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Die Erfindung betrifft ein Steuerungsverfahren für einen bürstenlosen Elektromotor, und zwar einen Außenläufer-Lüftermotor mit hohem Trägheitsmoment, mit einem permanentmagnetischen Rotor, einem bewickelten Stator mit mindestens einem Wicklungsstrang und einer elektronischen Steuerschaltung zur Erzeugung eines sich zum Drehantrieb des Rotors ändernden magnetischen Statorfeldes.
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Permanenterregte Motoren mit mechanischer Kommutierung weisen einen hohen Wirkungsgrad und eine hohe Energiedichte auf. Diese Gleichstrommotoren haben allerdings wegen ihrer mechanischen Kommutatoren nur eine begrenzte Lebensdauer bzw. sind sehr wartungsintensiv.
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Gleichstrommotoren mit einer hohen Lebensdauer sind als elektronisch kommutierte Motoren (EC-Motoren) ausgeführt, die auch bürstenlose Gleichstrommotoren genannt werden. Der Vorteil dieser Motoren liegt darin, dass außer der Lagerung keine Verschleißteile wie Bürsten, Schleifringe oder Kommutatoren erforderlich sind. Außerdem weisen sie eine gute Dynamik auf. Ein Anwendungsbereich von bürstenlosen Gleichstrommotoren sind Ventilatoren, bei denen Schwingungen und Geräusche eine sehr große Rolle spielen. Das Strömungsgeräusch eines Lüfters ist stark drehzahlabhängig. Eine wesentliche Geräuschreduzierung erreicht man mit drehzahlgesteuerten bürstenlosen Gleichstrommotoren, mit denen man die Drehzahl und damit auch die Luftleistung bedarfsgerecht einstellen kann. Neben dem Geräuschpegel kann auch der Energiebedarf optimiert werden.
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Bekannt sind auch permanenterregte Synchronmotoren, die direkt von einem Wechselstrom- oder Drehstromnetz gespeist werden. Diese arbeiten ausschließlich mit konstanter Drehzahl. Diese Betriebsdrehzahl ist durch die Netzfrequenz und Polpaarzahl bestimmt und kann deshalb nicht verändert werden. Der Anlauf solcher Motoren ist insbesonders bei großer Trägheit des Rotors problematisch, wie es bei Ventilatoren und Gebläsen der Fall ist, weil der Motor außerhalb seiner Synchrondrehzahl nur Pendelmomente erzeugt.
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Ein gattungsgemäßer Wechselstrom-Synchronmotor für Ventilatoren ist aus der
EP 1 124 321 A1 bekannt. Der Anlauf des Motors erfolgt über eine mikroprozessorgesteuerte Triacschaltung, so dass selbst Außenläufermotoren mit einem hohen Trägheitsmoment sicher starten können. Damit der Motor seine Betriebsdrehzahl erreicht, ist eine Anlaufphase und eine Hochlaufphase erforderlich. In der Anlaufphase wird der Motor wie ein Schrittmotor betrieben. Ab einer bestimmten Drehzahl wird in der Hochlaufphase mit Hilfe von Sensoren die Rotorlage erfasst. Das Statorfeld wird dabei so verändert, dass der Motor eine Synchrondrehzahl mit einer Frequenz (Netzfrequenz) von z. B. 50 Hz erreichen kann. Während dieser synchronen Betriebsphase erfolgt eine Flussreduzierung gegenüber der Anlauf- und der Hochlaufphase. Um ein Außer-Tritt-Fallen des Motors zu verhindern, wird die Polradspannung mit der Netzspannung verglichen. Über eine Flussregelung wird der Synchronbetrieb innerhalb bestimmter Grenzen aufrechterhalten, d. h. ein Außer-Tritt-Fallen wird verhindert. Nachteilig bei diesem Motor ist, dass er nur mit Netzfrequenz betrieben werden kann. Außerdem kann der Motor bei zu hoher Belastung leicht aus dem Synchronismus fallen.
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Bekannt sind auch fremdgeführte Synchronmotoren, deren Drehzahl durch einen Umrichter veränderbar ist. Selbst für Lüfteranwendungen sind sie wegen ihrer sehr eingeschränkten Dynamik nicht geeignet.
