DE10255941A1

DE10255941A1 - Mehrband-Leistungsverstärker

Info

Publication number: DE10255941A1
Application number: DE10255941A
Authority: DE
Inventors: Kazuya Yamamoto; Satoshi Suzuki
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2001-12-05
Filing date: 2002-11-29
Publication date: 2003-07-03
Also published as: CN1424762A; US6838941B2; JP2003174335A; FR2833114A1; CN1245759C; US20030117219A1

Abstract

Ein Endstufen-Leistungsverstärkungs-Transistor (Trg3, Trd3) ist aus Einheitstransistoren ausgebildet, die in gemischter Weise in einem Bereich (PW3) angeordnet sind, in dem die Endstufen-Leistungsverstärkungs-Transistoren für einen Mehrbandverstärker ausgebildet sind. Außerdem ist ein Induktivitätselement (Lcc) zwischen Ausgangssignalleitungen geschaltet, an die die Endstufen-Transistoren gekoppelt sind. So können die Endstufen-Transistoren in einem Zweiband-Leistungsverstärker frei von Stromkonzentration aufgrund von Wärmeentwicklung gemacht werden, ohne die Entkopplung zwischen den Bändern zu beeinträchtigen.

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht allgemein sich auf Verstärker und insbesondere auf Anordnungen von Mehrband-Leistungsverstärkern, wie z. B. für zwei oder drei Bänder. Genauer bezieht sich die vorliegende Erfindung auf Aufbauten zur Verhinderung der Verschlechterung von Transistoreigenschaften eines Mehrband-Leistungsverstärkers ohne Beeinträchtigung der Kommunikationsqualität oder Zunahme der Chipgröße.

Für Leistungsverstärker für die Mobilkommunikation werden gegenwärtig üblicherweise ein MMIC (monolithischer Mikrowellen- IC) oder ein Modul (Hybridschaltung oder Multichip-Modul) verwendet, die einen GaAs MESFET (Metall-Halbleiter-Feldeffekttransistor), einen GaAs-HEMT (engl.: high electrone mobility transistor) oder einen GaAs-HBT (engl.: hetero junction bipolar transistor = Hetero-Bipolar-Transistor) verwenden. Von diesen Transistoren sind derzeit die vielversprechendsten Leistungsbauelemente für die Mobilkommunikation der GaAs-HBT oder der SiGe-HBT, die einen Heteroübergang von Galliumarsenid (GaAs) oder von Silizium-Germanium (SiGe) verwenden, da sie in den folgenden Punkten vorteilhafter als ein herkömmlicher Feldeffekttransistor (FET) sind:

1. Eine negative Gate-Vorspannung wird nicht benötigt und der Betrieb mit einer einzelnen Spannungsversorgungsquelle kann erreicht werden;
2. ähnlich wie bei einem Si-MOSFET (einem Isolierschicht- Feldeffekttransistor) wird kein analoger Schalter auf der Drain-(oder Kollektor-)Seite benötigt um einen An/Aus- Betrieb für den Ausgang auszuführen; und
3. die Ausgangsleistungsdichte ist sehr hoch und eine vorgesehene Ausgangsleistung kann mit einem Leistungsverstärker erreicht werden, der eine geringere Größe als ein FET- Leistungsverstärker besitzt.

Eine typische Anwendung der Mobilkommunikation ist ein Mobiltelefon-System. Das Mobiltelefon-System beinhaltet das European Global System for Mobile Communications (GSM), ein derzeit meist verwendetes 900 MHz-Band-Mobiltelefon-System, und das Digital Cordless Systems (DCS), ein 1800 MHz-Band-Mobiltelefon- System, das in Europa weit verbreitet ist. Bei dem GSM, DCS und anderen Kommunikationssystemen wird ein Mobiltelefon mit einer hohen Ausgangsleistung von 1 W bis 4 W angewendet und ein Si- MOSFET-Leistungsverstärker, der ein weit verbreiteter Leistungsverstärker für das Mobiltelefon ist, wird durch einen Leistungsverstärker, der von den vorteilhaften Merkmalen eines HBTs (eines HBT-Leistungsverstärkers) Gebrauch macht, ersetzt.

In Fig. 14 wird schematisch der Aufbau einer herkömmlichen GSM- DCS-Zweiband-Leistungsverstärkungs-Schaltung gezeigt. Nach Fig. 14 beinhaltet die Zweiband-Leistungsverstärkungs-Schaltung einen DCS-Leistungsverstärker 900, der ein DCS-Signal IN_DCS und eine Vorspannung Vdcc empfängt, um im freigegebenen Zustand ein Ausgangssignal OUT_DCS zu erzeugen, einen GSM-Leistungsverstärker 902, der ein Eingangssignal IN GSM und eine Vorspannung Vgcc empfängt und der ein Eingangssignal TN GSM verstärkt, um im freigegebenen Zustand ein Ausgangssignal OUT_GSM zu erzeugen, und einen Vorspannungsschalter 904 zum Freigeben entweder des DCS-Leistungsverstärkers 900 oder des GSM-Leistungsverstärkers 902 und auch zum Steuern einer Vorspannung des freigegebenen Leistungsverstärkers als Antwort auf eine Ausgangs- Steuerspannung Vpc und ein Betriebsart-Auswahlsignal Vmod.

