-
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Vorrichtung und ein
Verfahren zur Erfassung eines Laststromes durch eine Last.
-
Bei vielen sogenannten Hochstromanwendungen ist es notwendig,
den durch eine Last fließenden Strom zu erfassen und in ein
für eine weitere Verarbeitung in einer
Signalverarbeitungseinheit geeignetes Signal umzusetzen.
-
Zur Stromerfassung ist bei monolithisch integrierten
Hochstromschaltern, die aus einer Vielzahl gleichartig
aufgebauter Transistorzellen bestehen, das sogenannte Stromsense-
Prinzip allgemein bekannt. Hierbei wird ein Teil der parallel
geschalteten Zellen zur Strommessung verwendet, wobei alle
Zellen gleichartig angesteuert werden, so dass der durch die
"Messzellen" fließende Strom, der an einem separaten
Anschluss des Bauelements abgreifbar ist, über das bekannte
Flächenverhältnis zwischen den "Messzellen" und den
eigentlichen "Lastzellen" zu dem Laststrom in Beziehung steht.
-
Bei monolithisch integrierten H-Brücken bzw. bei H-Brücken-
Treibern mit externen Schaltelementen ist es Standard, den
Strom in der Brücke über einen externen Shunt-Widerstand, der
der Brücke nachgeschaltet ist, zu messen. Die über dem
Widerstand anliegende Spannung kann einer
Signalverarbeitungseinheit, beispielsweise einem Mikrocontroller, zugeführt werden,
der eine Analog-Digital-Wandlung durchführt und das
gewandelte Signal weiterverarbeiten kann, beispielsweise zu
Regelzwecken bei der Begrenzung des Anlaufstroms eines durch die H-
Brücke angesteuerten Motors.
-
Probleme können bei diesem bekannten Vorgehen bei der
Übertragung der erfassten Spannung an die
Signalverarbeitungseinheit auftreten. Die Information bezüglich des Laststromes ist
bei dem bekannten Verfahren in der Amplitude der an dem
Messwiderstand anliegenden Spannung enthalten. Ein sogenannter
Masseversatz, das heißt ein Vorliegen sich unterscheidender
Bezugspotentiale auf welche diese Spannung in dem
Hochspannungsmodul mit der Brücke und in der
Signalverarbeitungseinheit bezogen ist, kann dazu führen, dass die
Spannungsamplitude in dem Hochstrommodul von der Spannungsamplitude in der
Signalverarbeitungseinheit abweicht, was zu einer erheblichen
Verfälschung des Messergebnisses führen kann.
-
Theoretisch kann die in der Signalverarbeitungseinheit
durchgeführte Analog-Digital-Wandlung (A/D-Wandlung) auch in dem
Hochspannungs- bzw. Hochstrommodul durchgeführt werden.
Allerdings muss dann eine digitale Information über eine
Schnittstelle ausgegeben werden. Dies erfordert je nach
Schnittstelle mehrere Pins. Außerdem ist bei den meisten
Hochstrom-IC-Prozessen der Flächenverbrauch für die
Realisierung einer Schaltung zur A/D- Wandlung erheblich größer als
der Flächenverbrauch bei der Realisierung einer Schaltung zur
A/D- Wandlung in einem Niederspannungschip, beispielsweise
einem Mikrocontroller, was dieses Vorgehen, den A/D-Wandler
in dem Hochspannungsmodul zu integrieren, uninteressant
macht.
-
Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine
Vorrichtung und ein Verfahren zur Erfassung eines Laststromes
durch eine Last zur Verfügung zu stellen, wobei ein einfach
zu erzeugendes und weiter zu verarbeitendes Messsignal zur
Verfügung gestellt werden soll.
-
Dieses Ziel wird durch eine Vorrichtung gemäß den Merkmalen
des Anspruchs 1 und durch ein Verfahren gemäß den Merkmalen
des Anspruchs 5 gelöst.
-
Die erfindungsgemäße Vorrichtung zur Erfassung des
Laststromes durch eine Last weist einen der Last nachgeschalteten
Messwiderstand und einen an den Messwiderstand
angeschlossenen Pulsweitenmodulator, der ein pulsweitenmoduliertes Signal
bereitstellt, das von einer Spannung über dem Messwiderstand
abhängig ist, auf.
