10 pF bis 250 pF reichen.
Die daraus resultierenden Resonanzfrequenzen werden von 100.66 kHz bis 503.29 kHz reichen.

Man kann insbesondere die folgenden Resonanzfrequenzen erhalten, wenn die unbekannte Kapazität Cx 10 pF beträgt:

Aktivierte Kapazitäten	C_bekannt/pF	C_gesamt/pF	F_res/kHz
keine	0	10	503,29
C_136.1	10	20	355,88
C_136.2	20	30	290,58
C_136.1 und C_136.2	30	40	251,65
C_136.3	40	50	225,08
C_136.3 und C_136.1	50	60	205,47
C_136.3 und C_136.2	60	70	190,23
C_136.3 und C_136.1 und C_136.2	70	80	177,94
C_136.4	80	90	167,76
C_136.4 und C_136.1	90	100	159,15
C_136.4 und C_136.2	100	110	151,75
C_136.4 und C_136.1 und C_136.2	110	120	145,29
C_136.4 und C_136.3	120	130	139,59
C_136.4 und C_136.1 und C_136.3	130	140	134,51
C_136.4 und C_136.2 und C_136.3	140	150	129,95
C_136.1 bis C_136.4	150	160	125,82

Die nutzbaren (zulässigen) Kombinationen der Kondensatoren 136.1, 136.2, 136.3 und 136.4 und die entsprechenden Frequenzen im Zielfrequenzband sind, bei Cx = 10 pF, in Fettschrift dargestellt.

Wenn die unbekannte Kapazität Cx 100 pF beträgt, sind die erhaltenen Resonanzfrequenzen wie folgt:

Aktivierte Kapazitäten	C_bekannt/pF	C_gesamt/pF	F_res/kHz
keine	0	100	159,15
C_136.1	10	110	151,75
C_136.2	20	120	145,29
C_136.1 und C_136.2	30	130	139,59
C_136.3	40	140	134,51
C_136.3 und C_136.1	50	150	129,95
C_136.3 und C_136.2	60	160	125,82
C_136.3 und C_136.1 und C_136.2	70	170	122,07
C_136.4	80	180	118,63
C_136.4 und C_136.1	90	190	115,46
C_136.4 und C_136.2	100	200	112,54
C_136.4 und C_136.1 und C_136.2	110	210	109,83
C_136.4 und C_136.3	120	220	107,3
C_136.4 und C_136.1 und C_136.3	130	230	104,94
C_136.4 und C_136.2 und C_136.3	140	240	102,73
C_136.1 bis C_136.4	150	250	100,66

Die nutzbaren Kombinationen der Kondensatoren 136.1, 136.2, 136.3 und 136.4 und die entsprechenden Frequenzen im Zielfrequenzband sind, bei Cx = 100 pF, in Fettschrift dargestellt.
Wenn die Induktivität der Gleichtaktdrossel nicht genau bekannt ist (beispielsweise wegen Temperaturschwankungen, Alterung usw.), kann die unbekannte Kapazität wie oben beschrieben bestimmt werden, indem man verschiedene Kombinationspaare der Kondensatoren 136.1, 136.2, 136.3 und 136.4 verwendet, die unter den nutzbaren Kombinationen ausgewählt wurden. Wenn man den Kapazitätswert, der mit einer ersten Kombination (Kapazität C_1,i, Resonanzfrequenz fa_i) und einer zweiten Kombination (Kapazität C_2,i ≠ C_1,i, Resonanzfrequenz fb_i ≠ fa_i) erhalten wurde, mit Cx_i bezeichnet, erhält man:
Bei n nutzbaren Kombinationen ergeben sich
mögliche Wege zur Berechnung von Cx unter Verwendung der obigen Formel (*). Der Mikrocontroller wird vorzugsweise derart konfiguriert, dass er mehrere Resonanzfrequenzmessungen mit verschiedenen zulässigen Kombinationen der Kondensatoren 136.1, 136.2, 136.3 und 136.4 durchführt, um die Werte Cx_i (i = 1...n(n – 1)) der unbekannten Kapazität aus mehreren Kombinationspaaren zu berechnen und den Endwert Cx der unbekannten Kapazität als den Mittelwert bzw. den Median der einzelnen Messungen von Cx_i zu berechnen. Der Widerstandsteil der Impedanz wird als der Mittelwert bzw. Median der berechneten Widerstandsteile für die verschiedenen Kombinationspaare ermittelt. Es ist anzumerken, dass die Mittelwertbildung bei den einzelnen Messungen der Kapazität und den einzelnen Messungen des Wirkwiderstands möglich ist, da die beteiligten Resonanzfrequenzen alle in einem schmalen Frequenzband (hier: 120 kHz bis 150 kHz) enthalten sind.
Im Falle einer Störung durch ein anderes elektronisches Gerät in der Nähe des kapazitiven Erfassungsnetzes können einer oder mehrere der berechnete Cx_i-Kapazitätswerte ungültig sein. Wenn diese ungültigen Messungen für die Berechnung der durchschnittlichen Kapazität mit berücksichtigt wurden, könnte dies zu einem signifikanten Messfehler führen. Deshalb werden die Kapazitätswerte Cx_i (i = 1...n(n – 1)), die mit den verschiedenen Kondensatorkombinationen erhalten wurden, vorzugsweise auf Ausreißer hin analysiert. Es kann in diesem Zusammenhang von vornherein ein beliebiges Verfahren eingesetzt werden, das für die Erkennung von Ausreißern in einer Grundgesamtheit von Messwerten geeignet ist. Man könnte beispielsweise die Differenz ΔCx_i zwischen jedem Wert Cx_i und dem Mittel- bzw. Medianwert Cx (ΔCx_i = Cx – Cx_i) berechnen und diejenigen Cx_i-Werte aussortieren, die weiter von dem berechneten Mittelwert Cx entfernt sind als ein vorgegebener Schwellwert.
Wenn man beispielsweise die Zahlenwerte aus der obigen zweiten Tabelle nimmt, liegen die gemessenen Resonanzfrequenzen mit C_bekannt = 30 pF, 40 pF, 50 pF, 60 pF und 70 pF innerhalb des Zielfrequenzbands. Die Cx_i-Werte werden mit verschiedenen Kombinationen der beibehaltenen Resonanzfrequenzen berechnet. Es wird für dieses Beispiel auch angenommen, dass eine Störung einen Messfehler von 1% der gemessenen Resonanzfrequenz verursacht, die mit C_bekannt = 30 pF gemessen wurde, d. h., dass eine Resonanzfrequenz von 140,99 kHz statt der 139,59 kHz (in der obigen zweiten Tabelle dargestellt) gemessen wird.
Die folgende Tabelle zeigt die berechneten unbekannten Kapazitäten Cx_i (in pF), die durch alle der möglichen Kombinationen der gemessenen Resonanzfrequenzen erhalten wurden. Die C_bekennt-Werte in fetten Schriftzeichen in der linken Spalte und der Kopfzeile geben die bekannten Kapazitäten in pF an, die für die Berechnung der unbekannten Kapazitäten Cx_i verwendet wurden.

