WO1998036281A1 - Stromsensor nach dem kompensationsprinzip - Google Patents

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WO1998036281A1
WO1998036281A1 PCT/DE1998/000378 DE9800378W WO9836281A1 WO 1998036281 A1 WO1998036281 A1 WO 1998036281A1 DE 9800378 W DE9800378 W DE 9800378W WO 9836281 A1 WO9836281 A1 WO 9836281A1
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current
driver circuit
secondary winding
push
measured
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PCT/DE1998/000378
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French (fr)
Inventor
Friedrich Lenhard
Original Assignee
Vacuumschmelze Gmbh
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
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Publication date
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    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R15/00—Details of measuring arrangements of the types provided for in groups G01R17/00 - G01R29/00, G01R33/00 - G01R33/26 or G01R35/00
    • G01R15/14—Adaptations providing voltage or current isolation, e.g. for high-voltage or high-current networks
    • G01R15/18—Adaptations providing voltage or current isolation, e.g. for high-voltage or high-current networks using inductive devices, e.g. transformers
    • G01R15/183—Adaptations providing voltage or current isolation, e.g. for high-voltage or high-current networks using inductive devices, e.g. transformers using transformers with a magnetic core
    • G01R15/185—Adaptations providing voltage or current isolation, e.g. for high-voltage or high-current networks using inductive devices, e.g. transformers using transformers with a magnetic core with compensation or feedback windings or interacting coils, e.g. 0-flux sensors

Definitions

  • the invention relates to a current sensor based on the compensation principle, in which the magnetic field generated by a primary winding through which the current to be measured is compensated by the compensation current in a secondary winding and in which at least one sensor influenced by the magnetic field is used to control the compensation current
  • Zero flow is detected and this measured value is fed to a driver circuit for generating the compensation current, the secondary winding being connected in series to a terminating resistor at the output of the driver circuit and a voltage proportional to the current to be measured being present at the terminating resistor.
  • Such a current sensor based on the compensation principle is known for example from EP 356 248 and EP 691 544 and is shown in FIG. 6 of the drawing. The one to be measured
  • the sensor 3 consists, for example, of a transformer controlled in saturation with a rectangular magnetization characteristic.
  • the output voltage of sensor 3 is processed in a downstream evaluation circuit 4, which in turn is followed by a driver circuit 5.
  • the output of the driver circuit 5 is connected to a reference potential via the secondary winding 6 of the current transformer and a terminating resistor 7.
  • the current to be measured now generates a magnetic flux in the magnetic core 2 via the primary winding 1, which is detected by the sensor 3.
  • the evaluation circuit downstream of the sensor 3 4 supplies a signal dependent on the size and direction of the magnetic field in the magnetic core 2 to the driver circuit 5, which drives a compensation current i 2 through the secondary winding 6.
  • the compensation current i 2 is directed so that its magnetic field compensates for the magnetic flux in the magnetic core 2.
  • the current in the secondary winding 6 is changed by the sensor 3 in connection with the evaluation circuit 4, the driver circuit 5 and the secondary winding 6 until the magnetic field in the magnetic core 2 becomes zero.
  • the current i 2 in the secondary winding 6 is thus a measure of the instantaneous value of the current ii to be measured in the primary winding 1, both direct and alternating currents being able to be detected.
  • the current i 2 also flows through a terminating resistor 7, at which the output voltage Ua of the current sensor drops, which therefore corresponds in size and phase position to the current ii to be measured in the primary winding 1.
  • the internal resistance R-. increases with the number of turns W 2
  • the highest currents can be measured with compensation current sensors with low numbers of turns. With the same primary current, however, this requires a higher output current from the driver circuit.
  • the power loss in the driver circuit also increases to the same extent.
  • the highest power loss in the driver circuit results in a linear amplifier normally used in the case of power adaptation, in which the voltage drop U B in driver stage 5 is equal to half the supply voltage U v .
  • the end transistors of the driver stage must be cooled, which requires additional effort and additional space. Otherwise there is only the possibility of increasing the minimum number of turns and thus limiting the maximum measurable current.
  • the object of the invention is to provide a current sensor which operates on the compensation principle and which does not have these disadvantages.
  • the current sensor mentioned at the outset is developed in such a way that a clocked amplifier circuit is used as the driver circuit.
  • the clocked amplifier arrangement generates a corresponding pulse-width-modulated current from the linear signal provided by the evaluation circuit for supplying the secondary winding and the terminating resistor.
  • the required compensation current is set by an appropriate pulse width ratio. Due to the higher maximum compensation current, fewer turns and can be realized higher currents can thus be measured with the same construction volume. This has the advantage that the current sensors according to the invention can replace previous compensation current sensors with increased current to be measured without further measures, since due to the lower power loss, both the dimensions and the dimensioning of the voltage supply can remain the same or the dimensions can be reduced for the same current to be measured can.
  • the driver circuit contains a pulse width modulator, which generates a pulse width modulated, rectangular control signal from the linear measured value of the sensor, and two push-pull output stages operated in a bridge circuit.
  • This pulse-width-coded control signal is fed to the two push-pull output stages operated in a bridge circuit.
  • the outputs of the two push-pull output stages, between which the series circuit comprising the secondary winding and the terminating resistor is connected, supply signals in phase opposition to one another.
  • the phase opposition can be achieved, for example, in that both counter-clock output stages are controlled by the same pulse-width-modulated control signal, one of the push-pull output stages being inverted and the other non-inverting, or in that both push-pull output stages have transmission properties that are in phase, but are driven in opposite phases.
  • the advantage here is that both positive and negative compensation currents can be generated with a unipolar supply voltage.
