DE112015004612T5

DE112015004612T5 - Kapazitive Erfassungsvorrichtung

Info

Publication number: DE112015004612T5
Application number: DE112015004612.7T
Authority: DE
Inventors: Laurent Lamesch
Original assignee: IEE International Electronics and Engineering SA
Current assignee: IEE International Electronics and Engineering SA
Priority date: 2014-10-10
Filing date: 2015-10-12
Publication date: 2017-06-22
Also published as: CN107148752A; CN107148752B; US20170305376A1; WO2016055667A1; US10065590B2

Abstract

Eine kapazitive Erfassungsvorrichtung umfasst eine Antennenelektrode (12) zum Aufbau eines elektrischen Wechselfelds als Reaktion auf eine in der Antennenelektrode bewirkte Wechselspannung und eine Steuer- und Auswerteschaltung (18), die derart konfiguriert ist, dass sie durch Einspeisen eines Stroms in die Antennenelektrode (12) die in der Antennenelektrode bewirkte Wechselspannung gleich einer Referenzwechselspannung an einem Referenzwechselspannungsknoten (22) hält und den Strom misst. Die Steuer- und Auswerteschaltung (18) umfasst einen Mikrocontroller (30) mit einem digitalen Ausgang (28) zur Bereitstellung eines digitalen Signals und kann ein mit dem digitalen Ausgang (28) wirkverbundenes Tiefpassfilter (26) zur Erzeugung der Referenzwechselspannung durch Tiefpassfilterung des digitalen Signals umfassen. Die Steuer- und Auswerteschaltung (18) umfasst ferner einen ersten Multiplexer (48) und einen zweiten Multiplexer (200).

Description

Technisches Gebiet
Die vorliegende Erfindung betrifft allgemein eine kapazitive Erfassungsvorrichtung, beispielsweise zur Erfassung der Ab- oder Anwesenheit eines auf einem Fahrzeugsitz sitzenden Insassen.
Hintergrund der Erfindung
Ein kapazitiver Sensor bzw. eine kapazitive Erfassungsvorrichtung, der bzw. die von Einigen als „E-Feld-Sensor“ oder „Näherungssensor“ bezeichnet wird, bedeutet einen Sensor, der ein Signal erzeugt, das auf den Einfluss dessen anspricht, was bei einem elektrischen Feld erfasst wird (eine Person, ein Körperteil einer Person, ein Haustier, ein Gegenstand usw.). Ein kapazitiver Sensor umfasst im Allgemeinen mindestens eine Antennenelektrode, an welche bei eingeschaltetem Sensor ein oszillierendes elektrisches Signal angelegt wird und welche danach ein elektrisches Feld in einem der Antennenelektrode nahen räumlichen Bereich aufbaut. Der Sensor umfasst mindestens eine Erfassungselektrode, an welcher der Einfluss eines Gegenstands oder Lebewesens auf das elektrische Feld erfasst wird. Bei einigen kapazitiven Belegungssensoren (mit dem so genannten „Lademodus“; im Engl. „loading mode“) dienen die eine oder mehreren Antennenelektroden gleichzeitig als Erfassungselektroden. In diesem Fall ermittelt die Messschaltung den Strom, der als Reaktion auf eine an sie angelegte oszillierende Spannung in die eine oder mehreren Antennenelektroden fließt. Das Verhältnis zwischen Spannung und Strom ergibt die komplexe Impedanz zwischen der einen oder mehreren Antennenelektroden und Masse. Bei einer alternativen Version kapazitiver Sensoren (kapazitive Sensoren mit „Kopplungsmodus“; im Engl. „coupling mode“) sind die sendende(n) Antennenelektrode(n) und die Erfassungselektrode(n) voneinander getrennt. In diesem Fall ermittelt die Messschaltung den Strom oder die Spannung, der bzw. die in der Erfassungselektrode induziert wird, wenn die sendende Antennenelektrode in Betrieb ist.
Die verschiedenen kapazitiven Erfassungsmechanismen werden in der technischen Abhandlung mit dem Titel „Electric Field Sensing for Graphical Interfaces“ von J. R. Smith erklärt, die in Computer Graphics I/O Devices, Ausgabe Mai/Juni 1998, S. 54–60, veröffentlicht wurde. Die Abhandlung beschreibt das Konzept der Erfassung eines elektrischen Feldes, wobei das Konzept verwendet wird, um berührungslose dreidimensionale Positionsmessungen durchzuführen und um insbesondere die Position einer menschlichen Hand mit dem Zweck zu erfassen, einem Computer dreidimensionale Eingaben der Position bereitzustellen. Der Autor unterscheidet bei dem allgemeinen Konzept der kapazitiven Erfassung zwischen einzelnen Mechanismen, die er als „loading mode“ (Lademodus), „shunt mode“ (Nebenschlussmodus) und „transmit mode“ (Sendemodus) bezeichnet, welche verschiedenen möglichen Wegen des elektrischen Stroms entsprechen. Im „Lademodus“ wird ein oszillierendes Spannungssignal an eine Sendeelektrode angelegt, die ein oszillierendes elektrisches Feld gegen Masse aufbaut. Das zu erfassende Objekt modifiziert die Kapazität zwischen der Sendeelektrode und Masse. Im „Nebenschlussmodus“ wird ein oszillierendes Spannungssignal an die Sendeelektrode angelegt, die ein elektrisches Feld gegen eine Empfangselektrode aufbaut, und der an der Empfangselektrode induzierte Verschiebungsstrom wird gemessen, wodurch der Verschiebungsstrom durch den Körper, der gerade erfasst wird, modifiziert werden kann. Im „Sendemodus“ wird die Sendeelektrode mit dem Körper des Benutzers in Kontakt gebracht, der dann entweder durch direkte elektrische Verbindung oder über kapazitive Kopplung ein Sender relativ zu einem Empfänger wird. Der „Nebenschlussmodus“ wird alternativ auch als der oben genannte „Kopplungsmodus“ bezeichnet.
Es wurden viele verschiedene kapazitive Insassenerfassungssysteme vorgeschlagen, beispielsweise zur Steuerung der Entfaltung von einem oder mehreren Airbags wie z. B. einem Fahrerairbag, einem Beifahrerairbag und/oder einem Seitenairbag. Das an Jinno et al. erteilte US-Patent 6,161,070 betrifft ein Insassenerfassungssystem einschließlich einer einzigen Antennenelektrode, die auf einer Oberfläche eines Fahrzeugsitzes in einem Kraftfahrzeug angebracht ist. Ein Oszillator legt ein oszillierendes Spannungssignal an die Antennenelektrode an, wodurch ein sehr kleines elektrisches Feld rings um die Antennenelektrode erzeugt wird. Jinno schlägt die Erfassung der An- oder Abwesenheit eines Insassen auf dem Sitz auf Basis der Amplitude und der Phase des zur Antennenelektrode fließenden Stroms vor.