C_bekannt 30 40 50 60

40 71,5

50 83,0 100,0

60 87,4 100,0 100,0

70 89,8 100,0 100,0 100,0
Der Medianwert aller berechneten Werte ist in diesem Beispiel 100 pF. Es wird ein Schwellwert definiert, der bestimmt, welche unbekannten Kapazitäten als gültig gelten. Der Schwellwert wird bei diesem Beispiel als 10% definiert, d. h., dass alle Werte, die kleiner als 90% des Medianwerts sind, und alle Werte, die größer als 110% des Medianwerts sind, aussortiert werden. Aus der obigen Tabelle werden demzufolge alle unbekannten Kapazitäten Cx_i, die mit einer angewandten bekannten Kapazität von 30 pF gemessen wurden, aussortiert.
Als Alternative zu der Erkennung von Ausreißern unter den Werten von Cx_i (i = 1...n(n – 1)) kann der Mikrocontroller folgendermaßen vorgehen. Für jede der zulässigen Kombinationen der Kondensatoren 136.1, 136.2, 136.3 und 136.4 werden mehrere Messungen der Resonanzfrequenz und des Parallelwiderstands durchgeführt. Es wird die Standardabweichung jeder gemessenen Resonanzfrequenz und des äquivalenten Parallelwiderstands berechnet. Falls die Standardabweichung der Frequenz und/oder des Parallelwiderstands einen vorgegebenen Schwellwert überschreitet, werden die entsprechende gemessene Kapazität und der entsprechende gemessene Wirkwiderstand dieser Resonanzfrequenz aussortiert.
Die Kondensatoren mit bekanntem Wert können auch einzeln oder alle zusammen durch Induktivitäten oder beliebige komplexe Impedanzen, d. h. Kombinationen aus einer reaktiven Komponente und einem Widerstandsteil, ersetzt werden.
3 zeigt eine zweite mögliche Ausgestaltung der mehreren aktivierbaren oder deaktivierbaren reaktiven Komponenten 36 (siehe auch 1). Gemäß dieser Ausgestaltung umfassen die mehreren aktivierbaren oder deaktivierbaren reaktiven Komponenten 36 einen Kondensator 236c, der in Parallelschaltung zu Induktoren 236.1, 236.2, 236.3 und 236.4 angeordnet ist. Jeder der Induktoren 236.1, 236.2, 236.3 und 236.4 ist in Reihe mit einem elektronischen Schalter 237.1, 237.2, 237.3 bzw. 237.4 angeschlossen. Die elektronischen Schalter 237.1, 237.2, 237.3 und 237.4 sind einzeln durch den Mikrocontroller 90 (siehe 1) steuerbar, um die entsprechenden Induktoren 236.1, 236.2, 236.3 und 236.4 zu aktivieren oder zu deaktivieren. Die Induktoren 236.1, 236.2, 236.3 und 236.4 haben jeweils eine bekannte Induktivität und sind selektiv in Parallelschaltung an den Kondensator 236c und die zu messende Kapazität 40, 42 (siehe 1) anschließbar. Die Schalter 237.1, 237.2, 237.3 und 237.4 können beispielsweise MOSFETs sein. Der parallelgeschaltete Kondensator 236c hat eine bekannte Kapazität und ist derart vorgesehen, dass er die Resonanzfrequenz des Resonanznetzes in einem annehmbaren Bereich hält, während zweckmäßige Induktivitätswerte für die bekannten Induktoren 236.1, 236.2, 236.3 und 236.4 verwendet werden.
Um die potentiell veränderliche Impedanz der Gleichtaktdrossel zu eliminieren, kann man beispielsweise das folgende Verfahren unter der Steuerung des Mikrocontrollers 90 (siehe 1) durchführen. Eine erste Messung der Resonanzfrequenz des Parallelresonanz-LC-Tankkreises erfolgt mit einer ersten Kombination der Induktoren 236.1, 236.2, 236.3 und 236.4 in aktiviertem Zustand (die entsprechenden Schalter 237.1, 237.2, 237.3 und 237.4 sind geschlossen). Dieser Frequenzwert wird gespeichert (hier als „fa”). Eine zweite Messung der Resonanzfrequenz erfolgt mit einer zweiten Kombination der Induktoren 236.1, 236.2, 236.3 und 236.4 in aktiviertem Zustand (die entsprechenden Schalter 237.1, 237.2, 237.3 und 237.4 sind geschlossen), d. h. wenn sie in Parallelschaltung zu der zu messenden Kapazität angeschlossen sind. Der so erhaltene Frequenzwert wird gespeichert (hier als „fb”). Die erste und die zweite Kombination der Induktoren 236.1, 236.2, 236.3 und 236.4 sind derart zu wählen, dass die sich ergebenden Frequenzen fa und fb verschieden sind. Die Beziehungen zwischen den Resonanzfrequenzen und den induktiven und kapazitiven Komponenten der Schaltung können ausgedrückt werden durch:
wobei L die Induktivität der Gleichtaktdrossel, Cx die zu messende Kapazität, L₁ die Gesamtinduktivität des bzw. der aktivierten Induktoren der Induktoren 236.1, 236.2, 236.3 und 236.4 gemäß der ersten Kombination, L₂ die Gesamtinduktivität des bzw. der aktivierten Induktoren der Induktoren 236.1, 236.2, 236.3 und 236.4 gemäß der zweiten Kombination und C_236c die Kapazität des Kondensators 236c sind. Diese Gleichungen können derart kombiniert werden, dass sie Cx als Funktion der gemessenen Frequenzen fa und fb ergeben:
Die Induktivität L wurde in der letzteren Gleichung eliminiert und beeinflusst demzufolge nicht die Kapazitätsmessung.
Da sich die Induktivität L und die unbekannte Kapazität Cx zwischen den Messungen der Resonanzfrequenzen fa und fb nicht viel verändern dürfen, müssen diese Messungen in einem ausreichend kurzen Zeitraum nacheinander durchgeführt werden.
Der Strom und die Spannung des Parallelresonanznetzes sind bei der Resonanzfrequenz phasengleich, und der Widerstandsteil der zu messenden Impedanz entspricht demzufolge dem Verhältnis zwischen Spannung und Strom. Der Mikrocontroller 90 (1) kann somit den Widerstandsteil der zu messenden Impedanz ermitteln, indem er die Spannung und den Strom durch das Resonanznetz misst.
Wie bei der Ausgestaltung von 2 kann der Mikrocontroller 90 die Resonanzfrequenz des kapazitiven Erfassungsnetzes durch Aktivieren oder Deaktivieren der reaktiven Komponenten, d. h. in diesem Fall der Induktoren 236.1, 236.2, 236.3 und 236.4, verschieben. Der Mikrocontroller kann insbesondere derart konfiguriert werden, dass er ein ähnliches Startverfahren laufen lässt und ähnliche Maßnahmen durchführt, um eine niedrige oder keine elektromagnetische Störung anderer Geräte zu gewährleisten, wie in Bezug auf die Ausgestaltung von 1 beschrieben wurde.
Zahlenbeispiel (Fig. 3)
In diesem Beispiel wird angenommen, dass der Kondensator 236c eine Kapazität von 300 pF aufweist, L (Induktivität der Gleichtaktdrossel) = 10 mH und die Induktivitäten L_236.1, L_236.2, L_236.3 und L_236.4 der Induktoren 236.1, 236.2, 236.3 und 236.4 20 mH, 10 mH, 5 mH bzw. 2,5 mH sind. Es wird angenommen, dass die bei offenem Schalter gegebenen Kapazitäten der Schalter 237.1, 237.2, 237.3 und 237.4 vernachlässigt werden können.
Es wird angenommen, dass das Zielfrequenzband des kapazitiven Erfassungsnetzes von 120 kHz bis 150 kHz reicht.

