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Gebiet der Erfindung
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Die vorliegende Erfindung betrifft im Allgemeinen das technische Gebiet von kapazitiven Messschaltungen und insbesondere ein kapazitives Messsystem mit einem oder mehreren Elektroden, wobei die Merkmale eines leitfähigen Körpers, wie die Form und die Platzierung, durch eine kapazitive Kopplung über den elektrisch leitenden Körper bestimmt werden.
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Hintergrund der Erfindung
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Kapazitive Mess- und/oder Erkennungssysteme haben einen weiten Anwendungsbereich und werden unter anderem häufig für die Erkennung des Vorliegens und/oder der Position eines leitfähigen Körpers in der Nähe einer Elektrode des Systems verwendet. Ein kapazitiver Sensor, der manchmal als elektrischer Feldsensor oder Näherungssensor bezeichnet wird, bezeichnet einen Sensor, der ein Signal erzeugt, das auf den Einfluss von etwas, das gefühlt wird (eine Person, ein Körperteil einer Person, ein Haustier, ein Objekt, etc.), auf ein elektrisches Feld reagiert. Ein kapazitiver Sensor umfasst im Allgemeinen mindestens eine Antennenelektrode, an die ein elektrisches Schwingungssignal angelegt wird und die daraufhin in einen Bereich im Raum nahe der Antennenelektrode ein elektrisches Feld ausstrahlt, während der Sensor in Betrieb ist. Der Sensor weist mindestens eine Messelektrode auf, die selber die eine oder die mehreren Antennenelektroden aufweisen könnte, an der der Einfluss eines Objekts oder eines Lebewesens auf das elektrische Feld erkannt wird.
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Das technische Dokument mit dem Titel
"Electric Field Sensing for Graphical Interfaces" von J. R. Smith, veröffentlicht in Computer Graphics I/O Devices, Ausgabe Mai/Juni 1998, Seiten 54–60, beschreibt das Konzept der elektrischen Feldmessung, wie sie zur Durchführung berührungsloser dreidimensionaler Positionsmessungen und insbesondere zur Messung der Position einer menschlichen Hand zum Zwecke der Eingabe von dreidimensionalen Positionen in einen Computer verwendet wird. Innerhalb des allgemeinen Konzepts der kapazitiven Messung unterscheidet der Autor zwischen distinkten Mechanismen, die er als ”loading mode” (Lademodus), ”shunt mode” (Parallelmodus) und ”transmit mode” (Sendemodus) bezeichnet, was verschiedenen möglichen Wegen für den elektrischen Strom entspricht. Im Lademodus wird ein Spannungsschwingungssignal an eine Sendeelektrode angelegt, die ein elektrisches Schwingungsfeld an Masse aufbaut. Das zu messende Objekt modifiziert die Kapazität zwischen Sendeelektrode und Masse. Im ”Parallelmodus” wird ein Spannungsschwingungssignal an die Sendeelektrode angelegt, wobei ein elektrisches Feld an eine Empfängerelektrode aufgebaut wird, und der an der Empfängerelektrode induzierte Verschiebungsstrom wird gemessen, wodurch der Verschiebungsstrom durch den gemessenen Körper modifiziert werden kann. Im ”Sendemodus” wird die Sendeelektrode mit dem Körper des Benutzers in Berührung gebracht, der dann ein Sender relativ zu einem Empfänger wird, und zwar entweder durch direkte elektrische Verbindung oder über eine kapazitive Kopplung.
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Die kapazitive Kopplung wird im Allgemeinen durch das Anlegen eines Wechselspannungssignals an eine kapazitive Antennenelektrode und durch Messen des im Kopplungsmodus von der Antennenelektrode entweder zur Masse (im Lademodus) oder in die zweite Elektrode (Empfängerelektrode) fließenden Stroms. Dieser Strom wird normalerweise durch einen Transimpedanzverstärker gemessen, der an die Messelektrode angeschlossen ist und der einen in die Messelektrode fließenden Strom in eine Spannung umwandelt, die proportional zu dem in die Elektrode fließenden Strom ist.
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1 zeigt eine typische Schaltung des Stands der Technik, die so konfiguriert ist, dass sie eine unbekannte Kapazität im sogenannten ”Lademodus” misst, was bedeutet, dass die Kapazität zwischen einer Elektrode eines kapazitiven Sensors und Masse oder Erde gemessen wird.
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Eine Wechselspannungsquelle 1 erzeugt ein Wechselspannungssignal einer bekannten Frequenz und Amplitude, zum Beispiel einer periodischen Sinuswelle von 100 kHz und einer Spitzenamplitude von 1 V. Der Ausgangsknoten 2 der Wechselspannungsquelle 1 ist an den nicht-invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers 3 angeschlossen. Der Operationsverstärker 3 ist als Transimpedanzverstärker konfiguriert. Der Operationsverstärker 3 behält durch die Rückkopplungswirkung der zugeordneten Rückkopplungsimpedanz 4 (vorzugsweise eine mit einem Widerstand parallelgeschaltete Kapazität, wobei der Scheinwiderstand der Kapazität bei Betriebsfrequenz mindestens 10 mal geringer ist als der Widerstand) an seinem invertierenden Eingang im Wesentlichen das gleiche Potenzial wie an seinem nicht-invertierenden Eingang, wodurch der Leseknoten 5 auf dem gleichen Potenzial gehalten wird wie der Ausgang 2 der Wechselspannungsquelle. Demnach ist die Spannung der Wechselspannungsquelle an die zu messende unbekannte Kapazität 6 über deren ”Platten” angelegt.