  • the output voltage, which is proportional to the current to be measured is not ground-related, the further processing of so-called floating voltages with a differential amplifier is not a problem.
  • the driver circuit has a pulse width modulator for generating a pulse width modulated control signal from the linear measured value and two push-pull output stages which are driven in opposition to one another by the pulse width modulated control signal.
  • the secondary winding consists of two partial windings, each of which is connected in series with a terminating resistor between the outputs of the two push-pull output stages and a reference potential.
  • the winding ends of the partial windings are connected to the push-pull output stages in such a way that each partial winding in each case supplies its own compensation current and each terminating resistor supplies its own individual voltage proportional to the current to be measured.
  • the voltage proportional to the total current to be measured is equal to the difference in the individual voltages. It is advantageous here that both (bipolar) supply potentials are equally loaded.
  • the driving voltage is doubled, so that the current to be measured is doubled with the same transmission ratio.
  • An evaluation circuit for processing the measurement value provided by the sensor is preferably connected between the sensor and the driver circuit.
  • the output signal of the sensor can thus advantageously be adapted to the respective input-side requirements of the driver circuit.
  • a Schmitt trigger to the input of which the measured value of the sensor is applied, or a comparator, to whose input the measured value of the sensor is supplied and to the other input of which a triangular clock signal is applied.
  • this is self-clocking, while in the case of the comparator, in conjunction with the triangular clock signal, external clocking is carried out by the clock signal.
  • one of the two push-pull output stages can be implemented in bipolar technology and the other in MOS technology.
  • the means provided for driving the push-pull output stage in bipolar technology can essentially be used for control, so that the additional outlay for the push-pull output stage in MOS technology is essentially limited to the output stage transistors and thus the additional technical Effort is extremely low.
  • FIG. 1 shows a first exemplary embodiment of a current sensor according to the invention with a half bridge
  • FIG. 2 shows a second exemplary embodiment with a full bridge
  • FIG. 3 shows a third exemplary embodiment with a full bridge in bipolar technology with reduced effort
  • FIG. 4 shows a fourth exemplary embodiment in full bridge circuit using Bipolar and MOS technology
  • FIG. 5 shows a fifth exemplary embodiment with two push-pull output stages and a secondary winding having two partial windings
  • FIG. 6 shows a current sensor according to the prior art.
  • a current ii to be measured is passed through a primary winding 1 of a current transformer, which also has a magnetic core 2 and a secondary coil 6 magnetically coupled via the magnetic core 2.
  • a sensor 3 is coupled to the magnetic core 2 in such a way that it measures the magnetic flux in the magnetic core 2.
  • the sensor 3 consists, for example, of a transformer controlled in saturation with a rectangular magnetization characteristic or a Hall sensor.
  • An evaluation circuit 4 connected downstream of the sensor processes the linear measured value supplied by sensor 3 and conducts the processed, for example amplified and filtered measured value to a driver circuit 5.
  • the driver circuit 5 contains a Schmitt trigger 10, the inverting input of which is connected to the output of the evaluation circuit 4 and the non-inverting input of which is connected to a reference potential R via a resistor 11 and to its output via a resistor 12.
  • the Schmitt trigger 10 consists, for example, of a comparator or operational amplifier which is appropriately connected with resistors.
  • the output of the Schmitt trigger 10 is also coupled via a resistor 13 to a positive supply potential + V and via a resistor 14 to a negative supply potential -V.
  • a single resistor can also be provided in the same way, which is connected between the output of the Schmitt trigger 10 and a reference potential G.
  • the voltage supply to the Schmitt trigger 10 takes place in each case with the interposition of a resistor 15 or 16 by means of the positive supply potential + V or the negative supply potential -V.
  • the two voltage supply branches also serve to control two output stage transistors 17 and 18. Their base connections are each connected to the supply connections of the Schmitt trigger 10 and thus via the resistor 15 or the resistor 16 with the positive one
  • the emitter of transistor 17, which is of the pnp type, is connected to the positive supply potential + V and the transistor 18, which is of the npn type, is connected to the negative supply potential -V.
  • the collectors of the two transistors 17 and 18 are coupled to one another - forming the output of the push-pull output stage and thus an output of the driver circuit 5 - and in each case via a diode 19 or 20 acting as a freewheeling diode in the reverse direction to the positive supply potential + V or to the negative Supply potential -V connected.
  • the coupled emitters of transistors 17 and 18 are via the Secondary winding 6 and a terminating resistor 7 connected in series to the reference potential G.
  • a current i 2 is passed through the secondary winding 6 and the terminating resistor 7, which is intended on the one hand to compensate for the magnetic flux in the magnetic core 2 caused by the current ii and on the other hand to generate a voltage drop across the terminating resistor 7.
  • the voltage drop across the resistor 7 forms a current i ** to be measured .
  • proportional voltage Ua By clocking the output stage transistors 17 and 18, the power loss over these transistors can be kept relatively low, so that overall a higher current i 2 can be generated. This in turn means that the current ii to be measured may also have a higher maximum value. The number of turns can also be kept low.
  • the pulse width modulated, ie clocked, current i 2 is smoothed by means of the inductance of the secondary winding 6.
  • FIG. 2 has been modified from the embodiment shown in FIG. 1 in that a comparator 21 with the same wiring is now used instead of the Schmitt trigger 10 from FIG. Only the non-inverting input of the comparator 21 is no longer connected to the resistors 11 and 12, but is connected to a triangle generator 22. The resistors 11 and 12 are omitted.
  • a further identical push-pull output stage with transistors 17 'and 18', with diodes 19 'and 20', resistors 13 'to 16' and a comparator 21 ' is provided.