Durch Aktivieren oder Deaktivieren verschiedener Gruppen der Induktoren 236.1, 236.2, 236.3 und 236.4 können die folgenden Resonanzfrequenzen (Fres) für eine unbekannte Kapazität von 0 pF erhalten werden:

Aktivierte Induktivitäten	L_bekannt/mH	L_gesamt/mH	F_res/kHz
keine	/	10	91,89
L_236.1	20	6,67	112,54
L_236.2	10	5	129,95
L_236.1 und L_236.2	6,67	4	145,29
L_236.3	5	3,33	159,15
L_236.3 und L_236.1	4	2,86	171,91
L_236.3 und L_236.2	3,33	2,5	183,78
L_236.3 und L_236.1 und L_236.2	2,86	2,22	194,92
L_236.4	2,5	2	205,47
L_236.4 und L_236.1	2,22	1,82	215,5
L_236.4 und L_236.2	2	1,67	225,08
L_236.4 und L_236.1 und L_236.2	1,82	1,54	234,27
L_236.4 und L_236.3	1,67	1,43	243,11
L_236.4 und L_236.1 und L_236.3	1,54	1,33	251,65
L_236.4 und L_236.2 und L_236.3	1,43	1,25	259,9
L_236.1 ^bis L_236.4	1,33	1,18	267,9

Resonanzfrequenzen, die innerhalb des Zielfrequenzbands liegen, sind wieder in Fettschrift dargestellt.

Die folgende Tabelle zeigt die gleichen Ergebnisse mit einer unbekannten Kapazität von 100 pF:

Aktivierte Induktivitäten	L_bekannt/mH	L_gesamt/mH	F_res/kHz
keine	/	10	79,58
L_236.1	20	6,67	97,46
L_236.2	10	5	112,54
L_236.1 und L_236.2	6,67	4	125,82
L_236.3	5	3,33	137,83
L_236.3 und L_236.1	4	2,86	148,88
L_236.3 und L_236.2	3,33	2,5	159,15
L_236.3 und L_236.1 und L_236.2	2,86	2,22	168,81
L_236.4	2,5	2	177,94
L_236.4 und L_236.1	2,22	1,82	186,63
L_236.4 und L_236.2	2	1,67	194,92
L_236.4 und L_236.1 und L_236.2	1,82	1,54	202,88
L_236.4 und L_236.3	1,67	1,43	210,54
L_236.4 und L_236.1 und L_236.3	1,54	1,33	217,93
L_236.4 und L_236.2 und L_236.3	1,43	1,25	225,08
L_236.1 bis L_236.4	1,33	1,18	232,01

Die nutzbaren Kombinationen der Induktoren 236.1, 236.2, 236.3 und 236.4 und die entsprechenden Frequenzen im Zielfrequenzband sind, bei Cx = 100 pF, in Fettschrift dargestellt.
Der Mikrocontroller 90 (1) kann daher die Schalter 237.1, 237.2, 237.3 und 237.4 derart steuern, dass er die Resonanzfrequenz innerhalb des Zielfrequenzbands hält, wenn sich die zu messende Kapazität ändert.
Wie bei dem vorherigen Beispiel kann der Mikrocontroller vorteilhafterweise derart konfiguriert werden, dass er unterschiedliche Kombinationspaare der Induktoren 236.1, 236.2, 236.3 und 236.4 verwendet, die unter den nutzbaren Kombinationen zur Messung mehrerer Kapazitätswerte Cx_i ausgewählt wurden. Der Mikrocontroller kann anschließend den Endwert Cx der unbekannten Kapazität als Mittelwert bzw. Median der einzelnen Cx_i-Messungen berechnen. Der Widerstandsteil der Impedanz wird als Mittelwert bzw. Median der berechneten Widerstandsteile für die verschiedenen Kombinationspaare ermittelt.
4 zeigt eine dritte mögliche Ausgestaltung der mehreren aktivierbaren oder deaktivierbaren reaktiven Komponenten 36 (siehe 1). Gemäß dieser Ausgestaltung umfassen die mehreren aktivierbaren oder deaktivierbaren reaktiven Komponenten 36 einen Kondensator 336c, der in Parallelschaltung mit einer Reihe von Induktoren 336.1, 336.2, 336.3 und 336.4 angeordnet ist. Der Mikrocontroller 90 steuert die Gesamtimpedanz des Netzes der Induktoren 336.1, 336.2, 336.3 und 336.4, indem er verschiedene Gruppen der Induktoren 336.1, 336.2, 336.3 und 336.4 zu einem Zeitpunkt aktiviert. Jeder der Induktoren 336.1, 336.2, 336.3 und 336.4 ist in Parallelschaltung zu einem elektronischen Schalter 337.1, 337.2, 337.3 bzw. 337.4 angeschlossen. Die elektronischen Schalter 337.1, 337.2, 337.3 und 337.4 sind einzeln durch den Mikrocontroller 90 (siehe 1) steuerbar, um die entsprechenden Induktoren 336.1, 336.2, 336.3 und 336.4 zu aktivieren oder zu deaktivieren. Die Induktoren 336.1, 336.2, 336.3 und 336.4 haben jeweils eine bekannte Induktivität und können selektiv deaktiviert werden, indem der entsprechende Schalter 337.1, 337.2, 337.3 bzw. 337.4 geschlossen wird. Die Schalter 337.1, 337.2, 337.3 bzw. 337.4 können beispielsweise MOSFETs sein. Der parallelgeschaltete Kondensator 336c hat eine bekannte Kapazität und ist derart vorgesehen, dass er die Resonanzfrequenz des Resonanznetzes in einem annehmbaren Bereich hält, während zweckmäßige Induktivitätswerte für die bekannten Induktoren 336.1, 336.2, 336.3 und 336.4 verwendet werden.
Zahlenbeispiel (Fig. 4)
In diesem Beispiel wird angenommen, dass der Kondensator 336c eine Kapazität von 300 pF aufweist, L (Induktivität der Gleichtaktdrossel) = 10 mH und die Induktivitäten L_336.1, L_336.2, L_336.3 und L_336.4 der Induktoren 336.1, 336.2, 336.3 und 336.4 1,25 mH, 2,5 mH, 5 mH bzw. 10 mH sind. Es wird angenommen, dass die bei offenem Schalter gegebenen Kapazitäten der Schalter 337.1, 337.2, 337.3 und 337.4 vernachlässigt werden können.
Es wird angenommen, dass das Zielfrequenzband des kapazitiven Erfassungsnetzes von 120 kHz bis 150 kHz reicht.