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Der durch die unbekannte Kapazität 6 fließende Strom ist dann durch seine Kapazität und die bekannte Spannung der Wechselspannungsquelle gegeben, wobei der Strom auch durch die Rückkopplungsimpedanz 4 fließt, wenn der Eingangsstrom in den nicht-invertierenden Eingang des Verstärkers 3 im Wesentlichen null beträgt.
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Die Spannung am Ausgang 7 des Verstärkers 3 spricht demnach auf die Spannung der Wechselspannungsquelle und die unbekannte Kapazität an. Diese Verstärkerausgangsspannung wird dann mit dem Mischer 8 (zum Beispiel einem Schaltmischer oder einem Multiplizierer) gemischt, wobei die lokale Oszillatoreingabe des Mischers 8 von der Ausgabe 2 der Wechselspannungsquelle angesteuert wird. Die Ausgabe des Mischers 8 ist eine Gleichspannung, die mit Vielfachen der Frequenz der Wechselspannungsquelle überlagert ist, wobei der Gleichspannungspegel auf die Amplitude der Verstärkerausgabe 7 und damit auf die Ausgangsspannung 2 der Wechselspannungsquelle und die unbekannte Kapazität 6 anspricht.
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Da nur die Gleichspannung gewünscht ist, werden die Vielfachen der Frequenz der Wechselspannungsquelle mit dem Tiefpassfilter 10 herausgefiltert. Das Ausgangssignal 11 des Tiefpassfilters ist eine Gleichspannung, die auf die Spannung der Wechselspannungsquelle und die unbekannte Kapazität anspricht. Des Weiteren kann eine einstellbare Phasenverschiebung (vorzugsweise aus selektierbaren Schritten von 0 und 90 Grad) zwischen dem Ausgang 2 der Wechselspannungsquelle und dem lokalen Oszillatoreingang des Mischers 8 eingefügt werden, wodurch die Messung des komplexen Scheinwiderstands 6 an Stelle der Kapazität 6 ermöglicht wird.
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2 zeigt eine typische Schaltung des Stands der Technik, die so konfiguriert ist, dass sie eine unbekannte Kapazität im sogenannten ”Kopplungsmodus” misst, was bedeutet, dass die Kapazität zwischen zwei Elektroden eines kapazitiven Sensors gemessen wird.
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Bei dieser Variante erzeugt eine Wechselspannungsquelle 1 ein Wechselspannungssignal einer bekannten Frequenz und Amplitude, zum Beispiel einer periodischen Sinuswelle von 100 kHz und einer Spitzenamplitude von 1 V. Der Ausgangsknoten 2 der Wechselspannungsquelle 1 ist an die erste Platte der unbekannten Kapazität 6 angeschlossen. Die zweite Platte der unbekannten Kapazität 6 ist mit dem invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers 3 verbunden. Der nicht-invertierende Eingang des Verstärkers 3 ist an Erde gelegt. Der Operationsverstärker 3 behält durch die Rückkopplungswirkung der zugeordneten Rückkopplungsimpedanz 4 (vorzugsweise eine mit einem Widerstand parallelgeschaltete Kapazität, wobei der Scheinwiderstand der Kapazität bei Betriebsfrequenz mindestens 10 mal geringer ist als der Widerstand) an seinem invertierenden Eingang im Wesentlichen das gleiche Potenzial wie an seinem nicht-invertierenden Eingang, wodurch der Leseknoten 5 auf Erdpotenzial gehalten wird. Demnach ist die Spannung der Wechselspannungsquelle an die zu messende unbekannte Kapazität 6 über deren ”Platten” angelegt.
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Der durch die unbekannte Kapazität 6 fließende Strom ist dann durch seine Kapazität und die bekannte Spannung der Wechselspannungsquelle gegeben, wobei der Strom auch durch die Rückkopplungsimpedanz 4 fließt, wenn der Eingangsstrom in den nicht-invertierenden Eingang des Verstärkers 3 im Wesentlichen null beträgt.
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Die Spannung am Ausgang 7 des Verstärkers 3 spricht demnach auf die Spannung der Wechselspannungsquelle und die unbekannte Kapazität an. Diese Verstärkerausgangsspannung wird dann mit dem Mischer 8 (zum Beispiel einem Schaltmischer oder einem Multiplizierer) gemischt, wobei die lokale Oszillatoreingabe des Mischers 8 von der Ausgabe 2 der Wechselspannungsquelle angesteuert wird. Die Ausgabe des Mischers 8 ist eine Gleichspannung, die mit Vielfachen der Frequenz der Wechselspannungsquelle überlagert ist, wobei der Gleichspannungspegel auf die Amplitude der Verstärkerausgabe 7 und damit auf die Ausgangsspannung 2 der Wechselspannungsquelle und die unbekannte Kapazität 6 anspricht.