  • the secondary winding 6 and the terminating resistor 7 connected in series are connected between the coupled emitters of the transistors 17 and 18 on the one hand and the coupled emitters of the transistors 17 'and 18'.
  • the non-inverting input of the comparator 21 is finally connected to a reference potential R 'and its inverting input is connected to the output of the comparator 21 with the interposition of a resistor 23.
  • a unipolar voltage supply is used instead of a bipolar voltage supply as in the exemplary embodiment according to FIG.
  • the reference potential G therefore takes the place of the negative supply potential -V.
  • the negative supply potential -V is not necessary here.
  • the current sensor according to FIG. 2 only requires half the supply voltage.
  • FIG. 3 emerges from the embodiment according to FIG. 1 in such a way that the sensor 3 is now connected directly to the inverting input of the Schmitt trigger 10.
  • a Zener diode 24 in the reverse direction and a resistor 25 lying in series with it
  • a Zener diode 20 in the reverse direction and one resistor 27 connected in series.
  • Another push-pull output stage has a transistor 28 of the PNP type, the emitter of which is connected to the positive supply potential + V and the base of which is connected to the node of resistor 13 and resistor 25.
  • the further push-pull output stage contains a transistor 29 of the NPN type, the emitter of which is connected to the reference potential G and the base of which is connected to the node of resistor 27 and resistor 14.
  • the coupled collectors of transistors 28 and 29 form the output of the further push-pull output stage, which is connected to the output of the first push-pull output stage, namely the coupled collectors of transistors 17 and 18, via the series connection of secondary winding 6 and terminating resistor 7.
  • the coupled collectors are connected to further free-wheeling diodes, diodes 30 and 31 in the reverse direction, to the positive supply potential + V or the reference potential G.
  • FIG. 3 likewise comprises a bridge circuit, the complexity of which, however, is reduced compared to the exemplary embodiment according to FIG.
  • the embodiment according to FIG. 4 is modified compared to the embodiment according to FIG. 2 in such a way that the sensor 3 is connected directly to the non-inverting input of the comparator 29 and thus the evaluation circuit 4 is omitted compared to FIG.
  • a further push-pull output stage containing MOS transistors is provided instead of a further push-pull output stage containing bipolar transistors.
  • This contains a MOS transistor 32 of the n-channel line type and a MOS transistor 33 of the p-channel type, the gate and drain connections of which are each coupled to one another.
  • the coupled gate connections of transistors 32 and 33 are connected to the coupled collectors of transistors 17 and 18 and are driven by them.
  • the coupled drain connections of transistors 32 and 33 are connected on the one hand to the coupled collectors of transistors 17 and 18 via the series connection of secondary winding 6 and terminating resistor 7 and on the other hand each via a diode 34 or 35 in the reverse direction with the positive supply potential + V or connected to the reference potential G.
  • MOS transistors there is even the possibility of dispensing with external free-wheeling diodes such as diodes 34 and 35, since these have parasitic semiconductor junctions which act as free-wheeling diodes.
  • the advantage of this preferred embodiment is the extremely low additional effort for the realization of a driver circuit 5 in a bridge circuit.
  • the embodiment according to FIG. 5 is modified compared to that according to FIG. 2 in that a bipolar power supply with the positive supply potential + V, the negative supply potential -V and the reference potential G is used instead of a unipolar power supply and the secondary winding 2 in two partial windings 6 ' and 6 ′′ is divided, each in series with a terminating resistor 7 ′ and 7 ′′ between the reference potential G and in each case the coupled collectors of transistors 17 and 18 or transistors 17 ′ and 18 ′.
  • the Voltage Ua is differential and can be tapped between the terminals of the terminating resistors 7 'and 7''facing away from the reference potential G. It is advantageous that both supply potentials are loaded equally and, moreover, the measurable current i **. is doubled.

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Abstract

Stromsensor nach dem Kompensationsprinzip, bei dem das von einer vom zu messenden Strom durchflossenen Primärwicklung (1) erzeugte Magnetfeld durch den Kompensationsstrom in einer Sekundärwicklung (6) kompensiert wird und bei dem zur Steuerung des Kompensationsstromes mindestens ein vom Magnetfeld beeinflußter Sensor (3) Abweichungen vom Nullfluß erfaßt und diesen Meßwert einer Treiberschaltung (5) zur Erzeugung des Kompensationsstromes zuführt, wobei an den Ausgang der Treiberschaltung (5) die Sekundärwicklung (6) in Reihe zu einem Abschlußwiderstand (7) angeschlossen ist, am Abschlußwiderstand (7) eine dem zu messenden Strom proportionale Spannung (Ua) anliegt und die Treiberschaltung (5) eine getaktete Verstärkeranordnung (13 bis 20, 13' bis 20'; 28 bis 31; 32 bis 35) aufweist, die aus dem von der Auswerteschaltung (4) bereitgestellten linearen Meßwert einen entsprechenden pulsweitenmodulierten Kompensationsstrom zur Speisung der Sekundärwicklung (6) und des Abschlußwiderstandes (7) generiert.

Description

Beschreibung
Stromsensor nach dem Kompensationsprinzip
Die Erfindung betrifft einen Stromsensor nach dem Kompensationsprinzip, bei dem das von einer vom zu messenden Strom durchflossenen Primärwicklung erzeugte Magnetfeld durch den Kompensationsstrom in einer Sekundärwicklung kompensiert wird und bei dem zur Steuerung des Kompensationsstromes mindestens ein vom Magnetfeld beeinflußter Sensor Abweichungen vom
Nullfluß erfaßt und diesen Meßwert einer Treiberschaltung zur Erzeugung des Kompensationsstromes zuführt, wobei an den Ausgang der Treiberschaltung die Sekundärwicklung in Reihe zu einem Abschlußwiderstand angeschlossen ist und am Abschlußwiderstand eine dem zu messenden Strom proportionale Spannung anliegt.