Durch Aktivieren oder Deaktivieren verschiedener Gruppen der Induktoren 336.1, 336.2, 336.3 und 336.4 können die folgenden Resonanzfrequenzen (F_res) für eine unbekannte Kapazität von 0 pF erhalten werden:

Aktivierte Induktivitäten	L_bekannt/mH	L_gesamt/mH	F_res/kHz
L_336.1	1,25	1,11	275,66
L_336.2	2,5	2	205,47
L_336.1 und L_336.2	3,75	2,73	175,95
L_336.3	5	3,33	159,15
L_336.3 und L_336.1	6,25	3,85	148,17
L_336.3 und L_336.2	7,5	4,29	140,36
L_336.3 und L_336.1 und L_336.2	8,75	4,67	134,51
L_336.4	10	5	129,95
L_336.4 und L_336.1	11,25	5,29	126,29
L_336.4 und L_336.2	12,5	5,56	123,28
L_336.4 und L_336.1 und L_336.2	13,75	5,79	120,76
L_336.4 und L_336.3	15	6	118,63
L_336.4 und L_336.1 und L_336.3	16,25	6,19	116,79
L_336.4 und L_336.2 und L_336.3	17,5	6,36	115,19
L_336.1 bis L_336.4	18,75	6,52	113,78

Resonanzfrequenzen, die innerhalb des Zielfrequenzbands liegen, sind in fetten Schriftzeichen dargestellt.

Aktivierte Induktivitäten	L_bekannt/mH	L_gesamt/mH	F_res/kHz
L_336.1	1,25	1,11	238,73
L_336.2	2,5	2	177,94
L_336.1 und L_336.2	3,75	2,73	152,38
L_336.3	5	3,33	137,83
L_336.3 und L_336.1	6,25	3,85	128,31
L_336.3 und L_336.2	7,5	4,29	121,56
L_336.3 und L_336.1 und L_336.2	8,75	4,67	116,49
L_336.4	10	5	112,54
L_336.4 und L_336.1	11,25	5,29	109,37
L_336.4 und L_336.2	12,5	5,56	106,76
L_336.4 und L_336.1 und L_336.2	13,75	5,79	104,59
L_336.4 und L_336.3	15	6	102,73
L_336.4 und L_336.1 und L_336.3	16,25	6,19	101,14
L_336.4 und L_336.2 und L_336.3	17,5	6,36	99,76
L_336.1 bis L_336.4	18,75	6,52	98,54

