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Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung mit einer Halbbrückenschaltung und einer Messanordnung zur Ermittlung eines die Halbbrückenschaltung durchfließenden Laststromes.
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Zum besseren Verständnis des der Erfindung zugrunde liegenden Problems zeigt 1 eine Ansteuerschaltung für einen Elektromotor M, die drei Halbbrückenschaltungen mit je einem High-Side-Schalter HS1, HS2, HS3 und einem Low-Side-Schalter LS1, LS2, LS3 umfasst, wobei die Laststrecken des High-Side-Schalters und des Low-Side-Schalters je einer Halbbrücke zwischen eine Klemme für positives Versorgungspotential Vbb und eine Klemme für negatives Versorgungspotential bzw. Bezugspotential GND geschaltet sind. Durch eine nicht näher dargestellte Ansteuerschaltung werden die Schalter HS1–HS3, LS1–LS3 in grundsätzlich bekannter Weise geeignet angesteuert, um einen gewünschten Betriebszustand, beispielsweise eine gewünschte Drehrichtung und eine gewünschte Drehzahl, des Motors M zu erreichen, der in dem Ersatzschaltbild durch drei Motorwicklungen L1, L2, L3 dargestellt ist. Je eine der in dem Beispiel sternförmig verschalteten Motorenwicklungen ist dabei an einen Ausgang über den Halbbrücken angeschlossen, der sich zwischen den Laststrecken der Schalter befindet.
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Um eine Stromaufnahme des Motors zu erreichen, werden wenigstens einer der High-Side-Schalter HS1–HS3 und einer der Low-Side-Schalter LS1–LS3 leitend angesteuert, wobei die leitend angesteuerten Schalter sich zyklisch abwechseln. Die Stromaufnahme, und damit die Drehzahl kann dabei beispielsweise dadurch geregelt werden, dass während eines Ansteuerzyklus der jeweilige Low-Side-Schalter LS1–LS3 dauerhaft leitend angesteuert ist, während der jeweilige High-Side-Schalter pulsweitenmoduliert angesteuert ist. Zur Vermeidung von Schaltverlusten wird durch die Ansteuerschaltung außerdem sichergestellt, dass die beiden in Reihe geschalteten Schalter einer Halbbrücke nicht gleichzeitig leiten.
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Um eine optimale Ansteuerung des Motors zu gewährleisten, ist es erforderlich, die Stromaufnahme des Motors M zu erfassen.
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Diese Messung kann beispielsweise dadurch erfolgen, dass ein Spannungsabfall gegen Bezugspotential GND an Messwiderständen Rsl1, Rsl2, Rsl3 ermittelt wird, die zwischen je einen der Low-Side-Schalter LS1–LS3 und Bezugspotential GND geschaltet sind.
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Allerdings kann es beim Betrieb der Ansteuerschaltung bzw. des Motors M Schaltzustände geben, bei denen alle High-Side-Schalter HS1–HS3 leiten und damit alle Low-Side-Schalter LS1–LS3 sperren. Ein solcher Betriebzustand wird als aktiver Freilaufbetrieb der High-Side-Schalter bezeichnet und stellt einen Bremsbetrieb des Motors dar. Eine Strommessung über die Low-Side-Messwiderstände Rsl1–Rsl3 ist während dieses Schaltzustandes dann nicht möglich.
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Es ist deshalb wünschenswert, auch den Strom erfassen zu können, der unmittelbar über die High-Side-Schalter HS1–HS3 der einzelnen Halbbrücken an die Last, in dem dargestellten Beispiel den Motor M, fließt. Die Stromerfassung durch Messung des Spannungsabfalls an einem zwischen den jeweiligen High-Side-Schalter HS1–HS3 und die Last geschalteten Messwiderstand (Shunt-Widerstand) Rsh1, Rsh2, Rsh3 ist allerdings dadurch erschwert, dass anders als bei den Low-Side-Messwiderständen Rsl1–Rsl3 kein festes Bezugspotential vorhanden ist, gegen das der Spannungsabfall an den High-Side-Messwiderständen Rsh1–Rsh3 ermittelt werden kann.
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In Toshio Takahashi: ”New Monolithic High Voltage Current Sensing IC Simplifies AC Drive Integration”, International Rectifier, ist eine Auswerteschaltung zur Erfassung einer über einem High-Side-Messwiderstand anliegenden Spannung beschrieben, die einen Operationsverstärker und einen Digital-Analog-Wandler aufweist und die ein von der Messspannung abhängiges pulsweitenmoduliertes Signal erzeugt, das differentiell auf eine Spannung umgesetzt wird, die auf Massepotential bezogen ist. Eine derartige Schaltungsanordnung ist allerdings aufwendig zu realisieren und dadurch kostenintensiv in der Herstellung.
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Ziel der vorliegenden Erfindung ist es, eine Schaltungsanordnung mit einer Halbbrückenschaltung und einer Messanordnung zur Ermittlung eines die Halbbrückenschaltung durchfließenden Laststromes zur Verfügung zu stellen, die zuverlässig funktioniert und die einfach und kostengünstig realisierbar ist.
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Dieses Ziel wir durch eine Schaltungsanordnung mit den Merkmalen des Anspruchs 1 erreicht. Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.
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Die
DE 102 32 972 A1 beschreibt eine Schaltungsanordnung mit einer Halbbrückenschaltung, die einen ersten und einen zweiten Halbleiterschalter aufweist, deren Laststrecken in Reihe geschaltet sind. Die Schaltungsanordnung umfasst außerdem einen Pegelumsetzer, der dazu ausgebildet ist, ein Ansteuersignal für den ersten Halbleiterschalter der Halbbrückenschaltung abhängig von einem Steuersignal und einem Taktsignal zu erzeugen.