Die Vorspannungs-Steuerspannung Vpc wird sowohl für den DCS- Leistungsverstärker 900 als auch für den GSM-Leistungsverstärker 902 individuell erzeugt.

Bei dieser Zweiband-Leistungsverstärkungs-Schaltung wird gesteuert von dem Vorspannungsschalter 904 als Antwort auf das Betriebsart-Auswahlsignal Vmod entweder der DCS- Leistungsverstärker 900 oder der GSM-Leistungsverstärker 902 freigegeben. Entweder das von dem DCS-Leistungsverstärker 900 ausgegebene Ausgangssignal OUTT_DCS oder das von dem GSM-Leistungsverstärker 902 ausgegebene Ausgangssignal OUT_GSM wird über eine gemeinsame Antenne gesendet.

Fig. 15 zeigt einen exemplarischen Aufbau eines in Fig. 14 dargestellten DCS-Leistungsverstärkers 900. Nach Fig. 15 beinhaltet der DCS-Leistungsverstärker 900; eine Eingangs-Anpassungsschaltung 911, die das Eingangssignal IN_DCS empfängt; eine erste Verstärkerstufe 912, die ein durch die Eingangs- Anpassungsschaltung 911 empfangenes Signal verstärkt; eine zweite Verstärkerstufe 914, die ein Ausgangssignal von der ersten Verstärkerstufe 912 über eine Zwischenstufen-Kopplungsschaltung 913 empfängt, um das empfangene Signal zu verstärken; eine dritte Verstärkerstufe 916, die ein Signal von der zweiten Verstärkerstufe 914 über eine Zwischenstufen-Anpassungsschaltung 915 empfängt, um das empfangene Signal zu verstärken; und eine Ausgangs-Anpassungsschaltung 917, die ein Ausgangssignal von der dritten Verstärkerstufe 916 empfängt, um das Ausgangssignal OUT_DCS zu erzeugen.

Die Eingangsanpassungsschaltung 911 ist durch eine (Anpassungs-)Leitung, einen Widerstand und ein Kapazitätselement aufgebaut, und paßt ein Eingangssignal und eine Eingangsimpedanz des Leistungsverstärkers 900 an. Die Verstärkungsstufen 912, 914 und 916 empfangen Kollektorvorspannungen Vdc1, Vdc2 bzw. Vdc3. Jede der Verstärkungsstufen 912, 914 und 916 beinhaltet Hetero-Bipolar-Transistoren (HBTs) als Leistungsverstärkungselement. Die Transistoren Trd1 bis Trd3 empfangen an ihren jeweiligen Kollektorknoten Kollektorvorspannungen Vdc1, Vdc2 und Vdc3 über eine Stabilisierungsschaltung, die aus einer (Anpassungs-)Leitung und einem stabilisierenden Kapazitätselement gebildet wird.

In den Verstärkungsstufen 912, 914 und 916 werden die Kollektorvorspannungen Vdc1, Vdc2 und Vdc3 an die jeweiligen Kollektoren der Leistungsverstärkungstransistoren Trd1, Trd2 und Trd3 angelegt durch die Stabilisierungsschaltung, die aus der (Anpassungs-)Leitung und dem Kapazitätselement gebildet wird, zum stabilen und schnellen Ändern der Kollektorpotentiale dieser Transistoren gemäß dem Basispotential des jeweiligen Transistors.

Der DCS-Leistungsverstärker 900 beinhaltet weiter: einen Tiefpassfilter 920, der die DCS-Vorspannung Vdcc empfängt; Vorspannungs-Steuerschaltungen 921, 924 und 926 zum Einstellen der Basisspannungen der Leistungsverstärkungstransistoren Trd1, Trd2 und Trd3 gemäß einer Vorspannung Vdcc von dem Tiefpassfilter 920 und einer Basis-Vorspannungs-Steuerspannung VDCS von dem in Fig. 14 gezeigten Vorspannungsschalter 904; und eine Betriebsartschalterschaltung 922, die auf das von dem in Fig. 17 gezeigten Vorspannungsschalter 904 empfangene Betriebsartauswahlsignal Vmodd anspricht zum selektiven Festhalten von Ausgangsvorspannungen der Vorspannungssteuerschaltungen 921, 924 und 926 auf einen Massespannungspegel. Die Vorspannungssteuerschaltung 921 ist aus einem Widerstandselement ausgebildet.

Die Betriebsartschalterschaltung 922 beinhaltet einen als Antwort auf das Betriebsartauswahlsignal Vmodd selektiv leitend gemachten Schaltungstransistor, und legt den Leistungsverstärker 900 auf den aktivierten Zustand oder den nicht-aktivierten Zustand gemäß dem An/Aus-Zustand des Schaltungstransistors fest.