Die nutzbaren Kombinationen der Induktoren 336.1, 336.2, 336.3 und 336.4 und die entsprechenden Frequenzen im Zielfrequenzband sind, bei Cx = 100 pF, in Fettschrift dargestellt.
Als weitere Option können, statt der Verwendung von entweder nur schaltbaren Kondensatoren oder nur schaltbaren Induktoren wie in den Beispielen von 2–4, schaltbare parallelgeschaltete Induktoren und Kondensatoren als reaktive Komponenten benutzt werden.
5 zeigt eine praktische Implementierung der Schaltung von 1. 5 zeigt insbesondere einen möglichen Weg zur Implementierung der Vorrichtung mit negativem Widerstand 52 von 1. In 5 werden gegebenenfalls die gleichen Bezugszeichen wie in 1 verwendet. Elemente, die bereits anhand von 1 besprochen wurden, werden der Knappheit halber nicht erneut besprochen. Der Mikrocontroller 90 ist in 5 nicht dargestellt.
Die Vorrichtung mit negativem Widerstand 52 ist der aktive, die Schwingung aufrechterhaltende Teil eines Oszillators. Sie ist der aktive Teil eines emittergekoppelten LC-Oszillators und umfasst Transistoren 54 und 56 sowie eine Stromsenke (Transistor 68, Widerstand 70 und Vorspannungsquelle 72). Die gleiche Schaltung ist als Oszillatorkern in der integrierten Motorola-Schaltung MC1684 („Voltage controlled oscillator”; spannungsgesteuerter Oszillator) implementiert. Der Transistor 54 tastet die Spannung über dem Parallelresonanznetz ab und steuert den Strom über die Emitterschaltung durch den Transistor 56. Der Strom durch den Transistor 56 wird selbst über dessen Kollektor in das Parallelresonanznetz zurückgespeist, wodurch die Schwingung des Oszillators aufrechterhalten wird. Die Stromsenke führt den Betriebsstrom der Schaltung zu. Es wird manchmal zwischen einer Stromquelle und einer Stromsenke unterschieden. Der erstere Begriff bezeichnet dann eine Vorrichtung mit einem aus ihr herausfließenden positiven Strom, wohingegen die „Stromsenke” eine Vorrichtung mit einem in sie hineinfließenden positiven Strom (oder desgleichen einen aus ihr herausfließenden negativen Strom) bezeichnet. Berücksichtigt man, dass der Strom allgemein als algebraische Größe betrachtet wird, die positiv und negativ sein kann, kann im Rahmen der vorliegenden Erfindung der Begriff „Stromsenke” auch eine „Stromquelle” sein.
Der hochohmige Verstärker untersucht die Wechselspannung am ersten Knoten 21 und gibt ein entsprechendes Ausgangssignal an seinem Ausgangsknoten 44 aus. Wenn der durch die Stromsenke erzeugte Versorgungsstrom auf einen passenden Wert eingestellt ist, hängt die Amplitude der Wechselspannung am Knoten 21 im Wesentlichen nur von der ohmschen Komponente des Resonanznetzes ab. Die zu messende Kapazität kann dann wie vorstehend beschrieben auf der Grundlage der Frequenz des Ausgangssignals des hochohmigen Verstärkers 32 berechnet werden. Ferner kann der Widerstandsteil der zu messenden komplexen Impedanz ermittelt werden, indem die Amplitude des Ausgangssignals am Knoten 44 und/oder die Gleichstromenergie, die die Stromsenke ihrer Energieversorgung entzieht, gemessen werden. Die Resonanzfrequenz des Resonanznetzes kann wie oben beschrieben eingestellt werden.
Bei der in 5 dargestellten Ausgestaltung ist eine „automatische Abgleichschleife” (im Engl.: „automatic levelling loop”, die beispielsweise in der oben angeführten integrierten Motorola-Schaltung MC1684 „Voltage controlled oscillator” implementiert ist) implementiert. Ein Gleichrichter 60 wandelt die Spitzenamplitude des Ausgangssignals des hochohmigen Verstärkers, die proportional zu der Amplitude der Wechselspannung am Knoten 21 ist, in eine proportionale Gleichspannung um. Ein Fehlerverstärker 62 vergleicht diese Gleichspannung mit einem durch eine Spannungsquelle 64 definierten Referenzwert