DE112015005072T5

DE112015005072T5 - Kapazitäts-Messschaltung für kapazitive Messsensoren ohne Schutzelektrode, die in einem Modus zum Messen eines Verschiebungsstroms, der durch das Vorliegen eines geerdeten Objekts bewirkt wird, betrieben wird

Info

Publication number: DE112015005072T5
Application number: DE112015005072.8T
Authority: DE
Inventors: Laurent Lamesch
Original assignee: IEE International Electronics and Engineering SA
Current assignee: IEE International Electronics and Engineering SA
Priority date: 2014-11-06
Filing date: 2015-11-04
Publication date: 2017-07-13
Also published as: LU92592B1; US10222241B2; WO2016071407A1; CN107148556B; CN107148556A; US20170314971A1

Abstract

Eine Kapazitäts-Messschaltung (10) zum Bestimmen einer Kapazität eines kapazitiven Schutz-Mess-Sensors (12), wobei der Sensor eine elektrisch leitende Messelektrode und eine elektrisch leitende Schutzelektrode aufweist, die proximal angeordnet und voneinander isoliert sind, wobei die Schaltung in einem Modus zum Messen eines Verschiebungsstroms betrieben wird, der durch das Vorliegen eines geerdeten Objekts bewirkt wird, und wobei die Schaltung einen Mikrokontroller (48) umfasst. Der Mikrokontroller (48) ist dafür ausgelegt, eine Kombination von mehreren synchronisierten PWM-Ausgängen zum Erzeugen einer verzerrungsarmen Sinuswelle durch Addieren der PWM-Ausgänge und Filtern der addierten Signale zu verwenden. Die Sinuswelle wird als Schutzspannung für die Schutzelektrode (16) des kapazitiven Sensors (12) verwendet. Der Kapazitätswert eines unbekannten Kondensators (76) wird durch Beaufschlagung der Schutzspannung auf der Messelektrode (14) des kapazitiven Sensors (12) durch eine modifizierte Sigma-Delta-Modulatoreinheit (20) gemessen, wobei der Anschluss des Referenzeingangs (30) des Komparators (26) durch die Schutzspannung angetrieben wird und wobei der unbekannte Kondensator (76) Teil der Integratoreinheit (22) der Sigma-Delta-Modulatoreinheit (20) ist. Die Spannung an dem unbekannten Kondensator (76) wird durch die Rückkopplungsaktion der Sigma-Delta-Modulatorschleife zur Schutzspannung verfolgt. Die digitale Ausgabe der Sigma-Delta-Modulatoreinheit (20) wird zunächst mit einem XOR-Gatter (38) multipliziert, bevor sie in ein Decimator-/Tiefpassfilter (36) geführt wird. Der zweite Eingang des XOR-Gatters (38) wird von einer Rechteckwelle von einem Rechteckwellengenerator (46) mit der gleichen Frequenz wie die Schutzspannung angetrieben, jedoch mit einer Phasenverschiebung von im Wesentlichen 90°. Die Ausgabe des Decimator-Tiefpassfilters (36) zeigt den Kapazitätswert des unbekannten Kondensators (76) an.

Description

Technisches Gebiet
Die Erfindung betrifft im Allgemeinen eine Kapazitäts-Messschaltung für einen kapazitiven Schutz-Mess-Sensor, der im Lademodus betrieben wird, insbesondere für Fahrzeuganwendungen, ein Verfahren zum Messen der Kapazität solcher kapazitiver Sensoren unter Verwendung einer solchen Kapazitäts-Messschaltung und ein Softwaremodul zum Ausführen des Verfahrens.
Stand der Technik
Heutzutage ist die Verwendung von kapazitiven Erkennungssystemen mit kapazitiven Sensoren, die im Lademodus betrieben werden, für Fahrzeuge weit verbreitet, zum Beispiel zum Zweck der Erkennung der Belegung eines Fahrzeugsitzes. Die kapazitiven Sensoren können als kapazitive Messsensoren ohne Schutzelektrode mit einer einzelnen Messelektrode ausgeführt sein. Alternativ können sie als kapazitive Schutz-Mess-Sensoren mit einer Messelektrode und einer Schutzelektrode, die proximal angeordnet und voneinander isoliert sind, ausgeführt sein.
Zum Beispiel beschreibt das Dokument JP-H11-78655 eine Fahrzeug-Sitzbelegungserkennungseinrichtung, die elektrische Feldsensoren umfasst. Ein Hochfrequenz-Oszillator, dessen Frequenz in etwa 100 kHz beträgt, ist über einen Widerstand an eine auf einem Fahrzeugsitz angeordnete Antennenelektrode angeschlossen. Dadurch wird ein elektrisches Wechselstrom-Differenzfeld zwischen der Antennenelektrode und der Kraftfahrzeugmasse erzeugt, so dass ein Ladestrom entsprechend dem elektrischen Wechselstromfeld durch den Widerstand fließt. Der Ladewechselstrom wird von dem Widerstand in eine Wechselspannung umgewandelt, die dann von einem Spannungspuffer zu einem Detektor mit einer Bandpassfilterfunktion übertragen wird, der eine Gleichstrom-Ausgangsspannung erzeugt.
Wenn ein Insasse auf dem Sitz sitzt, erhöht sich der zwischen der Antennenelektrode und der Kraftfahrzeugmasse fließende Strom, was das Vorhandensein des Insassen auf dem Sitz anzeigt.
Ferner ist auf dem Gebiet der Messtechnologie der Einsatz von Sigma-Delta-Modulatoren allgemein bekannt, und zu diesem Thema ist zahlreiche einschlägige Literatur verfügbar, zum Beispiel: „Sigma-Delta ADCs and DACs”, AN-283 Application Note, Analog Devices, 1993, die auf der folgenden Webseite heruntergeladen werden kann: http://www.analog.com/static/imported-files/application_notes/29252429 1525717245054923680458171AN283.pdf.
Das Patent US 8,570,053 B1 beschreibt eine Anwendung eines Sigma-Delta-Modulators für Messungen unbekannter Kapazitätswerte durch einen kapazitiven Sensor. Der kapazitive Sensor umfasst eine schaltende Kondensatorschaltung, einen Komparator und eine Ladungsableitungsschaltung. Die schaltende Kondensatorschaltung koppelt wechselseitig während einer ersten Schaltphase einen Messkondensator in Reihe mit einem Modulationskondensator und entlädt den Messkondensator während einer zweiten Schaltphase. Der Komparator ist so gekoppelt, dass er ein Spannungspotential an dem Modulationskondensator mit einer Referenz vergleicht und in Reaktion darauf ein Modulationssignal erzeugt. Die Ladungsableitungsschaltung ist an den Modulationskondensator gekoppelt, um den Modulationskondensator in Reaktion auf das Modulationssignal selektiv zu entladen.
Aufgabenstellung
Es ist wünschenswert, eine einfache Kapazitäts-Messschaltung mit kostengünstigen Hardwarekomponenten zum Bestimmen einer komplexen Kapazität eines kapazitiven Schutz-Mess-Sensors, der im Lademodus betrieben wird, insbesondere zur Verwendung in Fahrzeugen und entsprechend den Anforderungen bezüglich der elektromagnetischen Verträglichkeit (EMV) in Fahrzeugen zur Verfügung zu stellen.
Der Begriff „Fahrzeug”, wie er in dieser Anmeldung verwendet wird, soll insbesondere so verstanden werden, dass er Personenkraftwagen, LKWs und Busse umfasst.
Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine Kapazitäts-Messschaltung zum Bestimmen einer Kapazität eines Schutz-Mess-Sensors, der im Lademodus betrieben wird, zur Verfügung zu stellen, bei dem weniger Hardwareteile und/oder kostengünstige Hardwareteile verwendet werden, das jedoch immer noch die Anforderungen der elektromagnetischen Verträglichkeit (EMV) für Kraftfahrzeuge erfüllt.
Allgemeine Beschreibung der Erfindung
Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung wird die Aufgabe durch eine Kapazitäts-Messschaltung zum Bestimmen einer Kapazität eines kapazitiven Schutz-Mess-Sensors, der im Lademodus betrieben wird, gelöst. Die Kapazitäts-Messschaltung weist Folgendes auf:

– einen Sinuswellengenerator, der dafür ausgelegt ist, ein im Wesentlichen sinusförmiges elektrisches Signal mit einer Prüffrequenz zu erzeugen,
– einen Rechteckwellengenerator, der dafür ausgelegt ist, ein elektrisches Signal mit einer im Wesentlichen rechteckigen Wellenform mit der Prüffrequenz zu erzeugen,
– einen kapazitiven Schutz-Mess-Sensor, der eine elektrisch leitende Messelektrode und eine elektrisch leitende Schutzelektrode umfasst, die proximal angeordnet und voneinander isoliert sind, wobei die Schutzelektrode mit einem Ausgangsanschluss des Sinuswellengenerators verbunden ist, und
– eine Signalmessschaltung.

Der Begriff „Lademodus”, wie er in dieser Anmeldung verwendet wird, ist insbesondere als ein Modus zum Messen eines Verschiebungsstroms zu verstehen, der durch das Vorliegen eines geerdeten Objekts in der Nähe einer einzelnen Messelektrode bewirkt wird (vgl. J. Smith et al., Electric field sensing for graphical interfaces, IEEE Comput. Graph. Appl., 18(3): 54–60, 1998).
Die Signalmessschaltung umfasst eine Sigma-Delta-Modulatoreinheit mit einer Integratoreinheit, die einen 1-Bit-Digital-Analog-Umsetzer umfasst, eine Quantisierereinheit, die ein Komparatorelement mit einem Signaleingangsanschluss und einem Referenzeingangsanschluss und ein getaktetes digitales Klinkenelement umfasst, das mit einem Ausgangsanschluss des Komparatorelements in Reihe verbunden ist, und ein digitales Decimator-/Tiefpassfilter. Ein Ausgangsanschluss der Quantisierereinheit ist mit einem Eingangsanschluss des 1-Bit-Digital-Analog-Umsetzers verbunden, und ein Ausgangsanschluss des 1-Bit-Digital-Analog-Umsetzers ist mit dem Signaleingangsanschluss des Komparatorelements verbunden, so dass eine geschlossene Rückkopplungsschleife gebildet wird. Die Messelektrode ist für Frequenzen, die so hoch wie die Prüffrequenz oder niedriger sind, mit dem Signaleingangsanschluss verbunden. Die Schutzelektrode ist mit dem Referenzeingangsanschluss des Komparatorelements verbunden.
Ferner umfasst die Signalmessschaltung ein digitales Decimator-/Tiefpassfilter. Decimatoren zum Dezimieren eines von dem Sigma-Delta-Modulator erzeugten Bitstroms und digitale Tiefpassfilter sind den Fachleuten bekannt und werden daher hier nicht genauer beschrieben. Jedes digitale Decimator-/Tiefpassfilter, das dem Fachmann auf dem Fachgebiet als geeignet erscheint, kann eingesetzt werden.
Ferner umfasst die Signalmessschaltung ein digitales XOR-Gatter mit mindestens zwei Eingangsanschlüssen. Der Ausgangsanschluss des elektronischen Klinkenelements ist mit einem ersten Eingangsanschluss der mindestens zwei Eingangsanschlüsse des digitalen XOR-Gatters verbunden, der zweite Eingangsanschluss der mindestens zwei Eingangsanschlüsse ist mit einem Ausgangsanschluss des Rechteckwellengenerators verbunden, und ein Ausgangsanschluss des digitalen XOR-Gatters ist mit einem Eingangsanschluss des digitalen Decimator-/Tiefpassfilters verbunden.
Außerdem weist die Signalmessschaltung einen Mikrokontroller mit einer Prozessoreinheit, einer digitalen Speichereinheit und einer Mikrokontroller-Systemuhr auf. Der Mikrokontroller ist dafür ausgelegt, basierend auf der Auswertung eines Verhältnisses einer Anzahl von Taktzeiträumen, wenn der Ausgangspegel des XOR-Gatters hoch ist, zu der Gesamtmenge von Taktzeiträumen während der Messzeit die Kapazität zu bestimmen.
Derart ausgerüstete Mikrokontroller sind heutzutage in vielen Varianten im Handel erhältlich. Die Art von Mikrokontroller, die zur Verwendung in dieser Erfindung in Betracht gezogen wird, ist eine kostengünstige Art mit sehr eingeschränkten Fähigkeiten. Zum Beispiel enthalten die in Betracht gezogenen Mikrokontroller keinen digitalen Signalprozessor (DSP), und eine Frequenz der Mikrokontroller-Systemuhr liegt bei unter oder gleich 10 MHz.
Ein Vorteil der Kapazitäts-Messschaltung gemäß der Erfindung besteht darin, dass die Kapazität des kapazitiven Sensors zuverlässig mit geringerem Aufwand und geringeren Kosten bestimmt werden kann.
Ein weiterer Vorteil besteht darin, dass durch Nutzung eines angepassten Sigma-Delta-Modulators eine hohe Auflösung zum Bestimmen der Kapazität des kapazitiven Sensors erreicht werden kann.
Bei einer bevorzugten Ausführungsform beträgt eine relative Phasenverschiebung zwischen dem sinusförmigen elektrischen Signal des Sinuswellengenerators und dem elektrischen Signal von im Wesentlichen rechteckiger Wellenform des Rechteckwellengenerators im Wesentlichen 90°. In diesem Fall kehrt das digitale XOR-Gatter während des zweiten und dritten Viertels eines Wellenzeitraums des Sinuswellengenerators eine logische Ausgabe des getakteten Klinkenelements um und kehrt während des ersten und vierten Viertels eines Wellenzeitraums die logische Ausgabe des getakteten Klinkenelements nicht um. Auf diese Weise kann das Bestimmen der Kapazität im Prinzip auf das Zählen der Anzahl an Taktzeiträumen, wenn der Ausgangspegel des XOR-Gatters hoch ist, vereinfacht werden. Dann wird das Verhältnis dieser Zahl zur Gesamtmenge an Taktzeiträumen während der Messzeit berechnet.
In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform weist der Mikrokontroller ferner mehrere synchronisierte Pulsdauermodulationseinheiten, die dafür ausgelegt sind, mit der Prüffrequenz zu arbeiten, und eine Tiefpassfiltereinheit auf. Die mehreren synchronisierten Pulsdauermodulationseinheiten und die Tiefpassfiltereinheit bilden den Sinuswellengenerator. Der Mikrokontroller ist dafür ausgelegt, Ausgangssignale der mehreren synchronisierten Pulsdauermodulationseinheiten zum Erzeugen eines sinusförmigen Signals mit der Prüffrequenz an einem Ausgang der Tiefpassfiltereinheit zu gewichten und zu addieren. Dadurch kann ein erforderlicher Hardwarebedarf durch Einsetzen von Mikrokontrollern von einer kostengünstigen Art, die keinen digitalen Signalprozessor enthalten, verringert werden.
In noch einer weiteren bevorzugten Ausführungsform weist das digitale Decimator-/Tiefpassfilter einen torgesteuerten Zähler auf, der ein fester Bestandteil des Mikrokontrollers ist. Auf diese Weise kann eine Kapazitäts-Messschaltung mit einer kompakten Ausführung bereitgestellt werden.
In einer Ausführungsform ist eine synchronisierte Pulsdauermodulationseinheit der mehreren synchronisierten Pulsdauermodulationseinheiten dafür ausgelegt, als der Rechteckwellengenerator zu dienen. Dadurch kann die Anzahl der diskreten Komponenten verringert werden, und die Kapazitäts-Messschaltung wird vereinfacht.
Ein ähnlicher Vorteil kann erreicht werden, wenn der Mikrokontroller ferner einen Taktausgangsanschluss aufweist, der mit einem Takteingangsanschluss des getakteten digitalen Klinkenelements verbunden ist. Alternativ kann eine außerhalb des Mikrokontrollers liegende Taktquelle anstelle der internen Mikrokontroller-Taktquelle verwendet werden.
In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform liegt die Prüffrequenz in einem Bereich zwischen 1 kHz und 1 MHz, und der Taktausgangsanschluss ist dafür ausgelegt, ein Taktsignal mit einer Frequenz bereitzustellen, die mindestens das Zehnfache der Prüffrequenz beträgt. Die Oversampling-Rate ist ausreichend hoch, und bei dem ausgewählten Frequenzbereich ist die Zeit, die notwendig ist, um die Kapazität zu bestimmen, für viele Anwendungen, insbesondere für Kraftfahrzeuganwendungen, ausreichend kurz, und Hardwarekomponenten der Kapazitäts-Messschaltung sind nicht teuer und ohne weiteres erhältlich, da kostengünstige Mikrokontroller mit einer Systemtaktfrequenz von weniger als oder gleich 10 MHz eingesetzt werden können. Natürlich ist anzumerken, dass auch Mikrokontroller mit einer Systemtaktfrequenz von mehr als 10 MHz verwendet werden können.
In einer Ausführungsform ist die Schutzelektrode über einen leitfähigen Schirm eines geschirmten Kabels mit dem Ausgangsanschluss des Sinuswellengenerators verbunden, und die Messelektrode ist über einen Innenleiter des geschirmten Kabels mit dem Signaleingangsanschluss des Komparatorelements verbunden. Auf diese Weise kann eine Lösung zum Verbinden des kapazitiven Schutz-Mess-Sensors mit der Messschaltung mit einem geringen Pegel von elektromagnetischer Strahlung ohne weiteres bereitgestellt werden.
Gemäß einem anderen Aspekt der Erfindung ist ein Verfahren zum Bestimmen einer Kapazität eines kapazitiven Schutz-Mess-Sensors, der im Lademodus betrieben wird, unter Verwendung einer Ausführungsform der hier offenbarten Kapazitäts-Messschaltung vorgesehen.
Das Verfahren umfasst die folgenden Schritte:

– Rückstellen eines Ausgangs des digitalen Decimator-/Tiefpassfilters,
– Ermöglichen des Anlegens des sinusförmigen elektrischen Signals an die Schutzelektrode,
– Ermöglichen des Anlegens des elektrischen Rechteckwellensignals an den zweiten Eingangsanschluss des digitalen XOR-Gatters,
– Ermöglichen des Taktens des getakteten digitalen Klinkenelements,
– Bestimmen von Anzahlen von Taktzeiträumen, wobei der Ausgangspegel des XOR-Gatters hoch ist,
– nach einer vorbestimmten Messzeit Anhalten des Taktens des getakteten digitalen Klinkenelements,
– Bestimmen eines Verhältnisses von Taktzeiträumen, wobei der Ausgangspegel des XOR-Gatters zu der Gesamtmenge an Taktzeiträumen während der vorbestimmten Messzeit hoch ist,
– Bestimmen der Kapazität basierend auf der Bewertung des Verhältnisses von Taktzeiträumen, wobei der Ausgangspegel des XOR-Gatters zur Gesamtmenge der Taktzeiträume hoch ist.

Bei einer geeigneten Ausführungsform können die Vorteile der Kapazitäts-Messschaltung wie oben vorgestellt erreicht werden, und die Kapazität des kapazitiven Schutz-Mess-Sensors, der im Lademodus betrieben wird, kann unter geringem Hardwareaufwand auf schnelle, zuverlässige und reproduzierbare Weise bestimmt werden.
In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform umfasst das Verfahren ferner die folgenden vorausgehenden Schritte:

– Kombinieren von mehreren synchronisierten Ausgangssignalen mit der Prüffrequenz, wobei die mehreren synchronisierten Ausgangssignale durch die mehreren Pulsdauermodulationseinheiten erzeugt werden, durch gewichtetes Addieren der synchronisierten Ausgangssignale; und
– Anlegen einer Tiefpassfilterung an die addierten Ausgangssignale, um ein im Wesentlichen sinusförmiges Prüfsignal mit der Prüfsignalfrequenz zu erzeugen. Bei einer geeigneten Ausführungsform kann der Pegel elektromagnetischer Strahlung niedrig gehalten werden, wodurch, insbesondere bei Kraftfahrzeuganwendungen, ein Einhalten der EMV-Anforderungen unter einem geringeren Hardware- und Kostenaufwand ermöglicht wird.

Bei noch einer weiteren bevorzugten Ausführungsform umfasst das Verfahren ferner die folgenden Schritte:

– Variieren einer relativen Phasenverschiebung zwischen dem sinusförmigen elektrischen Signal des Sinuswellengenerators und dem elektrischen Signal von der im Wesentlichen rechteckigen Wellenform des Rechteckwellengenerators in vorbestimmten Schritten in einem vorbestimmten Bereich und Konstanthalten der relativen Phase für einen vorbestimmten Messzeitraum,
– Bestimmen der Kapazität in jedem der Messzeiträume,
– Bestimmen einer optimalen relativen Phasenverschiebung, die der bestimmten Kapazität mit der größten Größe entspricht,
– Einstellen der relativen Phasenverschiebung auf die optimale relative Phasenverschiebung.