Das Betriebsartauswahlsignal Vmodd wird durch den in Fig. 14 dargestellten Vorspannungsschalter 904 als Antwort auf das Betriebsartauswahlsignal Vmod erzeugt. Wenn das Betriebsartauswahlsignal Vmodd auf einem H-Pegel (Hochpegelzustand) ist, wird der Schaltungstransistor der Betriebsartschalterschaltung 922 eingeschaltet um die Basisspannungen der Leistungsverstärkungstransistoren Trd1, Trd2 und Trd3 auf einen Massespannungspegel festzulegen oder eine Basis auf den Emitterspannungspegel festzulegen, um die Leistungsverstärkungstransistoren Trd1 bis Trd3 nichtleitend zu machen.

Wenn das Betriebsartauswahlsignal Vmodd auf einem L-Pegel (Tiefpegelzustand) ist, ist der Schaltungstransistor in der Betriebsartschalterschaltung 922 ausgeschaltet und die von dem Vorspannungsschalter 904 eingespeiste Vorspannungssteuerspannung VDCS wird über die Vorspannungssteuerschaltung (ein Widerstandselement) 921 an die Basis des Leistungsverstärkungstransistors Trd1 der ersten Stufe angelegt. Die Leistungsverstärkungstransistoren Trd2 und Trd3 empfangen an ihrer jeweiligen Basis Vorspannungen, die durch die Vorspannungssteuerschaltungen 924 bzw. 926 erzeugt werden, auf feinem Pegel gemäß der Vorspannung Vdcc und der Vorspannungssteuerspannung VDCS. Gemäß diesen Basisvorspannungen verstärkt jeder einzelne der Leistungsverstärkungstransistoren Trd1, TRd2 und Trd3 ein Signal, das von einer vorhergehenden Anpassungsschaltung an die Basis davon angelegt wird. Die Verstärkung der Verstärkungsstufen 914 und 916 ist gemäß der Vorspannungssteuerspannung VDCS eingestellt.

Nach Fig. 15 zeigt ein Block 930, der durch eine gebrochene Linie umrandet ist, einen Abschnitt an, der normalerweise aus einem einzelnen Halbleiterchip aufgebaut ist, und außerhalb des Blocks 930 sind die (Anpassungs-)Leitung und die Kapazität angeordnet.

Der Endstufen-Leistungsverstärkungstransistor Trd3 erzeugt das Ausganyssignal OUT_DCS über eine Ausgangsanpassungsschaltung 917 und sendet das Signal durch einen nachfolgenden Koppler an eine Antenne. Folglich hat der Endstufen-Leistungsverstärkungstransistor Trd3 eine Treiberfähigkeit, die genügend größer ausgelegt ist als die der Leistungsverstärkungstransistoren Trd1 und Trd2 in den vorangehenden Stufen. Der Endstufen-Leistungsverstärkungstransistor Trd3 hat einen Kollektorknoten, der normalerweise über einen Anschluss mit einer extern angeordneten Stichleitung verbunden ist. Eine offene Stichleitung ist an einem Ausgangsknoten angeordnet und eine kapazitive Ausgangslast wird eingestellt zum Stabilisieren eines Signals, das von der Verstärkerendstufe 916 ausgegeben wird.

Fig. 16 stellt einen exemplarischen Aufbau eines in Fig. 14 gezeigten GSM-Leistungsverstärkers 904 dar. Nach Fig. 16 beinhaltet ein GSM-Leistungsverstärker 904 eine Eingangsanpassungsschaltung 951, die das GSM-Eingangssignal IN GSM empfängt, eine erste Verstärkerstufe 952, die ein durch die Eingangsanpassungsschaltung 951 empfangenes Signal verstärkt, eine zweite Verstärkerstufe 954, die ein Signal von der ersten Verstärkerstufe 952 durch eine Zwischenstufenanpassungsschaltung 953 zum Verstärken des empfangenen Signals empfängt, eine dritte Verstärkerstufe 956, die ein Signal von der zweiten Verstärkerstufe 954 durch eine Zwischenstufenanpassungsschaltung 955 zum Verstärken des empfangenen Signals empfängt, und eine Ausgangsanpassungsschaltung 957, die ein von der dritten Verstärkerstufe 956 empfangenes Signal an einen Ausgangsknoten überträgt.

Die erste, zweite und dritte Verstärkerstufe 952, 954 und 956 beinhaltet einen Leistungsverstärkungstransistor Trg1, Trg2 bzw. Trg3. Der Leistungsverstärkungstransistor Trg1 empfängt an einem Kollektor eine Kollektorsteuerspannung Vgc1 über eine Stabilisierungsschaltung, die aus einer (Anpassungs-)Leitung und einem Kapazitätselement ausgebildet ist. Der Leistungsverstärkungstransistor Trg2 empfängt an einem Kollektor eine Kollektorsteuerspannung Vgc2 über eine Stabilisierungsschaltung, die aus einer (Anpassungs-)Leitung und einem Kapazitätselement ausgebildet ist. Der Leistungsverstärkungstransistor Trg3 empfängt an einem Kollektor eine Kollektorsteuerspannung Vgc3 über eine Stabilisierungsschaltung, die aus einem Kapazitätselement und einer (Anpassungs-)Leitung ausgebildet ist.