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Da nur die Gleichspannung gewünscht ist, werden die Vielfachen der Frequenz der Wechselspannungsquelle mit dem Tiefpassfilter 10 herausgefiltert. Das Ausgangssignal 11 des Tiefpassfilters ist die Gleichspannung, die auf die Spannung der Wechselspannungsquelle und die unbekannte Kapazität anspricht. Des Weiteren kann eine einstellbare Phasenverschiebung (vorzugsweise aus selektierbaren Schritten von 0 und 90 Grad) zwischen dem Ausgang 2 der Wechselspannungsquelle und dem lokalen Oszillatoreingang des Mischers 8 eingefügt werden, wodurch die Messung des komplexen Scheinwiderstands 6 an Stelle einer Kapazität 6 ermöglicht wird.
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Bei beiden Schaltungen des Stands der Technik sind die Verstärkung des Transimpedanzverstärkers, die durch den Operationsverstärker 3 gebildet wird, und die Rückkopplungsimpedanz 4 so konfiguriert, dass sie möglichst groß sind, um eine geräuscharme Leistung zu erreichen, und die Gleichstromverstärkung der an den Mischer anschließenden Signalkettenstufen kann dann vergleichsweise niedrig gehalten werden, um DC-Offset-Probleme zu vermeiden. Zum Beispiel würde bei einer praktischen Umsetzung bei einer Betriebsfrequenz von 100 kHz und einer Quellenamplitude von 1 V die Rückkopplungsimpedanz als Kondensator von 100 pF parallel zu einem Widerstand von 1 MΩ gewählt.
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Der Ausgangssignalbereich des Operationsverstärkers 3 ist jedoch begrenzt, zum Beispiel auf eine Spitzenamplitude von 2 V für eine Stromzufuhr von 5 V. Dies bedeutet, dass ein parasitärer Wechselstrom von mehr als 126 μA Spitzenamplitude, der in die Leseelektrode des kapazitiven Sensors eingespeist wird, den Operationsverstärker zur Sättigung bringen und einen Fehler in die Messung der unbekannten Kapazität einbringen wird. Solche parasitären Wechselströme werden z. B. durch externe Rauschquellen erzeugt, wobei ein Beispiel hierfür die sogenannte ”Bulk Current Injection”-(BCI)-Prüfung bei der Eignungsprüfung eines Insassenerkennungssystems ist.
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Aufgabe der Erfindung
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Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, eine robuste kapazitive Messschaltung zur Verfügung zu stellen, die weniger anfällig für solche parasitären Wechselströme ist.
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Allgemeine Beschreibung der Erfindung
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Um die vorgenannten Probleme zu überwinden, schlägt die vorliegende Erfindung eine kapazitive Messschaltung vor, bei der der Transimpedanzverstärker stromaufwärts des Mischers in den Schaltungen des Stands der Technik entfernt bzw. durch einen Verstärker mit geringer Verstärkung und folglich einem großen Dynamikbereich ersetzt wird. Die Offset-Gleichspannung oder der Offset-Gleichstrom des Mischers zusammen mit dem hohen Verstärkungsfaktor, der nun nach dem Mischer erforderlich ist, würde zu einer inakzeptablen Offset-Gleichspannung am Ausgang der Signalkette führen. Um die Wirkung des Mischer-Offset zu beseitigen, werden die Verstärkungsstufen nach dem Mischer mit Wechselstrom an den Mischerausgang gekoppelt, und eines der in den Mischer eintretenden Signale wird mit einem bekannten niederfrequenten Signal phasen- oder amplitudenmoduliert. Ein zusätzlicher Mischer nach den mit Wechselstrom gekoppelten Verstärkungsstufen wird mit dem gleichen niederfrequenten Modulationssignal angesteuert, was zu dem gewünschten Gleichspannungs-Ausgangssignal führt, das auf die zu messende Kapazität anspricht.
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In einer ersten bevorzugten Ausführungsform umfasst das kapazitive Erkennungssystem einen ersten Wechselstromsignalgenerator, der dafür konfiguriert ist, ein erstes Wechselspannungssignal zu erzeugen, einen zweiten Wechselstromsignalgenerator, der dafür konfiguriert ist, ein zweites Wechselspannungssignal zu erzeugen, wobei die zweite Wechselspannung eine niedrigere Frequenz aufweist als das erste Wechselspannungssignal, und einen ersten Mischer zum Mischen des ersten Wechselspannungssignals und des zweiten Wechselspannungssignals und zum Erzeugen eines modulierten Wechselspannungssignals.