Das an Stanley erteilte US-Patent 6,392,542 lehrt einen E-Feld-Sensor, der eine Elektrode umfasst, die in einem Sitz angebracht werden kann und mit einer Erfassungsschaltung wirkgekoppelt ist, die an die Elektrode ein oszillierendes oder gepulstes Signal mit einer Frequenz anlegt, die auf Sitznässe „bestenfalls schwach anspricht“. Stanley schlägt die Messung der Phase und Amplitude des zur Elektrode fließenden Stroms vor, um einen belegten oder einen leeren Sitz zu erfassen und die Sitznässe auszugleichen.
Andere hatten den Gedanken, das Heizelement einer Sitzheizung als Antennenelektrode eines kapazitiven Belegungserfassungssystems zu benutzen. Die WO 92/17344 A1 offenbart einen elektrisch beheizten Fahrzeugsitz mit einem Leiter, der durch den Durchfluss eines elektrischen Stroms erwärmt werden kann und in der Sitzfläche angeordnet ist, wobei der Leiter ferner eine Elektrode eines Zwei-Elektroden-Sitzbelegungssensors bildet.
Die WO 95/13204 offenbart ein ähnliches System, bei dem die Schwingungsfrequenz eines an das Heizelement angeschlossenen Oszillators gemessen wird, um den Belegungszustand des Fahrzeugsitzes herzuleiten. Kompliziertere Kombinationen aus einer Sitzheizung und einem kapazitiven Sensor werden beispielsweise in den Patentschriften US 7,521,940 , US 2009/0295199 und US 6,703,845 offenbart.
Technisches Problem
Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine kapazitive Erfassungsvorrichtung (die mit einem Heizelement kombiniert werden kann oder nicht) bereitzustellen, die bei einem konkurrenzfähigen Preis und mit Niederfrequenz-Rauschunterdrückung hergestellt werden kann. Diese Aufgabe wird durch eine wie in Anspruch 1 beanspruchte kapazitive Erfassungsvorrichtung gelöst.
Allgemeine Beschreibung der Erfindung
Gemäß einem ersten bevorzugten Aspekt der Erfindung umfasst eine kapazitive Erfassungsvorrichtung eine Antennenelektrode zum Aufbau eines elektrischen Wechselfelds als Reaktion auf eine in der Antennenelektrode bewirkte Wechselspannung und eine Steuer- und Auswerteschaltung. Die Steuer- und Auswerteschaltung umfasst eine Transimpedanzverstärkeranordnung, die derart konfiguriert ist, dass sie durch Einspeisen eines Stroms in die Antennenelektrode die Wechselspannung gleich einer Referenzwechselspannung an einem Referenzspannungsknoten hält und den Strom misst; einen Mikrocontroller; und einen ersten Multiplexer, der derart konfiguriert und angeordnet ist, dass er die Antennenelektrode abwechselnd zu einem Eingangsknoten der Transimpedanzverstärkeranordnung und zu dem Referenzwechselspannungsknoten schaltet.
Die Transimpedanzverstärkeranordnung umfasst einen Differential-Transimpedanzverstärker mit einem invertierenden Eingang und einem nichtinvertierenden Eingang und einen zweiten Multiplexer, wobei der zweite Multiplexer derart konfiguriert und angeordnet ist, dass er ein Signal am Eingangsknoten der Transimpedanzverstärkeranordnung abwechselnd zu dem invertierenden Eingang und einem nichtinvertierenden Eingang des Transimpedanzverstärkers schaltet, wobei der Mikrocontroller derart konfiguriert ist, dass er den zweiten Multiplexer mit einem digitalen Steuersignal steuert, wobei der zweite Multiplexer und der Differential-Transimpedanzverstärker und ein mit dem Transimpedanzverstärker wirkverbundenes erstes Tiefpassfilter zusammen eine Synchrongleichrichteranordnung bilden.
Bei einer bevorzugten Ausgestaltung sind der invertierende Eingangsknoten und der nichtinvertierende Eingangsknoten des Transimpedanzverstärkers durch einen jeweiligen Schutzkondensator mit dem Referenzspannungsknoten wechselstromgekoppelt. Diese Kapazitäten gewährleisten, dass der Erfassungsknoten immer durch eine kleine Wechselstromimpedanz an einen Schutz angeschlossen ist, und zwar unabhängig von der Stellung des Multiplexschalters. Wenn die Eingangswechselstromimpedanz des Messsystems zwischen Erfassungs- und Schutzknoten niedrig im Vergleich zu den parasitären Kapazitäten zwischen Erfassungs- und Schutzknoten in Parallelschaltung zum Sensor gehalten wird, bedeutet dies, dass im Wesentlichen der gesamte durch die unbekannte Impedanz fließende Strom durch den Messpfad fließt.
Bei einer weiteren bevorzugten Ausgestaltung umfasst die Steuer- und Auswerteschaltung ferner ein zweites Tiefpassfilter, das betriebsmäßig am Eingangsknoten der Transimpedanzverstärkeranordnung angeordnet ist. Das erste Tiefpassfilter kann z. B. eine erste und zweite Ferritkerne, die im invertierenden bzw. nichtinvertierenden Eingangsknoten angeordnet sind, und einen ersten und zweiten Glättungskondensator für eine Wechselstromkopplung eines nachgeschalteten Endes der ersten und zweiten Ferritkerne an Masse umfassen. Ein solches Tiefpassfilter dämpft den verbleibenden Hochfrequenzstrom, der in den Differential-Transimpedanzverstärker eintritt.
Bei einer anderen Ausgestaltung der Erfindung umfasst die Steuer- und Auswerteschaltung einen Mikrocontroller mit einem digitalen Ausgang zur Bereitstellung eines digitalen Signals und ein mit dem digitalen Ausgang wirkverbundenes drittes Tiefpassfilter zur Erzeugung der Referenzwechselspannung durch Tiefpassfilterung des digitalen Signals.
Es versteht sich, dass die Erfindung daraus einen Vorteil zieht, dass ein Mikrocontroller in der Steuer- und Auswerteschaltung zur Erzeugung der Referenzwechselspannung vorhanden ist. Da die kapazitiven Sensoren der heutigen Zeit normalerweise sowieso einen Mikrocontroller zur Verarbeitung der Messungen und/oder zur Kommunikation mit anderen Vorrichtungen umfassen, stellt die Tiefpassfilterung eines digitalen Signals zur Erzeugung der im Wesentlichen sinusförmigen Referenzwechselspannung eine sehr kostengünstige Alternative zu früheren Lösungen dar (bei denen normalerweise aktive Komponenten wie beispielsweise ein Oszillator oder Schaltungen mit Transistoren und Operationsverstärkern verwendet werden).
Das mit dem digitalen Ausgang wirkverbundene dritte Tiefpassfilter umfasst vorzugsweise ein LC-Tiefpassfilter.