und gibt eine Steuerspannung an seinem Ausgangsknoten 66 aus. Diese Steuerspannung steuert die Stromsenke, die den Transistor 68, den Widerstand 70 und die Vorspannungsquelle 72 derart umfasst, dass die Amplitude des Resonanznetzes (die Amplitude der Wechselspannung am Knoten 21) im Wesentlichen konstant bleibt. Die Größe des Stroms durch die Stromsenke um den Transistor 68 herum zeigt dann ein umgekehrtes Ansprechen auf die parallele ohmsche Komponente des Resonanznetzes. Da die Steuerspannung des Knotens 66 im Wesentlichen proportional zu dem durch die Stromsenke fließenden Strom ist, kann die Steuerspannung des Knotens 66 zur Berechnung des Widerstandswerts der zu bestimmenden Impedanz verwendet werden.
6 zeigt schematisch einen Fahrzeugsitz 86, der mit einer Sitzheizung und einem kapazitiven Belegungssensor in Kombination versehen ist, welche – mit Ausnahme der gespeisten Schirmelektrode (oder Schutzelektrode) 88, die über einen Spannungsfolger 91 an den ersten Knoten 21 angeschlossen ist – im Wesentlichen der in 1 dargestellten Kombination entspricht. Die Sitzheizung und der kapazitive Belegungssensor in Kombination von 6 umfassen mehrere aktivierbare oder deaktivierbare reaktive Komponenten 36 (die auch als „parallelgeschalteter Blindwiderstand” bezeichnet werden), die beispielsweise wie in 2–4 dargestellt und wie oben beschrieben implementiert sein können.
Das Heizelement 10 ist in dem Sitz 86 und insbesondere unter der Sitzoberfläche angeordnet. Zusätzlich zu der zu messenden Kapazität bzw. Impedanz (wieder durch die Kondensatoren 40 und 42 dargestellt) gibt es eine zusätzliche Kapazität zwischen dem Heizelement 10 und dem Sitzrahmen 92. Die zusätzliche Kapazität ist in Parallelschaltung zu der zu messenden Kapazität und kann beträchtliche Messfehler einbringen, da sie kaum bekannt ist und sich während der Lebensdauer der Anwendung ändern kann. Zur Unterdrückung des Einflusses der zusätzlichen Kapazität ist zwischen der Sitzheizung 10 und dem Sitzrahmen 92 eine Schutzelektrode 88 angeordnet. Die Schutzelektrode 88 kann beispielsweise eine leitende Folie oder Textilie sein, die zumindest den Bereich überdeckt, über den sich das Heizelement 10 erstreckt. Die Schutzelektrode 88 ist zur besseren Abschirmung vorzugsweise größer als der Bereich, über den sich das Heizelement 10 erstreckt. Wie oben angeführt wurde, ist die Schutzelektrode 88 elektrisch an den Spannungsfolger 91 angeschlossen. Der Spannungsfolger 91 hat eine hohe Eingangsimpedanz, damit die Messung nicht gestört wird. Der Spannungsfolger 91 hält die Spannung an der Schutzelektrode 88 im Wesentlichen gleich der Spannung am Heizelement 10. Bei der Durchführung der kapazitiven Messung gibt es demnach keine oder lediglich eine sehr geringe Wechselspannungsdifferenz zwischen dem Heizelement 10 und der Schutzelektrode 88. Infolgedessen fließt im Wesentlichen kein Wechselstrom zwischen dem Heizelement 10 und der Schutzelektrode 88. Da die Schutzelektrode 88 zwischen dem Heizelement 10 und dem Sitzrahmen 92 angeordnet ist, fließt im Wesentlichen kein Wechselstrom zwischen dem Heizelement 10 und dem Sitzrahmen 92.
Obwohl spezifische Ausgestaltungen im Detail beschrieben wurden, versteht sich für den durchschnittlichen Fachmann, dass verschiedene Modifikationen von und Alternativen zu diesen Details im Lichte der Gesamtlehren der Offenbarung entwickelt werden könnten. Dementsprechend sollen die offenbarten besonderen Anordnungen lediglich als Veranschaulichung dienen und nicht den Schutzbereich der Erfindung einschränken, der die volle Breite der beigefügten Ansprüche und beliebiger und aller Äquivalente davon enthalten soll.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
Zitierte Patentliteratur