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CHRISTOFOROU: ”A chopper-based, CMOS current sense amplifier for power management applications in mobile communications”, Telecommunications in Modern Satellite, Cable and Broadcasting Service, 2001. TELSIKS 2001. 5th International Conference on, vol. 1, no., pp. 149–150 vol. 1, 2001 [online] beschreibt eine Chopper-Messverstärkeranordnung.
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Die
US 6 617 838 B1 beschreibt eine Strommessschaltung mit einem Messwiderstand und einem Operationsverstärker, die differenzielle Eingänge aufweist. Bei dieser Messschaltung ist ein erstes Paar von kreuzgekoppelten Schaltern zwischen den Messwiderstand und zwei Eingangskondensatoren geschaltet, und ein zweites Paar von kreuzgekoppelten Schaltern ist zwischen die Eingangskondensatoren und die differenziellen Eingänge des Operationsverstärkers geschaltet.
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Die
GB 2 320 762 A beschreibt eine Messschaltung zur Messung eines Motorstroms. Diese Messschaltung umfasst einen Messwiderstand, der zwischen eine Spannungsversorgungsquelle und eine Last geschaltet ist. Eine über dem Messwiderstand anliegende Spannung wird erfasst, und es wird ein Messstrom erzeugt, der proportional ist zu der über dem Messwiderstand anliegenden Spannung.
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Die Schaltungsanordnung umfasst eine Halbbrückenschaltung mit einem ersten Halbleiterschalter und einem zweiten Halbleiterschalter, die jeweils einen Ansteuereingang und eine Laststrecke aufweisen, und deren Laststrecken in Reihe geschaltet sind, und mit einer Messimpedanz, die an einen den Laststrecken gemeinsamen Knoten angeschlossen ist, oder die zwischen den Laststrecken der Halbleiterschalter liegt.
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Zur Erfassung einer über dieser Messimpedanz anliegenden Messspannung umfasst die Schaltungsanordnung eine getaktet betriebene Chopper-Messverstärkeranordnung, die eine über der Messimpedanz anliegende Messspannung erfasst, die wenigstens ein von dieser Messspannung abhängiges Stromsignal zur Verfügung stellt und die einen Takteingang zur Zuführung eines ersten Taktsignals aufweist. Derartige Chopper-Messverstärkeranordnungen, die beispielsweise in CMOS-Technologie ausgeführt sind, sind bekannt und beispielsweise in MENOLFI: ”Low-Noise CMOS Instrumentation Amplifier for Thermoelectric Infrared Detectors”, IEEE Journal of Solid State Circuits, Vol. 32, No. 7, July 1997, beschrieben. Solche in CMOS-Technologie ausgeführten Messverstärkeranordnungen zeichnen sich durch eine hohe Gleichtaktunterdrückung (common mode rejection ratio = CMRR) aus und sind damit besonders für die Verstärkung von Spannungen mit einem floatenden Bezugspotential geeignet. Ein unvermeidlicher Offset, der zu dem Eingangssignal hinzugefügt wird, wird bei solchen Chopper-Verstärkern dadurch ausgeglichen, dass den Eingängen des eigentlichen Verstärkers eine Umschaltvorrichtung vorgeschaltet ist, die das zu verstärkende Eingangssignal im Takt des ersten Taktsignals unterschiedlich gepolt an die Eingänge des Verstärkers anlegt.
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Das erste Taktsignal, das zur Taktung der Chopper-Verstärkeranordnung erforderlich ist, wird durch eine Taktsignalerzeugungsschaltung zur Verfügung gestellt, die an einen Pegelumsetzer angeschlossen ist. Dem Pegelumsetzer ist ein Ansteuersignal für einen der Halbleiterschalter, üblicherweise den High-Side-Schalter, und ein zweites Taktsignal zugeführt, wobei der Pegelumsetzer dazu ausgebildet ist, im Takt des zweiten Taktsignals wenigstens ein von dem Ansteuersignal abhängiges pegelverschobenes Ansteuersignal für den Halbleiterschalter bereitzustellen.
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Pegelumsetzer, die abhängig von einem Eingangssignal pegelverschobene differentielle Ansteuerimpulse und im Takt eines Taktsignals pegelverschobene, von dem Eingangssignal abhängige Auffrischungsimpulse zur Verfügung zu stellen, sind bekannt. Die in der erfindungsgemäße Schaltungsanordnung vorhandene Takterzeugungsschaltung nutzt in vorteilhafter Weise diesen in dem Pegelumsetzer zur Verfügung stehenden Takt zur Erzeugung des Taktsignals für den Chopper-Verstärker, so dass kein separater Oszillator zur Verfügung gestellt werden muss, der ein auf das floatende Potential der Messimpedanz bezogenes Oszillatorsignal zur Verfügung stellt.
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Das wenigstens eine, durch die Chopper-Messverstärkeranordnung zur Verfügung gestellte Stromsignal ist vorzugsweise einer Wandlereinheit zugeführt, die das wenigstens eine Stromsignal in eine Ausgangsspannung umsetzt, die insbesondere auf ein festes in der Schaltungsanordnung vorhandenes Bezugspotential, beispielsweise Masse, bezogen ist. Diese Ausgangsspannung kann beispielsweise in einer Verarbeitungseinheit, beispielsweise einer Motorsteuerschaltung, wenn die Halbbrückenschaltung zur Ansteuerung eines Motors eingesetzt wird, weiter verarbeitet werden.
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Bei einer Ausführungsform ist vorgesehen, dass die Wandler-Einheit einen Strom-Spannungs-Wandler aufweist, der eine von dem wenigstens einen Stromsignal abhängige Spannung bereitstellt.