Die kapazitive Erfassungsvorrichtung umfasst vorzugsweise eine angesteuerte Schirmelektrode, die mit dem dritten Tiefpassfilter wirkverbunden ist, um die Referenzwechselspannung angelegt zu bekommen. Eine angesteuerte Schirmelektrode kann insbesondere bei Anwendungen verwendet werden, bei denen die Antennenelektrode relativ nahe einer an Masse gelegten Oberfläche angeordnet ist. In diesem Fall kann eine angesteuerte Schirmelektrode zwischen der Antennenelektrode und der an Masse gelegten Oberfläche angeordnet werden, so dass die Kapazität zwischen der Antennenelektrode und der an Masse gelegten Oberfläche reduziert wird und die kapazitive Erfassungsvorrichtung empfindlicher für geringere Änderungen dieser Kapazität gemacht wird, die z. B. durch die Nähe einer Hand oder des Körpers einer Person hervorgerufen werden.
Wenn die Antennenelektrode in einem bestimmten Abstand von der Steuer- und Auswerteschaltung angeordnet ist, umfasst die kapazitive Erfassungsvorrichtung vorzugsweise ein abgeschirmtes Kabel, das einen Kernleiter und einen den Kernleiter umgebenden Schirmleiter umfasst, wobei die Antennenelektrode über den Kernleiter mit der Steuer- und Auswerteschaltung wirkverbunden ist und die angesteuerte Schirmelektrode über den Schirmleiter mit dem dritten Tiefpassfilter wirkverbunden ist. Der Schirmleiter verhindert, dass der Draht zwischen der Antennenelektrode und der Steuer- und Auswerteschaltung kapazitiv an Masse gekoppelt wird, was sonst zu einer unerwünschten Messabweichung führen würde, die von der Länge des Drahts abhängt.
Gemäß einer bevorzugten Ausgestaltung der Erfindung umfasst die kapazitive Erfassungsvorrichtung mindestens eine normative Impedanz, die mit einem Schalter, der in Reihe mit der mindestens einen normativen Impedanz angeordnet ist und durch den Mikrocontroller gesteuert wird, parallel zu der Antennenelektrode gesteuert schaltbar ist.
Der Mikrocontroller umfasst vorteilhafterweise einen Messeingang, wobei der Ausgang des Transimpedanzverstärkers über ein weiteres Tiefpassfilter (mit Verstärkung) mit dem Messeingang wirkverbunden ist, wobei das weitere Tiefpassfilter eine Offsetkorrekturschaltung umfasst.
Gemäß einem bevorzugten Aspekt der Erfindung umfasst eine kapazitive Erfassungsvorrichtung eine Antennenelektrode zum Aufbau eines elektrischen Wechselfelds als Reaktion auf eine in der Antennenelektrode bewirkte Wechselspannung und eine Steuer- und Auswerteschaltung, die einen Differential-Transimpedanzverstärker umfasst, der derart konfiguriert ist, dass er durch Einspeisen eines Stroms in die Antennenelektrode die Wechselspannung gleich einer Referenzwechselspannung an einem Referenzspannungsknoten hält und den Strom misst. Die Steuer- und Auswerteschaltung umfasst einen Mikrocontroller und einen Multiplexer, der derart konfiguriert und angeordnet ist, dass er die Antennenelektrode abwechselnd zu einem Stromeingang des Transimpedanzverstärkers und zu dem Referenzwechselspannungsknoten schaltet, wobei der Mikrocontroller derart konfiguriert ist, dass er den Multiplexer mit einem digitalen Steuersignal steuert. Der Multiplexer und der Transimpedanzverstärker und ein mit dem Transimpedanzverstärker wirkverbundenes Tiefpassfilter bilden zusammen eine Synchrongleichrichteranordnung. Der Stromeingangsknoten des Transimpedanzverstärkers ist durch einen Schutzkondensator mit dem Referenzspannungsknoten wechselstromgekoppelt. Es versteht sich, dass der Schutzkondensator einen niederohmigen Strompfad zwischen dem Stromeingangsknoten und dem Transimpedanzverstärker bereitstellt und somit im Wesentlichen verhindert, das Hochfrequenzströme die nützlichen Signalkomponenten verzerren, die vom Synchrongleichrichter ausgegeben werden. Vorzugsweise wechselstromkoppelt ein zweiter Schutzkondensator den Referenzspannungsknoten an Schaltungsmasse.
Es lohnt sich anzumerken, dass eine kapazitive Erfassungsvorrichtung, die gemäß dem weiteren bevorzugten Aspekt der Erfindung konfiguriert ist, gemäß dem ersten bevorzugten Aspekt der Erfindung konfiguriert werden kann, aber nicht muss. Eine bevorzugte Ausgestaltung der Erfindung betrifft jedoch eine kapazitive Erfassungsvorrichtung, die den vorstehend besprochenen ersten und zweiten bevorzugten Aspekt vereint.
Kapazitive Erfassungsvorrichtungen gemäß dem ersten und/oder zweiten Aspekt der Erfindung können beispielsweise in einem kapazitiven Kofferraumöffner (der den Kofferraum eines Fahrzeugs öffnet, wenn ein sich näherndes Bein erfasst wird), in einem kapazitiven Türöffner oder in integrierten kapazitiven Erfassungs- und Heizsystemen (z. B. in einem Fahrzeugsitz oder einem Lenkrad) verwendet werden.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Weitere Details und Vorteile der vorliegenden Erfindung gehen aus der folgenden ausführlichen Beschreibung nicht einschränkender Ausgestaltungen anhand der begleitenden Zeichnung hervor. Es zeigen:
1: einen schematischen Blockschaltplan einer kapazitiven Erfassungsvorrichtung, der einige Aspekte der Erfindung zeigt;
2: einen schematischen Blockschaltplan einer anderen Ausgestaltung einer kapazitiven Erfassungsvorrichtung;
3: einen schematischen Blockschaltplan einer Variante der Ausgestaltung der kapazitiven Erfassungsvorrichtung von 2.
Beschreibung bevorzugter Ausgestaltungen
1 zeigt eine Ausgestaltung einer kapazitiven Erfassungsvorrichtung 10. Die kapazitive Erfassungsvorrichtung 10 umfasst eine leitende Antennenelektrode („Erfassungselektrode“) 12 und eine leitende angesteuerte Schirmelektrode („Schutzelektrode“) 14. Die Erfassungs- und Schutzelektrode 12, 14 sind elektrisch voneinander isoliert. Die grundsätzlich unbekannte komplexe Impedanz 16 zwischen der Erfassungselektrode 12 und Masse ist die Impedanz, die durch die kapazitive Erfassungsvorrichtung 10 zu messen ist. Die Erfassungselektrode 12 und die Schutzelektrode 14 sind durch ein abgeschirmtes Kabel 20 an eine Steuer- und Auswerteschaltung („Messelektronik“) 18 angeschlossen.