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Das kapazitive Erkennungssystem weist ferner eine Steuer- und Auswerteeinheit auf, die wirksam an eine Antennenelektrode oder eine separate Empfängerelektrode gekoppelt ist, wobei die Steuer- und Auswerteeinheit eine Strommessschaltung aufweist, die so konfiguriert ist, dass sie Stromsignale misst, wobei die Stromsignale eine Amplitude und/oder Phase eines in der Antennenelektrode oder in der separaten Empfängerelektrode fließenden Stroms aufweisen, wobei die Steuer- und Auswerteeinheit so konfiguriert ist, dass sie auf Grund der gemessenen Stromsignale eine zu messende Kapazität bestimmt und ein Ausgangssignal ausgibt, das die bestimmte Kapazität anzeigt. Nach einem Aspekt der Erfindung weist die Strommessschaltung einen Kapazität-Strom- oder Spannungswandler, der über die zu bestimmende Kapazität gekoppelt ist, wobei der Strom- oder Spannungswandler einen Eingang und einen Ausgang aufweist, und einen zweiten Mischer auf, der wirksam an den Ausgang des Kapazität-Strom- oder Spannungswandlers gekoppelt ist. Entweder der erste Wechselstromsignalgenerator oder der erste Mischer ist wirksam an den Kapazität-Strom- oder Spannungswandler gekoppelt, um dem Eingang des Kapazität-Strom- oder Spannungswandlers das erste Wechselspannungssignal oder das modulierte Wechselspannungssignal zuzuführen. Der andere von dem ersten Wechselstromsignalgenerator und dem ersten Mischer ist wirksam an einen zweiten Eingang, vorzugsweise einen lokalen Oszillatoreingang, des zweiten Mischers gekoppelt.
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In einer Variante des vorstehenden Systems ist der erste Wechselstromsignalgenerator wirksam an den zweiten Mischer gekoppelt, um das erste Wechselspannungssignal an den zweiten Eingang, vorzugsweise einen lokalen Oszillatoreingang, des zweiten Mischers anzulegen, und der Kapazität-Strom- oder Spannungswandler ist wirksam an den ersten Mischer gekoppelt, um das modulierte Wechselspannungssignal an den Eingang des Kapazität-Strom- oder Spannungswandlers anzulegen. In einer anderen Variante ist der erste Mischer wirksam an den zweiten Mischer gekoppelt, um das modulierte Wechselspannungssignal an den zweiten Eingang, vorzugsweise einen lokalen Oszillatoreingang, des zweiten Mischers anzulegen, und der Kapazität-Strom- oder Spannungswandler ist wirksam an den ersten Wechselstromsignalgenerator gekoppelt, um das erste Wechselspannungssignal an den Eingang des Kapazität-Strom- oder Spannungswandlers anzulegen.
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In einer Ausführungsform des kapazitiven Erkennungssystems ist der andere von dem ersten Wechselstromsignalgenerator oder dem ersten Mischer wirksam an eine phasenverschobene Version des ersten Wechselspannungssignals oder des modulierten Wechselspannungssignals gekoppelt.
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Schließlich wird ein Ausgangssignal an dem Ausgang des zweiten Mischers vorzugsweise verstärkt und durch ein Bandpassfilter gefiltert und anschließend mit dem zweiten Wechselspannungssignal des zweiten Wechselstromsignalgenerators gemischt.
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Kurze Beschreibung der Zeichnungen
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Weitere Einzelheiten und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden aus der folgenden ausführlichen Beschreibung nicht einschränkender Ausführungsformen anhand der beigefügten Zeichnungen ersichtlich, wobei:
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1 eine Messschaltung des Stands der Technik im ”Lademodus” zeigt;
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2 eine Messschaltung des Stands der Technik im ”Kopplungsmodus” zeigt;
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3 eine erste Ausführungsform einer Messschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt;
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4 eine alternative Ausführungsform einer Messschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt;
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5 eine bevorzugte Ausführungsform der Schaltung aus 3 zeigt;
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6 eine alternative Ausführungsform der Schaltung aus 3 zeigt.
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Beschreibung von bevorzugten Ausführungsformen
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Die in 3 gezeigte Schaltung ist eine erste Ausführungsform, die es ermöglicht, die Störfestigkeit der Kapazitätsmessschaltung gegenüber der Einspeisung von externen parasitären Wechselströmen wesentlich zu verbessern. Die Wechselspannungsquelle 21 erzeugt ein Wechselspannungssignal bekannter Frequenz und Amplitude, zum Beispiel einer periodischen Sinuswelle von 100 kHz und einer Spitzenamplitude von 1 V. Ihr Ausgangsknoten 22 ist an einen ersten Eingang des Mischers 23 angeschlossen.
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Eine zweite Wechselspannungsquelle 24 erzeugt ein zweites Wechselspannungssignal bekannter Frequenz und Amplitude, jedoch mit einer niedrigeren Frequenz als die Ausgangsfrequenz der Wechselspannungsquelle 21, zum Beispiel eine periodische Rechteckwelle von 1 kHz und eine Spitzenamplitude von 1 V. Der Ausgang 25 der Wechselspannungsquelle 24 ist an den zweiten Eingang, den lokalen Oszillatoreingang, des Mischers 23 angeschlossen. Der Mischer 23 multipliziert die Signale an seinen beiden Eingängen.