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Bei bürstenlosen Gleichstrommotoren werden diese Probleme dadurch gelöst, dass eine Kommutierungselektronik rotoranlageabhängig gesteuert wird. Dadurch erreicht der Motor ein ähnliches Betriebsverhalten, wie ein Gleichstrommotor mit mechanischem Kommutator. Die Kommutierungselektronik eines mit drei Wicklungssträngen versehenen Motors besteht aus sechs Leistungsschaltern. Für die rotorlageabhängige Steuerung muss die aktuelle Rotorlage erfasst werden. Üblicherweise werden dazu Hall-Sensoren eingesetzt, die das magnetische Feld des Rotors erfassen. Es sind aber Lösungen ohne Lagesensoren bekannt. Besonders einfach und robust kann dies geschehen, wenn die Tatsache genutzt wird, dass bei der üblichen Blockkommutierung stets eine der drei Motorleitungen stromlos ist. Die Auswertung der in dieser Motorleitung messbarer Motorspannung liefert die Rotorlageinformation. Nachteilig sind die hohe Drehmomentwelligkeit und die dadurch entstehende Laufgeräusche.
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Aus der
US 5 225 759 A ist ein Anlauf eines Synchronmotors mittels dreier Betriebsphasen-Schrittbetrieb, Beschleunigungsphase und Nennbetrieb mit einer EMK-Erfassung bekannt.
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Die
DE 692 16 533 T2 zeigt eine mögliche Lösung für eine Resynchronisation eines Synchronantriebs.
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Aus der
DE 100 23 370 A1 ist ein Verfahren bekannt, das die sechs Leistungsschalter der Kommutierungselektronik so steuert, dass zwölf unterschiedliche Kommutierungsschritte entstehen. Dies hat gegenüber einer üblichen Blockkommutierung (Sechs-Schritt-Kommutierung) den Vorteil, dass die Drehmoment-Welligkeit und somit auch die Laufgeräusche reduziert werden. Die Rotorlageerfassung erfolgt bei dem beschriebenen Motor sensorlos, was dadurch ermöglicht wurde, dass in sechs von den insgesamt zwölf Kommutierungsschritten jeweils eine der drei Motorleitungen stromlos ist. Die geräuschliche Verbesserung ist jedoch von den mechanischen Resonanzstellen der Anwendung abhängig. Das akustische Verhalten des Motors wird durch dieses Verfahren deshalb für viele Anwendungen nicht ausreichend verbessert.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zu Grunde, ein Steuerungsverfahren für einen bürstenlosen Elektromotor, insbesondere für einen Lüftermotor zu finden, bei dem eine geringe Rechenleistung eines zur Steuerung und/oder Regelung des Motors bevorzugt verwendeten Mikrocontrollers ausreichend ist, wobei ein günstiges Geräuschverhalten und ein hoher Wirkungsgrad auch ohne aufwändige Sensorik erreicht werden sollen.
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Diese Aufgabe wird durch die Merkmale des kennzeichnenden Teils des Anspruchs 1 gelöst.