Die Steuer- und Auswerteschaltung 18 umfasst einen nachfolgend als „Schutzknoten 22“ bezeichneten Leiter, an den eine Sinusspannung mit einer Frequenz angelegt wird, die im Bereich von 100 kHz bis 500 kHz umfasst ist. Es ist jedoch anzumerken, dass Varianten der vorliegenden Ausgestaltung andere Frequenzen im Bereich von 10 kHz bis 10 MHz nutzen können, ohne vom Schutzbereich der Erfindung abzuweichen. Die Sinusspannung am Schutzknoten 22 wird auch als „Schutzspannung“ oder „Schutzsinuswelle“ bezeichnet und repräsentiert die oben genannte Referenzwechselspannung. Der Schutzknoten 22 ist durch den Schirmleiter 24 des abgeschirmten Kabels 20 mit der Schutzelektrode 14 verbunden.
Die Sinusspannung am Schutzknoten 22 wird durch ein LC-Tiefpassfilter 26 erzeugt. Der Schutzknoten 22 entspricht dem Ausgang des LC-Tiefpassfilters 26. Der Eingang des LC-Tiefpassfilters 26 ist mit einem PWM-Ausgang (Pulsweitenmodulationsausgang) 28 eines Mikrocontrollers 30 verbunden, der während des Betriebs ein digitales PWM-Signal (eine Rechteckwelle) mit der gewünschten Frequenz an das LC-Tiefpassfilter 26 anlegt. Das LC-Tiefpassfilter 26 wandelt das digitale Signal in die Sinusschutzspannung um, indem es im Grunde nur die Grundfrequenz des digitalen Signals durchlässt und die Harmonischen davon unterdrückt.
Das LC-Tiefpassfilter 26 umfasst in der dargestellten Ausgestaltung einen Quellenabschlusswiderstand 32, einen ersten Kondensator 34, einen Induktor 36, einen zweiten Kondensator 38, einen Lastabschlusswiderstand 40 und einen Lastabschluss-Entkopplungskondensator 42. Der Kondensator 42 gewährleistet, dass die Gleichstromkomponente der Ausgangsspannung eine Hälfte der Betriebsspannung des Mikrocontrollers 30 ausmacht. Die Grenzfrequenz des LC-Tiefpassfilters 26 wird vorzugsweise derart ausgewählt, dass sie über dem Betriebsfrequenzbereich der Schutzspannung liegt. Wenn allerdings eine gewisse Dämpfung der Grundfrequenz zulässig ist, könnte die Grenzfrequenz des LC-Tiefpassfilters 26 auch etwas unter der Grundfrequenz liegen, was zu einer besseren Unterdrückung der Harmonischen relativ zur Grundfrequenz führen kann. Die Filtertopologie und der Filtertyp werden vorzugsweise derart ausgewählt, dass die Kapazität 38 für die vorgegebene Grenzfrequenz maximiert wird. Der Zweck dieser Kapazitätsmaximierung wird später ausführlich erklärt. Bei der dargestellten Ausgestaltung wird ein dreipoliges Tschebyscheff-Tiefpassfilter mit 0,1 dB Welligkeit verwendet. Diese Wahl repräsentiert einen guten Kompromiss zwischen der geringen Komponentenanzahl (die zu niedrigen Kosten führt), der Unterdrückung von Harmonischen und der Maximierung der Kapazität 38. Es ist offensichtlich, dass andere Filtertopologien ähnliche Ergebnisse hervorbringen können. Ein beachtlicher Vorteil der Verwendung eines digitalen Signals eines Mikrocontrollers in Kombination mit einem LC-Filter zur Erzeugung der Schutzspannung sind die geringen Gesamtkosten. Außer dem Mikrocontroller 30 werden keine aktiven Vorrichtungen wie aus Transistoren bestehende Verstärker und/oder Operationsverstärker benutzt. Da ein Mikrocontroller sowieso bei dem Messsystem erforderlich ist, bringt seine Bereitstellung keine zusätzlichen Kosten mit sich.
Die Erfassungselektrode 12 ist über den Kernleiter 46 des abgeschirmten Kabels 20 mit dem so genannten Erfassungsknoten 44 der Steuer- und Auswerteschaltung 18 verbunden. Der Erfassungsknoten 44 ist der Eingangsknoten der Messelektronik und der Anfang des Messpfads. Der Messpfad der Steuer- und Auswerteschaltung 18 umfasst als Hauptkomponenten einen Multiplexer 48, einen Transimpedanzverstärker 50 und ein Tiefpassfilter mit (fest eingestellter) Verstärkung und Offsetkorrektur 52.
Der Erfassungsknoten 44 ist an den gemeinsamen Knoten des SPDT-Multiplexers (single pole, double throw; einpoliger Umschalter) 48 angeschlossen. Der Multiplexer 48 verbindet den Erfassungsknoten 44 abwechselnd mit dem Schutzknoten 22 während einer Hälfte der Periode der Schutzspannung und mit dem Stromeingang 54 des Transimpedanzverstärkers 50 während der anderen Hälfte der Periode der Schutzspannung. Der Transimpedanzverstärker 50 hat einen Stromeingang, der, wenn er offen bleibt, eine definierte Spannung aufweist, die gleich der Referenzwechselspannung ist. Der Schaltvorgang des Multiplexers 48 wird durch einen zweiten PWM-Ausgang 57 des Mikrocontrollers 30 gesteuert. Die Frequenzen der Signale an den PWM-Ausgängen 28 und 57 sind identisch und die Software des Mikrocontrollers steuert die Phasenverschiebung zwischen diesen Signalen. Der Mikrocontroller 30 wechselt die Phasenverschiebung zwischen zwei Phasenverschiebungswerten ab, die vorzugsweise um 90 Grad voneinander getrennt sind. Die Messung des in den Erfassungsknoten 44 fließenden Stroms für jeden dieser Phasenverschiebungswerte ergibt zwei Maßwerte, aus denen sich die komplexe Impedanz oder der komplexe Wirkleitwert zwischen der Erfassungselektrode 12 und Masse errechnen lässt.
