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Die
Erfindung betrifft ein Steuerungsverfahren für einen bürstenlosen Elektromotor, insbesondere
Lüftermotor,
mit einem permanentmagnetischen Rotor, einem bewickelten Stator
mit mindestens einem Wicklungsstrang und einer elektronischen Steuerschaltung
zur Erzeugung eines sich zum Drehantrieb des Rotors ändernden
magnetischen Statorfeldes.
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Permanenterregte
Motoren mit mechanischer Kommutierung weisen einen hohen Wirkungsgrad
und eine hohe Energiedichte auf. Diese Gleichstrommotoren haben
allerdings wegen ihrer mechanischen Kommutatoren nur eine begrenzte
Lebensdauer bzw. sind sehr wartungsintensiv.
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Gleichstrommotoren
mit einer hohen Lebensdauer sind als elektronisch kommutierte Motoren
(EC-Motoren) ausgeführt,
die auch bürstenlose Gleichstrommotoren
genannt werden. Der Vorteil dieser Motoren liegt dann, dass außer der
Lagerung keine Verschleißteile
wie Bürsten,
Schleifringe oder Kommutatoren erforderlich sind. Außerdem weisen sie
eine gute Dynamik auf. Ein Anwendungsbereich von bürstenlosen
Gleichstrommotoren sind Ventilatoren, bei denen Schwingungen und
Geräusche
eine sehr große
Rolle spielen. Das Strömungsgeräusch eines
Lüfters
ist stark drehzahlabhängig.
Eine wesentliche Geräuschreduzierung
erreicht man mit drehzahlgesteuerten bürstenlosen Gleichstrommotoren,
mit denen man die Drehzahl und damit auch die Luftleistung bedarfsgerecht
einstellen kann. Neben dem Geräuschpegel
kann auch der Energiebedarf optimiert werden.
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Bekannt
sind auch permanenterregte Synchronmotoren, die direkt von einem
Wechselstrom- oder Drehstromnetz gespeist werden. Diese arbeiten ausschließlich mit
konstanter Drehzahl. Diese Betriebsdrehzahl ist durch die Netzfrequenz
und Polpaarzahl bestimmt und kann deshalb nicht verändert werden.
Der Anlauf solcher Motoren ist insbesonders bei großer Trägheit des
Rotors problematisch, wie es bei Ventilatoren und Gebläsen der
Fall ist, weil der Motor außerhalb
seiner Synchrondrehzahl nur Pendelmomente erzeugt.
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Ein
Wechselstrom-Synchronmotor für
Ventilatoren ist aus der
EP
1 124 321 A1 bekannt. Der Anlauf des Motors erfolgt über eine
mikroprozessorgesteuerte Triacschaltung, so dass selbst Außenläufermotoren
mit einem hohen Trägheitsmoment
sicher starten können.
Damit der Motor seine Betriebsdrehzahl erreicht, ist eine Anlaufphase
und eine Hochlaufphase erforderlich. In der Anlaufphase wird der
Motor wie ein Schrittmotor betrieben. Ab einer bestimmten Drehzahl
wird in der Hochlaufphase mit Hilfe von Sensoren die Rotorlage erfasst.
Das Statorfeld wird dabei so verändert,
dass der Motor eine Synchrondrehzahl mit einer Frequenz (Netzfrequenz)
von z. B. 50 Hz erreichen kann. Während dieser synchronen Betriebsphase
erfolgt einen Flussreduzierung gegenüber der Anlauf- und der Hochlaufphase.
Um ein Außer-Tritt-Fallen
des Motors zu verhindern, wird die Polradspannung mit der Netzspannung
verglichen. Über
eine Flussregelung wird der Synchronbetrieb innerhalb bestimmter
Grenzen aufrechterhalten, d. h. ein Außer-Tritt-Fallen wird verhindert. Nachteilig bei diesem
Motor ist, dass er nur mit Netzfrequenz betrieben werden kann. Außerdem kann
der Motor bei zu hoher Belastung leicht aus dem Synchronismus fallen.
