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Die vorliegende Erfindung behandelt im Allgemeinen das Feld der Leistungsfaktorkorrekturschaltungen (PFCs) aufweisend einen Schalter, der durch eine integrierte Schaltung (IC) getaktet wird, so wie z.B. ein ASIC oder einen Mikrocontroller.
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Korrekturschaltungen sind im Stand der Technik zum Herstellen einer stabilisierten (vorzugsweise gesteuerten) DC-Ausgangs(gleich)spannung basierend z.B. auf einer bereitgestellten gleichgerichteten AC- (Wechsel) Netzspannung bekannt, wobei der PFC durch Taktung eines Schalters des PFC aktiv so gesteuert wird, dass idealerweise der PFC als eine Ohmsche Last gegenüber der Netzversorgungsspannung erscheint.
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Der aktiv gesteuerte PFC weist wiederum typischerweise einen getakteten Schalter auf, welcher Schalter durch eine typischerweise integrierte Steuerschaltung gesteuert wird, so wie z.B. einen ASIC. Der ASIC steuert den Schalter unter Auswertung verschiedener Feedback-Signale, d.h. Rückführsignale. Typische Feedback-Signale sind:
- - die Eingangsspannung,
- - der Strom durch den Schalter,
- - der Nulldurchgang des Entladestroms der Induktivität, und
- - die zu regelnde Ausgangsspannung.
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Jedes der oben genannten Feedback-Signale wie auch das Ansteuerungssignal für den Schalter, z.B. das Gatesignal für einen FET, besetzt einen Pin (Anschluss) von einem integrierten Schaltkreis.
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In der Vergangenheit gab es mehrere Versuche, die benötigte Anzahl an Pins für den Steuer-/Regel-IC für einen PFC zu verringern.
- 1 zeigt ein Beispiel eines PFC mit reduzierten Pin-Anzahlanforderungen für den zugehörigen Steuer-/Regel-IC. Dieses Beispiel ist in der noch nicht veröffentlichten (zum Prioritätsdatum der gegenwärtigen Erfindung) deutschen Patentanmeldung DE 10 2009 034 349 gezeigt.
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Wie in 1 gezeigt, wird eine AC-Netzversorgungsspannung mittels eines AC/DC-Wandlers 1 gleichgerichtet. Eine Kapazität 2 kann zur Stabilisierung der Eingangsspannung der gleichgerichteten Eingangsspannung und zur Reduzierung der Restwelligkeit davon vorgesehen werden.
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Wenn der Schalter 3 in seinem leitenden Zustand ist, was durch das Steuersignal Gate 1 von einer Steuerschaltung 10 kommend gesteuert wird, wird eine Induktivität 4 geladen.
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Die Steuerschaltung (d.h. Steuer-/Regel-Schaltung) 10 kann weitere Steuersignale 11 ausgeben, z.B. für eine DC/DC- oder DC/AC- (z.B. Halbbrückenkonverter zur Frequenzdimmung) Stufe, die mit der Ausgangsgleichspannung des PFC versorgt wird.
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Die Steuerschaltung 10 kann auch mit zusätzlichen Feedbacksignalen 12 von folgenden Stufen oder von den Beleuchtungsmitteln versorgt werden.
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Wenn der Schalter 3, der von dem Signal-Gate 1 gesteuert wird, in seinem nicht-leitenden Zustand ist, wird die mit Energie gespeiste Leiter 4 über eine Diode 5 entladen und der Entladungsstrom von der Induktivität 4 lädt eine Speicherkapazität 6. Die stabilisierte und gesteuerte DC-Spannung an der Kapazität 6 ist eine Versorgungsspannung, die entweder direkt eine Last 7 versorgen kann, oder, wie es oft bei Beleuchtungsanwendungen der Fall ist, verwendet werden kann, um für eine weitere DC/DC- oder DC/AC-Wandlerstufe bereitgestellt zu werden, wobei der Ausgang (DC- oder AC) der Wandlerstufe dann der Last zugeführt wird, wie z.B. einem Beleuchtungsmittel (LEDs, OLEDs, Entladungslampen,...).