-
Das erfindungsgemäße Verfahren sieht vor, den Laststrom durch
die Last in ein Spannungssignal umzusetzen und das
Spannungssignal in ein pulsweitenmoduliertes Signal umzusetzen.
-
Bei der erfindungsgemäßen Vorrichtung und dem
erfindungsgemäßen Verfahren ist die Information bezüglich des Laststromes
in der Impulsdauer der einzelnen Impulse bzw. in dem Duty-
Cycle, der das Verhältnis zwischen Impulsdauer und
Periodendauer angibt, enthalten. Das pulsweitenmodulierte Signal kann
mittels einfacher Schaltungsmaßnahmen in einer zur
Ansteuerung der Last vorgesehenen integrierten (Hochstrom- bzw.
Hochspannungs-)Schaltung, beispielsweise einer integrierten
Brückenschaltung, erzeugt werden. Außerdem kann das
pulsweitenmodulierte Signal von der zur Ansteuerung der Last
geeigneten Schaltung auf einem Chip zu einer
Signalverarbeitungseinheit auf einem anderen Chip übertragen werden, ohne dass
ein Masseversatz zwischen den einzelnen Chips zu einer
Verfälschung des Messergebnisses führt, da die interessierende
Strominformation nicht in der Amplitude des übertragenen
Signals enthalten ist.
-
Das pulsweitenmodulierte Signal kann in der
Signalverarbeitungseinheit A/D-gewandelt werden indem die Zeitdauer
zwischen ansteigender und abfallender Flanke des
pulsweitenmodulierten Signals erfasst und in ein digitales Signal umgesetzt
wird.
-
Der Pulsweitenmodulator kann auf einfache Weise mittels eines
Dreiecksoszillators oder eines Sägezahnoszillators und eines
Komparators realisiert werden, wobei der Komparator das von
dem Laststrom abhängige Spannungssignal mit dem Signal des
Oszillators vergleicht und an seinem Ausgang das
pulsweitenmodulierte Signal bereitstellt.
-
Das Spannungssignal und das Oszillatorausgangssignal sind
dabei beispielsweise so aufeinander abgestimmt, dass sich bei
einem Maximalwert des Spannungssignals gerade ein Duty-Cycle
von 100%, das heißt ein konstantes Signal ergibt. Diese
Abstimmung des Spannungssignals und des
Oszillatorausgangssignals kann durch eine Verstärkung des Spannungssignals
erfolgen.
-
Die vorliegende Erfindung wird nachfolgend in
Ausführungsbeispielen anhand von Figuren näher erläutert. In den Figuren
zeigt
-
Fig. 1 ein erfindungsgemäße Vorrichtung gemäß einer ersten
Ausführungsform,
-
Fig. 2 ein erfindungsgemäße Vorrichtung gemäß einer
zweiten Ausführungsform,
-
Fig. 3 ein erfindungsgemäße Vorrichtung mit einer
detaillierten Darstellung eines Pulsweitenmodulators
gemäß einer ersten Ausführungsform,
-
Fig. 4 ein erfindungsgemäße Vorrichtung mit einer
detaillierten Darstellung eines Pulsweitenmodulators
gemäß einer zweiten Ausführungsform,
-
Fig. 5 zeitliche Verläufe eines Oszillatorsignals und
eines Spannungssignals (Fig. 5a) und eines
pulsweitenmodulierten Signals (Fig. 5b).
-
In den Figuren bezeichnen, sofern nicht anders angegeben,
gleiche Bezugszeichen gleiche Teile mit gleicher Bedeutung.
-
Fig. 1 zeigt ein erstes Ausführungsbeispiel einer
erfindungsgemäßen Vorrichtung zur Erfassung eines Laststromes
durch eine Last, wobei die Last die in dem Beispiel durch
eine H-Brückenschaltung mit ersten und zweiten High-Side-
Schaltern HS1, HS2 und ersten und zweiten Low-Side-Schaltern
LS1, LS2 und einem durch die H-Brücke angesteuerten Motor M
gebildet ist. Ansteuerschaltungen für die High-Side- und Low-
Side-Schalter HS1, HS2, LS1, LS2 sind aus Gründen der
Übersichtlichkeit nicht dargestellt. Die Vorrichtung weist einen
Messwiderstand Rs auf, der in Reihe zu der Last geschaltet
ist, wobei die Reihenschaltung zwischen Klemmen für ein
Versorgungspotential Vb und ein Bezugspotential GND geschaltet
ist.