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Für die vorstehend beschriebenen spezifischen Beispielsignale wird eine phasenmodulierte Sinuswelle an seinem Ausgang 26 erzeugt, das heißt für die erste Hälfte der Periode des Ausgangssignals der Wechselspannungsquelle 24 wird der Ausgang 26 identisch zu dem Ausgangssignal der Wechselspannungsquelle 21 sein, und während der zweiten Hälfte der Periode der Wechselspannungsquelle 24 wird der Ausgang 26 die invertierte Version des Ausgangssignals der Wechselspannungsquelle 21 sein.
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Offensichtlich können verschiedene Wellenformen an Stelle der Rechteckwellenform für die Wechselspannungsquelle 24 verwendet werden, zum Beispiel eine sogenannte binäre Quasi-Zufallsfolge oder eine Wobbelfrequenz- oder Stufenfrequenz-Rechteckwelle. Bezugszeichen 27 ist ein Kapazität-Strom- oder Spannungswandler, der eine Wechselspannung 26 an seinem Eingang aufnimmt, die gleiche Wechselspannung über die unbekannte Kapazität bzw. den Scheinwiderstand 28 kopiert, den Wechselstrom durch die unbekannte Kapazität bzw. den Scheinwiderstand 28 misst und einen Strom oder eine Spannung an seinen Ausgang 29 ausgibt, die auf den Strom anspricht.
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Der Kapazität-Strom- oder Spannungswandler
27 zusammen mit der unbekannten Kapazität bzw. dem Scheinwiderstand
28 kann entweder als Lade- oder als Kopplungsmessmodus konfiguriert sein. Einzelheiten der Umsetzung werden in den nachstehenden Beispielen beschrieben. Der Kapazität-Strom- oder Spannungswandler
27 ist zum Beispiel von einem sogenannten Stromwandler (Current Conveyor) Typ II, der in
"Current Conveyor Theory and Practice", A. S. Sedra und G. W. Roberts, veröffentlicht in "Advances in Analog Integrated Circuit Design" von C. Toumazou, F. J. Lidgey und D. G. Haigh (Herausgeber), Peter Peregrinus Limited, London, England, S. 93–126, 1990, beschrieben ist, oder ein Transistor, der in Basisschaltung-Konfiguration betrieben wird, oder ein Transimpedanzverstärker mit geringer Verstärkung.
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Das Ausgangssignal 29 des Kapazität-Strom- oder Spannungswandlers 27 wird dem ersten Eingang des Mischers 30 zugeführt. Es kann ein Schaltmischer, der das Signal an seinem Eingang mit +1 oder –1 multipliziert, oder ein Vervielfachungs-Mischer für eine noch bessere Abweisung von eingespeisten parasitären Wechselströmen verwendet werden. Der zweite Eingang, der lokale Oszillatoreingang des Mischers 30, wird von einer phasenverschobenen Version des Ausgangssignals der Wechselspannungsquelle 21 gespeist.
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Die Phasenverschiebung wird durch den einstellbaren Phasenschieber 32 erzeugt. Typischerweise wird die Phasenverschiebung des Phasenschiebers 32 zunächst auf 0 Grad eingestellt, dann wird eine erste Messung vorgenommen, dann wird die Phasenverschiebung auf 90 Grad eingestellt, dann wird eine zweite Messung vorgenommen. Durch die Durchführung von zwei Messungen kann der komplexe Scheinwiderstand der unbekannten Kapazität bzw. des Scheinwiderstands 28 berechnet werden.
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Am Ausgang 31 des Mischers 30 erscheint ein erstes Wechselspannungssignal mit der gleichen Frequenz wie die Frequenz der Wechselspannungsquelle 24, das von einem zweiten Wechselspannungs-Spiegelsignal des Signals der Wechselspannungsquelle 24 überlagert wird und um die doppelte Frequenz des Ausgangssignals der Wechselspannungsquelle 21 verschoben ist. Je nach Mischer werden weitere Abbilder an den Oberwellen des Ausgangssignals der Wechselspannung 21 erzeugt.
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Da nur das erste, niederfrequente Wechselspannungssignal für die kapazitive Messung interessant ist, werden die höherfrequenten Komponenten durch den als Bandpassfilter konfigurierten Verstärker 33 eliminiert, der das erste, niederfrequente Wechselspannungssignal verstärkt und gleichzeitig jedes Offset-Gleichspannungssignal an dem Ausgang des Mischers 31 eliminiert, und gleichzeitig im Wesentlichen jedes Signal unterdrückt, das Komponenten von einer höheren Frequenz aufweist, als das gewünschte, erste niederfrequente Signal. Der Verstärker 33 kann zum Beispiel für die angenommene Ausgangsfrequenz der Wechselspannungsquelle 24 von 1 kHz konfiguriert sein, und zwar mit einem mit wechselstromgekoppelten (kapazitiv gekoppelten) 4-poligen Butterworth-Tiefpassfilter mit einer Grenzfrequenz von 1,5 kHz, das zum Beispiel mit zwei Operationsverstärkern mit Sallen-Key-Konfiguration umgesetzt ist.