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Wie in 1 gezeigt, benötigt diese Schaltung nur einen einzelnen Feedback-Signalpin für den zugehörigen integrierten Schaltkreis, der ein Feedbacksignal-Monitor 1 ist. Das Feedbacksignal-Monitor 1 wird an einem Spannungsteiler 8 abgegriffen, der Widerstände R1, R2 aufweist, wobei der Spannungsteiler 8 parallel zu dem Schalter 3 geschaltet ist.
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Zusätzlich ist ein Messwiderstand 9 in Reihe zu der Parallelschaltung des Schalters 3 und des Spannungsteilers 8 geschaltet. Auch wenn die Schaltung von 1 nur eine verringerte Pin-Anzahlanforderung für den zugehörigen integrierten Schaltkreis darstellt, leidet sie doch unter dem Nachteil, dass die Spannung (Netzspannung oder gleichgerichtete Netzspannung) nicht gemessen oder ausgewertet werden kann. Dies ist insbesondere in den Fällen ein Nachteil, in denen die Erfassung der Eingangsspannung zur Änderung des Betriebsmodus der Last (Beleuchtungsmittel) genutzt wird, wie es typischerweise der Fall mit Notlicht-Beleuchtungseinheiten ist, die zünden oder den Betriebsmodus der entsprechenden Beleuchtungsmittel in Abhängigkeit vom Vorliegen einer Wechselspannung, keiner Versorgungsspannung oder einer DC-Versorgungsspannung ändern.
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Dokument
EP 2 011 217 B1 befasst sich mit der Reduzierung der Anzahl externer Anschlüsse einer Leistungsfaktorkorrekturschaltung, welche in Reihe mit dem Schalter einen Messwiderstand aufweist und wobei ein Rückführsignal für die Auswertung der Versorgungsspannung der Leistungsfaktorkorrekturschaltung durch einen Spannungsteiler abgegriffen ist, der mit der Versorgungsseite der Induktivität verbunden ist.
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Dokument J. Carstens „3-Pin-PFC“ befasst sich mit der Reduzierung der Anzahl externer Anschlüsse einer Leistungsfaktorkorrekturschaltung, welche in Reihe mit dem Schalter einen Messwiderstand aufweist und wobei ein Rückführsignal für die Auswertung der Versorgungsspannung der Leistungsfaktorkorrekturschaltung durch den Messwiderstand abgegriffen wird.
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US 2004/0264216 A1 offenbart einen bekannten Sperrwandler.
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WO 2007/054886 A2 offenbart einen bekannten Hochsetzsteller.
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Es ist die Aufgabe der Erfindung eine PFC- Struktur vorzuschlagen, die die Erkennung der Versorgungsspannung des PFC erlaubt, und dabei die Zahl der benötigten Pins für einen Steuer-IC niedrig hält.
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Die Aufgabe wird gelöst durch die Mittel der unabhängigen Ansprüche. Die abhängigen Ansprüche entwickeln die zentrale Idee der Erfindung weiter.
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Eigenschaften, Vorteile und Aufgaben der vorliegenden Erfindung werden nun anhand der Figuren der beiliegenden Zeichnungen erklärt, auf die in Verbindung mit der detaillierten Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen Bezug genommen wird.
- 1 zeigt eine PFC-Schaltung wie sie aus der noch nicht veröffentlichten Druckschrift DE 10 2009 034 349 bekannt ist,
- 2 zeigt eine erste Ausführungsform der Erfindung,
- 3 zeigt eine zweite Ausführungsform der Erfindung,
- 4 zeigt eine vierte Ausführungsform der Erfindung,
- 5 zeigt ein Beispiel für ein Monitorsignal der vierten Ausführungsform,
- 6 zeigt eine fünfte Ausführungsform der Erfindung, und
- 7 zeigt ein Beispiel für ein Monitorsignal der fünften Ausführungsform.