Der Transimpedanzverstärker 50 umfasst einen ersten Kondensator 56, der zwischen dem Stromeingang 54 des Transimpedanzverstärkers 50 und dem Schutzknoten 22 angeschlossen ist. Diese Kapazität gewährleistet, dass der Erfassungsknoten 44 unabhängig von der Stellung des Multiplexschalters 48 immer über eine vergleichsweise kleine Wechselstromimpedanz mit dem Schutzknoten verbunden ist. Dadurch, dass die Eingangswechselstromimpedanz der Messelektronik zwischen dem Erfassungsknoten 44 und dem Schutzknoten 22 niedrig im Vergleich zu der parasitären Impedanz zwischen der Erfassungselektrode 12 und der Schutzelektrode 14 gehalten wird, bedeuten die Impedanz des Kabels 20 und die Impedanz des EMI-Schutzkondensators (electromagnetic interference protection condensator; gegen elektromagnetische Störung schützender Kondensator) 58, dass im Wesentlichen der gesamte durch die unbekannte Impedanz 16 fließende Strom auch durch den Messpfad – beginnend mit dem Multiplexer 48 – fließt, statt durch die oben genannten parasitären Impedanzen in den Schutzknoten 22 zu fließen. Es lohnt sich in diesem Zusammenhang anzumerken, dass, weil die Demodulation durch den Multiplexer 48 bewirkt wird, die nutzbare Information in der Gleichstromkomponente des Stroms umfasst ist, der in den Stromeingang 54 des Transimpedanzverstärkers fließt, und dass die Gleichstromkomponente nicht durch den Kondensator 56 wegfließen kann. Obwohl der Kondensator 56 den Wechselstrom zum Schutzknoten 22 ablenkt, reduziert er demgemäß nicht die Empfindlichkeit der Messelektronik in Bezug auf die unbekannte Impedanz 16. Ein Widerstand 60 definiert im Wesentlichen die Verstärkung (bzw. Transimpedanz) des Transimpedanzverstärkers 50. Ein Widerstand 62 und ein Kondensator 64 gewährleisten, dass die Leerlaufverstärkung des Verstärkers 66 und von dessen Rückkopplungskomponenten genug Phasenrand aufweist, so dass eine Schwingung des Rückkopplungssystems verhindert wird.
Das Tiefpassfilter mit Verstärkung und Offsetkorrektur 52 hat als Eingänge den Ausgang des Transimpedanzverstärkers 50 und einen dritten PWM-Ausgang 68 des Mikrocontrollers 30. Die Ausgangsspannung des Transimpedanzverstärkers 50 ist normalerweise zu klein, um von dem ADW-Eingang (Analog-Digital-Wandler-Eingang) 70 des Mikrocontrollers 30 direkt abgelesen zu werden. Außerdem ist noch ein beträchtlich großer Anteil der Schutzsinuswelle am Ausgang 67 des Transimpedanzverstärkers 50 vorhanden. Das Tiefpassfilter mit Verstärkung und Offsetkorrektur 52 entfernt demzufolge durch Tiefpassfilterung die restliche Schutzsinuswelle am Ausgang 67 des Transimpedanzverstärkers 50 und verstärkt die sich daraus ergebende Gleichspannung mit einer fest eingestellten Verstärkung. Um zu vermeiden, dass die Verstärkung dazu führt, dass eine Gleichspannung den ADW-Eingang 70 des Mikrocontrollers 30 übersteuert, wird eine Offsetkorrektur angelegt, indem ein Signal aus dem PWM-Ausgang 68 des Mikrocontrollers 30 in den Eingang des Tiefpassfilters mit Verstärkung und Offsetkorrektur 52 eingespeist wird. Das Widerstandsverhältnis zwischen Widerständen 72 und 74 definiert den Offsetkorrekturbereich. Die Widerstände 72, 74, 76 und 78, die Kondensatoren 80, 82 und der Operationsverstärker 84 bilden zusammen ein so genanntes aktives Tiefpassfilter 2. Ordnung mit mehrfacher Rückkopplung (MFB; multiple feedback). Die Gleichspannungsquelle 86 definiert den Gleichstromarbeitspunkt des Tiefpassfilters mit Verstärkung und Offsetkorrektur 52. Die Gleichspannung der Gleichspannungsquelle 86 wird normalerweise derart ausgewählt, dass sie gleich einer Hälfte der Versorgungsspannung des Mikrocontrollers 30 ist.
Für Eichzwecke wird eine Referenzimpedanz (auch: normative Impedanz) 88 parallel zu der unbekannten Impedanz 16 zwischen dem Erfassungsknoten 44 und Schaltungsmasse angeordnet. Die Referenzimpedanz wird in Reihe mit einem Schalter 90 angeordnet, der über einen weiteren digitalen Ausgang 92 des Mikrocontrollers 30 gesteuert wird. Der Mikrocontroller 30 öffnet und schließt periodisch den Schalter 90 (z. B. bei einer Frequenz zwischen 10 Hz und 10 kHz) und schaltet dadurch die Referenzimpedanz 88 parallel zu der unbekannten Impedanz 16. Der Mikrocontroller 30 misst bei jeder Schalterstellung des Schalters 90 einen komplexen Wert. Es wird nun angenommen, dass α den komplexen Wert bezeichnet, der erhalten wird, wenn der Schalter 90 offen ist, und β den komplexen Wert bezeichnet, der erhalten wird, wenn der Schalter 90 geschlossen ist. α wird durch Berechnen von α = α₁ + jα₂ erhalten, wobei α₁ die am Mikrocontrollereingang 70 gemessene Spannung ist, wenn φ die Phase des Multiplexers 48 in Bezug auf die Schutzsinuswelle ist (φ muss nicht bekannt, aber konstant sein), und α₂ die am Mikrocontrollereingang 70 gemessene Spannung ist, wenn φ + 90° die Phase des Multiplexers 48 in Bezug auf die Schutzsinuswelle ist. Der Schalter 90 ist für die Messungen von α₁ und α₂ offen. β wird durch Berechnen von β = β₁ + jβ₂ erhalten, wobei β₁ die am Mikrocontrollereingang 70 gemessene Spannung ist, wenn φ die Phase des Multiplexers 48 in Bezug auf die Schutzsinuswelle ist (der gleiche Wert wie bei der Ermittlung von α), und β₂ die am Mikrocontrollereingang 70 gemessene Spannung ist, wenn φ + 90° die Phase des Multiplexers 48 in Bezug auf die Schutzsinuswelle ist. Der Schalter 90 ist für die Messungen von β₁ und β₂ geschlossen. Die Differenz β – α zwischen diesen zwei gemessenen komplexen Werten entspricht der komplexen Impedanz der Referenzimpedanz 88, weil die Referenzimpedanz 88 zu der unbekannten Impedanz 16, die im Folgenden als Z_X bezeichnet wird, parallel geschaltet ist. Da die komplexe Impedanz Z_REF der Referenzimpedanz 88 bekannt ist, kann das Verhältnis zwischen der Differenz β – α und dem bekannten komplexen Wert Z_REF der Referenzimpedanz als Eichfaktor verwendet werden. Der Mikrocontroller 30 dividiert also den gemessenen komplexen Wert α durch den Differenzwert β – α und multipliziert das Ergebnis mit dem bekannten Wert Z_REF der Referenzimpedanz 88 [dies kann folgendermaßen hergeleitet werden: Z_X/Z_REF = α/(β – α), deshalb Z_X = Z_REFα/(β – α)].