Der GSM-Leistungsverstärker 904 beinhaltet weiterhin einen Tiefpassfilter 960, der die Vorspannung Vgcc empfängt, eine Vorspannungssteuerschaltung (ein Widerstandselement) 961 zum Anlegen einer Vorspannungssteuerspannung VGSM von dem in Fig. 14 dargestellten Vorspannungsschalter 904 an die Basis des Leistungsverstärkungstransistors Trg1, eine Vorspannungssteuerschaltung 964, die eine Basisvorspannung des Leistungsverstärkungstransistors Trg2 gemäß einer Vorspannung Vgcc und der Vorspannungssteuerspannung VGSM eingestellt, einer Vorspannungssteuerschaltung 966, die eine Basisvorspannung des Leistungsverstärkungstransistors Trg3 gemäß der Vorspannung Vgcc und der Vorspannungssteuerspannung VGSM einstellt, und eine Betriebsartschalterschaltung 962, die auf ein von dem in Fig. 14 gezeigten Vorspannungsschalter 904 ausgegebenes Betriebsartauswahlsignal Vmodg anspricht zum Treiben der Vorspannungssteuerspannung VGSM auf einen Massespannungspegel zum Festlegen der Leistungsverstärkungstransistoren Trg1, Trg2 und Trg3 auf einen nichtleitenden Zustand.

Die Betriebsartschalterschaltung 962 beinhaltet einen Schaltungstransistor, der selektiv als Antwort auf das Betriebsartauswahlsignal Vmodg einschaltet. Abhängig davon, ob der Schaltungstransistor in einem eingeschalteten (leitenden) Zustand oder einem ausgeschalteten (nicht leitenden) Zustand ist, wird der GSM-Leistungsverstärker selektiv auf einen inaktiven Zustand oder einen aktiven Zustand eingestellt.

Das Betriebsartauswahlsignal Vmodg wird durch den in Fig. 14 dargestellten Vorspannungsschalter 904 als Antwort auf das Betriebsartauswahlsignal Vmod erzeugt. Wenn das Betriebsartauswahlsignal Vmodg auf dem H-Pegel ist, ist der Schaltungstransistor der Schalterschaltung 962 eingeschaltet, die Vorspannungssteuerspannung VGSM erreicht einen L-Pegel auf einem Massespannungspegel, und der Leistungsverstärkungstransistor Trg1 schaltet aus. Die jeweiligen Ausgangsspannungen der Vorspannungssteuerschaltungen 964 und 966 erreichen die Basis-Emitter- Spannung der Leistungsverstärkungstransistoren Trg2 und Trg3, und die Leistungsverstärkungstransistoren Trg2 und Trg3 schalten auch aus. Somit beendet der GSM-Leistungsverstärker 902 in diesem Zustand den Leistungsverstärkungsbetrieb.

Wenn das Betriebsartauswahlsignal Vmodg einen L-Pegel erreicht, ist der Schaltungstransistor der Betriebsartschalterschaltung 962 ausgeschaltet, die Leistungsverstärkungstransistoren Trg1, Trg2, Trg3 haben von den Vorspannungssteuerschaltungen 961, 964 und 966 gemäß der Vorspannung VGSM und der Vorspannungssteuerspannung Vgcc angelegte Basisspannungen, und verstärken die von ihren jeweiligen vorangehenden Anpassungsschaltungen empfangenen Signale.

Die in Fig. 15 und 16 gezeigten Verstärker 900 und 902 sind nur in der Verarbeitungsfrequenz verschieden und haben drei Verstärkungsstufen. Jeder einzelne der Endstufen-Leistungsverstärkungstransistoren Trd3 und Trg3 hat eine genügend große Stromtreiberfähigkeit, da der Kollektor eines jeden mit einem Ausgangsanschluß verbunden ist und eine Ausgangslast über eine Ausgangsanpassungsschaltung 957 mit einer großen Treiberkraft treibt.

Der Vorspannungsschalter 904 empfängt Vorspannungssteuerspannungen Vpcd bzw. Vpcg für die DCS- und die GSM-Betriebsart, und empfängt Betriebsartauswahlsignale Vmodd und Vmodg, und gibt entweder den DCS-Leistungsverstärker 900 oder den GSM- Leistungsverstärker 904 als Antwort auf das Betriebsartauswahlsignal frei.

Der Vorspannungsschalter 904 aktiviert selektiv einen der Leistungsverstärker 900 und 902, so dass die Kommunikation in dem 1800 MHz-Band DCS und dem 900 MHz-Band GSM ermöglicht wird.