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Durch die Beschleunigungsphase nach der Art eines üblichen elektronisch kommutierten Gleichstrommotors wird ein ausreichendes Drehmoment zur Verfügung gestellt. Die Rotorlageerfassung erfolgt vorzugsweise sensorlos mit einer Sechs-Schritt-Kommutierung, bei der jeweils ein Wicklungsstrang stromlos ist und daher hier die vom Rotor induzierte Spannung direkt erfassbar ist und so für die sensorlose Rotorlageerfassung zur Verfügung steht, so dass für diese Beschleunigungsphase keine zusätzliche Rechenkapazität zum Errechnen der Rotorlage erforderlich ist. Nach dem Erreichen der Betriebsdrehzahl erfolgt ein Betrieb nach Art eines Synchronmotors, bei dem der Motor mit einer konstanten Frequenz gespeist wird und deshalb mit konstanter Betriebsdrehzahl läuft. Hierbei wird ebenfalls keine zusätzliche Rechenkapazität für die Rotorlageerfassung benötigt, da eine Erfassung der Rotorlage ja entfällt. Dadurch wird der Einsatz eines einfachen kostengünstigen Mikrocontrollers möglich. Zudem ist es nicht mehr erforderlich, dass die Wicklungsstränge zu bestimmten Zeiten für die Rotorlageerfassung stromlos sind, weshalb in dieser Betriebsphase eine gegenüber der Beschleunigungsphase abweichende Ansteuerung des Motors möglich ist, bei der keine schnellen Stromänderungen auftreten und die zu einem gleichförmigen Motordrehmoment führt. Auf diese Weise ist eine kostengünstige Schaltung erreichbar, die einen geräuscharmen Betrieb ermöglicht. Erfindungsgemäß wird dieser geräuscharme Synchronbetrieb ohne direkte oder indirekte Lageerfassung realisiert. Stattdessen wird der Motorstrom überwacht. Wird aus dem Motorstrom erkannt, dass der Motor aus dem Synchronismus zu fallen droht, wird vorzugsweise bis zur erneuten Stabilisierung der Drehzahl auf die Betriebsart umgeschaltet, die bei der Beschleunigungsphase verwendet wurde.
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Das erfindungsgemäße Steuerungsverfahren ermöglicht eine Motorsteuerung unabhängig von einer bestimmten, vorgegebenen Frequenz, wie z. B. der Netzfrequenz. Es kann eine beliebige Motordrehzahl vorgegeben werden. Auch eine Anwendung bei Außenläufermotoren mit hohen Trägheitsmomenten ist möglich.
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In einer vorteilhaften Weiterbildung der Erfindung ist vorgesehen, dass der Motor im Synchronbetrieb auf ein Außer-Tritt-Fallen – insbesondere ein Außer-Tritt-Fallen durch Absenkung der Motorspannung und/oder Anstieg des Lastmomentes – überwacht wird, wobei bei Unterschreiten eines vorgegebenen Übergangs-cosφ-Wertes der Synchronbetrieb verlassen und auf die Betriebsart für die Beschleunigungsphase übergegangen wird. Dadurch, dass der Motor bei Überlastung wie ein elektronisch kommutierter Motor gesteuert wird, vorzugsweise mit einer Sechs- oder Zwölf-Schritt-Kommutierung und sensorloser Rotorlageerfassung über die jeweils im stromlosen Wicklungsstrang induzierte Spannung, wird dieser vor Entmagnetisierung bzw. vor Außer-Tritt-Fallen geschützt. In dieser Betriebsart wird gegenüber dem Synchronbetrieb eine höhere Dynamik erreicht. Stellt sich erneut eine gleichförmige Betriebsdrehzahl entsprechend der geänderten Spannungs- oder Lastverhältnisse ein, dann wird die Betriebsart für die Beschleunigungsphase wiederum verlassen und zum vorherigen geräuschgünstigen Synchronbetrieb mit fester Frequenz übergegangen.
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Besonders günstig ist es, wenn im Synchronbetrieb jeweils zumindest teilweise alle drei Wicklungsstränge gleichzeitig bestromt werden. Durch einen auf diese Weise erzeugten, im Vergleich zur üblichen Sechs-Schritt-Kommutierung kontinuierlicheren Stromverlauf werden günstige Laufgeräusche und die Aufrechterhaltung der Synchronität gewährleistet.
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Eine besonders einfache schaltungstechnische Realisierung ergibt sich, wenn die Erfassung des cosφ-Wertes durch Bildung eines digitalen Signals entsprechend der Richtung eines Motorstromes, insbesondere durch Verwendung einer Komparatorschaltung und Phasenvergleich mit einer Motorspannung, ausgeführt wird. Maßgeblicher Zeitpunkt ist jeweils der beim Nulldurchgang eintretende Pegelwechsel des Signals.
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Weitere vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen genannt.
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In dem Ausführungsbeispiel und den Zeichnungen werden die Erfindungen sowie weitere Vorteile derselben näher erläutert.