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Bekannt
sind auch fremdgeführte
Synchronmotoren, deren Drehzahl durch einen Umrichter veränderbar
ist. Selbst für
Lüfteranwendungen
sind sie wegen ihrer sehr eingeschränkten Dynamik nicht geeignet.
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Bei
bürstenlosen
Gleichstrommotoren werden diese Probleme dadurch gelöst, dass
eine Kommutierungselektronik rotoranlageabhängig gesteuert wird. Dadurch
erreicht der Motor ein ähnliches
Betriebsverhalten, wie ein Gleichstrommotor mit mechanischem Kommutator.
Die Kommutierungselektronik eines mit drei Wicklungssträngen versehenen Motors
besteht aus sechs Leistungsschaltern. Für die rotorlageabhängige Steuerung
muss die aktuelle Rotorlage erfasst werden. Üblicherweise werden dazu Hall-Sensoren
eingesetzt, die das magnetische Feld des Rotors erfassen. Es sind
aber Lösungen ohne
Lagesensoren bekannt. Besonders einfach und robust kann dies geschehen,
wenn die Tatsache genutzt wird, dass bei der üblichen Blockkommutierung stets
eine der drei Motorleitungen stromlos ist. Die Auswertung der in
dieser Motorleitung messbarer Motorspannung liefert die Rotorlageinformation. Nachteilig
sind die hohe Drehmomentwelligkeit und die dadurch entstehende Laufgeräusche.
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Aus
der
DE 100 23 370
A1 ist ein Verfahren bekannt, das die sechs Leistungsschalter
der Kommutierungselektronik so steuert, dass zwölf unterschiedliche Kommutierungsschritte
entstehen. Dies hat gegenüber
einer üblichen
Blockkommutierung (Sechs-Schritt-Kommutierung) den Vorteil, dass
die Drehmoment-Welligkeit
und somit auch die Laufgeräusche
reduziert werden. Die Rotorlageerfassung erfolgt bei dem beschriebenen
Motor sensorlos, was dadurch ermöglicht
wurde, dass in sechs von den insgesamt zwölf Kommutierungsschritten jeweils eine
der drei Motorleitungen stromlos ist. Die geräuschliche Verbesserung ist
jedoch von den mechanischen Resonanzstellen der Anwendung abhängig. Das
akustische Verhalten des Motors wird durch dieses Verfahren deshalb
für viele
Anwendungen nicht ausreichend verbessert.
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Der
Erfindung liegt die Aufgabe zu Grunde, ein Steuerungsverfahren für einen
bürstenlosen Elektromotor,
insbesondere für
einen Lüftermotor
zu finden, bei dem eine geringe Rechenleistung eines zur Steuerung
und/oder Regelung des Motors bevorzugt verwendeten Mikrocontrollers
ausreichend ist, wobei ein günstiges
Geräuschverhalten
und ein hoher Wirkungsgrad auch ohne aufwändige Sensorik erreicht werden
sollen.
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Diese
Aufgabe wird dadurch gelöst,
- – dass
während
einer Beschleunigungsphase der Motor nach Art eines bürstenlosen
Gleichstrommotors unter sensorloser Rotorlageerfassung über eine
in einer stromlosen Motorleitung messbare Spannung bis zum Erreichen
einer vorgegebenen Betriebsdrehzahl oder einer sich aus einer Lastkennlinie
ergebenden stationären
Drehzahl derart gesteuert wird, dass der Motor ein zur Beschleunigung
ausreichendes Drehmoment entwickelt,
- – und
dass bei Erreichen der Betriebsdrehzahl oder der stationären Drehzahl
auf eine Betriebsphase übergegangen
wird, wobei der Motor nach Art eines Sychronmotors in einem Synchronbetrieb,
jedoch netzfrequenzunabhängig
und mit einer elektronisch erzeugten Spannung ohne Erfassung und
Berücksichtigung
der Rotorlage betrieben wird.