US 6161070 [0004]
US 6392542 [0004]
WO 92/17344 A1 [0005]
WO 5/13204 [0006]
US 7521940 [0007]
US 2009/0295199 [0008]
US 6703845 [0009]
DE 4338285 A1 [0010]
DE 4110702 A1 [0011]
US 5525843 [0012]

Zitierte Nicht-Patentliteratur

J. R. Smith erklärt, die in Computer Graphics I/O Devices, Ausgabe Mai/Juni 1998, S. 54–60 [0003]

Claims

Kapazitiver Sensor, umfassend: eine Antennenelektrode zur kapazitiven Kopplung mit einer Gegenelektrode zur Bildung einer Kapazität, wobei die Kapazität auf eine das elektrische Feld beeinflussende Eigenschaft eines Objekts oder einer Person in der Nähe der Antennenelektrode anspricht; ein kapazitives Erfassungsnetz, das an die Antennenelektrode angeschlossen ist, um daran ein oszillierendes Signal anzulegen und die Kapazität auf Basis der Eigenschaften des oszillierenden Signals zu bestimmen; wobei der kapazitive Sensor dadurch gekennzeichnet ist, dass das kapazitive Erfassungsnetz mindestens einen Induktor und mehrere reaktive Komponenten umfasst, die derart angeordnet sind, dass sie ein Resonanznetz mit der Kapazität bilden, wobei die mehreren reaktiven Komponenten derart aktivierbar oder deaktivierbar sind, dass sie eine Resonanzfrequenz des Resonanznetzes modifizieren.
Sitzheizung und kapazitiver Belegungssensor in Kombination, beispielsweise für einen Fahrzeugsitz, umfassend: ein Heizungsnetz einschließlich eines Heizelements, das zwischen einem ersten Knoten und einem zweiten Knoten angeschlossen ist, um Wärme abzugeben, wenn bewirkt wird, dass ein Heizstrom zwischen dem ersten und zweiten Knoten durch das Heizelement fließt, ein kapazitives Erfassungsnetz, das an das Heizelement angeschlossen ist, um das Heizelement als Antennenelektrode zu verwenden, wobei das Heizelement für die Bildung einer Kapazität mit einer Gegenelektrode angeordnet ist, wobei die Kapazität auf eine das elektrische Feld beeinflussende Eigenschaft eines Objekts oder einer Person in der Nähe des Heizelements anspricht, wobei das kapazitive Erfassungsnetz derart konfiguriert ist, dass es ein oszillierendes Signal an das Heizelement anlegt und die Kapazität auf Basis der Eigenschaften des oszillierenden Signals bestimmt; dadurch gekennzeichnet, dass das Heizungsnetz eine Gleichtaktdrossel mit mindestens zwei Wicklungen umfasst, wobei das Heizelement derart in Reihe zwischen einer ersten und einer zweiten Wicklung der mindestens zwei Wicklungen angeschlossen ist, dass es über die Gleichtaktdrossel mit einer Energiequelle wirkverbindbar ist; und dass das kapazitive Erfassungsnetz mehrere reaktive Komponenten umfasst, die für die Bildung eines Resonanznetzes mit der ersten und/oder zweiten Wicklung und der Kapazität angeordnet sind, wobei die mehreren reaktiven Komponenten derart aktivierbar oder deaktivierbar sind, dass sie eine Resonanzfrequenz des Resonanznetzes modifizieren.
Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, wobei die reaktiven Komponenten Kondensatoren umfassen.
Vorrichtung nach irgendeinem der Ansprüche 1 bis 3, wobei die reaktiven Komponenten weiter Induktoren umfassen.
Vorrichtung nach irgendeinem der Ansprüche 1 bis 4, umfassend eine elektronisch gesteuerte Schaltanordnung, die derart konfiguriert ist, dass sie die reaktiven Komponenten einzeln aktiviert und deaktiviert.
Vorrichtung nach irgendeinem der Ansprüche 1 bis 5, wobei das kapazitive Erfassungsnetz ein Steuergerät wie beispielsweise einen Mikrocontroller, einen anwendungsspezifischen integrierten Schaltkreis, eine feldprogrammierbare Anordnung von Logik-Gattern, einen digitalen Signalprozessor oder dergleichen umfasst, das mit der elektronisch gesteuerten Schaltanordnung wirkverbunden ist, um die Resonanzfrequenz zu steuern.