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Es zeigen:
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1 eine Schaltung zur Realisierung des erfindungsgemäßen Verfahrens,
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2 eine Darstellung zur Erläuterung eines Sechs-Schritt-Betriebs,
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3 eine Darstellung zur Veranschaulichung von verschiedenen Betriebsphasen,
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4 einen Strom-Spannungsverlauf,
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5 eine Darstellung von Komparatorausgangssignalen zur Ermittlung eines cosφ-Wertes.
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Im Folgenden werden gleiche Teile stets mit denselben Bezugszeichen gekennzeichnet und in der Regel nur einmal beschrieben.
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1 zeigt eine elektronische Schaltung für einen elektronisch kommutierten bürstenlosen Gleichstrommotor 1, der insbesondere aus drei um 120° elektrisch versetzten Wicklungssträngen U, V, W besteht. Durch die elektronische Schaltung erfolgt nur in bestimmten Phasen eine sensorlose Rotorerfassung, wobei dann Kommutierungszeitpunkte aus elektrisch messbaren Größen, insbesondere aus Polaritäten von Spannungen in Motorleitungen 2 abgeleitet werden oder, je nach Betriebsart, in Abhängigkeit einer Soll-Motordrehzahl fest vorgegeben sind (ohne Rotorlageerfassung), wie später erläutert ist.
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Der Motor 1 ist vorzugsweise ein Lüftermotor mit einem permanentmagnetischen Rotor und einem bewickelten Stator und vorzugsweise als Außenläufer ausgebildet. Er ist mit einer Halbleiterbrücke 3 verbunden, die ein magnetisches Statordrehfeld erzeugt.
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Weiterhin besitzt die Schaltung eine Rechen- und/oder Steuerungseinheit 4, z. B. einen Microcontroller 5.
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Die Halbleiterbrücke 3 besteht aus sechs Schaltelementen, vorzugsweise Leistungsschaltern T1 bis T6, z. B. MOSFET- oder IGBT-Transistoren, und dazu jeweils parallelen Freilaufdioden. Die Halbleiterbrücke 3 wirkt als Umrichter zur Umwandlung einer Gleichspannung zu einer Wechselspannung. Die Gleichspannung kann über einen üblichen Gleichrichter aus dem Wechselspannungsnetz erzeugt werden. Bei der Kommutierung, z. B. bei einer Blockkommutierung (Sechs-Schritt-Betrieb) werden gleichzeitig ein oberer (T1, T3 oder T5) und ein unterer (T2, T4 oder T6) Leistungsschalter eingeschaltet. Einer der beiden jeweils paarweise eingeschalteten Transistoren kann pulsweitenmoduliert (PWM) getaktet werden, wie später ausführlicher erläutert ist.
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Wie die 2 zeigt, ist mit der Schaltung ein Sechs-Schritt-Betrieb möglich. Beim Sechs-Schritt-Betrieb, auch Blockkommutierung genannt, die in 2 veranschaulicht ist, ändert sich das Statorfeld in sechs Schritten, wobei immer eine Wicklung stromlos ist. Dadurch ist eine sensorlose Erfassung möglich, ohne dass eine aufwändige Berechnung der Rotorlage durch den Microcontroller erforderlich wäre. Im Sechs-Schritt-Betrieb ist somit der Rechenaufwand des Microcontrollers gering, so dass der Einsatz eines Low-cost-Microcontrollers ausreichend ist.
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Die von der Halbleiterbrücke 3 an die Motorwicklungen geschaltete Wechselspannung (Klemmenspannung) kann vorzugsweise so getaktet sein (vgl. Taktsymbole in 2, z. B. 2, Schritt 2, rechts neben dem „+”-Zeichen), dass ein optimierter Spannungsverlauf (Sinusannäherung der Motorspannung) durch den Microcontroller 5 (drehzahlabhängig) berechnet und eingestellt wird. Die Spannungsform kann drehzahlabhängig nach verschiedenen Optimierungskriterien entsprechend vorgegeben werden. Diese Spannungsoptimierung kann durch Verändern der Pulsweite innerhalb einer Halbwelle erreicht werden. Durch die Taktung werden der Wirkungsgrad, akustische Geräusche bzw. die Drehmomentwelligkeit optimiert.
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Vorzugsweise besitzt der Motor eine im Wesentlichen trapezförmige Luftspaltinduktion. Alternativ kann die Luftspaltinduktion sinusförmig sein, wobei dann eine sinusförmig angenäherte Statorspannung zweckmäßig ist.