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Vorzugsweise umfasst die Wandler-Einheit eine Abtasteinheit, die die von dem wenigstens einen Stromsignal abhängige Spannung abtastet, um Abtastwerte zu ermitteln, und die eine von den Abtastwerten abhängige Ausgangsspannung bereitstellt. Eine solche Abtasteinheit, die die Spannung abtastet dient als Einheit zur Bildung eines Mittelwertes der von dem Stromsignal abhängigen Spannung. Eine solche Mittelwertbildung ist erforderlich, um den Offset des Chopper-Verstärkers, der abwechselnd im Takt des ersten Taktsignals dem Stromsignal mit positiven oder negativen Vorzeichen überlagert ist, zu eliminieren.
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Um negative Einflüsse auf das Messergebnis, bzw. die Ausgangsspannung, bedingt durch Schaltvorgänge der Halbleiterschalter der Halbbrückenschaltung zu vermeiden, ist vorgesehen, dass die Abtasteinheit die Spannung abhängig von dem Ansteuersignal des durch den Pegelumsetzer angesteuerten Schalters abtastet, wobei eine Abtastung der von dem Stromsignal abhängigen Spannung während Schaltvorgängen wenigstens dieses einen Schalters unterbleibt.
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Die Chopper-Messverstärkeranordnung ist bei einer Ausführungsform dazu ausgebildet, dass sie ein erstes und ein zweites Stromsignal bereitstellt, wobei eine Differenz dieser Stromsignale von der Messspannung abhängig ist.
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Die Messverstärkeranordnung umfasst bei einer Ausführungsform eine erste und eine zweite Eingangsklemme zum Anlegen der Messspannung, einen Transkonduktanzverstärker mit einem ersten und zweiten Eingang, der das wenigstens ein Stromsignal bereitstellt, und eine Schalteinrichtung die zwischen die erste und zweite Eingangsklemme und den ersten und zweiten Eingang des Transkonduktanzverstärkers geschaltet ist und die im Takt des ersten Taktsignals die erste und zweite Eingangsklemme wechselweise an den ersten und zweiten Eingang des Transkonduktanzverstärkers anschließt. Der Transkonduktanzverstärker umfasst dabei vorzugsweise eine erste und eine zweite gesteuerte Stromquelle, die einen ersten und einen zweiten differentiellen Ausgangsstrom bereitstellen, die durch die Wandlereinheit in die Ausgangsspannung gewandelt werden.
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Die vorliegende Erfindung wird nachfolgend in Ausführungsbeispielen anhand von Figuren näher erläutert.
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1 zeigt eine Motoransteuerschaltung mit drei Halbbrückenschaltungen zur Ansteuerung eines 3-Phasen-Motors nach dem Stand der Technik.
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2 zeigt ein Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung mit einer Halbbrückenschaltung, einer Chopper-Messverstärkeranordnung, einem Pegelumsetzer sowie einer an den Pegelumsetzer gekoppelten Takterzeugungsschaltung für die Chopper-Messverstärkeranordnung.
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3 zeigt ein schaltungstechnisches Realisierungsbeispiel des Pegelumsetzers und einer Ansteuerschaltung für den High-Side-Schalter der Halbbrückenschaltung.
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4 zeigt beispielhaft zeitliche Verläufe ausgewählter in der Anordnung gemäß 3 vorkommender Signale.
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5 zeigt ein schaltungstechnisches Realisierungsbeispiel der Chopper-Verstärkeranordnung an deren Ausgang eine Strom-Spannungs-Wandlereinheit gekoppelt ist.
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6 zeigt ein schaltungstechnisches Realisierungsbeispiel der Takterzeugungsschaltung (6a) und einen beispielhaften zeitlichen Verlauf der in der Taktsignalerzeugungsschaltung vorkommenden Signale (6b).
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7 zeigt ein schaltungstechnisches Realisierungsbeispiel der in 6 dargestellten Strom-Spannungs-Wandlereinheit.
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In den Figuren bezeichnen, sofern nicht anders angegeben, gleiche Bezugszeichen gleiche Teile mit gleicher Bedeutung.
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Die in 2 dargestellte Schaltungsanordnung umfasst eine Halbbrückenschaltung mit einem ersten und zweiten Halbleiterschalter HS, LS, deren Laststrecken in Reihe zwischen ein erstes Versorgungspotential Vbb und ein zweites Versorgungspotential bzw. Bezugspotential GND geschaltet sind. Die beiden Halbleiterschalter HS, LS sind in dem Ausführungsbeispiel als n-leitende MOSFET ausgebildet, deren Drain-Source-Strecken die Laststrecken der Halbleiterschalter bilden. Die Halbbrückenschaltung dient zur Ansteuerung einer in 2 gestrichelt eingezeichneten Last, die an einen den Laststrecken der Halbleiterschalter HS, LS gemeinsamen Knoten N angeschlossen ist. Zur Ermittlung eines den ersten Halbleiterschalter HS, der als High-Side-Schalter dient, bei sperrendem zweiten Halbleiterschalter LS, der als Low-Side-Schalter dient, durchfließenden Laststrom ist eine als ohmscher Widerstand ausgebildete Messimpedanz Rs zwischen den Ausgangsknoten N der Halbbrückenschaltung und die Last geschaltet.