Vorrichtung nach irgendeinem der Ansprüche 1 bis 6, wobei das kapazitive Erfassungsnetz Folgendes umfasst: ein Mittel zum Aufrechterhalten des oszillierenden Signals in der Antennenelektrode oder dem Heizelement oder zum Speisen des oszillierenden Signals in die Antennenelektrode oder das Heizelement; und einen hochohmigen Verstärker, der einen mit der Antennenelektrode oder dem Heizelement wirkverbundenen Eingangsknoten zur Untersuchung des oszillierenden Signals sowie einen Ausgangsknoten zur Bereitstellung eines das oszillierende Signal angebenden Ausgangssignals aufweist.
Vorrichtung nach Anspruch 7, wobei das Mittel zum Aufrechterhalten des oszillierenden Signals in der Antennenelektrode oder dem Heizelement oder zum Speisen des oszillierenden Signals in die Antennenelektrode oder das Heizelement eine Vorrichtung mit negativem Widerstand umfasst, um das oszillierende Signal im Resonanznetz aufrechtzuerhalten und ohmsche Verluste und die aus dem Resonanznetz entzogene Energie auszugleichen.
Kapazitiver Sensor nach Anspruch 8, wobei das kapazitive Erfassungsnetz einen Rückkopplungszweig von dem Ausgangsknoten des hochohmigen Verstärkers zu der Vorrichtung mit negativem Widerstand umfasst, um eine Amplitude des oszillierenden Signals zu einer Bezugsamplitude zu regeln.
Vorrichtung nach Anspruch 7, wobei das Mittel zum Aufrechterhalten des oszillierenden Signals in der Antennenelektrode oder dem Heizelement oder zum Speisen des oszillierenden Signals in die Antennenelektrode oder das Heizelement eine mit der Antennenelektrode oder dem Heizelement wirkverbundene Wechselstromquelle zum Speisen eines Wechselstroms als oszillierendes Signal in das Resonanznetz sowie eine Frequenzsteuereinheit zum Steuern der Frequenz des Wechselstroms umfasst.
Vorrichtung nach irgendeinem der Ansprüche 1 bis 10, wobei das kapazitive Erfassungsnetz eine gespeiste Schirmelektrode umfasst.
Vorrichtung nach Anspruch 11, umfassend einen Spannungsfolger, der zwischen der Antennenelektrode oder dem Heizelement und der gespeisten Schirmelektrode angeschlossen ist, um die gespeiste Schirmelektrode bei dem gleichen Wechselstrompotential zu halten wie die Antennenelektrode oder das Heizelement.
Fahrzeugsitz, umfassend eine Vorrichtung nach irgendeinem der Ansprüche 1 bis 12.
Kapazitives Erfassungsnetz, derart konfiguriert, dass es ein oszillierendes Signal an eine Antennenelektrode anlegt, die eine Kapazität mit einer Gegenelektrode bildet, wobei die Kapazität auf eine das elektrische Feld beeinflussende Eigenschaft eines Objekts oder einer Person in der Nähe der Antennenelektrode anspricht, und dass es die Kapazität auf Basis der Eigenschaften des oszillierenden Signals bestimmt; wobei das kapazitive Erfassungsnetz eine Schnittstelle zum Verbinden des kapazitiven Erfassungsnetzes mit einer Sitzheizung einschließlich eines Heizelements zum Abgeben von Wärme umfasst, wenn bewirkt wird, dass ein Heizstrom durch das Heizelement fließt, wobei die Schnittstelle für das Betreiben des Heizelements als Antennenelektrode konfiguriert ist, dadurch gekennzeichnet, dass die Schnittstelle eine Gleichtaktdrossel umfasst, die eine erste Wicklung zum Anschließen eines ersten Knotens des Heizelements an einen ersten Anschluss einer Energieversorgung und eine zweite Wicklung zum Anschließen eines zweiten Knotens des Heizelements an einen zweiten Anschluss der Energieversorgung umfasst, und dass das kapazitive Erfassungsnetz mehrere reaktive Komponenten umfasst, die derart angeordnet sind, dass sie ein Resonanznetz mit der ersten und zweiten Wicklung und der Kapazität bilden, wenn das Heizelement zwischen der ersten und zweiten Wicklung angeschlossen ist, wobei die mehreren reaktiven Komponenten derart aktivierbar oder deaktivierbar sind, dass sie eine Resonanzfrequenz des Resonanznetzes modifizieren.