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Das resultierende Signal 34 von 1 kHz an dem Ausgang des Bandpassverstärkers 33 wird dann wieder durch den Mischer 35 mit dem Wechselstrom-Ausgangssignal der Wechselspannungssignalquelle 24 gemischt und von dem als Tiefpassfilter konfigurierten Verstärker 37 verstärkt und tiefpassgefiltert. Der Verstärker 37 kann zum Beispiel mit einem gleichstromgekoppelten 2-poligen Butterworth-Tiefpassfilter mit einer Grenzfrequenz von 100 Hz realisiert werden, der zum Beispiel mit einem Operationsverstärker mit Sallen-Key-Konfiguration umgesetzt ist.
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Eine weitere bevorzugte, weniger komplexe Möglichkeit besteht darin, den Verstärker 37 durch ein passives RC-Filter zu ersetzen, das eine Gleichstromverstärkung von eins hat, wenn der Verstärker 33 mit einer ausreichenden Verstärkung für die Anwendung gewählt wurde.
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Die Gleichspannung an dem Endausgang 38 wird dann auf Grund der Wirkung des Mischers 35 und der Tiefpasswirkung des Verstärkers 37 auf die Amplitude des Signals 34 von 1 kHz an dem Eingang des Mischers 35 ansprechen. Schließlich spricht die Gleichspannung auf den Strom durch die unbekannte Kapazität bzw. den Scheinwiderstand 28 an.
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Durch Ausführung der beiden vorstehend beschriebenen aufeinanderfolgenden Messungen (die erste mit dem auf eine Phase von 0 Grad eingestellten Phasenschieber 32, die zweite mit dem auf eine Phasenverschiebung von 90 Grad eingestellten Phasenschieber 32) und durch Kombinieren der beiden aufeinanderfolgenden Gleichstrompegel, die an dem Ausgang 38 erhalten werden, kann der Scheinwiderstand der unbekannten Kapazität bzw. der Scheinwiderstand 28 berechnet werden.
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Die Sequentialisierung der Messungen und die Messung des Gleichstrompegels an dem Ausgang 38 und die Berechnung des Scheinwiderstands der unbekannten Kapazität bzw. des Scheinwiderstands 28 werden vorzugsweise durch einen Mikrokontroller vorgenommen, der mit einem integrierten ADC (Analog-Digital-Wandler) ausgerüstet ist. In einer anderen Ausführungsform können der Mischer 35 und der tiefpassfilternde Verstärker 37 jeweils innerhalb eines mit einem ADC ausgerüsteten Mikrokontrollers umgesetzt werden, indem der ADC-Eingang direkt an den Ausgang 34 des Verstärkers 33 angeschlossen und der Mischer als Software realisiert wird, indem die ADC-Ergebnisse wahlweise mit den Werten +1 und –1 multipliziert, mit der Wechselspannungsquelle 24 synchronisiert und dann die resultierenden Werte durch die Software tiefpassgefiltert oder integriert werden.
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Der Grund dafür, dass die Schaltung in 3 gegenüber der Einspeisung eines parasitären Wechselstroms unempfindlicher ist, wird in der Beschreibung der Schaltung in 5 genauer beschrieben. Um eingespeiste parasitäre Wechselströme optimal zu unterdrücken, wird es bevorzugt, zunächst eine Wobbel- oder Stufen-Abtastung der Frequenz der Wechselspannungsquelle 21 durchzuführen, die Frequenz oder Frequenzen, an denen sich parasitäre Wechselströme befinden, zu erkennen und dann die Messfrequenz der Wechselspannungsquelle 21 auf eine Frequenz einzustellen, bei der kein parasitärer Wechselstrom erkannt wurde und wo auch keine subharmonische Schwingung eines parasitären Wechselstroms vorliegt.
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Eine Alternative zu der in 3 gezeigten Schaltung ist die in 4 gezeigte Schaltung. Der Unterschied zu der Schaltung in 3 besteht darin, dass der Eingang des Kapazität-Strom- oder Spannungswandlers 27 direkt mit dem Ausgang der Wechselspannungsquelle 21 verbunden ist, und dass der Eingang des Phasenschiebers mit dem Ausgang 26 des Mischers verbunden ist. Der übrige Betrieb der Schaltung ist zu der Schaltung in 3 identisch, mit der Ausnahme, dass der Kapazität-Strom- oder Spannungswandler 27 und die unbekannte Kapazität bzw. der Scheinwiderstand 28 nun mit einem nicht modulierten periodischen Gleichwellensignal, und nicht mit einem modulierten Signal, wie in 3, versorgt wird.
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5 zeigt eine bevorzugte Ausführungsform der Schaltung in 3, die im Kopplungsmodus arbeitet. Der Mischer 23 in 3 besteht aus einem nichtinvertierenden Verstärker 231 und einem invertierenden Verstärker 232. Die Wechselspannungsquelle 21 erzeugt ein Wechselspannungssignal bekannter Frequenz und Amplitude, zum Beispiel einer periodischen Sinuswelle von 100 kHz und einer Spitzenamplitude von 1 V.