Fig. 17 stellt schematisch den Aufbau eines Hauptabschnittes eines Mobiltelefons einschließlich der Zweiband-Leistungsverstärkungsschaltung dar. Nach Fig. 17 beinhaltet das Mobiltelefon eine Batteriespannungsversorgung 980, die die Kollektorvorspannungen Vdc1 bis Vdc3 und die Vorspannung Vdcc für den DCS-Leistungsverstärker 900, sowie die Kollektorvorspannung Vgc1 bis Vgc3 und die Vorspannung Vgcc für die GSM-Leistungsverstärkungsschaltung 902 bereitstellt; ein als ein Bandentkoppler arbeitender Hochfrequenzkoppler 982, der ein von dem DCS-Leistungsverstärker 900 ausgegebenes Signal überträgt; ein als ein Bandentkoppler arbeitender Hochfrequenzkoppler 984, der ein von der GSM-Leistungsverstärkungsschaltung 902 ausgegebenes Signal überträgt; eine Auswahlschaltung 986, die auf ein (nicht dargestelltes) Betriebsartauswahlsignal zum Auswählen eines der von den Hochfrequenzkopplern 982 und 984 ausgegebenen Signale anspricht zum Übertragen des ausgewählten Signals an eine Antenne 988; eine Ausgangssteuerschaltung 990, die ein von dem Hochfrequenzkoppler 982 ausgegebenes Signal überwacht und eine Vorspannungssteuerspannung Vpcd gemäß dem Resultat der Überwachung ausgibt; und eine Ausgangssteuerschaltung 992, die ein von dem Hochfrequenzkoppler 984 ausgegebenes Signal überwacht, und eine Vorspannungssteuerspannung Vpcg gemäß dem Ergebnis des Überwachens ausgibt.

Die Ausgangssteuerschaltungen 990 und 992 legen die Vorspannungssteuerspannungen Vpcd und Vpcg an den Vorspannungsschalter 904 an und der Vorspannungsschalter 904 stellt gemäß den Vorspannungssteuerspannungen Vpcd und Vpcg die Pegel der Basisvorspannungen VDCS und VGSM an die Leistungsverstärkungsschaltungen 900 und 902 ein.

Für GSM- und DCS-Anwendungen muß ein Leistungsverstärker mit einer hohen Ausgangsleistung von nicht weniger als 1 W umgehen. Folglich werden, um den Leistungsverlust in einem Spannungsregler zu verringern, die Vorspannungen Vdc1 bis Vdc3, Vdcc, Vgc1 bis Vgc3 und Vgcc an die Leistungsverstärkungsschaltungen 900 und 902 direkt von der Batteriespannungsversorgung 980 angelegt.

Die DCS-Leistungsverstärkungsschaltung 900 überträgt das Ausgangssignal über den Hochfrequenzkoppler 982 und die Auswahlschaltung 986 zur Antenne 988. Die GSH-Leistungsverstärkungsschaltung 902 überträgt das Ausgangssignal über den Hochfrequenzkoppler 984 und die Auswahlschaltung 986 zur Antenne 988. Zwischen den Ausgangsanschlüssen der heistungsverstärkungsschaltungen 900 und 902, sowie einem Ende der Antenne wird normalerweise kein Entkoppler bereitgestellt, der üblicherweise in einem Inlands-Mobiltelefon (z. B. einem Personal Digital Cellular = PDC, japanischer Mobilfunkstandard) oder anderem verwendet wird. Der Entkoppler wird zur Verfügung gestellt zum Verhindern der Schwankung der Ausgangslastimpedanz der Leistungsverstärkungsschaltungen 900 und 902, wenn die Ausgangsimpedanz des Antennenanschlusses 988 schwankt. Bei GSM- und DCS-Anwendungen wird ein solcher Entkoppler nicht verwendet, um Verkleinerung und Verringerung des Ausgangsverlustes zu erreichen, und es werden einfach Hochfrequenzkoppler 982 und 984 verwendet.

Somit gibt es eine schwere Einsatzbedingung für die Leistungsverstärker 900 und 902, wie z. B. einen Zustand hoher Spannungsversorgung nach Fertigstellung des Aufladens der Batteriespannungsversorgung 980 und einer direkt auf die Leistungsverstärker 900 und 902 ausgeübten Schwankung in der Last des Antennenanschlusses 988. Wenn eine Ausgangslast unter der Bedingung der hohen Versorgungsspannung schwankt, erhöht sich der Kollektorverlust, so daß Wärme aufgrund des Stromverbrauchs im Kollektor erzeugt wird, und Transistorzellen, die einen Leistungsverstärkungstransistor bilden, arbeiten nicht gleichmäßig. Der Leistungsverstärkungstransistor wird beeinflußt, da der Leistungsverstärkungstransistor durch eine Mehrzahl von Einheitstransistorzellen gebildet wird, und die Betriebstemperaturbedingungen für die Einheitszellentransistoren schwanken aufgrund der Verteilung der Kollektorströme und der ungleichmäßige Betrieb der Transistorzellen wird verursacht durch die Schwankung der Betriebstemperaturbedingung.

Insbesondere würde der ungleichmäßige Betrieb der Einheitszellentransistoren in dem Endstufen-Leistungsverstärkungstransistor Trg3 oder Trd3 eine Stromansammlung bewirken, so daß die Betriebsströme eines Teils der Einheitszellentransistoren einen Hauptanteil des gesamten Betriebsstroms des Endstufentransistors einnehmen. Folglich wird eine Schwankung der Leistungsabgabe innerhalb eines Pulses bei einem Burstbetrieb eingeführt und im schlimmsten Fall der Endstufen-Leistungsverstärkungstransistor schließlich zerstört.

