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Anordnung zur Veränderung der Phasenlaufzeit sehr kurzer elektrischer
Wellen, insbesondere zum Ausgleich von Laufzeitunterschieden Manche aktive oder
passive Vierpole, die Bestandteile von Höchstfrequenz-Nachrichtengeräten sind, wie
z. B. Verstärker und Filter, besitzen einen nichtlinearen Phasenverlauf, was zu
Störungen der Signalübertragung führt.
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Die Erfindung gibt einen Weg an, um die Phasenlaufzeit elektrischer
Wellen in einer einstellbaren Abhängigkeit von der Frequenz automatisch zu verändern,
so daß unerwünschte Phasenverzerrungen, die z. B. durch ein Filter hervorgerufen
werden, mit der erfindungsgemäßen Anordnung kompensiert werden können. Es ist bereits
eine Anordnung vorgeschlagen worden, um den Phasengang von Filtern und Verstärkern
zu kompensieren. Sie besteht aus einer Brückenanordnung mit zwei Hauptleitungen
und zwei mit Resonanzkreisen abgeschlossenen Nebenleitungen, die in der Hauptleitung
eine Welle mit einem solchen Phasengang entstehen lassen, daß der unerwünschte Phasengang,
der z. B. durch ein im Zuge der Hauptleitung liegendes Filter entsteht, kompensiert
wird.
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Die bekannte Anordnung erfordert zwei Resonanzkreise, die völlig gleichartiges
Verhalten aufweisen und genau gleich abgestimmt werden müssen. Kleine Unterschiede
der Abstimmung haben eine Unsymmetrie der Brücke und damit eine Störung der Phasenentzerrung
zur Folge. Die Anordnung nach der Erfindung hat einige Elemente der bekannten Anordnung
zur Grundlage, vermeidet aber den oben geschilderten Nachteil durch Verwendung nur
eines einzigen Resonanzkreises. Zum Verständnis der Arbeitsweise der erfindungsgemäßen
Anordnung sei zunächst die Arbeitsweise der bekannten Anordnung erläutert.
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Die Abb. 1 zeigt das bekannte, aus den vier Hohlleiterzweigen a,
b, c und d bestehende »Magische T«. Wenn in den Zweig a Hochfrequenzenergie
eingespeist wird, so können wegen der Gleichtaktanregung des Zweiges d keine
Wellen in den Zweig d
gelangen, falls die Zweige b und c an ihren Enden reflexionsfrei
abgeschlossen sind. Sind die Arme b und c dagegen mit Blindwiderständen R1 und R2
abgeschlossen, und ist der Arm c um eine Viertelwellenlänge länger als b, so werden
die in den Zweig a eingespeisten Wellen an diesen Widerständen reflektiert und gelangen
verlustlos in den Zweig d, wo sie sich, z. B. als HI-Welle, fortpflanzen können.
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Werden nun, wie es in einer bekannten Anordnung geschieht, die Blindwiderstände
R1 und R2 als Serien-oder Parallelresonanzkreise ausgebildet, so weist der in der
Abb. 1 dargestellte Achtpol eine von der Frequenz abhängige Phasenlaufzeit auf,
deren Verlauf entgegengesetzt dem Phasenlaufzeitverlauf üblicher Filter- und Verstärkeranordnungen
ist. Dieser Achtpol eignet sich also zur Kompensation von Phasenverzerrungen in
Filtern und Verstärkern. Voraussetzung zum Funktionieren der Anordnung ist die Gleichheit
der Blindwiderstände R1 und R2. Falls es sich hierbei um Hohlraumresonatoren handelt,
erfordert die Sicherstellung des Gleichlaufes und die Gewährleistung gleicher Eigenschaften
einen größeren technologischen Aufwand.