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In der Schaltungsanordnung steht ein erstes Ansteuersignal S1 für den High-Side-Schalter und ein zweites Ansteuersignal S2 für den Low-Side-Schalter zur Verfügung, die in dem Beispiel durch eine Steuerschaltung 100, beispielsweise einem Mikrocontroller, zur Verfügung gestellt wird. Diese Ansteuersignale S1, S2 sind beispielsweise Logiksignale, die auf Bezugspotential GND bezogen sind. Zur Umsetzung des ersten Ansteuersignals S1 auf ein Ansteuersignal S20, das einen zur Ansteuerung des High-Side-Schalters geeigneten Pegel aufweist, ist ein Pegelumsetzer 20 vorhanden, der in dem Beispiel dazu ausgebildet ist, aus dem Ansteuersignal S1 ein pegelverschobenes Ansteuersignal S20 zur Verfügung zu stellen, und der darüber hinaus nach Maßgabe eines durch einen Oszillator 30 zur Verfügung gestellten Taktsignals CLK2 intern Auffrischungssignale bzw. Auffrischungsimpulse für das Ansteuersignal des High-Side-Schalters HS zur Verfügung stellt.
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Zur Umsetzung dieses durch den Pegelumsetzer 20 bereitgestellten Ansteuersignals S20 auf einen zur Ansteuerung des High-Side-Schalters geeigneten Ansteuerpegel ist eine Treiberschaltung 11 vorhanden, die an den Ansteueranschluss des High-Side-Schalters angeschlossen ist, der in dem dargestellten Beispiel durch den Gate-Anschluss des MOSFET HS gebildet ist. Das Gate-Ansteuersignal dieses MOSFET HS ist in 2 mit dem Bezugszeichen S11 bezeichnet.
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Zur Umsetzung des Logik-Ansteuersignals S2 in ein zur Ansteuerung des Low-Side-Schalters geeignetes Ansteuersignal S12 dient eine zweite Treiberschaltung 12, der das Logiksignal S2 zugeführt ist und die das Gate-Ansteuersignal S12 zur Verfügung stellt.
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Zur Erfassung eines die Messimpedanz Rs durchfließenden Stromes ist eine Chopper-Messverstärkeranordnung 60 vorgesehen, die erste und zweite Eingangsklemmen K1, K2 aufweist, die an den Messwiderstand Rs angeschlossen sind, um eine durch einen den Messwiderstand Rs durchfließenden Laststrom IL hervorgerufene Messspannung Vs abzugreifen. Die Chopper-Messverstärkeranordnung 60 ist in dem Ausführungsbeispiel als Chopper-Transkonduktanzverstärker (Chopper-OTA) ausgebildet, die einen von der Messspannung Vs abhängigen Ausgangsstrom Iout an einer Ausgangsklemme K3 zur Verfügung stellt. Die Chopper-Messverstärkeranordnung ist beispielsweise in CMOS-Technologie ausgebildet. Derartige Messverstärkeranordnungen besitzen eine hohe Gleichtakt-Unterdrückung so dass sich im Gleichtakt ändernde Potentiale an den Anschlussklemmen der Messimpedanz Rs unwesentlich auf den zur Verfügung gestellten Ausgangsstrom Iout auswirken. Chopper-Messverstärker benötigen in hinlänglich bekannter Weise ein Taktsignal, nach dessen Maßgabe das Eingangssignal und ein Ausgangssignal intern abwechselnd umgepolt wird, um dadurch einen vorhandenen Offset abwechselnd zu dem Eingangssignal hinzuzuaddieren und von diesem abzuziehen. Ein hieraus resultierender rechteckförmiger Verlauf des Ausgangssignals, in dem dargestellten Fall des Ausgangsstroms Iout, kann durch ein noch erläutertes Tiefpassfilter ausgeglichen werden, um dadurch den Offset der Messverstärkeranordnung 60 zu eliminieren.
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Bei der in 2 dargestellten Schaltungsanordnung wird das Taktsignal CLK1 der Messverstärkeranordnung 60 durch eine Taktsignalerzeugungsschaltung 40 bereitgestellt, die an den Pegelumsetzer 20 gekoppelt ist und die das dem Messverstärker 60 zugeführte Taktsignal CLK1 über den Pegelumsetzer 20 aus dem ”Auffrischungs”-Taktsignal CLK2 erzeugt.
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3 zeigt ein schaltungstechnisches Realisierungsbeispiel des Pegelumsetzers 20 und der durch das Ausgangssignal S20 des Pegelumsetzers 20 angesteuerten Treiberschaltung 11 für den High-Side-Schalter HS, der in 3 ebenfalls dargestellt ist. Dieser Pegelumsetzer 20 ist als differentieller Pegelumsetzer ausgebildet und umfasst zwei Eingangstransistoren T24, T25, deren Laststrecken in Reihe zu Lastwiderständen R22, R23 zwischen ein Versorgungspotential Vboot und Bezugspotential GND geschaltet sind. Zur Reduktion der Spannungsbelastung dieser beiden Eingangstransistoren T24, T25 im sperrenden Zustand ist jeweils ein Hochvolttransistor T26, T27 zwischen einen der Eingangstransistoren T24, T25 und dessen Lastwiderstand R22, R23 geschaltet. Die Ansteueranschlüsse dieser Schutztransistoren T26, T27 liegen auf einem Vorspannungspotential Vbias, das potentialmäßig zwischen dem Ansteuerpotential Vboot und Bezugspotential GND liegt.
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Zur Ansteuerung der Eingangstransistoren T24, T25 ist eine Steuerschaltung 21 vorgesehen, der das erste Ansteuersignal S1 für den High-Side-Schalter HS und ein zweites Taktsignal CLK2 zugeführt sind. Diese Steuerschaltung 21 erzeugt aus dem Ansteuersignal S1 und dem Taktsignal CLK2 differentielle Ansteuersignale S24, S25 für die Eingangstransistoren T24, T25. In dem Beispiel werden bezugnehmend auf 4 zur Umsetzung des Eingangssignal S1 in ein differentielles Signal bei einer steigenden Flanke des Ansteuersignals S1 ein Ansteuerimpuls für einen ersten T24 der beiden Eingangstransistoren und bei einer fallenden Flanke des Ansteuersignals S1 ein Ansteuerimpuls für einen zweiten T25 der beiden Eingangstransistoren erzeugt. Darüber hinaus werden zur regelmäßigen Auffrischung im Takt des zweiten Taktsignals CLK2 Ansteuerimpulse für den ersten Eingangstransistor T24 erzeugt, wenn das Ansteuersignal S1 einen High-Pegel aufweist. Entsprechend werden im Takt des zweiten Taktsignals CLK2 Ansteuerimpulse für den zweiten Eingangstransistor T25 erzeugt, wenn das Ansteuersignal S1 einen Low-Pegel aufweist.