Solch eine Stromansammlung aufgrund von Wärmeentwicklung ist ein Nachteil der für einen Leistungsverstärker mit einer Mehrzahl von Einheitstransistorzellen, die auf einem Chip eng nebeneinanderliegend angeordnet sind, typisch ist.

Fig. 18 zeigt schematisch ein Layout eines Chips der in Fig. 15 und 16 gezeigten Leistungsverstärker. Nach Fig. 18 sind der DCS-Leistungsverstärker 900 und der GSM-Leistungsverstärker 902 jeweils in einem Bereich des in zwei Bereiche aufgeteilten Halbleiterchips 999 ausgebildet. Auf diesem Halbleiterchip sind Schaltungen angeordnet, die in Fig. 15 und 16 durch gestrichelte Linien angedeutet sind.

Der Leistungsverstärkungstransistor Trd2 der ersten Stufe des DCS-Leistungsverstärkers 900 ist in einem Transistorbildungsbereich PWD1 angeordnet, und der Leistungsverstärkungstransistor Trd2 der zweiten Stufe ist in einem Transistorbildungsbereich PWD2 ausgebildet. Zwischen den Transistorbildungsbereichen PWD2 und PWD1 ist ein Anpassungsschaltungsbereich IMD 12 ausgebildet, in dem eine Zwischenstufenanpassungsschaltung 913 zum Erreichen einer Zwischenstufenanpassung zwischen den Leistungsverstärkern Trd1 und Trd2 ausgebildet ist.

Bei dem DCS-Leistungsverstärker 900 ist in einem Bereich IMD 23 eine Zwischenstufenanpassungsschaltung 915 zum Erreichen einer Anpassung zwischen dem Leistungsverstärkungstransistor Trd2 der zweiten Stufe und dem Leistungsverstärkungstransistor Trd3 der dritten Stufe (Endstufe) angeordnet. Gegenüber den Transistorbildungsbereichen PWD1 und PWD2 und dem Anpassungsschaltungsbereich IMD 12 in Bezug auf den Anpassungsschaltungsbereich IMD 23 ist ein Transistorbildungsbereich PWD3 zum Anordnen des Endstufeh-Leistungsverstärkungstransistors Trd3 angeordnet. Der Transistorbildungsbereich PWD1, der Anpassungsschaltungsbereich IMD 12 und der Transistorbildungsbereich PWD2 sind in einer Linie ausgerichtet, und angrenzend an diese Bereiche ist der Anpassungsschaltungsbereich IMD 23 angrenzend an die Bereiche PWD1, IMD 12 und PWD2 angeordnet.

Der Leistungsverstärkungstransistor Trd1 der ersten Stufe ist z. B. aus zwei Einheitstransistorzellen ausgebildet. Der Leistungsverstärkungstransistor Trd2 der zweiten Stufe ist z. B. aus 10 Einheitstransistorzellen ausgebildet. Der Endstufen- Leistungsverstärkungstransistor Trd3 ist z. B. aus 6 × 10 Einheitstransistorzellen ausgebildet.

Ein leerer Bereich EPY ist angrenzend an den Transistorbildungsbereich PWD3 zum Anordnen des Endstufen- Leistungsverstärkungstransistors Trd3 angeordnet. An den leeren Bereich und den Transistorbildungsbereich PWD3 angrenzend ist ein Anschlussbereich OBD angeordnet, in dem Anschlüsse als Ausgang des DCS angeordnet sind. Da der Endstufen-Leistungsverstärkungstransistor Trd3 für einen großen Treiberstrom ausgelegt ist und eine breit angelegte Ausgangssignalleitung besitzt, sind eine Mehrzahl an Anschlüssen in einem Anschlußbereich OBD derart angeordnet, dass die Ausgangsleitungsbreitung ausreichenden vergrößert wird.

Für den GSM-Leistungsverstärker 902 ist der Leistungsverstärkungstransistor Trg1 der ersten Stufe in einem Transistorbildungsbereich PWG1 angeordnet und der Leistungsverstärkungstransistor Trg2 der zweiten Stufe ist in einem Transistorbildungsbereich PWG2 angeordnet. Zwischen den Transistorbildungsbereichen PWG1 und PWG2 ist ein Bereich IMG 12 zum Anordnen einer Zwischenstufenanpassungsschaltung 953 angeordnet. Die Bereiche PWG1, IMG12 und PWG2 sind in einer Linie ausgerichtet.

Angrenzend an die Bereiche PWG1, PWG2 und IMG12 ist ein Bereich IMG23 angeordnet, in dem eine Zwischenstufenanpassungsschaltung 955 angelegt ist.

Der Endstufen-Leistungsverstärkungstransistor Trg3 ist in einem Transistorbildungsbereich PWG3 angrenzend an den Bereich IMG23 ausgebildet und ausgerichtet mit dem Transistorbildungsbereich PWD3 und dem leeren Bereich EPY angeordnet.

Der Leistungsverstärkungstransistor Trg1 ist z. B. aus vier Einheitstransistorzellen ausgebildet, der Leistungsverstärkungstransistor Trg2 der zweiten Stufe ist z. B. aus 16 Einheitstransistorzellen ausgebildet, und der Endstufen- Leistungsverstär-kungstransistor Trg3 ist z. B. aus 10 × 10 Einheitstransistorzellen ausgebildet.