Auf diese Weise können jegliche Wirkungen der Phasenverschiebung der Signalmessschaltung oder der eingesetzten Filterelemente ausgeglichen werden, und es kann eine verbesserte Signalqualität zum Bestimmen der Kapazität erhalten werden.
Gemäß noch einem weiteren Aspekt der Erfindung wird ein Softwaremodul zur Steuerung einer Ausführung von Schritten einer Ausführungsform des hier offenbarten Verfahrens vorgesehen.
Die auszuführenden Verfahrensschritte werden in einen Programmcode des Softwaremoduls umgewandelt, wobei der Programmcode in der digitalen Speichereinheit des Mikrokontrollers implementierbar und von der Prozessoreinheit des Mikrokontrollers ausführbar ist.
Das Softwaremodul kann eine robuste und zuverlässige Ausführung des Verfahrens ermöglichen und eine schnelle Modifikation von Verfahrensschritten gestatten.
Diese und andere Aspekte der Erfindung werden anhand der im Folgenden beschriebenen Ausführungsformen offensichtlich und werden durch diese erklärt.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Weitere Einzelheiten und Vorteile der vorliegenden Erfindung ergeben sich aus der folgenden ausführlichen Beschreibung einer nicht einschränkenden Ausführungsform anhand der beigefügten Zeichnungen, in denen:
1 ein Blockdiagramm eines herkömmlichen Sigma-Delta-Modulators ist;
2 ein Blockdiagramm einer Ausführungsform der Kapazitäts-Messschaltung gemäß der Erfindung veranschaulicht;
3 einen detaillierten Schaltplan der Ausführungsform der Kapazitäts-Messschaltung gemäß 2 zeigt;
4 eine Kombination von mehreren synchronisierten Ausgangssignalen mit der gleichen Prüfsignalfrequenz zeigt, die von synchronisierten Pulsdauermodulationseinheiten des Mikrokontrollers der Kapazitäts-Messschaltung gemäß 3 erzeugt werden,
5 ein Flussdiagramm einer Reihe von optionalen Schritten ist, die ein optionaler Teil des Verfahrens gemäß der Erfindung sind, und
6 ein Flussdiagramm einer Ausführungsform des Verfahrens gemäß der Erfindung ist.
Genaue Beschreibung von bevorzugten Ausführungsformen
1 ist ein Blockdiagramm eines herkömmlichen Sigma-Delta-Modulators 68 erster Ordnung. Er weist einen analogen verriegelten Komparator 72 (im Prinzip einen verriegelten 1-Bit-Analog-Digital-Umsetzer) auf, der mit einem Integrator 70 in Reihe geschaltet ist. Der Komparator 72 ist mit einer Oversampling-Frequenz k·fs getaktet, wobei k einen Oversampling-Faktor bezeichnet. Das Eingangssignal, das an den Integrator 70 angelegt wird, ist die Differenz zwischen der zu messenden Eingangsspannung V_in und einer Ausgangsspannung eines 1-Bit-Digital-Analog-Umsetzers, dessen Eingang mit dem 1-Bit-Datenstrom (Bitstrom) verbunden ist, der von dem verriegelten Komparator 72 erzeugt wird. Der Bitstrom mit der Abtastrate k·fs wird in einem digitalen Decimator-/Tiefpassfilter auf einen Bitstrom mit der Abtastrate f_s verarbeitet. Falls eine Amplitude der zu messenden Eingangsspannung zunimmt, ist der Zustand „HOCH“ in dem Bitstrom vorherrschend. Falls die Amplitude der zu messenden Eingangsspannung abnimmt, ist der Zustand „NIEDRIG“ in dem Bitstrom vorherrschend. Für eine genauere Beschreibung der Funktion und der Eigenschaften des Sigma-Delta-Modulators wird auf die einschlägige Literatur verwiesen, zum Beispiel auf die Literatur, die im Abschnitt „Stand der Technik” genannt ist.
2 veranschaulicht ein Blockdiagramm einer Ausführungsform der Kapazitäts-Messschaltung 10 zum Bestimmen eines Kapazitätswertes eines kapazitiven Schutz-Mess-Sensors 12 (siehe auch 3), der im Lademodus betrieben wird, gemäß der Erfindung.
Die Kapazitäts-Messschaltung 10 umfasst eine Signalmessschaltung 18, die eine modifizierte Sigma-Delta-Modulatoreinheit 20 mit einer Integratoreinheit 22 und einer Quantisierereinheit 24 aufweist.
Die Quantisierereinheit 24 umfasst ein Komparatorelement 26 mit einem Signaleingangsanschluss 28 und einem Referenzeingangsanschluss 30.
Die Kapazitäts-Messschaltung 10 weist ferner einen kapazitiven Schutz-Mess-Sensor 12 (siehe 3) mit einer elektrisch leitenden Messelektrode 14 und einer elektrisch leitenden Schutzelektrode 16, die proximal angeordnet und voneinander isoliert sind, auf. Ein sich näherndes Objekt mit einer unbekannten Kapazität, zum Beispiel ein Sitzinsasse, interagiert elektrisch mit dem kapazitiven Schutz-Mess-Sensor 12 und ändert dadurch den Kapazitätswert des kapazitiven Schutz-Mess-Sensors 12, der von der Kapazitäts-Messschaltung 10 erfasst wird.
Die Interaktion zwischen dem unbekannten Kondensator 76 und dem kapazitiven Schutz-Mess-Sensor 12 ist in 3 durch eine gebogene durchgehende Linie angedeutet, die von dem unbekannten Kondensator 76 ausgeht und an der Messelektrode 14 endet.
Die Schutzelektrode 16 ist an den Referenzeingangsanschluss 30 des Komparatorelements 26 anschließbar, und die Messelektrode 14 ist an den Signaleingangsanschluss 28 des Komparatorelements 26 anschließbar. 3 zeigt den kapazitiven Schutz-Mess-Sensor 12 in einem funktionsfähigen Zustand, in dem er mit den Eingangsanschlüssen 28, 30 des Komparatorelements 26 verbunden ist.
Wieder mit Bezug auf 2 ist der Referenzeingangsanschluss 30 des Komparatorelements 26 (und damit der Schutzelektrode 16) mit einem Ausgangsanschluss eines Sinuswellengenerators 40 verbunden. Der Sinuswellengenerator 40 ist dafür ausgelegt, ein im Wesentlichen sinusförmiges elektrisches Signal mit einer Prüffrequenz („Prüfsignal”) zu erzeugen, die in einem Bereich zwischen 1 kHz und 1 MHz auswählbar ist. In dieser besonderen Ausführungsform wird die Prüffrequenz mit 100 kHz ausgewählt, und die Spitzenamplitude am Ausgangsanschluss des Sinuswellengenerators 40 beträgt 0,5 V.
Die Quantisierereinheit 24 weist ferner ein digitales Klinkenelement 32 auf, das als ein D-Flipflop gestaltet ist, das mit einem Ausgangsanschluss des Komparatorelements 26 in Reihe geschaltet ist. Das digitale Klinkenelement 32 wird durch eine Taktquelle 134 getaktet, die ein Taktsignal mit einer Frequenz bereitstellt, die mindestens das Zehnfache der Prüffrequenz beträgt. In dieser besonderen Ausführungsform beträgt die Frequenz des Taktsignals 10 MHz.
Die Integratoreinheit 22 der modifizierten Sigma-Delta-Modulatoreinheit 20 umfasst einen 1-Bit-Digital-Analog-Umsetzer (DAC) 34 mit einem bipolaren Stromausgang. Wenn der 1-Bit-DAC-Eingangsanschluss auf einem Spannungspegel entsprechend dem logischen Zustand „HOCH“ liegt, fließt ein Strom mit einem festgelegten, vorbestimmten Pegel aus dem DAC-Ausgangsanschluss. Wenn der DAC-Eingangsanschluss auf einem Spannungspegel entsprechend dem logischen Zustand „NIEDRIG“ liegt, fließt ein Strom mit dem gleichen festgelegten, vorbestimmten Pegel in den DAC-Ausgangsanschluss. Die Integratoreinheit 22 der modifizierten Sigma-Delta-Modulatoreinheit 20 kann als ebenso den unbekannten Kondensator 76 aufweisend angesehen werden, der zwischen dem DAC-Ausgangsanschluss und einer Anschlussmasse 78 angeschlossen ist.
Ein Ausgangsanschluss der Quantisierereinheit 24, der durch den Ausgangsanschluss des getakteten digitalen Klinkenelements 32 gebildet ist, ist mit dem Eingangsanschluss des 1-Bit-DAC 34 verbunden. Der 1-Bit-DAC-Ausgangsanschluss ist mit dem Signaleingangsanschluss 28 des Komparatorelements 26 verbunden, um eine geschlossene Rückkopplungsschleife zu bilden.
Die Rückkopplungsschleife hält eine Spannung am Signaleingangsanschluss 28 im Wesentlichen gleich einer Spannung am Referenzeingangsanschluss 30, der durch den Sinuswellengenerator 40 betrieben wird. Daher wird während des Betriebs eine Sinuswelle mit der gleichen Frequenz und Amplitude wie die von dem Sinuswellengenerator 40 erzeugte Sinuswelle an dem unbekannten Kondensator 76 erscheinen, überlagert von einer Spannung, die durch Anlegen des Ausgangsstroms des 1-Bit-DAC 34 an den unbekannten Kondensator 76 erzeugt wird.