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Der Anlauf (Anlaufphase) des Motors von der Drehzahl Null beginnend bis zu einer Übergangsdrehzahl n1 (vgl. 3) erfolgt vorzugsweise nach der Art eines Schrittmotors, da der permanenterregte Rotor bei kleinen Drehzahlen noch keine ausreichend hohen induzierten Spannungen in den Statorwicklungen erzeugt, um auswertbare Signale (Komparatorsignale) zu erzeugen. Hierbei wird ein relativ langsames Drehfeld durch die Halbleiterbrücke 3 unabhängig von der Rotorlage geschaltet, so dass ein ausreichendes Drehmoment entsteht.
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Erreicht der Motor 1 die Übergangsdrehzahl n1, beginnt erfindungsgemäß eine Beschleunigungsphase, in der der Motor 1 wie ein sensorloser elektrisch kommutierter Motor (EC-Motor) gesteuert wird. In dieser Phase wird der Motor 1 mit einer unter Rotorlageerfassung erzeugten Spannung versorgt, deren Frequenz und Phasenlage in Abhängigkeit von der Drehzahl und der Rotorposition stets so vorgegeben wird, dass der Motor 1 ein zur Beschleunigung ausreichendes Drehmoment entwickelt. Die Rotorlageerfassung erfolgt, wie vorher erläutert, über Spannungen in den Motorleitungen 2.
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Durch die Rotorlageerfassung wird der Motor 1 dynamisch optimal angesteuert und beschleunigt. Dabei wird vorzugsweise wegen des geringeren Rechenbedarfs des Microcontrollers 5 der Sechs-Schritt-Betrieb (2) angewendet. Etwas höhere akustische Geräusche und ein etwas geringerer Wirkungsgrad werden während dieser im Vergleich zum Dauerbetrieb relativ kurzen Phase in Kauf genommen.
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Die Beschleunigungsphase (3) endet bei Erreichen einer vorgegebenen, aber grundsätzlich beliebig wählbaren Sollwert-Drehzahl n2.
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In der Betriebsphase, bei der der Motor 1 mit Betriebsdrehzahl n2 läuft, wird er nach der Art eines Synchronmotors, jedoch von einem Wechselstromnetz unabhängig, d. h. unabhängig von einer Netzfrequenz von z. B. 50 Hz, mit einer ebenfalls elektronisch durch die Halbleiterbrücke 3 erzeugten Spannung betrieben. Bei sinusförmiger Luftspaltindukation (sinusförmig verlaufenden induzierten Spannungen) wird der Motor vorteilhaft mit einer ebenfalls sinusförmigen Spannung gespeist. Der gewünschte Spannungsverlauf ist im Mikrocontroller 5 in Form einer Tabelle oder einer Gleichung hinterlegt. Es sind jedoch ebenso beliebige andere Spannungsverläufe möglich, die abhängig von den jeweils gewünschten Eigenschaften des Motors, z. B. entsprechend der Kriterien Laufruhe und/oder Wirkungsgrad vorbestimmt, oder während des Motorbetriebs durch den Mikrocontroller selbst, mittels bekannter Optimierungsalgorithmen festgelegt werden.
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Bei ansteigendem Lastmoment oder durch schnelle Veränderung der Solldrehzahl kann der Motor bei Synchronbetrieb außer Tritt fallen. Es ist deshalb vorgesehen, dass schon vor dem Außer-Tritt-Fallen auf eine Betriebsart umgeschaltet wird, bei der der Motor wie in der Beschleunigungsphase, wie ein EC-Motor mit Rotorlageerfassung gesteuert wird. Hierdurch wird ein Außer-Tritt-fallen vermieden und der Motor vor Entmagnetisierung geschützt. Eine Umschaltung findet insbesondere beim Über- oder Unterschreiten eines vorgegebenen cosφ-Grenzwertes statt. Hierzu werden dem Mikrocontroller die in 1 dargestellten Komparatorsignale Piw und Pw zugeführt. Wird die vorgegebene Synchrondrehzahl wiederum erreicht, dann wird wieder auf Synchronbetrieb umgeschaltet.