Bei der dargestellten Ausgestaltung ist eine zweite Referenzimpedanz 94 vorgesehen. Ein Multiplexer 96 verbindet sie abwechselnd mit dem Stromeingang 54 des Transimpedanzverstärkers oder mit dem Schutzknoten 22. Andererseits ist die zweite Referenzimpedanz 94 über einen Schalter 98 an Schaltungsmasse angeschlossen. Der Schaltvorgang des Multiplexers 96 wird durch einen vierten PWM-Ausgang 100 des Mikrocontrollers 30 gesteuert.
Wenn die oben beschriebenen Messungen von α und β durchgeführt werden, hält der Mikrocontroller 30 vorzugsweise die zweite Referenzimpedanz 94 mit dem Schutzknoten 22 verbunden, um zu vermeiden, dass sie als Offset in die Messung eingeht.
Die zweite Referenzimpedanz 94 wird vorzugsweise wie folgt verwendet. Zuerst wird der Multiplexer 48 derart gesteuert, dass er die Erfassungselektrode 12 zum Schutzknoten 22 schaltet. Die Messelektronik wird dadurch unempfindlich für etwaige Änderungen der unbekannten Impedanz 16 gemacht. Über einen weiteren digitalen Ausgang 102 schließt der Mikrocontroller 30 den Schalter 98. Der Multiplexer 96 wird anschließend derart gesteuert, dass er die zweite Referenzimpedanz 94 abwechselnd mit dem Schutzknoten 22 während einer ersten Hälfte der Periode der Schutzspannung und mit dem Stromeingang 54 des Transimpedanzverstärkers 50 während der anderen Hälfte der Periode der Schutzspannung verbindet. Der Schaltvorgang des Multiplexers 94 wird durch den vierten PWM-Ausgang 100 des Mikrocontrollers 30 gesteuert. Die Frequenzen der Signale an den PWM-Ausgängen 28 und 100 sind während dieser Messung identisch und die Software des Mikrocontrollers 30 steuert die Phasenverschiebung zwischen diesen Signalen. Der Mikrocontroller 30 wechselt die Phasenverschiebung zwischen zwei Phasenverschiebungswerten ab, die vorzugsweise um 90 Grad voneinander getrennt sind. Das Messen des in die zweite Referenzimpedanz 94 fließenden Stroms für jeden dieser Phasenverschiebungswerte ergibt zwei reelle Maßwerte, die hierin als γ₁ und γ₂ bezeichnet werden, oder einen komplexen Wert γ = γ₁ + jγ₂, der der komplexen Impedanz der zweiten Referenzimpedanz entspricht. Diese Anordnung besitzt den Vorteil, dass die Referenzimpedanz 94 einzeln und unabhängig von der unbekannten Impedanz gemessen wird. Nimmt man an, dass die Werte α und γ mittels der gleichen Phasenverschiebung φ erhalten wurden, kann der Mikrocontroller die unbekannte Kapazität als Z_X = Z_REF2α/γ berechnen, wobei Z_REF2 der bekannte Wert der zweiten Referenzimpedanz 94 ist. Es lohnt sich anzumerken, dass die zweite Referenzimpedanz 94 als Alternative oder Ergänzung zu der ersten Referenzimpedanz 88 verwendet werden kann. Die Implementierung beider (oder sogar noch weiterer) Referenzimpedanzen fügt dem System eine Redundanz hinzu und kann von Nutzen sein, wenn eine hohe Wahrscheinlichkeit bei der Fehlererkennung erforderlich ist.
Zusätzlich dazu kann die Summe aus der Offsetkapazität zwischen dem gemeinsamen Knoten und Masse sowie der Offsetkapazität zwischen dem Ausgang und Masse des Multiplexers 96 gemessen werden, wenn man davon ausgeht, dass die parasitäre Kapazität des Multiplexers 96 signifikant kleiner als die Offsetkapazität ist. Der Mikrocontroller 30 öffnet für diese Messung den Schalter 98, behält sonst aber die gleiche Systemkonfiguration wie bei der Messung von γ bei. Die Messung ergibt in diesem Fall einen nachfolgend als γ’ bezeichneten komplexen Wert, der der Offsetimpedanz (bzw. der Offsetkapazität) des Multiplexers 96 entspricht. Geht man davon aus, dass alle in der Messelektronik benutzten Multiplexer im Wesentlichen identisch sind, können die parasitären Offsetimpedanzen davon von der gemessenen unbekannten Impedanz subtrahiert werden, um eine höhere Genauigkeit der Messung zu erzielen.
In 1 ist auch dargestellt, dass die kapazitive Erfassungsvorrichtung 10 eine Vielzahl von Erfassungselektroden und/oder Schutzelektroden umfassen kann. Eine zweite Erfassungselektrode 12a ist über den Kernleiter 46a eines abgeschirmten Kabels 20a mit einem zweiten Erfassungsknoten 44a verbunden. Es ist ein Multiplexer 48a zum abwechselnden Verbinden des Erfassungsknotens 44a mit dem Stromeingang 54 des Transimpedanzverstärkers 50 und mit dem Schutzknoten 22 vorgesehen. Wenn die kapazitive Erfassungsvorrichtung 10 die erste unbekannte Impedanz 16 einzeln misst, steuert der Mikrocontroller 30 den Multiplexer 48a derart, dass die zweite Erfassungselektrode 12a mit dem Schutzknoten 22 verbunden wird. Der Mikrocontroller 30 steuert den Multiplexer 48a mit einem fünften PWM-Ausgang 28a. Die Empfindlichkeit der zweiten Erfassungselektrode 12a wird mittels einer zweiten Schirmelektrode 14a, die über den Schirmleiter 24a des abgeschirmten Kabels 20a mit dem Schutzknoten 22 verbunden ist, zu einer Seite hin reduziert. Ein EMI-Schutzkondensator 58a gewährleistet zusammen mit dem Kondensator 38, dass Hochfrequenzströme zu Schaltungsmasse fließen können, ohne den Transimpedanzverstärker 50 und die andere Messelektronik wesentlich zu stören. Wenn die kapazitive Erfassungsvorrichtung 10 die zweite unbekannte Impedanz 16a einzeln misst, steuert der Mikrocontroller 30 den Multiplexer 48 derart, dass die erste Erfassungselektrode 12 mit dem Schutzknoten 22 verbunden wird, während er den Multiplexer 48a so wie oben für den ersten Multiplexer 48 beschrieben betreibt.
Obwohl in 1 nur zwei Antennenanordnungen dargestellt sind, ist anzumerken, dass weitere Antennenanordnungen in ähnlicher Weise wie dargestellt angeschlossen werden könnten.