Ein derartiger Stromsensor nach dem Kompensationsprinzip ist beispielsweise aus der EP 356 248 und der EP 691 544 bekannt und in Figur 6 der Zeichnung dargestellt. Der zu messende
Strom ii fließt dabei durch die Primärwicklung 1 eines Stromtransformators, der beispielsweise einen Magnetkern 2 sowie einen den Magnetfluß im Magnetkern 2 messenden Sensor 3 aufweist .
Der Sensor 3 besteht zum Beispiel aus einem in die Sättigung gesteuerten Transformator mit rechteckförmiger Magneti-sie- rungskennlinie. Die Ausgangsspannung des Sensors 3 wird in einer nachgeschalteten Auswerteschaltung 4 aufbereitet, der wiederum eine Treiberschaltung 5 nachgeschaltet ist. Der Ausgang der Treiberschaltung 5 ist über die Sekundärwicklung 6 des Stromtransformators und einen Abschlußwiderstand 7 mit einem Bezugspotential verbunden.
Der zu messende Strom erzeugt nun über die Primärwicklung 1 einen magnetischen Fluß im Magnetkern 2, der vom Sensor 3 erfaßt wird. Die dem Sensor 3 nachgeschaltete Auswerteschaltung 4 liefert ein von der Größe und Richtung des Magnetfeldes im Magnetkern 2 abhängiges Signal an die Treiberschaltung 5, die einen Kompensationsstrom i2 durch die Sekundärwicklung 6 treibt. Der Kompensationsstrom i2 ist so gerichtet, daß sein Magnetfeld den Magnetfluß im Magnetkern 2 kompensiert. Der Strom in der Sekundärwicklung 6 wird vom Sensor 3 in Verbindung mit der Auswerteschaltung 4, der Treiberschaltung 5 sowie der Sekundärwicklung 6 so lange geändert, bis das Magnetfeld im Magnetkern 2 zu Null wird. Damit ist der Strom i2 in der Sekundärwicklung 6 ein Maß für den Augenblickswert des zu messenden Stromes ii in der Primär-wicklung 1, wobei sowohl Gleich- als auch Wechselströme erfaßt werden können. Der Strom i2 fließt außerdem über einen Abschlußwiderstand 7, an dem die AusgangsSpannung Ua des Stromsensors abfällt, die da- durch in Größe und Phasenlage dem zu messenden Strom ii in der Primärwicklung 1 entspricht .
Der maximal meßbare Strom iιma des Kompensationsstromsensors ist dabei: iιmaχ = W2-(UV-UB)/Rι+Ra) , wobei w2 gleich der Sekundärwindungszahl, Uv gleich der Versorgungsspannung, UB gleich dem Spannungsabfall in der Treiberstufe 5, R-. gleich dem Innenwiderstand der Sekundärwicklung 6 und Ra gleich dem Widerstandswert des Abschlußwider- Standes 7 ist.
Da bei gleichem Wickelvolumen der Innenwiderstand R-. mit der Windungszahl w2 wächst, können die höchsten Ströme mit Kompensationsstromsensoren mit niedrigen Windungszahlen gemessen werden. Bei gleichem Primärstrom erfordert dies jedoch einen höheren Ausgangsstrom der Treiberschaltung. In gleichem Maße nimmt damit auch die Verlustleistung in der Treiberschaltung zu. Die höchste Verlustleistung in der Treiberschaltung ergibt sich bei einem üblicherweise verwendeten Linearverstär- ker im Falle der Leistungsanpassung, bei der der Spannungsabfall UB in der Treiberstufe 5 gleich der halben Versorgungs- spannung Uv ist. Zum Abführen der durch die Verlustleistung entstehenden Wärme in der Treiberstufe müssen beispielsweise die Endtransistoren der Treiberstufe gekühlt werden, was zusätzlichen Aufwand und zusätzlichen Raumbedarf erfordert. Andernfalls bleibt nur die Möglichkeit, die Mindestwindungszahl heraufzusetzen und damit den maximal meßbaren Strom zu begrenzen.
Aufgabe der Erfindung ist es, einen nach dem Kompensationsprinzip arbeitenden Stromsensor anzugeben, der diese Nachteile nicht aufweist.
Die Aufgabe wird durch einen Stromsensor gemäß Patentanspruch 1 gelöst. Ausgestaltungen und Weiterbildungen des Erfindungsgedankens sind Gegenstand von Unteransprüchen.
Erfindungsgemäß wird der eingangs genannte Stromsensor derart weitergebildet, daß als Treiberschaltung eine getaktete Verstärkerschaltung verwendet wird. Die getaktete Verstärker-an- ordnung generiert aus dem von der Auswerteschaltung bereitge- stellten linearen Signal einen entsprechenden pulsweitenmo- dulierten Strom zur Speisung der Sekundärwicklung und des Abschlußwiderstandes. Durch Verwendung einer getakteten Treiberschaltung wird erreicht, daß die Verlustleistung in der Treiberschaltung gering gehalten werden kann. Denn die End- Stufentransistoren, an denen üblicherweise nahezu die gesamte Verlustleistung abfällt, sind entweder voll durchgeschaltet oder voll abgeschaltet. Da im gesperrten Zustand die Verlustleistung an den Endstufentransistoren nahezu Null ist und im eingeschalteten Zustand die Verlustleistung durch den in diesen Fall relativ geringen Spannungsabfall und dem durch sie fließenden Strom bestimmt wird, ergibt sich insgesamt eine äußerst geringe Verlustleistung und damit eine geringe Wärmeentwicklung, die nicht durch aufwendige Kühlmaßnahmen abgeführt werden muß. Der erforderliche Kompensationsstrom wird dabei durch ein entsprechendes Pulsbreitenverhältnis eingestellt. Aufgrund des höheren maximalen Kompensations- stromes lassen sich geringere Windungszahlen realisieren und es werden somit höhere Ströme bei gleichem Bauvolumen meßbar. Daraus ergibt sich der Vorteil, daß die erfindungsgemäßen Stromsensoren bisherige Kompensationsstromsensoren bei erhöhtem zu messenden Strom ohne weitere Maßnahmen ersetzen können, da aufgrund der geringeren Verlustleistung sowohl die Abmessungen als auch die Dimensionierung der Spannungsversorgung gleich bleiben können oder bei gleichem zu meßenden Strom die Abmessungen verringert werden können.