Eine Anzahl von positiven und negativen Stromimpulsen, die von dem 1-Bit-DAC 34 in den unbekannten Kondensator 76 eingespeist werden, um die Rückkopplungsschleife während des ersten und letzten Viertels eines Zeitraums des angelegten elektrischen Prüfsignals (d. h. während der Zunahme des Spannungspegels) stabil zu halten, und eine Anzahl von positiven und negativen Stromimpulsen, die während des zweiten und dritten Viertels des Zeitraums des angelegten elektrischen Prüfsignals (d. h. während der Abnahme des Spannungspegels) von dem 1-Bit-DAC 34 in den unbekannten Kondensator 76 eingespeist werden, zeigen eine Amplitude des elektrischen Prüfsignals und eine Kapazität des unbekannten Kondensators 76 an. Je höher die Kapazität ist, desto mehr positive Stromimpulse während des ersten und letzten Viertels des Zeitraums des angelegten elektrischen Prüfsignals und desto mehr negative Stromimpulse während des zweiten und dritten Viertels des Zeitraums des angelegten elektrischen Prüfsignals werden erzeugt.
Die Signalmessschaltung 18 weist ferner ein digitales XOR-Gatter 38 mit zwei Eingangsanschlüssen auf, das als ein digitaler Multiplizierer betrieben wird. Ein Eingangsanschluss der beiden Eingangsanschlüsse ist mit einem Ausgangsanschluss eines Rechteckwellengenerators 46 verbunden. Der Rechteckwellengenerator 46 ist dafür ausgelegt, ein elektrisches Signal mit einer im Wesentlichen rechteckigen Wellenform mit der Prüffrequenz zu erzeugen. Eine relative Phasenverschiebung zwischen dem elektrischen Prüfsignal des Sinuswellengenerators 40 und dem elektrischen Signal des Rechteckwellengenerators 46 ist im Wesentlichen gleich 90° und eine äquivalente Phasenverschiebung der Zeit eines Zeitraums der Taktquelle 134, die das digitale Klinkenelement 32 taktet. Der Rechteckwellengenerator 46 wird synchronisiert mit der Taktquelle 134 betrieben. Auf diese Weise ändert ein Ausgangsspannungspegel des Rechteckwellengenerators 46 seinen Zustand synchron mit einer aktiven Taktflanke am digitalen Klinkenelement 32.
Der andere Eingangsanschluss der beiden Eingangsanschlüsse des digitalen XOR-Gatters 38 ist mit dem Ausgangsanschluss des digitalen Klinkenelements 32 verbunden. Das digitale XOR-Gatter 38 kehrt den Ausgangspegel des digitalen Klinkenelements 32 um, was die tatsächliche Stromimpulsausgabe des 1-Bit-DAC 34 während des zweiten und dritten Viertels eines Zeitraums des Prüfsignals anzeigt, und es kehrt nicht den Ausgangspegel des digitalen Klinkenelements 32 um, was die tatsächliche Stromimpulsausgabe des 1-Bit-DAC 34 während eines ersten und letzten Viertels des Zeitraums des Prüfsignals anzeigt. Daher wird das Verhältnis zwischen der Anzahl der negativen Impulse und der positiven Impulse an einem Ausgangsanschluss des digitalen XOR-Gatters 38 die Kapazität des unbekannten Kondensators 76 anzeigen. Insbesondere wird die positive Impulsdauer am Ausgangsanschluss des digitalen XOR-Gatters 38 im Wesentlichen proportional zur Kapazität des unbekannten Kondensators 76 sein.
Dann umfasst die Signalmessschaltung 18 ein digitales Decimator-/Tiefpassfilter 36. Der Ausgangsanschluss des digitalen XOR-Gatters 38 ist mit einem Eingangsanschluss des digitalen Decimator-/Tiefpassfilters 36 verbunden. Das digitale Decimator-/Tiefpassfilter 36 dezimiert und tiefpassfiltert eine Impulsstromausgabe, die am Ausgangsanschluss des digitalen XOR-Gatters 38 erzeugt wird, was zu einem Digitalwort führt, welches den unbekannten Kapazitätswert des unbekannten Kondensators 76 anzeigt.
3 zeigt einen detaillierten Schaltplan der Ausführungsform der Kapazitäts-Messschaltung 10 gemäß 2.
Wie in 3 gezeigt ist, weist die Kapazitäts-Messschaltung 10 einen Mikrokontroller 48 auf, der eine Prozessoreinheit 50, eine digitale Speichereinheit 52, eine Mikrokontroller-Systemuhr 54 und mehrere, nämlich vier, synchronisierte Pulsdauermodulationseinheiten (PWM-Einheiten) 42 ₁–42 ₄ mit Rechteckwellen-Ausgangssignalen aufweist. Es versteht sich, dass Datenverbindungen (in 3 als ein Datenbus gezeigt) bestehen, die die verschiedenen Komponenten des Mikrokontrollers 48 miteinander verbinden. Der Mikrokontroller 48 ist von einer kostengünstigen Art mit sehr eingeschränkten Fähigkeiten, hat eine Taktfrequenz von 10 MHz und enthält keinen integrierten digitalen Signalprozessor.
Drei PWM-Einheiten 42 ₁–42 ₃ der mehreren synchronisierten PWM-Einheiten 42 ₁–42 ₄ und eine Tiefpassfiltereinheit 44 bilden den Sinuswellengenerator 40. Das System ist dafür ausgelegt, Ausgangssignale der drei PWM-Einheiten 42 ₁–42 ₃ der mehreren synchronisierten PWM-Einheiten 42 ₁–42 ₄ mit der Prüfsignalfrequenz von 100 kHz zu gewichten und zu addieren. Zum Beispiel ist jeweils ein Widerstand 80, 82, 84 mit jedem Ausgangsanschluss der drei PWM-Einheiten 42 ₁–42 ₃ zum gewichteten Addieren aller drei PWM-Einheit-Ausgangssignale verbunden.
Die Rechteckwellen-PWM-Einheit-Ausgangssignale sind in 4 schematisch gezeigt. Die Ausgangssignale haben die gleiche Prüfsignalfrequenz, mit einer definierten relativen Phasenverschiebung zwischen diesen. Das Ausgangssignal der PWM-Einheit 42 ₂ (2. Position in 4) ist relativ zum Ausgangssignal der PWM-Einheit 42 ₁ (obere Position) um 1/8 Periode verzögert, und das Ausgangssignal der PWM-Einheit 42 ₃ (3. Position) ist wiederum relativ zum Ausgangssignal der PWM-Einheit 42 ₂ (2. Position) um 1/8 Periode verzögert. Die relativen Amplituden der PWM-Einheit-Ausgangssignale, wie sie von den Widerständen 80, 82, 84 gewichtet werden, sind jeweils 1, √2 und 1. Durch Addieren der gewichteten PWM-Einheit-Ausgangssignale wird eine angenäherte Sinuswelle 86 erzeugt, wie im unteren Teil von 4 angezeigt ist. Die 2. bis 7. Oberschwingung der angenäherten Sinuswelle 86 werden im Wesentlichen unterdrückt.
Die Tiefpassfiltereinheit 44, die als ein LC-Filter in π-Konfiguration und eine zusätzliche RC-Kombination gestaltet ist, ist mit dem Ausgang der PWM-Einheiten 42 ₁–42 ₃ in Reihe geschaltet und filtert im Wesentlichen den größten Teil der verbleibenden Oberschwingungen heraus. Die Ausgabe der Tiefpassfiltereinheit 44 ist ein sinusförmiges Prüfsignal mit einer Frequenz von 100 kHz und einem geringen Verzerrungsfaktor. Der Quellenwiderstand der Tiefpassfiltereinheit 44 ist durch die drei Widerstände 80, 82, 84 definiert, und der Widerstand 88 definiert den Lastwiderstand der Tiefpassfiltereinheit 44.
Die Taktquelle 134 zum Takten des getakteten digitalen Klinkenelements wird von einem Taktausgangsanschluss 56 des Mikrokontrollers 48 bereitgestellt, der ein elektrisches Taktsignal mit einer Frequenz von 10 MHz bereitstellt. Der Taktausgangsanschluss 56 ist mit einem Takteingangsanschluss des getakteten digitalen Klinkenelements 32 verbunden.
Das Komparatorelement 26 ist ein fester Bestandteil des Mikrokontrollers 48. Das getaktete digitale Klinkenelement 32 ist durch eine integrierte SN74LVC1G74-D-Flipflop-Schaltung bereitgestellt, die von mehreren Herstellern im Handel erhältlich ist. Das digitale XOR-Gatter 38 ist durch eine integrierte SN74LVC1G86-XOR-Gatter-Schaltung bereitgestellt, die ebenso von mehreren Herstellern von integrierten Schaltungen im Handel erhältlich ist.
Ferner weist das digitale Decimator-/Tiefpassfilter 36 einen torgesteuerten Zähler 58 auf, der ein fester Bestandteil des Mikrokontrollers 48 ist. Der Ausgangsanschluss des digitalen XOR-Gatters 38 ist mit einem Eingangsanschluss des torgesteuerten Zählers 58 verbunden.
Die Schutzelektrode 16 des kapazitiven Schutz-Mess-Sensors 12 ist über einen leitenden Schirm 64 eines geschirmten Kabels 62 mit dem Ausgangsanschluss des Sinuswellengenerators 40 verbunden, und die Messelektrode 14 ist über einen Innenleiter 66 des geschirmten Kabels 62 und einen Kondensator 90 zur Gleichstromentkopplung mit dem Signaleingangsanschluss 28 des Komparatorelements 26 verbunden. Ein Kapazitätswert des Gleichstromentkopplungskondensators 90 wird derart ausgewählt, dass die Impedanz des Kondensators 90 niedrig genug ist, dass das Prüfsignal im Wesentlichen ungedämpft hindurchgelassen wird. Auf diese Weise ist die Messelektrode 14 für Frequenzen, die so hoch wie die Prüffrequenz oder niedriger sind, wirksam mit dem Signaleingangsanschluss 28 verbunden. Jeglicher Einfluss von Verlustströmen zwischen der Messelektrode 14 und der Anschlussmasse 78 auf der Gleichstromvorspannung der Signalmessschaltung 18 wird hierdurch wirksam ausgeschaltet.