Die Kondensatoren 38, 58 und 58a gewährleisten, dass ein HF-Strom, der während der so genannten BCI-Prüfung (bulk current injection; Stromeinspeisung in den Kabelbaum) in die Sensorverkabelung eingespeist wird, im Wesentlichen durch die Kondensatoren 58 und 38 oder 58a und 38 in Schaltungsmasse statt in die Messelektronik fließt. Zusätzlich dazu fließt der übrige HF-Strom, der über den Multiplexer 48 oder 48a in den Knoten 54 fließt, zu einem großen Teil durch die Kondensatoren 56 und 38 in Schaltungsmasse.
Bei einer bevorzugten Implementierung der in 1 dargestellten Ausgestaltung wurden die folgenden Systemparameter ausgewählt:

– Widerstand 32 = 330 Ω
– Kapazität 34 = 2,7 nF
– Induktivität 36 = 560 µH
– Kapazität 38 = 4,7 nF
– Widerstand 40 = 3,3 kΩ
– Kapazität 42 = 10 nF
– Kapazität 56 = 47 nF
– Kapazität 58 = 470 pF
– Widerstand 50 = 100 kΩ
– Widerstand 62 = 100 Ω
– Kapazität 64 = 1 nF
– Widerstand 72 = 3,6 kΩ
– Widerstand 74 = 33 kΩ
– Kapazität 80 = 22 nF
– Widerstand 76 = 33 kΩ
– Widerstand 78 = 10 kΩ
– Kapazität 82 = 680 pF
– Impedanz 88 = 100 kΩ
– Impedanz 94 = 100 kΩ
– Kapazität 58a = 470 pF
– Spannung der Gleichspannungsquelle 86 = 2,5 V
– Versorgungsspannung des Mikrocontrollers = 5 V
– Betriebsfrequenz (d. h. Frequenz der Schutzspannung) = 125 kHz.

Die Schaltung in 2 ist eine Verbesserung gegenüber der Schaltung in 1. Bei der Ausgestaltung von 2 wurden ein zweiter Multiplexer 200, Kondensatoren 202, 205 und Widerstände 203, 204 sowie ein Mikrocontroller-PWM-Ausgang 206 hinzugefügt. Der Multiplexer 200 ist zwischen dem ersten Multiplexer 48 und den Eingangsknoten des Verstärkers 66 angeordnet. Der zweite Multiplexer wird durch den PWM-Ausgang 206 gesteuert. Die Mikrocontroller-Ausgänge 57 und 28a sind im Gegensatz zu der Ausgestaltung von 1 nur statische Ausgangsanschlüsse und benötigen keine PWM-Ausgänge.
Ein Transimpedanzverstärker 207 ist als einfache Implementierung eines Differential-Transimpedanzverstärkers konfiguriert. Der Gleichstromarbeitspunkt des Transimpedanzverstärkers 207 wird durch die Gleichspannungsquelle 86 definiert.
Der zweite Multiplexer 200 schaltet den zu messenden unbekannten Strom zwischen dem invertierenden Eingang des Differential-Transimpedanzverstärkers (obere Schalterstellung des Multiplexers) und dem nichtinvertierenden Eingang des Transimpedanzverstärkers (untere Schalterstellung des Multiplexers). Der Steuereingang des Multiplexers 200 wird durch den PWM-Ausgang 206 angesteuert, der die gleiche Frequenz wie die Schutzsinuswelle aufweist und die Funktion des PWM-Ausgangs 57 von 1 ersetzt. Die Ausgangsanschlüsse 57, 28a und 100 in 2 wählen nun lediglich aus, welche Eingänge zu messen sind, und demodulieren nicht wie in 1 die zu messenden unbekannten Ströme.
Der Transimpedanzverstärker 207 hat bei einer bevorzugten Ausgestaltung eine erste Kapazität 56, die zwischen dem oberen Ausgang des Multiplexers 200 und dem Schutzknoten angeschlossen ist, und einen zweiten Kondensator 202, der zwischen dem unteren Ausgang des Multiplexers 200 und dem Schutzknoten angeschlossen ist. Diese Kapazitäten gewährleisten, dass der Erfassungsknoten 44 immer durch eine kleine Wechselstromimpedanz an einen Schutz angeschlossen ist, und zwar unabhängig von der Stellung des Multiplexschalters 200. Wenn die Eingangswechselstromimpedanz des Messsystems zwischen Erfassungs- und Schutzknoten niedrig im Vergleich zu den parasitären Kapazitäten zwischen Erfassungs- und Schutzknoten in Parallelschaltung zum Sensor gehalten wird, bedeutet dies, dass im Wesentlichen der gesamte durch die unbekannte Impedanz 16 fließende Strom ähnlich wie bei der Schaltung von 1 durch den Messpfad fließt.
Die Widerstände 60 und 203 definieren im Wesentlichen die Verstärkung (bzw. Transimpedanz) des Transimpedanzverstärkers 50. Die Widerstände 62 und 204 sowie die Kondensatoren 64 und 205 gewährleisten, dass die Leerlaufverstärkung des Transimpedanzverstärkers 50 genug Phasenrand aufweist, so dass eine Schwingung des Rückkopplungssystems verhindert wird.
Die Werte der Widerstände 60 und 203, die Werte der Widerstände 62 und 204 und die Werte der Kondensatoren 64 und 205 sollten vorzugsweise jeweils im Wesentlichen gleich sein, wodurch gewährleistet wird, dass die Gleichtakt-Signalunterdrückung des Transimpedanzverstärkers ausreicht.
Die Vorteile der Schaltung in 2 im Vergleich zu der Schaltung in 1 bestehen darin, dass beide Halbperioden des zu messenden unbekannten Stroms verarbeitet werden, wodurch das Signal-Rausch-Verhältnis im Wesentlichen verdoppelt wird, und dass das Niederfrequenzrauschen, das in die Messschaltungen in 1 und 2 eingespeist wird, wegen der Gleichtakt-Signalunterdrückung des Transimpedanzverstärkers 207 von 2 im Wesentlichen unterdrückt wird.
Mögliche Komponentenwerte für zusätzliche Komponenten in 2:
Widerstand 60 = 100 kΩ
Widerstand 203 = 100 kΩ
Widerstand 62 = 100 Ω
Widerstand 204 = 100 Ω
Kapazität 64 = 1 nF
Kapazität 205 = 1 nF
Kapazität 56 = 47 nF
Kapazität 202 = 47 nF
Die dargestellte Schaltung ist für eine Betriebsfrequenz von 125 kHz ausgelegt. Das Messprinzip ist durch eine entsprechende Anpassung der Schaltungskomponenten jedoch auf Betriebsfrequenzen zwischen 20 kHz und 20 MHz anwendbar.