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Mit jedem Ansteuerimpuls der durch die Steuerschaltung 21 erzeugten Ansteuersignale S24, S25 der beiden Eingangstransistoren T24, T25 wird jeweils einer der beiden Eingangstransistoren T24, T25, die in dem Beispiel als n-leitende MOSFET ausgebildet sind, kurzfristig leitend, wodurch das Potential an dem dem Versorgungspotential Vboot abgewandten Anschluss des zugeordneten Lastwiderstandes R22, R23 kurzfristig absinkt. 4 zeigt den zeitlichen Verlauf dieser mit S26, S27 bezeichneten, auf Versorgungspotential Vboot bezogenen Signale.
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Zur Bereitstellung des Ausgangssignals S20 des Pegelumsetzers, das in 4 unter Vernachlässigung von Signallaufzeiten ebenfalls dargestellt ist, umfasst der Pegelumsetzer ein RS-Flip-Flop 28, das in dem Beispiel als negativflankengetriggertes Flip-Flop ausgebildet ist, dessen Setz-Eingang das vom Schaltzustand des ersten Eingangstransistors T24 abhängige Signal S26 zugeführt ist und dessen Rücksetz-Eingang das von dem Schaltzustand des zweiten Eingangstransistors T25 abhängige Signal S27 zugeführt ist. Das Flipflop 28 wird mit der ersten fallenden Flanke der Impulsfolge des Signals S26 gesetzt, um einen oberen Ansteuerpegel des Signals S20 bereitzustellen.
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Die nach dem jeweils ersten Impuls einer Impulsfolge der Ansteuersignale S24, S25 folgenden Auffrischungsimpulse sind aus Sicherheitsgründen vorhanden, um im Falle eines durch Störeinflüsse bedingten Rücksetzens des Flip-Flops 28 dieses wieder in den korrekten Schaltzustand zu überführen. Das Flip-Flop 28 wird in entsprechender Weise mit dem ersten Impuls der Impulsfolge des Signals S27 zurückgesetzt, um einen unteren Ansteuerpegel des Ausgangssignals S20 zur Verfügung zu stellen.
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Ein solches Flip-Flop kann selbstverständlich auch Bestandteil der Treiberschaltung sein, dem in diesem Fall die differentiellen Signale S26, S27 zugeführt würden.
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Die Treiberschaltung 11 für den High-Side-Schalter umfasst eine hinlänglich bekannte Bootstrap-Schaltung mit einem Kondensator C11, dessen einer Anschluss an den Source-Anschluss des MOSFET HS angeschlossen ist, und mit einer Diode D11, die zwischen ein Versorgungspotential V1 und den zweiten Anschluss des Kondensators C11 geschaltet ist. Dieses Versorgungspotential V1 kann dem Versorgungspotential Vbb entsprechen an das die Halbbrückenschaltung angeschlossen ist. An einem der Diode D11 und dem Kondensator C11 gemeinsamen Knoten steht das Versorgungspotential Vboot zur Verfügung, das stets höher als das Source-Potential des MOSFET HS ist und das in dem dargestellten Beispiel auch als oberes Bezugspotential für den Pegelumsetzer 20 dient. Zwischen der Klemme für das Versorgungspotential Vboot und den Source-Anschluss des High-Side-MOSFET HS ist in 3 beispielhaft ein herkömmlicher Inverter geschaltet, an dessen Ausgang der Gate-Anschluss des High-Side-Schalters HS angeschlossen ist und der durch das Ansteuersignal S20 des Pegelumsetzers angesteuert ist.
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Wie anhand der Signalverläufe der Signale S26, S27 in Figur verständlich ist, weist abhängig vom Eingangssignals S1 jeweils eines dieser beiden dem Flip-Flop 28 zugeführten Signale S26, S27 negative Impulse bezogen auf das Versorgungspotential Vboot im Takt des zweiten Taktsignals CLK2 auf, so dass aus diesen beiden Signalen S26, S27 durch die Taktsignalerzeugungsschaltung 40 ein von diesem zweiten Taktsignal CLK2 abhängiges erstes Taktsignal erzeugt werden kann.
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Zusätzliche Impulse der Signale S26, S27 außerhalb des Takts des zweiten Taktsignals CLK2, die aus steigenden oder fallenden Flanken des Eingangssignals S1 resultieren, das nicht mit dem zweiten Taktsignal synchronisiert sein muss, können durch die Taktsignalerzeugungsschaltung 40 oder auf eine nachfolgend anhand der 6 und 7 noch erläuterte Weise eliminiert werden, so dass diese ”zusätzlichen” Impulse ohne Auswirkung auf das Messergebnis bleiben.
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Vorzugsweise ist das Eingangssignal S1 auf das zweite Taktsignal CLK2 synchronisiert, so dass steigende oder fallende Flanken des Eingangssignals ebenfalls nur im Takt des zweiten Taktsignals CLK2 auftreten. Das von dem zweiten Taktsignal CLK2 abhängige Taktsignal CLK1 kann dann unmittelbar aus den Signalen S26 und S27 gewonnen werden.