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Die in 1 gezeigte Schaltung zur Erzeugung der Signale Piw und Pw besteht aus einem Komparator KI, der vorzugsweise so geschaltet ist, dass das Spannungspotential an einem der Leistungstransistoren, z. B. T6, mit dem Potential einer Leitung, z. B. einer negativen Schiene 6, im Zwischenkreis der Halbleiterbrücke 3 verglichen wird. Die Potentialdifferenz wird durch die Durchlassspannung des Leistungstransistors T6 bestimmt. Ist der untere Leistungstransistor T6 gerade eingeschaltet, dann liegt das Potential der entsprechenden Motorleitung 2 bei positivem Motorstrom geringfügig über dem Potential der Schiene 6. Ist der Motorstrom dagegen negativ, leitet die entsprechende antiparallel geschaltete Freilaufdiode den Strom. Deshalb liegt in diesem Fall das Potential der Motorleitung um die Durchlassspannung unter dem Potential der Schiene 6. Durch diese Maßnahme kann die Richtung des Motorstromes in einfacher und kostengünstiger Weise erfasst werden. Der Mikrocontroller 5 kann das Signal Piw des Komparators KI in einem Zeitpunkt auswerten, wenn der Leistungstransistor T6 oder die gegenparallel geschaltete Freilaufdiode gerade aktiv ist. Die Auswertung der Polarität ist besonders einfach, wenn der Microcontroller 5 oder eine andere Einheit, z. B. FPGA (Programmierbarer Baustein) oder ASIC-Baustein, am Potential einer Umrichterschiene, hier die negative Schiene 6 des Zwischenkreises, liegt. Entsprechend können für die anderen Motorphasen ebenfalls Komparatoren geschaltet sein.
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Weiterhin sind an einem vorzugsweise nachgebildeten Sternpunkt und den Motorleitungen 2 die Eingänge weiterer Komparatoren KU geschaltet, so dass die Polarität der Motorspannung digital erfasst wird. Es ist eine zusätzliche Tiefpass-Filterschaltung zur Unterdrückung der hochfrequenten Taktfrequenz der PWM vorgesehen.
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In 4 sind der gefilterte Spannungswert u und der Motorstrom i dargestellt.
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5 zeigt die Digitalsignale SI und SU der Komparatoren KU und KI, z. B. für die Phase W. Aus diesen Digitalsignalen kann der cosφ-Wert (Phasendifferenz) zwischen Strom und Spannung durch den Microcontroller 5 berechnet werden.
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Sind die Richtung des Motorstromes mindestens einer Motorleitung 2 und die Polarität mindestens einer Spannung der entsprechenden Motorleitung 2 bzw. die jeweiligen Nulldurchgänge bekannt, dann kann der Microcontroller 5 den cosφ-Wert bereits berechnen. Die Schaltung von drei Komparatoren KU wird lediglich zur Rotorlageerfassung in z. B. der Beschleunigungsphase benötigt.
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In einer weiteren vorteilhaften Ausführung der Erfindung ist vorgesehen, das der Motor 1 während des Synchronbetriebes durch eine cosφ-Regelung auf einen vorbestimmten cosφ-Wert geregelt wird. Dieser vorbestimmte Wert ist ebenfalls im Mikrocontroller entweder als fester Wert oder in Form einer Tabelle oder Gleichung in Funktion der Drehzahl und/oder der Amplitude der Motorspannung hinterlegt.
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Fallen die Nulldurchgänge des Motorstromes und der Motorspannung bei sinusförmigen Spannungen zusammen, d. h. zwischen Strom und Spannung tritt keine Phasenverschiebung ein, dann arbeitet der Motor mit cosφ = 1 und mit einem hohen Wirkungsgrad. Liegt der Nulldurchgang des Stromes vor dem Nulldurchgang der Spannung, dann arbeitet der Motor 1 im Synchronbetrieb kapazitiv, d. h. übererregt. Im umgekehrten Fall arbeitet der Motor 1 induktiv, also untererregt. Die 4 und 5 zeigen den Fall des untererregten Motors 1 im Synchronbetrieb, wobei der von dem Microcontroller vorgegebene und durch Pulsweitenmodulation (PWM) realisierte Spannungssollwert gezeigt ist.