Eine zusätzliche EM-Strahlungs-Tiefpassfiltereinheit 92 aus zwei Kondensatoren und einem Induktor in π-Konfiguration wird zwischen dem Innenleiter 66 und dem leitenden Schirm 64 des geschirmten Kabels 62 an einem Ende des geschirmten Kabels 62, das von dem kapazitiven Sensor 12 entfernt ist, positioniert. Die EM-Strahlungs-Tiefpassfiltereinheit 92 dämpft die Frequenzkomponenten, die durch die Taktquelle 134 in dem kapazitiven Sensor 12 und der zugehörigen Sensorverdrahtung erzeugt werden, während der Prüfsignaldurchgang im Wesentlichen ungedämpft bleibt.
Der 1-Bit-DAC 34 der Integratoreinheit 22 wird von einer Gleichspannungsquelle 94 mit Strom versorgt, die die gleiche Spannung hat wie die (nicht gezeigte) Gleichstromversorgung für das Komparatorelement 26, das getaktete digitale Klinkenelement 32, das digitale XOR-Gatter 38 und den Mikrokontroller 48.
Der 1-Bit-DAC 34 weist zwei Stromspiegelschaltungen 96, 98 auf, die durch den Spannungspegel am Ausgangsanschluss des digitalen Klinkenelements 32 abwechselnd ein- und ausgeschaltet werden. Der Widerstand 100 stellt gleichzeitig einen Ausgangsstrom für beide Stromspiegelschaltungen 96, 98 ein. Dadurch können beide Ausgangsströme im Wesentlichen gleich gestaltet werden, wenn die obere Stromspiegelschaltung 96 und die untere Stromspiegelschaltung 98 zueinander symmetrisch gestaltet werden.
Wenn der Spannungspegel am Ausgangsanschluss des digitalen Klinkenelements 32 einem logischen Zustand „HOCH“ (5 V) entspricht, dann zieht der Widerstand 102 das elektrische Potential des Emitters eines Transistors der unteren Stromspiegelschaltung 98 bis zu einem Pegel hinauf, der das Fließen jeglichen Grundstroms verhindert, wodurch die untere Stromspiegelschaltung 98 deaktiviert wird. Gleichzeitig wird die obere Spiegelschaltung 96 aktiviert. Der aus dem 1-Bit-DAC 34 in den unbekannten Kondensator 76 fließende Strom ist positiv.
Wenn der Spannungspegel am Ausgangsanschluss des digitalen Klinkenelements 32 einem logischen Zustand „HOCH“ (0 V) entspricht, dann zieht der Widerstand 104 das elektrische Potential des Emitters eines Transistors der oberen Spiegelschaltung 96 bis auf einen Pegel hinunter, der das Fließen jeglichen Grundstroms verhindert, wodurch die obere Stromspiegelschaltung 96 deaktiviert wird. Gleichzeitig wird die untere Spiegelschaltung 98 aktiviert. Der aus dem 1-Bit-DAC 34 in den unbekannten Kondensator 76 fließende Strom ist negativ. Bei dieser speziellen Ausführungsform wird ein Pegel des 1-Bit-DAC-Ausgangsstroms beispielhaft mit 100 µA gewählt.
Der Rechteckwellengenerator 46 wird von der vierten PWM-Einheit 42 ₄ der mehreren synchronisierten PWM-Einheiten 42 ₁–42 ₄ bereitgestellt. Eine Phasenverschiebung zwischen den kombinierten drei PWM-Einheit-Ausgangssignalen des Sinuswellengenerators 40 und dem vierten PWM-Einheit-Ausgangssignal ist durch den Mikrokontroller 48 einstellbar, wie nachstehend beschrieben wird.
Nachstehend wird eine Ausführungsform eines Verfahrens zum Bestimmen einer Kapazität des kapazitiven Schutz-Mess-Sensors 12, der im Lademodus betrieben wird, unter Verwendung einer Ausführungsform der Kapazitäts-Messschaltung 10 beschrieben (6). Zur Vorbereitung des Messens der Kapazität des kapazitiven Schutz-Mess-Sensors 12 durch die Ausführungsform der Kapazitäts-Messschaltung 10 gemäß 2 und 3 sollte klar sein, dass sich alle beteiligten Einheiten und Vorrichtungen in einem funktionsfähigen Zustand befinden und wie in 2 und 3 konfiguriert sind.
Um in der Lage zu sein, das Verfahren auszuführen, weist der Mikrokontroller 48 ein Softwaremodul 60 auf. Die auszuführenden Verfahrensschritte werden in einen Programmcode des Softwaremoduls 60 umgewandelt. Der Programmcode ist in der digitalen Speichereinheit 52 des Mikrokontrollers 48 implementierbar und durch die Prozessoreinheit 50 des Mikrokontrollers 48 ausführbar.
Zum Bestimmen einer optimalen Phasenverschiebung zwischen den drei kombinierten PWM-Einheit-Ausgangssignalen des Sinuswellengenerators 40 und dem Ausgangssignal des Rechteckwellengenerators 46 wird die folgende optionale Folge von vorbereitenden Verfahrensschritten durchgeführt (5).
In einem ersten vorbereitenden Schritt 106 wird die relative Phasenverschiebung zwischen dem sinusförmigen elektrischen Signal des Sinuswellengenerators 40 und dem elektrischen Signal von im Wesentlichen rechteckiger Wellenform des Rechteckwellengenerators 46 in vorbestimmten Schritten von 5° in einem vorbestimmten Bereich zwischen 80° und 100° variiert, und die relative Phase wird für einen vorbestimmten Messzeitraum konstant gehalten.
Bei jeder der Messzeiträume der konstanten relativen Phase wird die Kapazität des kapazitiven Schutz-Mess-Sensors 12 in einem nächsten vorbereitenden Schritt 108 bestimmt. Im folgenden vorbereitenden Schritt 110 wird eine optimale Phasenverschiebung als die relative Phasenverschiebung entsprechend der bestimmten Kapazität mit der größten Größe bestimmt. Im letzten vorbereitenden Schritt 112 wird dann die relative Phasenverschiebung auf die bestimmte optimale relative Phasenverschiebung eingestellt.
Zum Bestimmen der Kapazität des kapazitiven Schutz-Mess-Sensors 12, der im Lademodus betrieben wird, werden die folgenden Schritte ausgeführt (6).
In einem ersten Schritt des Verfahrens 114 wird der torgesteuerte Zähler 58 zurückgesetzt. In den folgenden Schritten 116–120 werden dann das Anlegen des sinusförmigen elektrischen Signals an die Schutzelektrode 16, das Anlegen des elektrischen Rechteckwellensignals an den zweiten Eingangsanschluss des digitalen XOR-Gatters 38 und das Takten des getakteten digitalen Klinkenelements 32 aktiviert.
Im nächsten Schritt 122 des Verfahrens wird die Anzahl an Taktzeiträumen, bei denen der Ausgangspegel des XOR-Gatters hoch ist, durch den torgesteuerten Zähler 58 des Mikrokontrollers 48 bestimmt.
Nach einer vorbestimmten Messzeit, die in dieser speziellen Ausführungsform mit 100 ms gewählt wurde, wird das Takten des getakteten digitalen Klinkenelements 32 in einem weiteren Schritt 124 angehalten. In Kombination mit der Frequenz von 10 MHz für das elektrische Taktsignal kann 6 auf diese Weise eine Messauflösung von 1:10 erreicht werden.
Im folgenden Schritt 126 wird eine Anzahl von Taktzeiträumen, bei denen der Ausgangspegel des XOR-Gatters während der vorbestimmten Messzeit hoch ist, durch Auslesen des Inhalts des torgesteuerten Zählers 58 bestimmt, was die Kapazität des unbekannten Kondensators 76 anzeigt. In einem weiteren Schritt 128 wird die Kapazität basierend auf dem Auswerten der Anzahl von Taktzeiträumen bestimmt, bei denen der Ausgangspegel des XOR-Gatters während der vorbestimmten Messzeit hoch ist.
Während die Erfindung im Einzelnen in den Zeichnungen und der vorstehenden Beschreibung veranschaulicht und beschrieben wurde, sind eine solche Veranschaulichung und Beschreibung als veranschaulichend oder beispielhaft und nicht als einschränkend anzusehen; die Erfindung ist nicht auf die offenbarten Ausführungsformen beschränkt.
Andere Varianten der offenbarten Ausführungsformen können von den Fachleuten bei der Ausführung der beanspruchten Erfindung, durch Studium der Zeichnungen, der Offenbarung und der beigefügten Ansprüche verstanden und herbeigeführt werden. In den Ansprüchen schließt das Wort „aufweisend“ andere Elemente oder Schritte nicht aus, und der unbestimmte Artikel „ein“, „eine“ oder „einer“ schließt keine Mehrheit aus. Die bloße Tatsache, dass bestimmte Maßnahmen in sich voneinander unterscheidenden Unteransprüchen aufgeführt sind, weist nicht darauf hin, dass nicht eine Kombination dieser Maßnahmen vorteilhaft genutzt werden kann. Keines der Bezugszeichen in den Ansprüchen soll als den Schutzbereich einschränkend ausgelegt werden.
Bezugszeichenliste