Bei einer Weiterbildung der Erfindung enthält die Treiberschaltung einen Pulsweitenmodulator, der aus dem linearen Meßwert des Sensors ein pulsweitenmoduliertes, rechteckförmi- ges Steuersignal erzeugt, sowie zwei in Brückenschaltung betriebene Gegentaktendstufen. Dieses pulsweiten odulierte Steuersignal wird den beiden in Brückenschaltung betriebenen Gegentaktendstufen zugeführt . Die Ausgänge der beiden Gegentaktendstufen, zwischen die die Reihenschaltung aus Sekundärwicklung und Abschlußwiderstand geschaltet ist, liefern dabei zueinander gegenphasige Signale. Die Gegenphasigkeit kann dabei beispielsweise dadurch erzielt werden, daß beide Gegen- taktendstufen durch das gleiche pulsweitenmodulierte Steuersignal angesteuert werden, wobei eine der Gegentaktendstufen invertierend und die andere nichtinvertierend ausgeführt ist, oder daß beide Gegentaktendstufen gleichphasige Übertra- gungseigenschaften aufweisen, jedoch gegenphasig angesteuert werden. Der Vorteil dabei ist, daß bei einer unipolaren Versorgungsspannung sowohl positive wie auch negative Kompensationsströme erzeugt werden können. Zwar ist die dem zu messenden Strom proportionale Ausgangsspannung nicht massebezo- gen, jedoch ist die Weiterverarbeitung sogenannter schwimmender Spannungen mit einem Differenzverstärker unproblematisch. Darüber hinaus besteht die Möglichkeit, die Versorgungsspannung und die Windungszahl herabzusetzen, so daß trotz geringerer Versorgungsspannung der Meßbereich nicht verkleinert wird. Bei einer anderen Weiterbildung der Erfindung ist vorgesehen, daß die Treiberschaltung einen Pulsweitenmodulator zur Erzeugung eines pulsweitenmodulierten Steuersignals aus dem linearen Meßwert sowie zwei durch das pulsweitenmodulierte Steuer- signal gegenphaεig zueinander ausgesteuerte Gegentaktendstu- fen aufweist. Dabei besteht die Sekundärwicklung aus zwei Teilwicklungen, die jeweils in Reihe zu einem Abschlußwiderstand zwischen die Ausgänge der beiden Gegentaktendstufen und ein Bezugspotential geschaltet sind. Die Wicklungsenden der Teilwicklungen sind derart an die Gegentaktendstufen angeschlossen, daß jede Teilwicklung jeweils einen eigenen Kompensationsstrom und jeder Abschlußwiderstand jeweils eine eigene, dem jeweils zu messenden Strom proportionale Einzelspannung liefert. Dabei ist die dem zu messenden Gesamtstrom proportionale Spannung gleich der Differenz der Einzelspannung. Vorteilhaft ist hier, daß beide (bipolare) Versorgungspotentiale gleichmäßig belastet werden. Außerdem wird die treibende Spannung verdoppelt, so daß der zu meßende Strom bei gleichem Übersetzungsverhältnis verdoppelt wird.
Bevorzugt wird zwischen Sensor und Treiberschaltung eine Auswerteschaltung zur Aufbereitung des vom Sensor bereitgestellten Meßwertes geschaltet. Damit läßt sich vorteilhafterweise das Ausgangssignal des Sensors an die jeweiligen eingangssei- tigen Erfordernisse der Treiberschaltung anpassen.
Zur Pulsweitenmodulation kann insbesondere ein Schmitt-Trigger, an dessen Eingang der Meßwert des Sensors angelegt wird, oder ein Komparator, dessen einem Eingang der Meßwert des Sensors zugeführt wird und an dessen anderen Eingang ein dreieckförmiges Taktsignal angelegt ist, vorgesehen werden. Im Falle des Schmitt-Triggers erfolgt dabei eine Selbsttak- tung, während im Falle des Komparators in Verbindung mit dem dreieckförmigen Taktsignal eine Fremdtaktung durch das Takt- signal erfolgt. Damit lassen sich mit geringem schaltungstechnischen Aufwand Anordnungen zur Pulsweitenmodulation realisieren. Schließlich kann eine der beiden Gegentaktendstufen in Bipolartechnik und die andere in MOS-Technik ausgeführt werden. Für die Gegentaktendstufe in MOS-Technik können zur Ansteue- rung im wesentlichen die zur Ansteuerung der Gegentaktendstufe in Bipolartechnik vorgesehenen Mittel verwendet werden, so daß der zusätzliche Aufwand für die Gegentaktendstufe in MOS-Technik sich im wesentlichen auf die Endstufentransistoren beschränkt und damit der zusätzliche technische Aufwand äußerst gering ist.