-
Der Messwiderstand Rs wird von einem Laststrom Is
durchflossen, so dass über dem Messwiderstand Rs eine von dem
Laststrom Is abhängige Spannung Us anliegt. Diese von dem
Laststrom Is abhängige Messspannung Us ist einem
Pulsweitenmodulator PWM zugeführt, der ein von der Messspannung Us
abhängiges pulsweitenmoduliertes PWout bereitstellt.
-
Der Pulsweitenmodulator weist in dem in Fig. 1 dargestellten
Beispiel einen Oszillator OSZ und einen Komparator K auf,
wobei der Oszillator als Ausgangssignal Uosz ein Sägezahnsignal
oder ein Dreiecksignal bereitstellt, das einem Eingang des
Komparators K zugeführt ist. Einem anderen Eingang des
Komparators K ist das Spannungssignal Us zugeführt.
-
Die Erzeugung des pulsweitenmodulierten Signals PWout aus dem
Oszillatorsignal Uosz und dem Spannungssignal Us ist in Fig.
5 veranschaulicht wobei Fig. 5a den zeitlichen Verlauf eines
dreieckförmigen Oszillatorsignals Uosz und einen
beispielhaften Verlauf eines Spannungssignals Us zeigt. Das
Spannungssignal Us steigt in Fig. 5a über der Zeit an, um dadurch die
Auswirkungen der Amplitude des Spannungssignals auf das in
Fig. 5b dargestellte pulsweitenmodulierte Signal PWout zu
veranschaulichen. Das pulsweitenmodulierte Signal weist
zeitlich aufeinanderfolgende Impulse auf, wobei die Impulse einen
High-Pegel aufweisen, so lange das Spannungssignal Us größer
als das Oszillatorsignals Uosz ist. Wegen des periodisch
linear über der Zeit ansteigenden und abfallenden
Oszillatorsignals Uosz gilt, dass die Impulsdauern tp der Impulse
proportional zu der momentanen Amplitude des Spannungssignals Us
sind, sofern das Spannungssignal Us während einer Periode des
Oszillatorsignals wenigstens annäherungsweise konstant ist.
Die Information bezüglich der Amplitude des Spannungssignals
Us und damit bezüglich des Laststromes Is ist somit in der
Dauer der Impulse des pulsweitenmodulierten Signals PWout
enthalten. Ein derartiges Signal ist insbesondere robust
gegenüber Amplitudenschwankungen während der Übertragung, da
zur Gewinnung der Information lediglich der zeitliche Abstand
zwischen der ansteigenden und der abfallenden Flanke der
Impulse ermittelt werden muss.
-
Bei dem in Fig. 5 dargestellten Beispiel beträgt der Duty-
Cycle des pulsweitenmodulierten Signals PWout, also das
Verhältnis zwischen der Impulsdauer tp und der Periodendauer td,
0%, wenn die Amplitude das Spannungssignals Null ist, und
100%, wenn die Amplitude des Spannungssignals dem
Scheitelwert Ûosz des Oszillatorsignals entspricht. Das
Oszillatorsignal Uosz und das Spannungssignal Us sind dabei
vorzugsweise so aufeinander abgestimmt, dass das Spannungssignal
zwischen Null und Ûosz schwankt, um den zur Verfügung stehenden
Bereich für die Impulsdauern vollständig auszunutzen. Das
Spannungssignal Us soll den Scheitelwert das
Oszillatorsignals dabei nicht übersteigen, da ab einem Wert von Ûosz für
das Spannungssignal Us keine Änderung des Duty-Cycle mehr
möglich ist.
-
Das Spannungssignal kann mittels eines Verstärkers V geeignet
verstärkt werden, um die maximale Amplitude des
Spannungssignals Us auf die maximale Amplitude Ûosz des Oszillatorsignals
Uosz abzustimmen.