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Durch
die Beschleunigungsphase nach der Art eines üblichen elektronisch kommutierten
Gleichstrommotors wird ein ausreichendes Drehmoment zur Verfügung gestellt.
Die Rotorlageerfassung erfolgt vorzugsweise sensorlos mit einer Sechs-Schritt-Kommutierung,
bei der jeweils ein Wicklungsstrang stromlos ist und daher hier
die vom Rotor induzierte Spannung direkt erfassbar ist und so für die sensorlose
Rotorlageerfassung zur Verfügung steht,
so dass für
diese Beschleunigungsphase keine zusätzliche Rechenkapazität zum Errechnen
der Rotorlage erforderlich ist. Nach dem Erreichen der Betriebsdrehzahl
erfolgt ein Betrieb nach Art eines Synchronmotors, bei dem der Motor
mit einer konstanten Frequenz gespeist wird und deshalb mit konstanter Betriebsdrehzahl
läuft.
Hierbei wird ebenfalls keine zusätzliche
Rechenkapazität
für die
Rotorlageerfassung benötigt,
da eine Erfassung der Rotorlage ja entfällt. Dadurch wird der Einsatz
eines einfachen kostengünstigen
Mikrocontrollers möglich.
Zudem ist es nicht mehr erforderlich, dass die Wicklungsstränge zu bestimmten
Zeiten für
die Rotorlageerfassung stromlos sind, weshalb in dieser Betriebsphase
eine gegenüber
der Beschleunigungsphase abweichende Ansteuerung des Motors möglich ist,
bei der keine schnellen Stromänderungen
auftreten und die zu einem gleichförmigen Motordrehmoment führt. Auf
diese Weise ist eine kostengünstige
Schaltung erreichbar, die einen geräuscharmen Betrieb ermöglicht.
Erfindungsgemäß wird dieser
geräuscharme
Synchronbetrieb ohne direkte oder indirekte Lageerfassung realisiert.
Stattdessen wird der Motorstrom überwacht.
Wird aus dem Motorstrom erkannt, dass der Motor aus dem Synchronismus
zu fallen droht, wird vorzugsweise bis zur erneuten Stabilisierung
der Drehzahl auf die Betriebsart umgeschaltet, die bei der Beschleunigungsphase
verwendet wurde.
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Das
erfindungsgemäße Steuerungsverfahren
ermöglicht
eine Motorsteuerung unabhängig
von einer bestimmten, vorgegebenen Frequenz, wie z. B. der Netzfrequenz.
Es kann eine beliebige Motordrehzahl vorgegeben werden. Auch eine
Anwendung bei Außenläufermotoren
mit hohen Trägheitsmomenten ist
möglich.
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In
einer vorteilhaften Weiterbildung der Erfindung ist vorgesehen,
dass der Motor im Synchronbetrieb auf ein Außer-Tritt-Fallen – insbesondere
ein Außer-Tritt-Fallen
durch Absenkung der Motorspannung und/oder Anstieg des Lastmomentes – überwacht
wird, wobei bei Unterschreiten eines vorgegebenen Übergangs-cos φ-Wertes
der Synchronbetrieb verlassen und auf die Betriebsart für die Beschleunigungsphase übergegangen
wird. Dadurch, dass der Motor bei Überlastung wie ein elektronisch kommutierter
Motor gesteuert wird, vorzugsweise mit einer Sechs- oder Zwölf-Schritt-Kommutierung und
sensorloser Rotorlageerfassung über
die jeweils im stromlosen Wicklungsstrang induzierte Spannung, wird
dieser vor Entmagnetisierung bzw. vor Außer-Tritt-Fallen geschützt. In
dieser Betriebsart wird gegenüber
dem Synchronbetrieb eine höhere
Dynamik erreicht. Stellt sich erneut eine gleichförmige Betriebsdrehzahl
entsprechend der geänderten
Spannungs- oder Lastverhältnisse
ein, dann wird die Betriebsart für
die Beschleunigungsphase wiederum verlassen und zum vorherigen geräuschgünstigen Synchronbetrieb
mit fester Frequenz übergegangen.