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5 zeigt ein schaltungstechnisches Realisierungsbeispiel einer Chopper-Messverstärkeranordnung 60, die über deren Eingangsklemmen K1, K2 an die Messimpedanz Rs angeschlossen ist und die in dem Ausführungsbeispiel zwei Ausgangsströme Iout1, Iout2 bereitstellt, deren Differenz von der Messspannung Vs über der Messimpedanz Rs abhängig ist.
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Die als Chopper-Transkonduktanzverstärker ausgebildete Anordnung umfasst einen Operationsverstärker 63, der vorzugsweise in CMOS-Technologie ausgebildet ist, mit Eingangsklemmen K21, K22, die über eine erste Umschalteinrichtung 68A und Regelwiderstände 61, 62 an die Eingangsklemme K1, K2 angeschlossen sind. Der Operationsverstärker 63 besitzt zwei differentielle Ausgänge K31, K32, wobei durch jeden der Ausgänge K31, K32 in dem Beispiel zwei als p-Kanal-Transistoren ausgebildete Stromquellen 64, 65, 66, 67 angesteuert werden. Zwischen die Ausgänge K31, K32 des Operationsverstärkers 63 und diese Stromquellen ist dabei eine zweite Umschalteinrichtung 68B geschaltet, die entsprechend der ersten Schalteinrichtung 68A ausgebildet ist. Die über den ersten Ausgang K31 angesteuerten Stromquellentransistoren 64, 65 besitzen dabei dasselbe Flächenverhältnis wie die über den zweiten Ausgang K32 angesteuerten Stromquellentransistoren 66, 67, wobei die Transistoren 64 bis 67 vorzugsweise identisch dimensioniert sind. Einer der beiden gemeinsamangesteuerten Stromquellentransistoren liefert einen der Ausgangsströme Iout1, Iout2, während der andere der beiden Transistoren an einen der beiden Regelwiderstände 61, 62 angeschlossen ist, die in dem dargestellten Ausführungsbeispiel einen identischen Widerstandswert R1 aufweisen.
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Die erste Umschalteinrichtung 68A ist dazu ausgebildet, stets einen der beiden Eingänge K21, K22 des Operationsverstärkers 63 an einen der beiden Regelwiderstände 61, 62 anzuschließen, wobei die Schalteinrichtung im Takt des ersten Taktsignals CLK1 umschaltet, um die Eingänge K21, K22 abwechselnd an die beiden Widerstände 61, 62 anzuschließen. Während einer Taktperiode ist der erste Eingang K21 über einen Schalter S4 an den Widerstand 62 angeschlossen, während der zweite Eingang K22 über einen Schalter S1 an den Widerstand 61 angeschlossen ist. Während der nächsten Taktperiode ist der erste Eingang K21 über einen Schalter S2 an den Widerstand 61 und der zweite Eingang K22 über einen Schalter S3 an den Widerstand 62 angeschlossen. Diese Umschaltung hat zur Folge, dass sich ein Offset des Operationsverstärkers 63, der sich auf die Ausgangsströme Iout1, Iout2 auswirkt, betrachtet über mehrere Taktperioden des Taktsignals CLK1 ausmittelt.
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Die zweite Umschalteinrichtung 68B ist entsprechend der ersten Umschalteinrichtung aufgebaut und dazu ausgebildet, im Takt des ersten Taktsignals CLK1 abwechselnd die Ausgänge K31, K32 des Operationsverstärkers an jeweils ein Paar gemeinsam angesteuerter Stromquellentransistoren 64, 65 oder 66, 67 anzulegen.
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Die in 2 dargestellte Taktsignalerzeugungsschaltung 40 ist dazu ausgebildet, das erste Taktsignal CLK1 mit einem Tastverhältnis (Duty Cycle) von 50% zu erzeugen, um während einer Periode des ersten Taktsignals die Eingänge K21, K22 des Operationsverstärkers 63 jeweils gleich lang an einen der Eingänge K1, K2 der Messverstärkeranordnung 60 anzuschließen und die Ausgänge des Operationsverstärkers jeweils gleich lang an ein Paar der gemeinsam angesteuerter Stromquellentransistoren 64, 65 oder 66, 67 anzuschließen.
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Der Operationsverstärker 63 ist so ausgebildet, dass er die Stromquellentransistoren 64, 66, die an die Widerstände 61, 62 angeschlossen sind, so ansteuert, dass die Spannungsdifferenz zwischen seinen Eingangsklemmen K21, K22 (bei Vernachlässigung des Offset) gleich Null ist. Es gilt also: Iout2·R1 + Vs = Iout1·R1, (1) oder: Vs = (Iout1 – Iout2)/R1. (2)
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Die Differenz der Ausgangsströme Iout1, Iout2 ist damit proportional zu der Messspannung Vs.
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Diese Ausgangsströme Iout1, Iout2 sind einer Strom-Spannungs-Wandlereinheit 50 zugeführt, die eine von der Differenz dieser beiden Ausgangsströme Iout1, Iout2 abhängige, in dem Beispiel auf Bezugspotential GND bezogene Ausgangsspannung Vout bereitstellt.
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Vorzugsweise sind weitere Umschalteinrichtungen 69A, 69B vorgesehen, die entsprechend der Umschalteinrichtung 68 aufgebaut sind, zwischen die zwei durch einen Ausgang K31 bzw. K32 des Operationsverstärkers 63 angesteuerten Stromquellentransistoren 64, 65 bzw. 66, 67 sowie den jeweiligen Regelwiderstand 61 bzw. 62 und den jeweiligen Eingang K51 bzw. K52 der Strom-Spannungs-Wandlereinheit 50 geschaltet. Diese Umschalteinrichtungen 69A, 69B werden durch ein Taktsignal CLK3 angesteuert, das vorzugsweise die doppelte Frequenz des Taktsignals CLK1 besitzt, mit der die erste und zweite Umschalteinrichtung 68A, 68B angesteuert werden. Dieses Taktsignal CLK3 kann mittels eines Frequenzvervielfachers aus dem ersten Taktsignal abgeleitet werden.