-
Um eine hohe Genauigkeit zu erreichen ist es bei integrierten
Schaltungen vorzuziehen, wenn die Genauigkeit der Schaltung
nur vom Matching, das heißt von der gegenseitigen Anpassung
von Bauelementen abhängig ist. Fig. 3 zeigt ein
Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Vorrichtung mit einem
Pulsweitenmodulator, deren Genauigkeit vom Matching einiger im
folgenden erläuterter Bauelemente abhängig ist.
-
Eine Last, deren Laststrom Is erfasst wird, ist in Fig. 3
wieder als H-Brücke mit Schaltern HS1, HS2, LS1, LS2
dargestellt, die einen Motor M ansteuert. Der Laststrom Is
durchfließt den der Brücke nachgeschalteten Messwiderstand Rs,
über dem eine Messspannung Us anliegt. Die übrigen in Fig. 3
dargestellten Schaltungskomponenten sind Teil des
Pulsweitenmodulators.
-
Der Pulsweitenmodulator weist eine Messeinrichtung mit einem
ersten Stromspiegel und einem Transkonduktanzverstärker OTA
auf, wobei der Verstärker zwei Ausgänge aufweist, an denen
von der Spannung Us über dem Messwiderstand Rs abhängige
Ströme zur Verfügung stehen, die in dem Beispiel im
Verhältnis 1 : 10 stehen, die jedoch ein beliebiges anderes Verhältnis
aufweisen können.
-
Zwischen ein Versorgungspotential Vcc2 und einen der Last
zugewandten ersten Anschluss des Messwiderstandes Rs ist eine
Reihenschaltung einer Stromquelle und zweier Widerstände Rb1,
Ra1 geschaltet, wobei ein Minus-Anschluss des Verstärkers OTA
an einen der Stromquelle und einem der Widerstände Rb1
gemeinsamen Knoten angeschlossen ist. Zwischen das
Versorgungspotential Vcc2 und einen der Last abgewandten zweiten
Anschluss des Messwiderstandes Rs ist eine Reihenschaltung
einer Stromquelle und zweier Widerstände Rb2, Ra2 geschaltet,
wobei ein Plus-Anschluss des Verstärkers OTA an einen der
Stromquelle und einem der Widerstände Rb2 gemeinsamen Knoten
angeschlossen ist. Zudem ist einer der Ausgänge des
Verstärkers OTA auf einen den Widerständen Rb1 und Ra1 gemeinsamen
Knoten zurückgekoppelt, um eine Regelstrecke zu bilden.
-
Bei einem Spannungsabfall über dem Messwiderstand Rs steigt
die Spannung am positiven Eingang des Verstärkers OTA an. Der
den Widerstand Ra1 durchfließende Strom I1 an einem der
Ausgänge des Verstärkers OTA steigt dann so weit an, bis die
Spannungsdifferenz zwischen den Eingängen des OTA wenigstens
annäherungsweise Null ist (wie klein die Differenz am Eingang
des Verstärkers OTA tatsächlich wird, hängt allein von der
Schleifenverstärkung des Regelkreises ab). Bei einer
Spannungsdifferenz von Null an den Eingängen des Verstärkers ist
der Strom I1 durch den Widerstand Ra1 und damit der Strom I3
am anderen Ausgang des Verstärkers OTA proportional zu der
Spannung Us bzw. dem Laststrom. Die Anordnung mit dem ersten
Stromspiegel und dem Verstärker OTA dient dazu, die Spannung
Us an dem Widerstand Rs mit möglichst geringer Beeinflussung
der Spannung, das heißt einem möglichst geringen Querstrom, zu
erfassen und an einem dem Ausgang des Verstärkers
nachgeschalteten, von dem Strom I3 durchflossenen Widerstand Ra3
einen Spannungsabfall Us' hervorzurufen, der proportional zu
der Messspannung Us bzw. dem Laststrom Is ist und dessen
Amplitude auf die Amplitude eines Oszillatorsignals abgestimmt
ist, dessen Erzeugung noch erläutert wird. Gilt für die
Widerstandswerte der Widerstände Ra1, Ra2, Ra3 die Beziehung:
Ra1 = Ra2 = Ra3, dann ist der Proportionalitätsfaktor für das
Verhältnis zwischen Us und Us' nur vom Verhältnis der beiden
Ströme an den Ausgängen des Verstärkers OTA abhängig und
beträgt 10 in dem Beispiel gemäß Fig. 3.