10: Kapazitäts-Messschaltung
12: kapazitiver Schutz-Mess-Sensor
14: Messelektrode
16: Schutzelektrode
18: Signalmessschaltung
20: Sigma-Delta-Modulatoreinheit
22: Integratoreinheit
24: Quantisierereinheit
26: Komparatorelement
28: Signaleingangsanschluss
30: Referenzeingangsanschluss
32: digitales Klinkenelement
34: 1-Bit-Digital-Analog-Umsetzer
36: digitales Decimator-/Tiefpassfilter
38: digitales XOR-Gatter
40: Sinuswellengenerator
42: Pulsdauermodulationseinheit
44: Tiefpassfiltereinheit
46: Rechteckwellengenerator
48: Mikrokontroller
50: Prozessoreinheit
52: digitale Speichereinheit
54: Mikrokontroller-Systemuhr
56: Taktausgangsanschluss
58: torgesteuerter Zähler
60: Softwaremodul
62: geschirmtes Kabel
64: leitfähiges Kabel
66: Innenleiter
68: Sigma-Delta-Modulator
70: Integrator
72: Komparator
74: Bitstrom
76: unbekannter Kondensator
78: Anschlussmasse
80: Widerstand
82: Widerstand
84: Widerstand
86: angenäherte Sinuswelle
88: Widerstand
90: Gleichstromentkopplungskondensator
92: EM-Strahlungs-Tiefpassfiltereinheit
94: Gleichspannungsquelle
96: Stromspiegelschaltung
98: Stromspiegelschaltung
100: Widerstand
102: Widerstand
104: Widerstand SCHRITTE
106: Variieren der relativen Phasenverschiebung
108: Bestimmen des Kapazitätswertes
110: Bestimmen der optimalen Phasenverschiebung
112: Einstellen der Phasenverschiebung
114: Zurücksetzen des Ereigniszählers
116: Anlegen eines Prüfsignals an die Schutzelektrode
118: Anlegen einer Rechteckwelle an das XOR-Gatter
120: Aktivieren des Taktens der digitalen Klinke
122: Bestimmen der Zahlen von Schrittumschlägen
124: Anhalten des Taktens der digitalen Klinke
126: Auslesen des torgesteuerten Zählers
128: Bestimmen der Kapazität
130: Kombinieren von PWM-Einheit-Signalen
132: Anlegen von Tiefpassfilterung
134: Taktquelle