Angrenzend an den Transistorbildungsbereich PWG3 wird ein Ausgangsanschlussbereich OBG bereitgestellt, in dem Ausgangsanschlüsse für GSM angeordnet sind.

Die Leistungsverstärker 900 und 902 sind auf einem Halbleiterchip 999 integriert. Wie in Fig. 18 gezeigt, sind die Bereiche für entsprechende Bauteile des DCS-Leistungsverstärkers 900 und des GSM-Leistungsverstärkers 902 parallel angeordnet, die Leistungsverstärker 900 und 902 haben im wesentlichen gleiche Schaltungsanordnungen, sind effizient angeordnet und ihr Layout ist vereinfacht.

Wie in Fig. 18 gezeigt, haben die Endstufen- Leistungsverstärkungstransistoren der Leistungsverstärker 900 und 902 eine größere Stromtreiberfähigkeit und nehmen eine größere Chipfläche als die Leistungsverstärkungstransistoren der ersten und zweiten Stufe ein.

Fig. 19 stellt schematisch einen Aufbau der Endstufen- Leistungsverstärkungstransistoren Trd3 und Trg3 der Leistungsverstärker 900 und 902 dar. Die Endstufen-Ausgangs-Verstärkungstransistoren Trd3 und Trg3 sind lediglich in der darin enthaltenen Anzahl an Transistorzellen unterschiedlich, und

Fig. 19 stellt einen Aufbau eines einzelnen Leistungsverstärkungstransistors dar.

Nach Fig. 19 beinhaltet der Endstufen-Ausgangsverstärkungstransistor in m Zeilen und n Spalten angeordnete Einheitstransistoren Tr11 bis Tr1n bis einschließlich Trm1 bis Trmn, von denen jeder einzelne durch einen Hetero-Bipolar-Transistor (HBT) ausgebildet ist.

Subkollektorleitungen SCL1 bis SCLm und Subbasisleitungen SBL1 bis SBLm sind jeweils entsprechend den Zeilen von Einheitstransistoren angeordnet. Die Subbasisleitungen SBL1 bis SBLm sind mit einer Hauptbasisleitung MBL verbunden, die eine Basisvorspannung von einer Basisvorspannungssteuerschaltung über einen Knoten A und eine von einer vorangehenden Zwischenstufenanpassungsschaltung eingespeiste Radiofrequenz (RF) über einen Knoten B empfängt. Die Subkollektorleitungen SCL1 bis SCLm sind gemeinsam mit einer Hauptkollektorleitung MCL verbunden, die an einen Ausgangsknoten C gekoppelt ist.

Die jeweilige Basis der Einheitstransistoren Tr11 bis Tr1n bis einschließlich Trm1 bis Trum ist mit entsprechenden Subbasisleitungen SBL1 bis SBLm durch die Basisvorwiderstände Rbl1 bis Rbln bis einschließlich Rbm1 bis Rbmn verbunden. Der jeweilige Emitter der Einheitstransistoren Tr11 bis Tr1n bis einschließlich Trm1 bis Trum ist mit einem Masseknoten durch jeweilige Emittervorwiderstände Re11 bis Re1n bis einschließlich Rem1 bis Remn verbunden.

Wenn die Temperatur ansteigt und ein Kollektorstrom zunimmt, bewirken die Vorwiderstände Rb11 bis Rb1n bis einschließlich Rbm1 bis Rbmn und Re11 bis Re1n bis einschließlich Rem1 bis Remn eine negative Rückkopplung zum Verringern der Basis- Emitter-Spannungen der entsprechenden Einheitstransistoren und verhindern die Zunahme der Kollektorströme. Ein Bipolar- Transistor, der aus einer Mehrzahl von Einheitstransistoren gebildet ist, wird als ein Multifinger-Bipolar-Transistor bezeichnet.

Fig. 20 stellt schematisch ein Layout eines in Fig. 19 dargestellten Endstufen-Leistungsverstärkungstransistors dar. Nach Fig. 20 sind Einheitszellbereiche 11 bis 17, 21 bis 27, 31 bis 37, 41 bis 47, 51 bis 57 und 61 bis 67, in denen in jedem einzelnen ein Einheitstransistor Tr ausgebildet ist, in sechs Zeilen ausgerichtet angeordnet. Diese Einheitszellenbereiche sind in drei Blöcke BA, BB und BC eingeteilt, von denen jeder einzelne in zwei Reihen angeordnete Einheitszellenbereiche beinhaltet.

In jedem einzelnen der Einheitszellenbereiche 11 bis 17, 21 bis 27, 31 bis 37, 41 bis 47, 51 bis 57 und 61 bis 67 ist ein HBT ausgebildet und ein Emitterbereich, ein Kollektorbereich und ein Basisbereich werden bereitgestellt.