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Vorzugsweise wird die cosφ-Regelung durch Verändern der Amplitude der Motorspannung bei unveränderter Frequenz und/oder durch Verändern der Frequenz der Statorspannung, ohne dass jedoch der Motor außer Tritt fällt, bewerkstelligt.
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Soll der Synchroncharakter des Betriebes, d. h. eine konstante Motordrehzahl beibehalten werden, so wird die Amplitude der Statorspannung bei unveränderter Frequenz von der Elektronik angepasst. Wenn der Motor kapazitiv arbeitet, d. h. der Stromnulldurchgang tritt vor dem Spannungsnulldurchgang auf, wird die Statorspannung erhöht. Arbeitet der Motor dagegen induktiv, d. h. der Stromnulldurchgang tritt nach dem Spannungsnulldurchgang auf, wird die Statorspannung verringert. Durch diese vom Mikrocontroller durchgeführte Amplitudenregelung der Statorspannung wird der cosφ auf den vorgegebenen Sollwert geregelt und der Synchronismus aufrecht erhalten. Der Motor arbeitet bis zum Nennmoment mit konstanter Drehzahl. Überschreitet der cosφ jedoch vordefinierte Grenzen, d. h. droht der Motor aus dem Synchronismus zu fallen, dann wird wie bereits beschrieben, auf die für die Beschleunigungsphase vorgesehene, rotorlageabhängige Motorsteuerung nach Art eines bürstenlosen Gleichstrommotors umgeschaltet. Ist die Ausgangsdrehzahl aufgrund abnehmender Belastung wieder erreicht, wird erneut zum Synchronbetrieb übergegangen.
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Bei einer anderen, erfindungsgemäßen Art der Regelung wird die Frequenz der Statorspannung bei konstanter Amplitude verändert. Erhöht man die Frequenz, nimmt die Motordrehzahl ebenfalls zu. Dadurch steigt gleichzeitig die Amplitude der vom Rotor induzierten Spannung (Polradspannung). Dies wirkt in gleicher Weise als hätte man die Erregung erhöht. Gleichzeitig wird die Belastung z. B. bei Ventilatoren ebenfalls mit zunehmender Drehzahl größer. Dadurch erhöhen sich das Drehmoment und der Motorstrom. Durch den zunehmenden Motorstrom steigt der Spannungsabfall über der Motorwicklung. Dadurch wird die wirksame Statorspannung kleiner. Beide Effekte, d. h. kleinere wirksame Statorspannung und höhere Polradspannung, wirken in eine Richtung: der Motor arbeitet weniger kapazitiv, ähnlich wie bei einem fremderregten Synchronmotor, wenn seine Erregung erhöht wird.
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Arbeitet der permanenterregter Motor induktiv, d. h. der Stromnulldurchgang tritt nach dem Spannungsnulldurchgang auf, ähnlich wie ein untererregter Synchronmotor, wirkt die Erhöhung der Statorfrequenz so, dass sich der cosφ erhöht. Arbeitet der permanenterregte Motor dagegen kapazitiv, d. h. der Stromnulldurchgang tritt vor dem Spannungsnulldurchgang auf, ähnlich wie ein übererregter Synchronmotor, wird die Frequenz der Statorspannung erhöht. Der Motor arbeitet dann weniger kapazitiv, der cosφ erhöht sich wieder. Durch die Änderung der Frequenz wird der cosφ ebenfalls auf den vorgegebenen Sollwert geregelt und ein Außer-Tritt-Fallen des Motors verhindert. Die Drehzahl passt sich entsprechend der Motorbelastung an, es wird eine ähnliche Drehmoment-Drehzahl-Kennlinie erreicht, wie die einer Gleichstrommaschine.
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Durch Kombination von Amplituden- und Frequenzregelung können auch für andere konkrete Anwendungen geeignete Drehmoment-Drehzahlkennlinien geschaffen werden.
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Eine Integration der Komparatoren KI und KU durch ein ASIC bei mixed Signaltechnologie ist möglich.