Die Erfindung wird nachfolgend anhand der in den Figuren der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiele näher erläutert. Es zeigt: Figur 1 ein erstes Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen Stromsensors mit einer Halbbrücke, Figur 2 ein zweites Ausführungsbeispiel mit einer Vollbrücke, Figur 3 ein drittes Ausführungsbeispiel mit einer Vollbrücke in Bipolartechnik mit verringertem Aufwand, Figur 4 ein viertes Ausführungsbeispiel in Vollbrückenschal- tung unter Verwendung von Bipolar- und MOS-Technik, Figur 5 ein fünftes Ausführungsbeispiel mit zwei Gegentakt- endstufen und einer zwei Teilwicklungen aufweisenden Sekundärwicklung und Figur 6 einen Stromsensor nach dem Stande der Technik.
Bei der Ausführungsform nach Figur 1 wird ein zu messender Strom ii durch eine Primärwicklung 1 eines Stromtransformators geleitet, der zudem einen Magnetkern 2 sowie eine über den Magnetkern 2 magnetisch gekoppelte Sekundärspule 6 aufweist. Ein Sensor 3 ist dabei derart mit dem Magnetkern 2 gekoppelt, daß er den Magnetfluß im Magnetkern 2 mißt. Der Sensor 3 besteht beispielsweise aus einem in die Sättigung gesteuerten Transformator mit rechteckförmiger Magnetisierungs- kennlinie oder einem Hall-Sensor. Eine dem Sensor nachgeschaltete Auswerteschaltung 4 bereitet den vom Sensor 3 gelieferten linearen Meßwert auf und leitet den aufbereiteten, beispielsweise verstärkten und gefilterten Meßwert an eine Treiberschaltung 5 weiter. Die Treiberschaltung 5 enthält einen Schmitt-Trigger 10, dessen invertierender Eingang an den Ausgang der Auswerteschaltung 4 angeschlossen ist und dessen nicht invertierender Eingang zum einen über einen Widerstand 11 mit einem Referenzpotential R und zum anderen über einen Widerstand 12 mit seinem Ausgang verbunden ist. Der Schmitt- Trigger 10 seinerseits besteht beispielsweise aus einem mit Widerständen entsprechend beschalteten Komparator oder Opera- tionsverstärker . Der Ausgang des Schmitt-Triggers 10 ist darüber hinaus über einen Widerstand 13 mit einem positiven Versorgungspotential +V und über einen Widerstand 14 mit einem negativen Versorgungspotential -V gekoppelt. Anstelle der beiden Widerstände 13 und 14 kann jedoch auch in gleicher Weise ein einziger Widerstand vorgesehen werden, der zwischen den Ausgang des Schmitt-Triggers 10 und ein Bezugspotential G geschaltet ist. Die Spannungsversorgung des Schmitt-Triggers 10 erfolgt jeweils unter Zwischenschaltung eines Widerstandes 15 bzw. 16 mittels des positiven Versorgungspotentials +V bzw. des negativen Versorgungspotentials -V. Die beiden Spannungsver-sorgungszweige dienen darüber hinaus zur Ansteuerung zweier Endstufentransistoren 17 und 18. Deren Basisanschlüsse sind jeweils an die Versorgungsanschlüsse des Schmitt-Triggers 10 angeschlossen und somit über den Widerstand 15 bzw. den Widerstand 16 mit dem positiven
Versorgungspotential +V bzw. dem negativen Versorgungspotential -V gekoppelt. Der Emitter des Transistors 17, der vom pnp-Typ ist, ist an das positive Versorgungspotential +V und der Transistor 18, der vom npn-Typ ist, ist an das negative Versorgungspotential -V angeschlossen. Die Kollektoren der beiden Transistoren 17 und 18 sind - den Ausgang der Gegentaktendstufe und damit einen Ausgang der Treiberschaltung 5 bildend - miteinander gekoppelt und über jeweils eine als Freilaufdiode wirkende Diode 19 bzw. 20 in Sperrichtung an das positive Versorgungspotential +V bzw. an das negative Versorgungspotential -V angeschlossen. Darüber hinaus sind die gekoppelten Emitter der Transistoren 17 und 18 über die Sekundärwicklung 6 und einen in Reihe dazugeschalteten Abschlußwiderstand 7 an das Bezugspotential G angeschlossen. Durch die Sekundärwicklung 6 und den Abschlußwiderstand 7 wird dabei ein Strom i2 geleitet, der zum einen den durch den Strom ii hervorgerufenem Magnetfluß im Magnetkern 2 kompensieren soll und zum anderen einen Spannungsabfall über dem Abschlußwiderstand 7 erzeugen soll. Der Spannungsabfall über dem Widerstand 7 bildet dabei eine dem zu messenden Strom i**. proportionale Spannung Ua. Durch die Taktung der Endstufen- transistoren 17 und 18 läßt sich die Verlustleistung über diesen Transistoren relativ gering halten, so daß insgesamt ein höherer Strom i2 erzeugt werden kann. Das wiederum führt dazu, daß auch der zu messende Strom ii einen höheren Maximalwert aufweisen darf. Dabei können auch die Windungszahlen gering gehalten werden. Das Glätten des pulsweitenmodulier- ten, also getakteten Stromes i2 erfolgt mittels der Induktivität der Sekundärwicklung 6.