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2 zeigt eine Schaltung, die eine weiter vereinfachte Schaltung im Vergleich zu der Schaltung von 1 darstellt. Im Gegensatz zu der Schaltung von 1 ist kein Messwiderstand (9 in 1) vorhanden, was den Energieverbrauch der Schaltung reduziert. Wie ersichtlich, wird in der Ausführungsform von 2 der Strom durch den Schalter 3 nicht länger gemessen, wenn der Schalter 3 in seinem leitenden (an / on) Zustand ist. Daher ist kein direkter Überstromschutz für den Schalter 3 implementiert, jedoch ist es immer noch möglich, eine Reduzierung der Busspannung UBus für niedrigere Netzspannungen VMains zu implementieren. Die Reduzierung der Busspannung (durch Reduzierung der Ein-Zeit Ton (d.h. der Anzeit Ton) für den Schalter 3), wenn sich die Netzspannung reduziert, reduziert die Leistung und verhindert eine Überhitzung des FET-Schalters 3. Gemäß der Ausführungsform von 2 ist diese Überstromschutzfunktion dennoch indirekt durch die Begrenzung der Ein-Zeit Ton für den FET-Schalter 3 implementiert. Die maximal erlaubte Ein-Zeit Ton für den FET-Schalter ist umso kürzer, je niedriger der Effektivwert der Netzspannung VMains ist. Anderenfalls gäbe es das Risiko, dass die Steuerung des PFC, die in der Steuerschaltung 10 implementiert ist, versuchen würde, den niedrigeren Effektivwert der Netzspannung durch Erhöhung der Ein-Zeit Ton für den FET-Schalter 3 zu kompensieren, um die Busspannung auf einem konstanten Niveau zu halten, was eine Überstromsituation verursachen könnte.
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(Es gilt zu beachten, dass die Steuer-/Regelschaltung 10 in 1 auch in allen Ausführungsformen der Erfindung verwendet werden kann).
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Wenn man einen niedrigeren Effektivwert hat, ist es zulässig, ein längeres Ton zu haben, da die Änderung des Induktivitätsstroms proportional zu dem Produkt von VMains und Ton ist. Gemäß der Erfindung variiert Ton bis zu einer Obergrenze, bei der Ton bei Ton_max bleiben würde, proportional zu 1/VMains. Die Begrenzung von Ton auf Ton_max setzt eine Grenze für die Eingangsleistung, da VMains weiterhin abnimmt (wobei angenommen wird, dass die Induktivität nicht sättigt).
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Falls erwünscht, kann die reduzierte Busspannung im Falle einer niedrigeren Netzspannung dann in einer darauffolgenden DC/DC oder DC/AC Stufe kompensiert werden, um weiterhin die Beleuchtungsmittel mit konstanter Leistung zu versorgen. Ein Beispiel ist die Anpassung der Schaltfrequenz eines Halbbrückenkonverters (d.h. Wandlers) mit darauf folgendem Resonanzkreis.
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3 zeigt nun eine verbesserte Ausführungsform, welche die Messung der Eingangsspannung ermöglicht.
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Wie in 3 ersichtlich, ist erneut ein Spannungsteiler 8, aufweisend Widerstände R1, R2, mit der Induktivität 4 und der Diode 5 verbunden und parallel zu dem Schalter 3 geschaltet. Zusätzlich ist ein weiterer (dritter) Widerstand R3 zwischen die Eingangsseite der Induktivität 4 und den Mittelpunkt des Spannungsteilers 8 geschaltet, d. h. zwischen den Widerstand R1, R2 des Spannungsteilers 8.
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Erneut ist in der Ausführungsform von 3 keine direkte Messung des Stroms durch den FET-Schalter 3 möglich, was den Vorteil der Bereitstellung eines Strombegrenzungsschutzes des Stroms durch den Schalter 3 im Falle einer Abtrennung der Induktivität 4 hätte, was durch Komponententoleranzen oder die Steuerschaltung verursacht werden kann, die die Ein-Zeit des Schalters 3 auf den Maximalwert setzt, während die Netzspannung VMains hoch ist. Daher kann als Schutzmaßnahme, auch in der Ausführungsform von 3, vergleichbar mit der Ausführungsform von 2, die maximale Ein-Zeit für den FET-Schalter 3 als eine Funktion der (detektierten) Netzspannung angepasst werden. Somit ist die Steuerschaltung dafür ausgelegt, die Netzspannung VMains zu bewerten und die maximale Ein-Zeit des Schalters 3 als eine Funktion der Netzspannung anzupassen. Je niedriger die Netzspannung ist, desto niedriger ist die maximal erlaubte Ein-Zeit des Schalters 3.