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Um einen solchen Frequenzvervielfacher zu vermeiden, besteht in nicht näher dargestellter Weise die Möglichkeit, die erste und zweite Umschalteinrichtung 68A, 68B beispielsweise durch Taktsignal anzusteuern, das aus dem durch die Takterzeugungsschaltung 40 bereitgestellten ersten Taktsignal CLK1 durch Frequenzteilung um einen Faktor 2 erzeugt ist. Ein solches Taktsignal kann mittels eines hinlänglich bekannten Frequenzteilers auf einfache Weise erzeugt werden. Die Umschalteinrichtungen 69A, 69B der Stromquellentransistoren 64–67 werden in diesem Fall durch das von der Takterzeugungsschaltung 40 erzeugte Taktsignal CLK1 angesteuert.
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6a zeigt ein schaltungstechnisches Realisierungsbeispiel einer Taktsignalerzeugungsschaltung 40, die bezugnehmend auf die 2 und 3 aus den abhängig von dem Eingangssignal S1 und dem zweiten Taktsignal CLK2 erzeugten, auf Versorgungspotential Vboot bezogenen Signalen S26, S27 das erste Taktsignal CLK1, das ebenfalls auf dieses Versorgungspotential Vboot bezogen ist, bereitstellt.
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Zum besseren Verständnis der Funktionsweise der in 6a dargestellten Taktsignalerzeugungsschaltung sind in 6b nochmals das Eingangssignal S1, das zweite Taktsignal CLK2, die beiden auf Versorgungspotential Vboot bezogenen Signals S26, S27 sowie ein daraus abgeleitetes, in der Taktsignalerzeugungsschaltung vorkommendes Zwischentaktsignal S41 sowie das erste Taktsignal CLK1 dargestellt.
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Die Taktsignalerzeugungsschaltung 40 umfasst ein ODER-Gatter 41 dem die Eingangssignale S26, S27 der Taktsignalerzeugungsschaltung 41 zugeführt sind. Das ODER-Gatter 41 stellt aus diesen beiden Eingangssignalen S26, S27 ein Zwischentaktsignal S41 zur Verfügung, das ausgehend von einem High-Pegel, der dem Versorgungspotential Vboot entspricht, jeweils dann negative Impulse aufweist, wenn eines der beiden Eingangssignale S26, S27 einen negativen Impuls aufweist.
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Dieses Zwischentaktsignal S41 ist einem negativflankendengetriggerten D-Flip-Flop 42 zugeführt, welches das erste Taktsignal CLK1 aus diesem Zwischentaktsignal S41 zur Verfügung stellt, wobei der Pegel des ersten Taktsignals CLK1 mit jeder negativen Flanke des Zwischentaktsignals S41 zwischen einem High-Pegel, der dem Versorgungspotential Vboot entspricht, und einem Low-Pegel, der dem Potential an dem Schaltungsknoten N, bzw. am Source-Anschluss des Leistungsschalters HS entspricht, wechselt.
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Das so erzeugte erste Taktsignal CLK1 umfasst Taktperioden, deren Periodendauer der doppelten Periodendauer des zweiten Taktsignals entspricht und Taktimpulse mit einem Tastverhältnis von 50% in den Zeitabschnitten, in denen die negativen Impulse des ersten und zweiten Eingangssignals S26, S27 ausschließlich aus Taktimpulsen des zweiten Taktsignals CLK2 resultieren. In den Zeitabschnitten, in denen negative Impulse des ersten oder zweiten Eingangssignals S26, S27 vorliegen, die aus steigenden oder fallenden Flanken des Eingangssignals S1 resultieren, und die nicht mit dem zweiten Taktsignal CLK2 synchronisiert sind, kommt es in dem Beispiel zu einer Abweichung von diesem idealerweise vorhandenen Tastverhältnis von 50% und zu einer Abweichung von der gleichmäßigen Taktfrequenz, die der halben Frequenz des zweiten Taktsignals CLK2 entspricht.
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7 zeigt ein schaltungstechnisches Realisierungsbeispiel der in 5 dargestellten Strom-Spannungs-Wandlereinheit 50. Diese Einheit umfasst einen Operationsverstärker 51, der mit zwei identisch dimensionierten Widerständen 52, 53 beschaltet ist, wobei ein erster 52 dieser beiden Widerstände zwischen die erste Eingangsklemme K51 und den Ausgang des Operationsverstärker 51 geschaltet ist. Der zweite 53 der beiden Widerstände ist zwischen den zweiten Eingang K52 der Wandlereinheit und Bezugspotential GND geschaltet. Dem Plus-Eingang des Operationsverstärkers ist dabei die über dem zweiten Widerstand 53 anliegende Spannung zugeführt, und der Minus-Eingang des Operationsverstärkers ist an die erste Eingangsklemme K51 angeschlossen. Am Ausgang des Operationsverstärkers 51 liegt eine Spannung V51 gegen Bezugspotential GND an, wobei gilt: R2·Iout2 + V51 = R2·Iout1, (3) woraus folgt: V51 = (Iout1 – Iout2)·R2. (4)
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Wegen des Offsets der Messverstärkeranordnung 60 und des Chopper-Betriebs dieser Messverstärkeranordnung 60 ist die Ausgangsspannung V51 des Operationsverstärkers 51 nicht exakt proportional zu der Messspannung Vs, sondern bedarf hierfür noch einer Tiefpassfilterung. Diese Tiefpassfilterung erfolgt in der in Figur 50 dargestellten Strom-Spannungs-Wandlereinheit durch ein erstes Abtast-Halte-Glied 54 dem die Ausgangsspannung V51 des Operationsverstärkers 51 zugeführt ist, und das die Ausgangsspannung V51 im Takt des zweiten Taktsignals CLK2 abtastet. Die erhaltenen Abtastwerte werden einem Summierglied zugeführt, das die von der Messspannung Vs abhängige Ausgangsspannung Vout bereitstellt.