Die Ausführungsform gemäß Figur 2 ist gegenüber der in Figur 1 gezeigten Ausführungsform dahingehend abgeändert, daß anstelle des Schmitt-Triggers 10 aus Figur 1 nun ein Komparator 21 in gleicher Beschaltung verwendet wird. Lediglich der nicht invertierende Eingang des Komparators 21 ist nunmehr nicht mehr mit den Widerständen 11 und 12 verbunden, sondern an einen Dreieckgenerator 22 angeschlossen. Die Widerstände 11 und 12 entfallen. Darüber hinaus ist eine weitere identisch aufgebaute, weitere Gegentaktendstufe mit den Transistoren 17' und 18', mit den Dioden 19' und 20', den Widerständen 13' bis 16' sowie einem Komparator 21' vorgesehen. Die Sekundärwicklung 6 und der in Reihe dazugeschaltete Abschlußwiderstand 7 sind dabei zwischen die gekoppelten Emitter der Transistoren 17 und 18 einerseits und die gekoppelten Emitter der Transistoren 17' und 18' geschaltet. Der nicht invertierende Eingang des Komparators 21 ist schließlich an ein Referenzpotential R' und dessen invertierender Eingang ist unter Zwischenschaltung eines Widerstandes 23 an den Ausgang des Komparators 21 angeschlossen. Bei der Ausführungs- form nach Figur 2 wird anstelle einer bipolaren Spannungsversorgung wie beim Ausführungsbeispiel nach Figur 1 eine unipolare Spannungsversorgung verwendet. An die Stelle des negativen Versorgungspotentials -V tritt daher das Bezugspotential G. Das negative Versorgungspotential -V ist dabei nicht erforderlich. Bei gleichen Eigenschaften wie der Stromsensor nach Figur 1 benötigt der Stromsensor nach Figur 2 lediglich die halbe Versorgungsspannung.
Die Ausführungsform nach Figur 3 geht aus der Ausführungsform nach Figur 1 derart hervor, daß nunmehr der Sensor 3 direkt an den invertierenden Eingang des Schmitt-Triggers 10 angeschlossen ist. Zudem sind zwischen den Ausgang des Schmitt- Triggers 10 und den Widerstand 13 eine Zenerdiode 24 in Sper- richtung und ein in Reihe dazu liegender Widerstand 25 sowie zwischen den Ausgang des Schmitt-Triggers 10 und den Widerstand 14 eine Zenerdiode 20 in Sperrichtung und ein dazu in Reihe liegender Widerstand 27 geschaltet. Eine weitere Gegentaktendstufe weist einen Transistor 28 vom pnp-Typ auf, des- sen Emitter mit dem positiven Versorgungspotential +V und dessen Basis mit dem Knotenpunkt von Widerstand 13 und Widerstand 25 verbunden ist. Außerdem enthält die weitere Gegentaktendstufe einen Transistor 29 vom npn-Typ, dessen Emitter mit dem Bezugspotential G und dessen Basis mit dem Knoten- punkt von Widerstand 27 und Widerstand 14 verbunden ist. Die gekoppelten Kollektoren der Transistoren 28 und 29 bilden den Ausgang der weiteren Gegentaktendstufe, der über die Reihenschaltung aus Sekundärwicklung 6 und Abschlußwiderstand 7 mit dem Ausgang der ersten Gegentaktendstufe, nämlich den gekoppelten Kollektoren der Transistoren 17 und 18, verschaltet ist. Zudem sind die gekoppelten Kollektoren mit weiteren Freilaufdioden, den Dioden 30 und 31 in Sperrichtung, mit dem positiven Versorgungspotential +V bzw. dem Bezugspotential G verbunden. Das Ausführungsbeispiel nach Figur 3 umfaßt ebenfalls eine Brückenschaltung, deren Aufwand jedoch gegenüber dem Ausführungsbeispiel nach Figur 2 reduziert ist. Die Ausführungsform nach Figur 4 ist gegenüber der Ausführungsform nach Figur 2 dahingehend abgeändert, daß der Sensor 3 direkt an den nicht invertierenden Eingang des Komparators 29 angeschlossen ist und somit gegenüber Figur 2 die Auswerteschaltung 4 entfällt. Außerdem ist beim vorliegenden Ausführungsbeispiel anstelle einer Bipolartransistoren enthaltenden weiteren Gegentaktendstufe eine MOS-Transistoren enthaltende weitere Gegentaktendstufe vorgesehen. Diese enthält einen MOS-Transistor 32 vom n-Kanal- eitungstyp sowie einen MOS-Transistor 33 vom p-Kanal-Typ, deren Gate- und Drainanschlüsse jeweils miteinander gekoppelt sind. Die gekoppelten Gateanschlüsse der Transistoren 32 und 33 sind dabei mit den gekoppelten Kollektoren der Transistoren 17 und 18 verbunden und werden durch diese angesteuert . Die gekoppelten Drainanschlüsse der Transistoren 32 und 33 sind zum einen über die Reihenschaltung aus Sekundärwicklung 6 und Abschlußwiderstand 7 mit den gekoppelten Kollektoren der Transistoren 17 und 18 verbunden und zum anderen über jeweils eine Diode 34 bzw. 35 in Sperrichtung mit dem positiven Versorgungspotential +V bzw. dem Bezugspotential G verbunden. Bei bestimmten MOS- Transistoren besteht sogar die Möglichkeit auf externe Freilaufdioden wie die Dioden 34 und 35 zu verzichten, da diese parasitäre, als Freilaufdioden wirkende Halbleiterübergänge aufweisen. Der Vorteil dieser bevorzugten Ausführungsform ist der äußerst geringe zusätzliche Aufwand für die Realisierung einer Treiberschaltung 5 in Brückenschaltung.