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Es ist auch ein Verzögerungsentzerrer ohne Resonanzkreise bekannt,
mit dem man jedoch praktisch nur eine bestimmte Form einer Laufzeitverzerrung auskompensieren
kann, nämlich diejenige, für die die Querschnittsverjüngung des Hohlleiters berechnet
und gebaut ist.
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Die Anordnung nach der Erfindung benötigt nur einen einzigen Hohlraumresonator.
Die Erfindung geht dabei von dem Gedanken aus; daß es möglich ist, in einem Hohlraumresonator
zwei senkrecht zueinander polarisierte elektrische Felder zu erregen, die voneinander
entkoppelt sind. So kann z. B. ein Hohlleiter mit rundem oder quadratischem Querschnitt
in einer Polarisationsrichtung mit der
HI-Welle erregt werden und
gleichzeitig in der dazu senkrechten Richtung mit einer um 90° dagegen phasenverschobenen
Welle der gleichen Schwingungsform. In dem Hohlleiter bildet sich dann ein resultierendes
zirkular polarisiertes Feld der 1-4-Schwingungsform aus. Bei der angeführten Anordnung
werden erfindungsgemäß die beiden Blindwiderstände durch einen einzigen Hohlraumschwinger
realisiert, der mit den beiden Hochfrequenzleitungen so gekoppelt ist, daß in dem
Hohlraumschwinger zwei senkrecht zueinander polarisierte, um 90° gegeneinander phasenverschobene
elektrische Felder der gleichen Schwingungsmode erregt werden.
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Die Abb. 2 zeigt ein Ausführungsbeispiel der Erfindung.
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Das aus den vier Zweigen a, b, c und d bestehende »Magische
T« entspricht dem der Abb. 1. Die Einspeisung erfolgt in den Zweig a, Ausgang ist
der Zweig d. Die Nebenleitungen b und c, die sich in ihrer elektrischen Länge um
y/4 unterscheiden, führen zudem abstimmbaren zylindrischen Hohlraumschwinger e und
sind mit diesem durch die veränderbaren, schraffiert gezeichneten COffnungen f und
g, die sich im Zylindermantel befinden, gekoppelt.
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In einen der Leitungszweige b oder c ragt die Schraube h hinein, die
zum genauen Abgleich der elektrischen Länge der beiden Zweige dienen kann. Die Polarisationsrichtungen
der beiden durch die Öffnungen f und g eingekoppelten elektrischen Felder stehen
senkrecht aufeinander und sind wegen des ;,/4-Längenunterschiedes der Leitungszweige
b und c um 90° gegeneinander phasenverschoben. Im Hohlraumschwinger entsteht ein
zirkular polarisiertes elektrisches Feld der H,-Mode. Die Leitungen b und c sind
wegen der senkrecht zueinander verlaufenden Polarisation der in den Hohlraum e eingekoppelten
Wellen voneinander entkoppelt und sind beide in ihren Enden f und g mit dem gleichen,
durch die Verstimmung des Kreises gegebenen Blindwiderstand R1 = R2 abgeschlossen.
Die an den Leitungsenden f und g in die Leitungen b und c zurückreflektierten Wellen
gehen verlustlos in den Leitungszweig d, können aber wegen ihrer 180°-Phasenverschiebung
nicht in den Zweig a zurückfließen. Ihre Phasenlaufzeit ändert sich frequenzabhängig,
und zwar in entgegengesetztem Sinne, als die Änderung der Plasenlaufzeit in einem
mehrkreisigen Filter erfolgt, so daß sich die Phasenverzerrungen von Filtern durch
eine Anordnung nach Abb. 2 kompensieren lassen. Die Verbindung zwischen dem »Magischen
T« und dem Hohlraumschwinger e kann natürlich auch über Hochfrequenzkabel erfolgen,
die unter Zwischenschaltung entsprechender Adapter an die Hohlleiterzweige b und
c und an den Hohlraumschwinger e angeschlossen werden.