-
In dem Beispiel gemäß Fig. 3 ist ein Dreiecksoszillator
vorhanden, der zwei Komparatoren K1, K2 aufweist, denen jeweils
ein Inverter INV1, INV2 nachgeschaltet ist, wobei ein Ausgang
des Inverters INV1 einem invertierenden Set-Eingang und ein
Ausgang des Inverters INV2 einem invertierenden Reset-Eingang
eines RS-Flip-Flop zugeführt ist. Ein Ausgangssignal des
Flip-Flop steuert einen ersten Schalter S1 über einen
Inverter G1 und einen zweiten Schalter S2 direkt an, um die
Schalter S1, S2 komplementär zueinander anzusteuern. Die beiden
Schalter S1, S2 sind in Reihe zu zwei Stromquellen zwischen
ein Versorgungspotential Vcc1 und Bezugspotential GND
geschaltet, um abhängig von der Schalterstellung einen
Kondensator C, der an einen den Schaltern S1, S2 gemeinsamen Knoten
angeschlossen ist, zu laden oder zu entladen. Das
Oszillatorausgangssignals Uosz ist dabei als Spannung über dem
Kondensator C abgreifbar.
-
Diese Spannung Uosz ist außerdem dem Plus-Eingang des ersten
Komparators K1 und dem Minus-Eingang des zweiten Komparators
zugeführt, wobei dem Minus-Eingang des ersten Komparators K1
eine erste Referenzspannung Uc1 und dem Plus-Eingang des
zweiten Komparators K2 eine zweite Referenzspannung Uc2
zugeführt ist. Die Komparatoren K1, K2 vergleichen die Spannung
Uosz über dem Kondensator C jeweils mit einer der
Referenzspannungen Uc1, Uc2 wobei die Referenzspannungen Uc1, Uc2 den
minimalen und den maximalen Spannungswert angeben, zwischen
denen das Oszillatorsignal Uosz schwingt; die erste
Referenzspannung Uc1 bestimmt den oberen Spannungswert Uc1 und die
zweite Referenzspannung Uc2 bestimmt den unteren
Spannungswert des Dreiecksignals. Der Stromspiegel 3 bewirkt in dem
Beispiel, dass der Widerstand Rc1 von einem Strom
durchflossen wird, der das x-fache des Stroms durch den Widerstand Rc2
beträgt, so dass bei gleich großen Widerständen Rc1 und Rc2,
die Spannung Uc1 das x-fache der Spannung Uc2 beträgt, wobei
x > 1 ist.
-
Die Referenzspannungen Uc1, Uc2 werden durch eine
Regelanordnung mit einem Operationsverstärker OP1, einem Transistor M
und einem Stromspiegel erzeugt. Dem Plus-Eingang des
Operationsverstärkers OP1, der den Transistor M ansteuert, ist eine
an einem Spannungsteiler Rref1, Rref2 anliegende
Referenzspannung zugeführt. Der Minus-Eingang des
Operationsverstärkers ist an einen Knoten angeschlossen, der dem Transistor M
und einem dem Transistor M nachgeschalteten Widerstand Rc2
gemeinsam ist, wobei der Operationsverstärker den
Durchlasswiderstand des Transistors M derart einstellt, dass der
Spannungsabfall über dem Widerstand Rc2 dem Spannungsabfall über
dem Widerstand Rref2 des Spannungsteilers entspricht.
-
Neben dem Strom aus dem Transkonduktanzverstärker OTA wird
der Widerstand Ra3 von einem Strom aus dem Stromspiegel 3
durchflossen, der bewirkt, dass bei einer Spannung von 0 V an
dem Messwiderstand Rs an dem Widerstand Ra3 die selbe
Spannung abfällt wie an dem Widerstand Rc2, um dadurch eine
Spannungsdifferenz zwischen dem minimalen Wert an dem
Messwiderstand Rs und dem durch Uc2 gegebenen minimalen Wert des
Oszillatorsignals Uosz auszugleichen. Der Minimalwert der
Spannung Us', die in einem Komparator K3 mit dem Oszillatorsignal
Uosz verglichen wird, entspricht damit dem minimalen Wert des
Oszillatorsignals Uosz, was bei einer gemessenen Spannung von
0 V zu einem Duty-Cycle des Ausgangssignals PWout von 0%
führt.