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Besonders
günstig
ist es, wenn im Synchronbetrieb jeweils zumindest teilweise alle
drei Wicklungsstränge
gleichzeitig bestromt werden. Durch einen auf diese Weise erzeugten,
im Vergleich zur üblichen
Sechs-Schritt-Kommutierung kontinuierlicheren Stromverlauf werden
günstige
Laufgeräusche und
die Aufrechterhaltung der Synchronität gewährleistet.
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Eine
besonders einfache schaltungstechnische Realisierung ergibt sich,
wenn die Erfassung des cos φ-Wertes
durch Bildung eines digitalen Signals entsprechend der Richtung
eines Motorstromes, insbesondere durch Verwendung einer Komparatorschaltung
und Phasenvergleich mit einer Motorspannung, ausgeführt wird.
Maßgeblicher
Zeitpunkt ist jeweils der beim Nulldurchgang eintretende Pegelwechsel
des Signals.
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Weitere
vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen genannt.
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In
dem Ausführungsbeispiel
und den Zeichnungen werden die Erfindungen sowie weitere Vorteile
derselben näher
erläutert.
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Es
zeigen:
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1 eine Schaltung zur Realisierung
des erfindungsgemäßen Verfahrens,
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2 eine Darstellung zur Erläuterung
eines Sechs-Schritt-Betriebs,
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3 eine Darstellung zur Veranschaulichung
von verschiedenen Betriebsphasen,
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4 einen Strom-Spannungsverlauf,
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5 eine Darstellung von Komparatorausgangssignalen
zur Ermittlung eines cos φ-Wertes.
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Im
Folgenden werden gleiche Teile stets mit denselben Bezugszeichen
gekennzeichnet und in der Regel nur einmal beschrieben.
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1 zeigt eine elektronische
Schaltung für einen
elektronisch kommutierten bürstenlosen Gleichstrommotor 1,
der insbesondere aus drei um 120° elektrisch
versetzten Wicklungssträngen
U, V, W besteht. Durch die elektronische Schaltung erfolgt nur in
bestimmten Phasen eine sensorlose Rotorerfassung, wobei dann Kommutierungszeitpunkte
aus elektrisch messbaren Größen, insbesondere
aus Polaritäten
von Spannungen in Motorleitungen 2 abgeleitet werden oder,
je nach Betriebsart, in Abhängigkeit
einer Soll-Motordrehzahl fest vorgegeben sind (ohne Rotorlageerfassung),
wie später
erläutert
ist.
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Der
Motor 1 ist vorzugsweise ein Lüftermotor mit einem permanentmagnetischen
Rotor und einem bewickelten Stator und vorzugsweise als Außenläufer ausgebildet.
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Er
ist mit einer Halbleiterbrücke 3 verbunden, die
ein magnetisches Statordrehfeld erzeugt.
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Weiterhin
besitzt die Schaltung eine Rechen- und/oder Steuerungseinheit 4,
z. B. einen Microcontroller 5.
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Die
Halbleiterbrücke 3 besteht
aus sechs Schaltelementen, vorzugsweise Leistungsschaltern T1 bis
T6, z. B. MOSFET- oder IGBT-Transistoren, und dazu jeweils parallelen
Freilaufdioden. Die Halbleiterbrücke 3 wirkt
als Umrichter zur Umwandlung einer Gleichspannung zu einer Wechselspannung.
Die Gleichspannung kann über
einen üblichen
Gleichrichter aus dem Wechselspannungsnetz erzeugt werden. Bei der
Kommutierung, z. B. bei einer Blockkommutierung (Sechs-Schritt-Betrieb) werden gleichzeitig
ein oberer (T1, T3 oder T5) und ein unterer (T2, T4 oder T6) Leistungsschalter
eingeschaltet. Einer der beiden jeweils paarweise eingeschalteten
Transistoren kann pulsweitenmoduliert (PWM) getaktet werden, wie
später
ausführlicher
erläutert
ist.