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Die erfindungsgemäße Anordnung kann - wie sich aus der beschriebenen
Wirkungsweise ergibt -auch als Phasenschieber für Mikrowellen verwendet werden,
indem bei starrer Betriebsfrequenz die Abstimmung des Hohlraumschwingers e z. B.
durch Änderung seiner Zylinderlänge verändert wird.
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Abb. 3 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung. Die mit
ihrer Breitseite aneinanderliegenden Rechteckhohlleiter a und d sind
durch die Koppellöcher k miteinander gekoppelt. Sie bilden zusammen einen Richtkoppler,
der eine Koppeldämpfung von z. B. 3 db haben soll. Eine in den Zweig a eingespeiste
Welle teilt sich in diesem Fall zu je 50% in die Zweige b und c auf. Die
Leitungen b und c sind durch die (schraffierten) Öffnungen f und g, die sich
im Boden des zylindrischen Hohlraumschwingers e befinden, mit diesem gekoppelt.
Die Zylinderachse des Hohlraumschwingers ist senkrecht auf der Zeichenebene stehend
zu denken. Die durch die öffnung f in den Hohlraumschwinger e eingekoppelten Feldlinien
stehen senkrecht zu denen, die durch die Öffnung g eingekoppelt werden, wie es in
der Abb. 3 durch die beiden kleinen Pfeile angedeutet ist, so daß die beiden Leitungen
b und c über den Hohlraumschwinger e nicht miteinander gekoppelt sind. Die Kopplung
durch die Löcher k bewirkt, daß zwischen den Wellen, die in den Zweig b laufen,
und denen, die in den Zweig c laufen, eine Phasenverschiebung von 90° besteht. Da
die beiden Leitungszweige b und c mit dem Blindwiderstand des Hohlraumschwingers
abgeschlossen sind, werden die Wellen restlos reflektiert. Die aus dem Zweig c nach
links reflektierten Wellen laufen in den Zweig d. Sie können nicht in den Zweig
a gelangen, da sie durch nochmalige Phasenverschiebung um 90°, die durch die Lochkopplung
bewirkt wird, gegenphasig zu den aus dem Zweig b in den Zweig a reflektierten
Wellen sind, so daß sie durch Interferenz ausgelöscht werden. Die aus dem Zweig
b nach links reflektierten Wellen gelangen durch die Koppellöcher k mit 90° Phasenverschiebung
in den Zweig d. Sie sind dort in Phase mit den aus dem Zweig c reflektierten Wellen.
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In einer bereits bekannten Anordnung sind die Nebenzweige eines Richtkopplers,
die den Zweigen b und c der Abb. 3 entsprechen, mit je einem Resonanzkreis abgeschlossen,
was zu den eingangs erwähnten Schwierigkeiten führt. Bei der erfindungsgemäßen Anordnung
nach Abb. 3 werden die zum Abschluß der beiden Leitungszweige b und c erforderlichen
Blindwiderstände durch den gemeinsamen Hohlraumschwinger e gebildet, in den durch
die beiden Koppelöffnungen f und g unabhängig voneinander zwei um 90° gegeneinander
phasenverschobene und um ebenfalls 90° in einer Polarisationsrichtung gegeneinander
verdrehte elektrische Felder eingekoppelt werden, die sich in dem Resonator e zu
einem resultierenden zirkular polarisierten elektrischen Feld zusammensetzen. Durch
diese Anordnung wird nicht nur ein Resonanzkreis gegenüber der bekannten Anordnung
erspart, sondern es wird auch die Abstimmung erleichtert.
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Die in Abb. 3 dargestellte Anordnung hat zwischen dem Eingang
a und dem Ausgang d eine Phasenlaufzeit, die von der relativen Verstimmung
des Resonanzkreises e abhängt. Genau wie die Anordnung nach Abb. 2 kann sie daher
zur Kompensation von Phasenlaufzeitverzerrungen oder bei fester Betriebsfrequenz
und abstimmbarem Resonator als Phasenschieber verwendet werden.