Claims

Kapazitäts-Messschaltung (10) zum Bestimmen einer Kapazität eines kapazitiven Schutz-Mess-Sensors (12), der im Lademodus betrieben wird, aufweisend – einen Sinuswellengenerator (40), der dafür ausgelegt ist, ein im Wesentlichen sinusförmiges elektrisches Signal mit einer Prüffrequenz zu erzeugen; – einen Rechteckwellengenerator (46), der dafür ausgelegt ist, ein elektrisches Signal mit einer im Wesentlichen rechteckigen Wellenform mit der Prüffrequenz zu erzeugen; – einen kapazitiven Schutz-Mess-Sensor (12), der eine elektrisch leitende Messelektrode (14) und eine elektrisch leitende Schutzelektrode (16) umfasst, die proximal angeordnet und voneinander isoliert sind, wobei die Schutzelektrode (16) mit einem Ausgangsanschluss des Sinuswellengenerators (40) verbunden ist; – eine Signalmessschaltung (18), umfassend – eine Sigma-Delta-Modulatoreinheit (20) mit einer Integratoreinheit (22), die einen 1-Bit-Digital-Analog-Umsetzer (34) umfasst, einer Quantisierereinheit (24), die ein Komparatorelement (26) mit einem Signaleingangsanschluss (28) und einem Referenzeingangsanschluss (30) und ein getaktetes digitales Klinkenelement (32) umfasst, das mit einem Ausgangsanschluss des Komparatorelements (26) in Reihe verbunden ist, wobei ein Ausgangsanschluss der Quantisierereinheit (24) mit einem Eingangsanschluss des 1-Bit-Digital-Analog-Umsetzers (34) verbunden ist, ein Ausgangsanschluss des 1-Bit-Digital-Analog-Umsetzers (34) mit dem Signaleingangsanschluss (28) des Komparatorelements (26) derart verbunden ist, dass eine geschlossene Rückkopplungsschleife gebildet wird, und die Messelektrode (14) für Signalfrequenzen, die so hoch wie die Prüffrequenz oder niedriger sind, mit dem Signaleingangsanschluss (28) des Komparatorelements (26) verbunden ist, und die Schutzelektrode (16) mit dem Referenzeingangsanschluss (30) des Komparatorelements (26) verbunden ist; – ein digitales Decimator-/Tiefpassfilter (36); und – ein digitales XOR-Gatter (38) mit wenigstens zwei Eingangsanschlüssen, wobei der Ausgangsanschluss des elektronischen Klinkenelements (32) mit einem ersten Eingangsanschluss der wenigstens zwei Eingangsanschlüsse verbunden ist, der zweite Eingangsanschluss der wenigstens zwei Eingangsanschlüsse mit einem Ausgangsanschluss des Rechteckwellengenerators (46) verbunden ist, und ein Ausgangsanschluss des digitalen XOR-Gatters (38) mit einem Eingangsanschluss des digitalen Decimator-/Tiefpassfilters (36) verbunden ist; – einen Mikrokontroller (48), umfassend – eine Prozessoreinheit (50), – eine digitale Speichereinheit (52), – eine Mikrokontroller-Systemuhr (54), wobei der Mikrokontroller (48) dafür ausgelegt ist, die Kapazität basierend auf der Bewertung eines Verhältnisses einer Anzahl von Taktzeiträumen, wenn der Ausgangspegel des XOR-Gatters hoch ist, zu einer Gesamtmenge von Taktzeiträumen zu bestimmen.
Kapazitäts-Messschaltung (10) nach Anspruch 1, wobei eine relative Phasenverschiebung zwischen dem sinusförmigen elektrischen Signal des Sinuswellengenerators (40) und dem elektrischen Signal von einer im Wesentlichen rechteckigen Wellenform des Rechteckwellengenerators (46) im Wesentlichen gleich 90° ist.
Kapazitäts-Messschaltung (10) nach Anspruch 1 oder 2, wobei der Mikrokontroller (48) ferner aufweist – mehrere synchronisierte Pulsdauermodulationseinheiten (42 ₁–42 ₃), die dafür ausgelegt sind, mit der Prüffrequenz zu arbeiten, und – eine Tiefpassfiltereinheit (44), wobei die mehreren synchronisierten Pulsdauermodulationseinheiten (42 ₁–42 ₃) und die Tiefpassfiltereinheit (44) den Sinuswellengenerator (40) bilden, und wobei der Mikrokontroller (48) dafür ausgelegt ist, Ausgangssignale der mehreren synchronisierten Pulsdauermodulationseinheiten (42 ₁–42 ₃) zu gewichten und zu addieren, um ein sinusförmiges Signal der Prüffrequenz an einem Ausgang der Tiefpassfiltereinheit (44) zu erzeugen.
Kapazitäts-Messschaltung (10) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei das digitale Decimator-/Tiefpassfilter (36) einen torgesteuerten Zähler (58) aufweist, der ein fester Bestandteil des Mikrokontrollers (48) ist.
Kapazitäts-Messschaltung (10) nach Anspruch 3 oder 4, wobei eine synchronisierte Pulsdauermodulationseinheit (42 ₄) der mehreren synchronisierten Pulsdauermodulationseinheiten (42 ₁–42 ₄) dafür ausgelegt ist, als der Rechteckwellengenerator (46) zu dienen.
Kapazitäts-Messschaltung (10) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Mikrokontroller (48) ferner einen Taktausgangsanschluss (56) aufweist, der mit einem Takteingangsanschluss des getakteten digitalen Klinkenelements (32) verbunden ist.
Kapazitäts-Messschaltung (10) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Prüffrequenz in einem Bereich zwischen 1 kHz und 1 MHz liegt und der Taktausgangsanschluss (56) dafür ausgelegt ist, ein Taktsignal mit einer Frequenz bereitzustellen, die wenigstens zehnmal die Prüffrequenz beträgt.
Kapazitäts-Messschaltung (10) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Schutzelektrode (16) über eine leitfähige Abschirmung (64) eines geschirmten Kabels (62) mit dem Ausgangsanschluss des Sinuswellengenerators (40) verbunden ist und die Messelektrode (14) über einen Innenleiter (66) des geschirmten Kabels (62) mit dem Signaleingangsanschluss (28) des Komparatorelements (26) verbunden ist.
Verfahren zum Bestimmen einer Kapazität eines kapazitiven Schutz-Mess-Sensors (12), der im Lademodus betrieben wird, durch Verwendung einer Ausführungsform der Kapazitäts-Messschaltung (10) nach einem der Ansprüche 1 bis 8, wobei das Verfahren die folgenden Schritte umfasst: – Rückstellen (114) eines Ausgangs des digitalen Decimator-/Tiefpassfilters (36), – Ermöglichen des Anlegens (116) des sinusförmigen elektrischen Signals an die Schutzelektrode (16), – Ermöglichen des Anlegens (118) des elektrischen Rechteckwellensignals an den zweiten Eingangsanschluss des digitalen XOR-Gatters (38), – Ermöglichen des Taktens (120) des getakteten digitalen Klinkenelements (32), – Bestimmen von Anzahlen (122) von Taktzeiträumen, wobei der Ausgangspegel des XOR-Gatters hoch ist, – nach einer vorbestimmten Messzeit Anhalten (124) des Taktens des getakteten digitalen Klinkenelements (32), – Bestimmen (126) eines Verhältnisses von Taktzeiträumen, in denen der Ausgangspegel des XOR-Gatters hoch ist, zu der Gesamtmenge an Taktzeiträumen während der vorbestimmten Messzeit, – Bestimmen (128) der Kapazität basierend auf der Bewertung des Verhältnisses der Taktzeiträume, in denen der Ausgangspegel des XOR-Gatters hoch ist, zur Gesamtmenge der Taktzeiträume.
Verfahren nach Anspruch 9, umfassend die vorausgehenden Schritte des – Kombinierens (130) von mehreren synchronisierten Ausgangssignalen mit der Prüffrequenz, wobei die mehreren synchronisierten Ausgangssignale durch mehrere Pulsdauermodulationseinheiten (42 ₁–42 ₄) erzeugt werden, durch gewichtetes Addieren der synchronisierten Ausgangssignale; und – Anlegens (132) einer Tiefpassfilterung an die addierten Ausgangssignale, um ein im Wesentlichen sinusförmiges Prüfsignal der Prüfsignalfrequenz zu erzeugen.
Verfahren nach Anspruch 9 oder 10, umfassend die Schritte des – Variierens (106) einer relativen Phasenverschiebung zwischen dem sinusförmigen elektrischen Signal des Sinuswellengenerators (40) und dem elektrischen Signal von der im Wesentlichen rechteckigen Wellenform des Rechteckwellengenerators (46) in vorbestimmten Schritten in einem vorbestimmten Bereich und Konstanthalten der relativen Phase für einen vorbestimmten Messzeitraum, – Bestimmen (108) der Kapazität in jedem der Messzeiträume, – Bestimmen (110) einer optimalen relativen Phasenverschiebung, die der bestimmten Kapazität mit der größten Größe entspricht, – Einstellen (112) der relativen Phasenverschiebung auf die optimale relative Phasenverschiebung.
Softwaremodul (60) zum Ausführen des Verfahrens nach einem der Ansprüche 9 bis 11, wobei die auszuführenden Verfahrensschritte in einen Programmcode des Softwaremoduls (60) umgewandelt werden, wobei der Programmcode in der digitalen Speichereinheit (52) des Mikrokontrollers (48) implementierbar und durch die Prozessoreinheit (50) des Mikrokontrollers (48) ausführbar ist.