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Wie
die 2 zeigt, ist mit
der Schaltung ein Sechs-Schritt-Betrieb möglich. Beim Sechs-Schritt-Betrieb,
auch Blockkommutierung genannt, die in 2 veranschaulicht ist, ändert sich das
Statorfeld in sechs Schritten, wobei immer eine Wicklung stromlos
ist. Dadurch ist eine sensorlose Erfassung möglich, ohne dass eine aufwändige Berechnung
der Rotorlage durch den Microcontroller erforderlich wäre. Im Sechs-Schritt-Betrieb ist
somit der Rechenaufwand des Microcontrollers gering, so dass der
Einsatz eines Low-cost-Microcontrollers ausreichend ist.
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Die
von der Halbleiterbrücke 3 an
die Motorwicklungen geschaltete Wechselspannung (Klemmenspannung)
kann vorzugsweise so getaktet sein (vgl. Taktsymbole in 2, z. B. 2, Schritt 2, rechts neben dem „+"-Zeichen), dass ein
optimierter Spannungsverlauf (Sinusannäherung der Motorspannung) durch
den Microcontroller 5 (drehzahlabhängig) berechnet und eingestellt
wird. Die Spannungsform kann drehzahlabhängig nach verschiedenen Optimierungskriterien
entsprechend vorgegeben werden. Diese Spannungsoptimierung kann
durch Verändern
der Pulsweite innerhalb einer Halbwelle erreicht werden. Durch die
Taktung werden der Wirkungsgrad, akustische Geräusche bzw. die Drehmomentwelligkeit
optimiert.
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Vorzugsweise
besitzt der Motor eine im Wesentlichen trapezförmige Luftspaltinduktion. Alternativ
kann die Luftspaltinduktion sinusförmig sein, wobei dann eine
sinusförmig
angenäherte
Statorspannung zweckmäßig ist.
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Der
Anlauf (Anlaufphase) des Motors von der Drehzahl Null beginnend
bis zu einer Übergangsdrehzahl
n1 (vgl. 3) erfolgt
vorzugsweise nach der Art eines Schrittmotors, da der permanenterregte Rotor
bei kleinen Drehzahlen noch keine ausreichend hohen induzierten
Spannungen in den Statorwicklungen erzeugt, um auswertbare Signale
(Komparatorsignale) zu erzeugen. Hierbei wird ein relativ langsames
Drehfeld durch die Halbleiterbrücke 3 unabhängig von
der Rotorlage geschaltet, so dass ein ausreichendes Drehmoment entsteht.
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Erreicht
der Motor 1 die Übergangsdrehzahl n1,
beginnt erfindungsgemäß eine Beschleunigungsphase,
in der der Motor 1 wie ein sensorloser elektrisch kommutierter
Motor (EC-Motor) gesteuert wird. In dieser Phase wird der Motor 1 mit
einer unter Rotorlageerfassung erzeugten Spannung versorgt, deren
Frequenz und Phasenlage in Abhängigkeit
von der Drehzahl und der Rotorposition stets so vorgegeben wird,
dass der Motor 1 ein zur Beschleunigung ausreichendes Drehmoment
entwickelt. Die Rotorlageerfassung erfolgt, wie vorher erläutert, über Spannungen
in den Motorleitungen 2.
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Durch
die Rotorlageerfassung wird der Motor 1 dynamisch optimal
angesteuert und beschleunigt. Dabei wird vorzugsweise wegen des
geringeren Rechenbedarfs des Microcontrollers 5 der Sechs-Schritt-Betrieb
(2) angewendet. Etwas höhere akustische
Geräusche
und ein etwas geringerer Wirkungsgrad werden während dieser im Vergleich zum
Dauerbetrieb relativ kurzen Phase in Kauf genommen.