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Der zusätzliche Widerstand R3 fungiert als ein Pfad zur Messung der Versorgungsspannung.
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Wenn die Induktivität 4 nicht magnetisiert wird, „floated“ (unbestimmtes Potential) der Abgriffpunkt des Spannungsteilers 8 für die Induktivität 4 und die Diode 5, d.h. die Versorgung des Widerstands R1, und wird daher keinen Beitrag zu dem Messsignalmonitor 1 in dem Spannungsteiler 8 geben. Daher wird, wenn die Induktivität nicht magnetisiert ist, der Spannungsteiler R3/R2 die Messung der Versorgungsspannung über den Feedbacksignal-Monitor ermöglichen.
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Zu der Zeit des Anschaltens des Schalters 3 ist der ohmsche Widerstand des Schalters 3 niedrig (ohmscher Widerstand RDS on, d.h. RDS an) und mittels des Spannungsteilers R1/R2 kann indirekt der Strom durch den Schalter 3 gemessen werden. Somit wird zu der Zeit des Anschaltens des Schalters 3 der niederohmige Widerstand R3 keinen Beitrag geben und lediglich die Netzspannung wird durch den Spannungsteiler R3/R2 gemessen.
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Andernfalls kann die Netzspannung, selbst wenn Widerstandswerte der Widerstände R1 und R3 vergleichbar sind, als konstant angenommen werden, da die Änderungen der Netzspannungen im Vergleich zu der Schaltperiode des PFC viel kleiner sind. Daher kann, wenn der Busspannungs- und der Netzspannungsbeitrag, solange der Schalter nicht leitend ist, gemessen werden, ein Netzspannungswert, der vorher abgetastet worden ist (Schalter leitend), als konstanter DC-Offset angenommen werden.
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Nach der Steuerung des Schalters 3 in seinen nicht-leitenden Zustand wird die Diode 5 leitend sein und die Busspannung UBus kann mittels des Feedbacksignal-Monitors 1 gemessen werden, wie gesagt, bis die Induktivität 4 komplett energielos ist und daher die Ausgangsseite der Induktivität 4 in Richtung der Diode 5 floated (d.h. ein unbestimmtes Potential hat) und keinen Beitrag zu der Messung am Spannungsteiler 8 liefert.
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Die Messung der Netzversorgungsspannung gemäß 3 hat den Vorteil, dass auch eine Messung der Versorgungsspannung möglich ist, selbst wenn der PFC, wie in 3 gezeigt, nicht aktiv getaktet wird, d.h. der Schalter 3 andauernd in seinem off (Aus) Zustand ist, der durch die Steuerschaltung angesteuert wird. In diesem Zustand ist die Steuerschaltung immer noch fähig, die Versorgungsspannung insofern zu auszuwerten, dass z. B. der Ausfall der Netzversorgungsspannung erkannt werden kann oder, wie es typischerweise für Notbeleuchtungen angewandt wird, der Wechsel von einer AC(Wechsel)Spannung zu einer DC(Gleich)Spannung erkannt wird.
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4 zeigt noch eine weitere Ausführungsform der gegenwärtigen Erfindung. Wie in 4 gesehen werden kann, ist der Spannungsteiler 8 bestehend aus den Widerständen R1, R2 jeweils mittels Entkopplungsdioden C1, C2 mit der Eingangsseite und der Ausgangsseite der Induktivität 4 verbunden.
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In unterschiedlichen Zeiträumen (d.h. Zuständen des PFC) leistet entweder die Entkopplungsdiode C1 oder die Entkopplungsdiode C2 einen Beitrag zu den Messungen des Spannungsteilers 8. Es wird nur eine Widerstandskette R1, R2 benötigt, so dass es keinen zusätzlichen Leistungsverlust gibt (im Vergleich zu dem zusätzlichen Widerstand R3 in der Ausführungsform von 3).