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Die niederfrequente Wechselspannungsquelle schaltet unter Verwendung des Multiplexers 233 einen der beiden Ausgänge der Verstärker auf den Knoten 26. Die Verstärker 231 und 232 können vorzugsweise mit geeignet konfigurierten Operationsverstärkern umgesetzt sein, das Multiplexers 233 kann zum Beispiel ein im Allgemeinen erhältlicher CMOS-Multiplexer 74HC4053 sein. Der Ausgang der Wechselspannungsquelle 24 ist in diesem Fall vorzugsweise eine Rechteckwelle mit einem niedrigen Pegel von 0 V und einem hohen Pegel von 5 V. Die Betriebsfrequenz ist auf 1 kHz eingestellt.
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Der durch die unbekannte Kapazität des Scheinwiderstands 28 fließende Strom fließt in den Stromwandler 271 vom Typ II. Ein Beispiel für einen Stromwandler ist der OPA860 Operational Transconductance Amplifier von Texas Instruments Incorporated. Der Stromwandler ersetzt den Kapazität-Strom- oder Spannungswandler 27 in 3. Der Stromwandler hält seinen X-Eingang (Knoten 272) auf dem gleichen Wechselstrompotenzial wie seinen Y-Eingang (Knoten 273), der auf Erdpotential liegt. Daher ist die Spannung durch die unbekannte Kapazität bzw. den Scheinwiderstand gleich der Spannung an dem Knoten 26. Der Stromwandler kopiert den in seinen X-Eingang fließenden Strom auf seinen an den Knoten 29 angeschlossenen Z-Ausgang. Der gleiche Strom fließt in den Multiplexer 301. Der Multiplexer 301 und der Komparator 302 ersetzen den Mischer 30 in 3. Der Multiplexer 301 kann zum Beispiel ein im Allgemeinen erhältlicher CMOS-Multiplexer 74HC4053 sein.
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Der Komparator 302 überführt die phasenverschobene Sinuswelle, die aus dem Phasenschieber 32 kommt, in eine Rechteckwelle von zum Beispiel einem niedrigen Pegel von 0 V und einem hohen Pegel von 5 V, um den Steuereingang des Multiplexers 301 passend anzusteuern. Der Komparator 302 kann zum Beispiel ein im Allgemeinen erhältlicher Komparator LM393 sein. Die Komponenten 331, 332, 333, 334, 335, 336, 337 bilden einen wechselstromgekoppelten Differentialintegrator mit endlicher Gleichstromverstärkung.
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Die Kondensatoren 331 und 332 bilden die Wechselstromkopplung für den Integrator. Der aus dem Stromwandlerausgang Z fließende Strom, der durch den Multiplexer 301 und den Kondensator 331 in den invertierenden Eingang des Differentialintegrators geführt wird, wird integriert und senkt die Ausgangsspannung des Differentialintegrators. Der aus dem Stromwandlerausgang Z fließende Strom, der durch den Multiplexer 301 und den Kondensator 332 in den nicht-invertierenden Eingang des Differentialintegrators geführt wird, wird integriert und erhöht die Ausgangsspannung des Differentialintegrators. Die Widerstände 334 und 336 verhindern eine Sättigung des Integrators. Bevorzugte Werte für die Kondensatoren 331 und 332 sind zum Beispiel 500 nF, für die Kondensatoren 333 und 335 10 nF und für die Widerstände 334 und 336 500 kΩ.
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Ein weiterer Verstärker
33, zum Beispiel mit einer Spannungsverstärkung von 10 und einem 4-poligen Butterworth-Tiefpasskennzeichen mit einer Grenzfrequenz von 1,5 kHz, wird nach dem Eingang des Differentialintegrators hinzugefügt. Die Einzelheiten eines solchen Verstärkers werden hier nicht weiter beschrieben, da sie ohne Weiteres einem Standardbuch über Filterausführungen entnommen werden können, zum Beispiel dem
"Electronic Filter Design Handbook", Arthur B. Williams, Fred J. Taylor.
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Der Mischer 25 in 3 besteht aus einem nicht-invertierenden Verstärker 351 und einem invertierenden Verstärker 352. Die niederfrequente Wechselspannungsquelle 24 schaltet unter Verwendung des Multiplexers 353 einen der beiden Ausgänge der Verstärker auf den Knoten 36. Die Verstärker 351 und 352 können vorzugsweise mit geeignet konfigurierten Operationsverstärkern umgesetzt sein, der Multiplexer 353 kann zum Beispiel ein im Allgemeinen erhältlicher CMOS-Multiplexer 74HC4053 sein. Ein weiteres Tiefpassfilter wird dem Mischerausgang mit dem Widerstand 371 und dem Kondensator 372 hinzugefügt.
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Die endgültige Gleichstrompegelausgabe, die auf den durch die unbekannte Kapazität bzw. den Scheinwiderstand 28 fließenden Strom anspricht, liegt an dem Ausgang 38 an. Ein parasitärer Wechselstrom, der in die Leseelektrode des kapazitiven Sensors (X-Eingang 272 in 5) eingespeist wird, wird im Wesentlichen durch die Mischwirkung des Mischers 301 und die Tiefpassfilterwirkung des Differentialintegrators unterdrückt.