-
Damit die Schaltung möglichst exakt funktioniert, sollten
folgende Bedingungen eingehalten werden:
Die Widerstände Ra1, Ra2, Ra3, Rc1, Rc2 sollten aufeinander
abgestimmt sein, das heißt sie sollten vom gleichen
Widerstandstyp sein, das heißt beispielsweise beide durch ein
Diffusionsverfahren oder aus Polysilizium gebildet sein, die
gleiche Orientierung auf dem Wafer aufweisen, in dem die
Schaltung integriert ist, usw. Weiterhin müssen die
Widerstände Rb1, Rb2 aufeinander abgestimmt sein (matchen).
-
Ferner müssen alle Stromspiegel zueinander matchen und die
Periodendauer des Dreieckoszillatorsignals Uosz sollte im
Verhältnis zur Umschaltzeit des pulsweitenmodulierten
Signals, die sich aus der Schaltzeit der Komparatoren K1, K2,
der Laufzeit der Inverter G1, INV1, INV2 und des Flip-Flop G4
und der Schaltzeit der Schalter S1, S2 ergibt, möglichst groß
sein.
-
Außerdem sollte die Dreiecksschwingung keine Verzerrungen
enthalten und der Transkonduktanzverstärker OTA sowie die
Komparatoren K1, K2, K3 sollten einen möglichst kleinen
Offset haben.
-
Fig. 4 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel einer
erfindungsgemäßen Vorrichtung, die sich von der in Fig. 3
dargestellten dadurch unterscheidet, dass zwischen den Widerstand
Ra3, über dem eine von dem Laststrom Is abhängige Spannung
anliegt, und dem Komparator K3, der diese Spannung mit dem
Oszillatorsignal Uosz vergleicht, ein Abtast-und-Halteglied
SH mit einem Schalter S3 und einem Kondensator C2 geschaltet
ist. Der Schalter S3 ist durch ein getaktetes Signal Trigger
angesteuert, um den Kondensator C2 bei geschlossenem Schalter
S3 auf den Wert der an dem Widerstand Ra3 anliegenden
Spannung aufzuladen. Der Kondensator C2 speichert seine Ladung
nach dem Öffnen des Schalters S3 bis zum nächsten Schließen
des Schalters S3. Eine Speicherung des Spannungswertes Us'
ist aus folgenden Gründen erforderlich:
Der Motor M der Last wird durch getaktetes Öffnen und
Schließen der Schalter HS1, HS2, LS1, LS2 angesteuert. Bei Freilauf
über einen der High-Side-Schalter HS1, HS2 fließt dabei kein
Strom über den Messwiderstand Rs, so dass während des
Freilauffalles auch keine Spannung an dem Widerstand Rs bzw. dem
Widerstand Ra3 anliegt. Das Abspeichern des jeweils
vorherigen Wertes stellt das ordnungsgemäße Funktionieren der
Schaltung sicher.
Bezugszeichenliste
C, C2 Kondensatoren
G1 Inverter
G4 RS-Flip-Flop
GND Bezugspotential
HS1, HS2 High-Side-Schalter
INV1, INV2 Inverter
Is Laststrom
K Komparator
LS1, LS2 Low-Side-Schalter
M Motor
M Transistor
OP1 Operationsverstärker
OTA Transkonduktanzverstärker
PWM Pulsweitenmodulator
PWout pulsweitenmoduliertes Signal
Ra1, Ra2, Ra3 Widerstände
Rb1, Rb2 Widerstände
Rfer1, Rref2 Spannungsteiler
Rs Messwiderstand
S1, S2 Schalter
SH Abtast-und-Halteglied
Uc1, Uc2 Referenzspannungen
Uosz Oszillatorsignal
Us, Us' Laststromabhängige Spannungen
V Verstärker
Vb, Vcc1, Vcc2 Versorgungspotential