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Da während den Zeiträumen, solange der Schalter 3 geschlossen ist, lediglich die Busspannung, jedoch nicht die Netzspannung einen Beitrag leistet, gibt es keinen DC-Offset von dem Netzspannungsbeitrag, was Vorteile mit sich bringt, was den dynamischen Bereich eines darauffolgenden A/D-Wandlers anbetrifft. Da der Effektivwert der Netzspannung (an der Kapazität 2) in der Größenordnung der Busspannung ist, ist der dynamische Bereich ungefähr verdoppelt, wenn der DC-Offset des Netzspannungsbeitrags unterdrückt ist.
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Während der FET-Schalter 3 in seinem Ein-Zustand ist, gibt das Monitorsignal die Eingangsspannung wieder, während der Schalter in seinem Aus-Zustand ist, gibt das Monitorsignal die Drainspannung des Schalters wieder (d.h. die Busspannung UBus) solange sie höher ist als die Netzspannung, d.h. solange die Induktivität einen demagnetisierenden Strom erzeugt.
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5 zeigt ein typisches Monitorsignal, das von dem Spannungsteiler 8 abgegriffen ist. 5 zeigt Oszillationen, d.h. Schwingungen des Monitorsignals, nachdem die Demagnetisierung der Induktivität 4 erfolgt ist, d.h. nachdem der Induktivitätsentladungsstrom seinen ersten Nulldurchgang durchgeführt hat.
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Die Oszillationen werden durch die Dioden C1, C2 „gleichgerichtet“. Gemäß der Erfindung bewertet die Steuerschaltung unter Verwendung der Netzspannungsmessung die Oszillationen, um deren Periodizität zu erkennen und entsprechend ein Nullstromschalten des Schalters 3 zu steuern. Die Periodizität kennend kann die Steuerschaltung den Schalter 3 nach einer berechneten Verzögerung (die Verzögerung entspricht in etwa der Hälfte des Zeitunterschieds zwischen zwei gleichgerichteten Spitzen des Monitorsignals) nach einer Oszillationsspitze schließen, so dass der Schalter genau bei einem Nulldurchgang in seinen leitenden Zustand gebracht wird.
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Die Bewertung der Oszillation führt so zu einer Feinabstimmung des Nullstromschaltens des Schalters 3.
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Es gilt zu beachten, dass die Oszillation des Induktivitätsstroms nach der Demagnetisierung der Induktivität auch durch andere Signale als das Monitorsignal gemessen werden kann, das gemäß der vorliegenden Ausführungsform abgegriffen wird.
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Die Verzögerung kann adaptiv berechnet werden, insbesondere durch Erkennung der Periodizität nach jedem Nulldurchgang des Demagnetisierungsstroms, oder lediglich einmal für mehrere oder sogar alle darauf folgenden Einschaltsteuerungen.
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6 zeigt eine weitere Entwicklung der Ausführungsform der 4, wobei zusätzlich ein Messwiderstand 9 in Reihe zu dem FET-Schalter 3 bereitgestellt ist, so dass der Strom durch den Schalter 3 gemessen werden kann, während der Schalter 3 in seinem Ein-Zustand gesteuert wird.
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Nach wie vor kann die Versorgungsspannung sofort gemessen werden, nachdem dieser FET-Schalter in seinem on-Zustand ist, nachdem - siehe hierzu 7 - der Beitrag des Stroms kontinuierlich von Null ansteigt.
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Erneut kann die Oszillation des Signals bewertet werden, die in Bezug auf 5 erläutert worden ist.
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Wenn z. B. zwei Messungsabtastungen während der Phase des linear ansteigenden Strombeitrags vorgenommen werden, kann die Steuerschaltung eine Rückwärtsextrapolation in der Zeit vornehmen, um die reinen Netzspannungsbeiträge bei t=0 zu berechnen. Den reinen Netzspannungsbeitrag kennend kann der Strombeitrag ohne den Netz-DC-Offset berechnet werden, z. B. für einen Überstromschutz oder zur Bestimmung des Ausschaltzeitpunkts für den Schalter, wenn der Strom einen gegebenen Schwellwert erreicht.