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Die maximale Spitzenamplitude des parasitären Wechselstroms, die eingespeist werden kann, bevor die gemessene Kapazität im Wesentlichen verfälscht ist, wird weitgehend von dem Strombereich des Stromwandlers 271 definiert, die für den vorstehend genannten OPA8609 mA beträgt, und die günstigerweise mit der Spitzenamplitude von 126 μA für die Schaltung des Stands der Technik aus 1 vergleichbar ist.
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6 zeigt eine bevorzugte Ausführungsform der Schaltung in 3, die im Lademodus arbeitet. Die Schaltung in 6 ist nahezu identisch zu der Schaltung in 5, mit der Ausnahme, dass der Kapazität-Strom- oder Spannungswandler 27 in 3 und der Mischer 30 in 3 in 6 anders umgesetzt sind. Daher wird nur die Umsetzung in 6 der beiden genannten Teile von 3 beschrieben.
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Die Transistoren 503, 504, 505, 514, 515 und die Stromquellen 502 und 512 bilden im Wesentlichen einen doppeltabgestimmten Mischer, ähnlich dem Mischer, der in der integrierten Schaltung MC1496 von ON Semiconductors umgesetzt ist. Eine detaillierte Beschreibung des doppeltabgestimmten Mischers ist in dem Datenblatt ”MC1496, MC1496B Balanced Modulators/Demodulators”, ON Semiconductors, enthalten.
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Der Ausgang 26 des Multiplexers 233 ist an die Basis des Transistors 503 angeschlossen. Kollektorgleichstrom aus dem Transistor 503 wird mit der Stromsenke 502 vorgespannt. Die Wechselspannung an dem Knoten 26 erscheint auch nahezu vollständig an dem Emitter des Transistors 503, und daher durch die unbekannte Kapazität oder den Scheinwiderstand 28. Der Wechselstrom durch die unbekannte Kapazität oder den Scheinwiderstand 28 erscheint auch nahezu vollständig an dem Kollektor des Transistors 503.
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Da die Spannung durch die unbekannte Kapazität oder den Scheinwiderstand 28 bekannt ist, spricht der Wechselstrom auf den Scheinwiderstand der unbekannten Kapazität oder den Scheinwiderstand 28 an. Der Wechselstrom wird in das Transistorpaar 504, 505 eingespeist. Die Vorspannungsquelle 531 setzt die Vorspannung an den Basen der Transistoren 504 und 514 an und durch den Widerstand 523 auch an den Basen der Transistoren 504 und 515.
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Der Ausgang des Phasenschiebers 32 ist mit dem Kondensator 522 in die Basis des Transistors 504 wechselstromgekoppelt. Während des positiven Intervalls des Signals an dem Ausgang des Phasenschiebers 32 sind die Transistoren 504 und 515 leitend, während die Transistoren 505 und 514 auf Grund ihrer jeweiligen Basisspannungen nicht leitend sind. Während des negativen Intervalls des Signals an dem Ausgang des Phasenschiebers 32 sind die Transistoren 505 und 514 leitend, während die Transistoren 504 und 515 auf Grund ihrer jeweiligen Basisspannungen nicht leitend sind. Dadurch wird analog zu dem Multiplexer 301 in 5 der Wechselstrom aus dem Kollektor des Transistors 503 entweder in den Widerstand 506 und Kondensator 331 oder in den Widerstand 516 und den Kondensator 332 geführt.
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Das Transistorpaar rechts, die Transistoren 514 und 515, werden verwendet, um die lokalen Oszillatorkomponenten zu unterdrücken, die aus der Schaltwirkung der Transistoren 504 und 505 in dem Ausgangssignal kommen. Der durch die Stromsenke 512 gesenkte Strom wird daher im Wesentlichen gleich dem durch die Stromsenke 502 gesenkten Strom eingestellt. Die Gleichspannungsquelle 520 ist die Stromzufuhr für den doppeltabgestimmten Mischer. Sie hat eine Gleichspannung von zum Beispiel 15 V. Geeignete Werte für den Kondensator 522 und den Widerstand 523 sind zum Beispiel 100 nF bzw. 1 kΩ, und 5 mA für jede der Stromsenken, sowie 1 kΩ für die Widerstände 506 und 516. Die differentiellen Ausgangsströme des doppeltabgestimmten Mischers werden zu dem gleichen wechselstromgekoppelten Differentialintegrator wie in 5 geführt. Der übrige Betrieb der Schaltung in 6 entspricht dem Betrieb der Schaltung aus 5.
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ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Nicht-Patentliteratur
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- ”Electric Field Sensing for Graphical Interfaces” von J. R. Smith, veröffentlicht in Computer Graphics I/O Devices, Ausgabe Mai/Juni 1998, Seiten 54–60 [0003]
- ”Current Conveyor Theory and Practice”, A. S. Sedra und G. W. Roberts, veröffentlicht in ”Advances in Analog Integrated Circuit Design” von C. Toumazou, F. J. Lidgey und D. G. Haigh (Herausgeber), Peter Peregrinus Limited, London, England, S. 93–126, 1990 [0035]
- ”Electronic Filter Design Handbook”, Arthur B. Williams, Fred J. Taylor [0052]