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Die
Beschleunigungsphase (3)
endet bei Erreichen einer vorgegebenen, aber grundsätzlich beliebig
wählbaren
Sollwert-Drehzahl n2.
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In
der Betriebsphase, bei der der Motor 1 mit Betriebsdrehzahl
n2 läuft,
wird er nach der Art eines Synchronmotors, jedoch von einem Wechselstromnetz
unabhängig,
d. h. unabhängig
von einer Netzfrequenz von z. B. 50 Hz, mit einer ebenfalls elektronisch
durch die Halbleiterbrücke 3 erzeugten
Spannung betrieben. Bei sinusförmiger
Luftspaltindukation (sinusförmig
verlaufenden induzierten Spannungen) wird der Motor vorteilhaft
mit einer ebenfalls sinusförmigen
Spannung gespeist. Der gewünschte Spannungsverlauf
ist im Mikrocontroller 5 in Form einer Tabelle oder einer
Gleichung hinterlegt. Es sind jedoch ebenso beliebige andere Spannungsverläufe möglich, die
abhängig
von den jeweils gewünschten Eigenschaften
des Motors, z.B. entsprechend der Kriterien Laufruhe und/oder Wirkungsgrad
vorbestimmt, oder während
des Motorbetriebs durch den Mikrocontroller selbst, mittels bekannter
Optimierungsalgorithmen festgelegt werden.
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Bei
ansteigendem Lastmoment oder durch schnelle Veränderung der Solldrehzahl kann
der Motor bei Synchronbetrieb außer Tritt fallen. Es ist deshalb
vorgesehen, dass schon vor dem Außer-Tritt-Fallen auf eine Betriebsart
umgeschaltet wird, bei der der Motor wie in der Beschleunigungsphase,
wie ein EC-Motor mit Rotorlageerfassung gesteuert wird. Hierdurch
wird ein Außer-Tritt-fallen
vermieden und der Motor vor Entmagnetisierung geschützt. Eine
Umschaltung findet insbesondere beim Über- oder Unterschreiten eines
vorgegebenen cos φ-Grenzwertes
statt. Hierzu werden dem Mikrocontroller die in 1 dargestellten Komparatorsignale Piw
und Pw zugeführt.
Wird die vorgegebene Synchrondrehzahl wiederum erreicht, dann wird
wieder auf Synchronbetrieb umgeschaltet.
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Die
in 1 gezeigte Schaltung
zur Erzeugung der Signale Piw und Pw besteht aus einem Komparator
KI, der vorzugsweise so geschaltet ist, dass das Spannungspotential
an einem der Leistungstransistoren, z. B. T6, mit dem Potential
einer Leitung, z. B. einer negativen Schiene 6, im Zwischenkreis
der Halbleiterbrücke 3 verglichen
wird. Die Potentialdifferenz wird durch die Durchlassspannung des
Leistungstransistors T6 bestimmt. Ist der untere Leistungstransistor
T6 gerade eingeschaltet, dann liegt das Potential der entsprechenden
Motorleitung 2 bei positivem Motorstrom geringfügig über dem
Potential der Schiene 6. Ist der Motorstrom dagegen negativ,
leitet die entsprechende antiparallel geschaltete Freilaufdiode
den Strom. Deshalb liegt in diesem Fall das Potential der Motorleitung
um die Durchlassspannung unter dem Potential der Schiene 6.
Durch diese Maßnahme
kann die Richtung des Motorstromes in einfacher und kostengünstiger
Weise erfasst werden. Der Mikrocontroller 5 kann das Signal
Piw des Komparators KI in einem Zeitpunkt auswerten, wenn der Leistungstransistor
T6 oder die gegenparallel geschaltete Freilaufdiode gerade aktiv ist.