Die Ausführungsform nach Fig. 5 ist gegenüber der nach Fig.2 dahingehend abgeändert, daß anstelle einer unipolaren eine bipolare Stromversorgung mit dem positiven Versorgungspotential +V, dem negativen Versorgungspotential -V sowie dem Bezugspotential G verwendet wird und die Sekundärwicklung 2 in zwei Teilwicklungen 6' und 6'' aufgeteilt ist, die jeweils in Reihe zu einem Abschlußwiderstand 7' und 7'' zwischen das Bezugspotential G und jeweils den gekoppelten Kollektoren der Transistoren 17 und 18 bzw. Transistoren 17' und 18'. Die Spannung Ua ist dabei differentiell und kann zwischen den, dem Bezugspotzential G abgewandten Anschlüssen der Abschlußwiderstände 7' und 7'' abgegriffen werden.Vorteilhaft ist, daß beide Versorgungspotentiale gleichmäßig belastet werden und darüberhinaus der meßbare Strom i**. verdoppelt wird.
Abschließend sei darauf hingewiesen, daß bei Verwendung spezieller, beispielsweise bereits getakteter Sensoren die nachfolgende Signalaufbereitung und Pulsweitenmodulation abwei- chend von den in den Ausführungsbeispielen gezeigten Ausführungsformen erfolgen kann.

Claims

Patentansprüche
1. Stromsensor nach dem Kompensationsprinzip bei dem das von einer vom zu messenden Strom durchflossenen Primärwicklung (1) erzeugte Magnetfeld durch den Kompensationsstrom in einer Sekundärwicklung (6) kompensiert wird und bei dem zur Steuerung des Kompensationsstromes mindestens ein vom Magnetfeld beeinflußter Sensor (3) Abweichungen vom Nullfluß erfaßt und diesen Meßwert einer Treiberschaltung (5) zur Erzeugung des Kompensationsstromes zuführt, wobei an den Ausgang der Treiberschaltung (5) die Sekundärwicklung (6) in Reihe zu einem Abschlußwiderstand (7) angeschlossen ist und am Abschlußwiderstand (7) eine dem zu messenden Strom proportionale Spannung (Ua) anliegt, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß die Treiberschaltung (5) eine getaktete Verstärkeranordnung (13 bis 20, 13' bis 20'; 28 bis 31; 32 bis 35) aufweist, die aus dem von der Auswerteschaltung (4) bereitgestellten linearen Meßwert einen entsprechenden pulsweitenmodulierten Kompensationsstrom zur Speisung der Sekundärwicklung (6) und des Abschlußwiderstandes (7) generiert.
2. Stromsensor nach Anspruch 1, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß die Treiber- Schaltung (5) einen Pulsweitenmodulator (10, 11, 12; 21, 22) zur Erzeugung eines pulsweitenmodulierten Steuersignals aus dem Meßwert sowie zwei durch das pulsweitenmodulierte Steuersignal gegenphasig zueinander ausgesteuerte Gegentaktendstu- fen (13 bis 20, 13' bis 20'; 28 bis 31; 32 bis 35) aufweist, wobei die Reihenschaltung aus Sekundärwicklung (6) und Abschlußwiderstand (7) zwischen die Ausgänge der beiden Gegentaktendstufen (13 bis 20, 13' bis 20'; 28 bis 31; 32 bis 35) geschaltet ist.
3. Stromsensor nach Anspruch 1, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß die Treiberschaltung (5) einen Pulsweitenmodulator (10, 11, 12; 21, 22) zur Erzeugung eines pulsweitenmodulierten Steuersignals aus dem Meßwert sowie zwei durch das pulsweitenmodulierte Steuersignal gegenphasig zueinander ausgesteuerte Gegentaktendstu- fen (13 bis 20, 13' bis 20'; 28 bis 31; 32 bis 35) aufweist, daß die Sekundärwicklung (6) aus zwei Teilwicklungen (6', 6'') besteht, die jeweils in Reihe zu einem Abschlußwiderstand (7', 7'') zwischen die Ausgänge der beiden Gegentakt- endstufen (13 bis 20, 13' bis 20') und ein Bezugspotential (G) geschaltet sind, und daß die Wicklungsenden der Teilwick- lungen derart an die Gegentaktendstufen (13 bis 20, 13' bis 20') angeschlossen sind, daß jede Teilwicklung (6', 6'') jeweils einen eigenen Kompensationsstrom und jeder Abschlußwi- derstand (7', 7'') jeweils einen eigenen dem jeweils zu messenden Strom proportionale Einzelspannung liefert, wobei die dem zu messenden Gesamtstrom proportionale Spannung (Ua) gleich der Differenz der EinzelSpannungen ist.
4. Stromsensor nach Anspruch 1, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß eine Auswer- teschaltung (4) zur Aufbereitung des vom Sensor (3) bereitgestellten Meßwertes zwischen Sensor (3) und Treiberschaltung (5) geschaltet ist.
5. Stromsensor nach einem der Ansprüche 1 bis 4, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß zur Pulsweitenmodulation ein Schmitt-Trigger (10, 11, 12) vorgesehen ist, dessen Eingang der Meßwert des Sensors (3) zugeführt wird.
6. Stromsensor nach einem der Ansprüche 1 bis 4, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß zur Pulsweitenmodulation ein Komparator (21, 22) vorgesehen ist, dessen einem Eingang der Meßwert des Sensors (3) zugeführt wird und an dessen anderen Eingang ein dreieckförmiges Taktsignal an- gelegt ist.
7. Stromsensor nach einem der Ansprüche 2 bis 6, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß eine (13 bis 20) der beiden Gegentaktendstufen (13 bis 20, 13' bis 20'; 28 bis 31; 32 bis 35) in Bipolartechnik und die andere (32 bis 35) in MOS-Technik ausgeführt ist.
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