3 zeigt eine andere Schaltung, die eine noch bessere Unterdrückung des während der BCI-Prüfung eingespeisten Volumenstroms ermöglicht. Es wurden Ferritkernen 210 und 211 sowie Kondensatoren 212 und 213 hinzugefügt. Sie bilden ein Tiefpassfilter, das den verbleibenden Hochfrequenzstrom, der in den Differential-Transimpedanzverstärker eintritt, dämpft. Ein weiterer Vorteil besteht darin, dass der Operationsverstärker 66 nun im Wesentlichen von der Trägerfrequenz der Messung entkoppelt ist, wenn die Grenzfrequenz des Tiefpassfilters derart ausgewählt wird, dass sie niedrig genug ist.
Es ist anzumerken, dass man statt der Verwendung eines PWM-Ausgangs 68 einen DAU-Ausgang (Ausgang eines Digital-Analog-Umsetzers) für die Schaltungen in 1, 2 und 3 benutzen könnte.
Obwohl bestimmte Ausgestaltungen im Detail beschrieben wurden, versteht sich für den Fachmann, dass verschiedene Modifikationen und Alternativen dieser Details im Lichte der Gesamtlehren der Offenbarung entwickelt werden könnten. Etwaige hierin angegebene Zahlenwerte dienen auch nur dem Zwecke der Veranschaulichung. Dementsprechend sollen die offenbarten bestimmten Anordnungen hinsichtlich des Schutzbereichs der Erfindung, der die volle Breite der beigefügten Ansprüche und beliebiger und aller Äquivalente davon enthalten soll, lediglich veranschaulichen und nicht einschränken.

Claims

Kapazitive Erfassungsvorrichtung, umfassend eine Antennenelektrode zum Aufbau eines elektrischen Wechselfelds als Reaktion auf eine in der Antennenelektrode bewirkte Wechselspannung und eine Steuer- und Auswerteschaltung, die Folgendes umfasst: eine Transimpedanzverstärkeranordnung, die derart konfiguriert ist, dass sie durch Einspeisen eines Stroms in die Antennenelektrode die Wechselspannung gleich einer Referenzwechselspannung an einem Referenzspannungsknoten hält und den Strom misst, einen Mikrocontroller und einen ersten Multiplexer, der derart konfiguriert und angeordnet ist, dass er die Antennenelektrode abwechselnd zu einem Eingangsknoten der Transimpedanzverstärkeranordnung und zu dem Referenzwechselspannungsknoten schaltet, wobei die Transimpedanzverstärkeranordnung einen Differential-Transimpedanzverstärker mit einem invertierenden Eingang und einem nichtinvertierenden Eingang und einen zweiten Multiplexer umfasst, wobei der zweite Multiplexer derart konfiguriert und angeordnet ist, dass er ein Signal am Eingangsknoten der Transimpedanzverstärkeranordnung abwechselnd zu dem invertierenden Eingang und einem nichtinvertierenden Eingang des Transimpedanzverstärkers schaltet, wobei der Mikrocontroller derart konfiguriert ist, dass er den zweiten Multiplexer mit einem digitalen Steuersignal steuert, wobei der zweite Multiplexer und der Differential-Transimpedanzverstärker und ein mit dem Transimpedanzverstärker wirkverbundenes erstes Tiefpassfilter zusammen eine Synchrongleichrichteranordnung bilden.
Kapazitive Erfassungsvorrichtung nach Anspruch 1, wobei der invertierende Eingangsknoten und der nichtinvertierende Eingangsknoten des Transimpedanzverstärkers durch einen jeweiligen Schutzkondensator mit dem Referenzspannungsknoten wechselstromgekoppelt sind.
Kapazitive Erfassungsvorrichtung nach irgendeinem der Ansprüche 1 bis 2, ferner umfassend ein zweites Tiefpassfilter, das betriebsmäßig am Eingangsknoten der Transimpedanzverstärkeranordnung angeordnet ist.
Kapazitive Erfassungsvorrichtung nach Anspruch 3, wobei das erste Tiefpassfilter eine erste und zweite Ferritkerne, die im invertierenden bzw. nichtinvertierenden Eingangsknoten angeordnet sind, und einen ersten und zweiten Glättungskondensator für eine Wechselstromkopplung eines nachgeschalteten Endes der ersten und zweiten Ferritkerne an Masse umfasst.
Kapazitive Erfassungsvorrichtung nach irgendeinem der Ansprüche 1 bis 4, wobei der Mikrocontroller einen digitalen Ausgang zur Bereitstellung eines digitalen Signals umfasst und wobei die Steuer- und Auswerteschaltung ein mit dem digitalen Ausgang wirkverbundenes drittes Tiefpassfilter zur Erzeugung der Referenzwechselspannung durch Tiefpassfilterung des digitalen Signals umfasst.
Kapazitive Erfassungsvorrichtung nach Anspruch 5, wobei das mit dem digitalen Ausgang wirkverbundene dritte Tiefpassfilter ein LC-Tiefpassfilter umfasst.
Kapazitive Erfassungsvorrichtung nach irgendeinem der Ansprüche 1 bis 6, umfassend eine angesteuerte Schirmelektrode, die mit dem drittem Tiefpassfilter wirkverbunden ist, um die Referenzwechselspannung angelegt zu bekommen.
Kapazitive Erfassungsvorrichtung nach Anspruch 7, umfassend ein abgeschirmtes Kabel, wobei das abgeschirmte Kabel einen Kernleiter und einen den Kernleiter umgebenden Schirmleiter umfasst, wobei die Antennenelektrode über den Kernleiter mit der Steuer- und Auswerteschaltung wirkverbunden ist und wobei die angesteuerte Schirmelektrode über den Schirmleiter mit dem dritten Tiefpassfilter wirkverbunden ist.
Kapazitive Erfassungsvorrichtung nach irgendeinem der Ansprüche 1 bis 8, umfassend mindestens eine normative Impedanz, die mit einem Schalter, der in Reihe mit der mindestens einen normativen Impedanz angeordnet und durch den Mikrocontroller gesteuert ist, parallel zu der Antennenelektrode gesteuert schaltbar ist.
Kapazitive Erfassungsvorrichtung nach irgendeinem der Ansprüche 1 bis 9, wobei der Mikrocontroller einen Messeingang umfasst, wobei der Ausgang der Transimpedanzverstärkeranordnung über ein weiteres Tiefpassfilter mit dem Messeingang wirkverbunden ist, wobei das weitere Tiefpassfilter eine Offsetkorrekturschaltung umfasst.
Kapazitive Erfassungsvorrichtung nach irgendeinem der Ansprüche 1 bis 10, umfassend einen ersten Parallelkondensator, der zwischen der Antennenelektrode und dem Referenzspannungseingang der Transimpedanzverstärkeranordnung angeschlossen ist, und einen zweiten Parallelkondensator, der zwischen dem Referenzspannungseingang und Schaltungsmasse angeschlossen ist.
Kombiniertes kapazitives Erfassungs- und Heizsystem, umfassend eine kapazitive Erfassungsvorrichtung nach irgendeinem der Ansprüche 1 bis 11, wobei die Antennenelektrode Teil einer Heizschaltung ist.