Die Auswertung der Polarität
ist besonders einfach, wenn der Mikrocontroller 5 oder
eine andere Einheit, z. B. FPGA (Programmierbarer Baustein) oder
ASIC-Baustein, am Potential einer Umrichterschiene, hier die negative
Schiene 6 des Zwischenkreises, liegt. Entsprechend können für die anderen Motorphasen
ebenfalls Komparatoren geschaltet sein.
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Weiterhin
sind an einem vorzugsweise nachgebildeten Sternpunkt und den Motorleitungen 2 die Eingänge weiterer
Komparatoren KU geschaltet, so dass die Polarität der Motorspannung digital
erfasst wird. Es ist eine zusätzliche
Tiefpass-Filterschaltung zur
Unterdrückung
der hochfrequenten Taktfrequenz der PWM vorgesehen.
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In 4 sind der gefilterte Spannungswert
u und der Motorstrom i dargestellt.
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5 zeigt die Digitalsignale
SI und SU der Komparatoren KU und KI, z. B. für die Phase W. Aus diesen Digitalsignalen
kann der cos φ-Wert
(Phasendifferenz) zwischen Strom und Spannung durch den Mikrocontroller 5 berechnet
werden.
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Sind
die Richtung des Motorstromes mindestens einer Motorleitung 2 und
die Polarität
mindestens einer Spannung der entsprechenden Motorleitung 2 bzw.
die jeweiligen Nulldurchgänge
bekannt, dann kann der Microcontroller 5 den cos φ-Wert bereits
berechnen. Die Schaltung von drei Komparatoren KU wird lediglich
zur Rotorlageerfassung in z. B. der Beschleunigungsphase benötigt.
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In
einer weiteren vorteilhaften Ausführung der Erfindung ist vorgesehen,
das der Motor 1 während
des Synchronbetriebes durch eine cos φ-Regelung auf einen vorbestimmten
cos φ-Wert
geregelt wird. Dieser vorbestimmte Wert ist ebenfalls im Mikrocontroller
entweder als fester Wert oder in Form einer Tabelle oder Gleichung
in Funktion der Drehzahl und/oder der Amplitude der Motorspannung
hinterlegt.
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Fallen
die Nulldurchgänge
des Motorstromes und der Motorspannung bei sinusförmigen Spannungen
zusammen, d. h. zwischen Strom und Spannung tritt keine Phasenverschiebung
ein, dann arbeitet der Motor mit cos φ = 1 und mit einem hohen Wirkungsgrad.
Liegt der Nulldurchgang des Stromes vor dem Nulldurchgang der Spannung,
dann arbeitet der Motor 1 im Synchronbetrieb kapazitiv,
d. h. übererregt. Im
umgekehrten Fall arbeitet der Motor 1 induktiv, also untererregt.
Die 4 und 5 zeigen den Fall des untererregten
Motors 1 im Synchronbetrieb, wobei der von dem Mikrocontroller
vorgegebene und durch Pulsweitenmodulation (PWM) realisierte Spannungssollwert
gezeigt ist.
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Vorzugsweise
wird die cos φ-Regelung durch
Verändern
der Amplitude der Motorspannung bei unveränderter Frequenz und/oder durch
Verändern
der Frequenz der Statorspannung, ohne dass jedoch der Motor außer Tritt
fällt,
bewerkstelligt.
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Soll
der Synchroncharakter des Betriebes, d. h. eine konstante Motordrehzahl
beibehalten werden, so wird die Amplitude der Statorspannung bei
unveränderter
Frequenz von der Elektronik angepasst. Wenn der Motor kapazitiv
arbeitet, d. h. der Stromnulldurchgang tritt vor dem Spannungsnulldurchgang auf,
wird die Statorspannung erhöht.
Arbeitet der Motor dagegen induktiv, d.h. der Stromnulldurchgang tritt
nach dem Spannungsnulldurchgang auf, wird die Statorspannung verringert.