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Vorzugsweise ist neben dem ersten Abtast-Halte-Glied 54 ein zweites Abtast-Halte-Glied 55 vorgesehen. Das erste Abtast-Halte-Glied 54 tastet die Ausgangsspannung V51 dabei während eines ersten Pegels, beispielsweise eines High-Pegels des zweiten Taktsignals CLK2 ab, und das zweite Abtast-Halte-Glied 54 tastet die Ausgangsspannung V51 dabei während eines zweiten Pegels, beispielsweise des Low-Pegels, des zweiten Taktsignals CLK2 ab. Insgesamt wird hierdurch eine Abtastung der Ausgangsspannung V51 mit einer im Vergleich zur Frequenz des zweiten Taktsignals CLK2 doppelten Taktfrequenz erreicht. Die Ausgangssignale der beiden Abtast-Halte-Glieder 54, 55 sind dem Summierglied 56 zugeführt, das das Ausgangssignal Vout aus der Summe der beiden Abtastwerte zur Verfügung stellt.
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Wie bereits erläutert, kann es abhängig davon, welche Art von Taktsignalerzeugungsschaltung verwendet wird, und abhängig davon, ob das Eingangssignal S1 bezüglich des zweiten Taktsignals CLK2 synchronisierte Flanken aufweist, dazu kommen, dass das erste Taktsignal CLK1, Signalperioden mit einem Duty-Cycle abweichend von 50% aufweist. Ein solcher von 50% abweichender Duty-Cycle des ersten Taktsignals CLK1 führt dazu, dass während dieser Signalperioden keine exakte Kompensation des Offset des in 5 dargestellten Operationsverstärkers 63 erreicht wird, da während dieser Signalperioden die Eingänge K21, K22 des Operationsverstärkers 63 unterschiedlich lange an die Eingangsklemmen K1, K2 der Messanordnung bzw. die Ausgangsklemmen K31, K32 unterschiedlich lange an die gemeinsam angesteuerten Stromquellentransistoren 64, 65 bzw. 66, 67 angeschlossen sind.
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Um bei Vorliegen eines solchen ersten Taktsignals CLK1, das Signalperioden mit einem Duty-Cycle abweichend von 50% aufweist, resultierende Verfälschungen des Messergebnissen zu vermeiden, besteht bezugnehmend auf 7 die Möglichkeit, den Takteingängen der Abtast-Halte Glieder 54, 55 Signalformungsfilter 57, 58 vorzuschalten, denen neben dem zweiten Taktsignal CLK2, bzw. dem durch einen Inverter 59 invertierten zweiten Taktsignal CLK2, das Eingangssignal S1 zugeführt ist. Diese Signalformungsfilter sorgen dafür, dass eine Abtastung unterbleibt, wenn innerhalb einer vorgegebenen Zeitdauer nach einer Flanke des zweiten Taktsignals CLK2 eine Flanke des Eingangssignals S1 auftritt.
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Bezugszeichenliste
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- GND
- Bezugspotential
- Vbb
- Versorgungspotential
- HS
- High-Side-Schalter, erster Halbleiterschalter
- LS
- Low-Side-Schalter, zweiter Halbleiterschalter
- 11, 12
- Treiberschaltungen
- 20
- Pegelumsetzer
- 40
- Takterzeugungsschaltung
- 30
- Oszillator
- 100
- Ansteuerschaltung
- S1, S2
- Ansteuersignale
- S20
- Ansteuersignal
- S11, S12
- Ansteuersignale
- K1, K2
- Eingangsklemmen der Messverstärkeranordnung
- 60
- Messverstärkeranordnung
- CLK1, CLK2
- Taktsignale
- K3
- Ausgangsklemme der Messverstärkeranordnung
- Iout
- Ausgangsstrom
- Rs
- Messimpedanz
- Vs
- Messspannung
- P26, P27
- Transistoren
- R40
- Widerstand
- Vboot
- Ansteuerpotential
- N
- Ausgangsklemme
- R22, R23
- Widerstände
- T24, T25
- Eingangstransistoren des Pegelumsetzers
- T26, T27
- Transistoren
- 21
- Steuerschaltung
- S24, S25
- Ansteuersignale
- S26, S27
- pegelverschobene Ansteuersignale
- 28
- RS-Flipflop
- P11
- p-Kanal-Transistor
- N11
- n-Kanal-Transistor
- C11
- Kondensator
- D11
- Diode
- S1–S4
- Schalter
- 63
- Operationsverstärker
- K21, K22
- Eingangsklemme des Operationsverstärkers
- 61, 62
- Regelwiderstände
- K31, K32
- Ausgangsklemmen
- 64–67
- Stromquellentransistoren
- 69A, 69B
- Umschalteinrichtungen
- 68
- Umschalteinrichtung
- Iout1, Iout2
- Ausgangsströme
- K51, K52
- Eingangsklemmen
- 50
- Strom-Spannungs-Wandler
- Vout
- Ausgangsspannung
- 51
- Operationsverstärker
- 52, 53
- Widerstände
- 54, 55
- Abtast-Halte-Glieder
- 56
- Summierglied
- 59
- Inverter
- 57, 58
- Ansteuerschaltungen