Durch diese vom Mikrocontroller durchgeführte Amplitudenregelung der Statorspannung
wird der cos φ auf
den vorgegebenen Sollwert geregelt und der Synchronismus aufrecht
erhalten. Der Motor arbeitet bis zum Nennmoment mit konstanter Drehzahl. Überschreitet
der cos φ jedoch
vordefinierte Grenzen, d. h. droht der Motor aus dem Synchronismus
zu fallen, dann wird wie bereits beschrieben, auf die für die Beschleunigungsphase
vorgesehene, rotorlageabhängige
Motorsteuerung nach Art eines bürstenlosen
Gleichstrommotors umgeschaltet. Ist die Ausgangsdrehzahl aufgrund
abnehmender Belastung wieder erreicht, wird erneut zum Synchronbetrieb übergegangen.
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Bei
einer anderen, erfindungsgemäßen Art der
Regelung wird die Frequenz der Statorspannung bei konstanter Amplitude
verändert.
Erhöht
man die Frequenz, nimmt die Motordrehzahl ebenfalls zu. Dadurch
steigt gleichzeitig die Amplitude der vom Rotor induzierten Spannung
(Polradspannung). Dies wirkt in gleicher Weise als hätte man
die Erregung erhöht. Gleichzeitig
wird die Belastung z. B. bei Ventilatoren ebenfalls mit zunehmender
Drehzahl größer. Dadurch
erhöhen
sich das Drehmoment und der Motorstrom. Durch den zunehmenden Motorstrom
steigt der Spannungsabfall über
der Motorwicklung. Dadurch wird die wirksame Statorspannung kleiner.
Beide Effekte, d.h. kleinere wirksame Statorspannung und höhere Polradspannung,
wirken in eine Richtung: der Motor arbeitet weniger kapazitiv, ähnlich wie
bei einem fremderregten Synchronmotor, wenn seine Erregung erhöht wird.
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Arbeitet
der permanenterregter Motor induktiv, d.h. der Stromnulldurchgang
tritt nach dem Spannungsnulldurchgang auf, ähnlich wie ein untererregter
Synchronmotor, wirkt die Erhöhung
der Statorfrequenz so, dass sich der cos φ erhöht. Arbeitet der permanenterregte
Motor dagegen kapazitiv, d.h. der Stromnulldurchgang tritt vor dem
Spannungsnulldurchgang auf, ähnlich
wie ein übererregter
Synchronmotor, wird die Frequenz der Statorspannung erhöht. Der
Motor arbeitet dann weniger kapazitiv, der cos φ erhöht sich wieder. Durch die Änderung
der Frequenz wird der cos φ ebenfalls
auf den vorgegebenen Sollwert geregelt und ein Außer-Tritt-Fallen des
Motors verhindert. Die Drehzahl passt sich entsprechend der Motorbelastung
an, es wird eine ähnliche
Drehmoment-Drehzahl-Kennlinie erreicht, wie die einer Gleichstrommaschine.
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Durch
Kombination von Amplituden- und Frequenzregelung können auch
für andere
konkrete Anwendungen geeignete Drehmoment-Drehzahlkennlinien geschaffen
werden.
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Eine
Integration der Komparatoren KI und KU durch ein ASIC bei mixed
Signaltechnologie ist möglich.
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Die
Erfindung ist nicht auf die dargestellten und beschriebenen Ausführungsbeispiele
beschränkt,
sondern umfasst auch alle im Sinne der Erfindung gleichwirkenden Ausführungen.
Ferner ist die Erfindung bislang auch noch nicht auf die im Anspruch
1 definierte Merkmalskombination beschränkt, sondern kann auch durch
jede beliebige andere Kombination von bestimmten Merkmalen aller
insgesamt offenbarten Einzelmerkmalen definiert sein. Dies bedeutet,
dass grundsätzlich
praktisch jedes Einzelmerkmal des Anspruchs 1 weggelassen bzw. durch
mindestens ein an anderer Stelle der Anmeldung offenbartes Einzelmerkmal
ersetzt werden kann. Insofern ist der Anspruch 1 lediglich als ein
erster Formulierungsversuch für
eine Erfindung zu verstehen.