Die Subemitterverbindungsleitungen 5c1 bis 5c6 sind jede einzelne den in einer Zeile ausgerichteten Einheitszellenbereichen (oder Einheitstransistoren Tr) gemeinsam angeordnet, und sind mit den Emitterbereichen der Einheitszellen in einer entsprechenden Zeile verbunden. Die Subemitterverbindungsleitungen 5c1 bis 5c6 sind mit Emitterverbindungsleitungen 5a und 5b, die sich in die Spaltenrichtung auf entgegengesetzten Seiten des Einheitstransistorsbildungsbereiches erstrecken, verbunden. Die Emitterverbindungsleitungen 5a und 5b sind mit einem eine Massespa:nnung bereitstellenden Masseknoten verbunden. In Bereichen, in denen die Subemitterverbindungsleitungen 5c1 bis 5c6 und die Bildungsbereiche der Einheitstransistoren Tr miteinander überlappen, sind die Emittervorwiderstände z. B. aus einer epitaktischen Schicht ausgebildet.

Die Basisverbindungsleitungen 2b1 bis 2b3 sind in entsprechenden Blöcken BA bis BC angeordnet, den Einheitszellenbereichen in den jeweiligen Blöcken gemeinsam. Jede der Subbasisverbindungsleitungen 2b1 bis 2b3 ist sich in einen entsprechenden Block durch einen Bereich, der sich zwischen zwei Zeilen von Einheitszellenbereichen befindet, erstreckend angeordnet, und jede einzelne ist mit den Basisbereichen der Einheitszellen in dem entsprechenden Block über die Basisvorwiderstände 7 verbunden.

Die Subbasisverbindungsleitungen 2b1 bis 2b3 sind mit einer Basisverbindungsleitung 2a verbunden, die an einen RF- Signaleingangsabschnitt 1 gekoppelt ist, der einen RF-Signal von einer vorangehenden Verstärkerstufe durch eine Zwischenstufenanpassungsschaltung empfängt. Die Basisverbindungsleitung 2a empfängt auch eine Basisvorspannungssteuerspannung von einer entsprechenden Vorspannungssteuerschaltung. Jeder der in den Einheitszellenbereichen 11-17 bis 61-67 ausgebildeten Einheitstransistoren ist ein Hetero-Bipolar-Transistor HBT, und die Subbasisverbindungsleitungen 2b1, 2b2 und 2b3 empfangen jeweilige Basisströme Ib1, Ib2 und Ib3.

Jeder Zeile der Einheitszellenbereiche werden entsprechende Subkollektorverbindungsleitungen 4b1 bis 4b6 bereitgestellt, von denen jede den Einheitszellen in einer entsprechenden Zeile gemeinsam ist. Jede einzelne der Subkollektorverbindungsleitungen 4b1 bis 4b6 ist mit den Einheitszellen in einer entsprechenden Zeile an den Kollektorbereichen verbunden. Die Subkollektorverbindungsleitungen 4b1 bis 4b6 sind gemeinsam mit einer Kollektorverbindungsleitung 4a verbunden, die mit einem Ausgangsabschnitt 3 verbunden ist, der ein Hochfrequenz (RF)- Signal ausgibt.

Die Subkollektorverbindungsleitungen 4b1 bis 4b6 empfangen einen Strom, der von einem in die Kollektorverbindungsleitung 4a eingespeisten Kollektorstrom parallel geschaltet ist, und empfangen somit jeweilige Kollektorströme Ic1 bis Ic6.

Bei einem HBT nimmt der Kollektorstrom mit steigender Temperatur zu. Wenn dieser Temperaturanstieg nicht gestoppt werden kann, steigt der Kollektorstrom weiter an und der erhöhte Strom hebt wiederum die Temperatur weiter an, und der Strom steigt somit unendlich an oder thermisches Weglaufen wird verursacht. Um dieses thermische Weglaufen zu verhindern, werden ein Basisvorwiderstand 7 und ein Emittervorwiderstand (nicht dargestellt) angeordnet zum Verhindern des Ansteigens des Kollektorstroms. Insbesondere der Anschluß eines Emittervorwiderstandes und eines Basisvorwiderstandes 7 an jeden Einheitstransistor Tr verhindert die ungleichmäßige Verteilung des Kollektorstroms 1c, die durch die Ungleichmäßigkeit der thermischen Verteilung oder dergleichen eines Multifinger-Bipolar-Transistors verursacht wird, der aus Einheitstransistoren Tr gebildet ist.

Wenn eine solche Transistorzelle angeordnet wird, werden die Subkollektorverbindungsleitungen 4b1 bis 4b6 derart angepaßt, daß sie gleiche Leitungsimpedanzen besitzen, zum Erreichen, daß die Kollektorströme IC1 bis IC6 dort hindurch im wesentlichen gleichmäßig fließen. In diesem Fall verursacht ein Treiberstrom im Betrieb eine Temperaturverteilung in dem Transistorfeld, so daß der in Fig. 20 dargestellte runde Zentralbereich 8 eine hohe Temperatur und der periphere Bereich eine niedrige Temperatur besitzt.

Wenn eine solche Temperaturverteilung hervorgerufen wird, ist die Wahrscheinlichkeit groß, daß sich ein Kollektorstrom in den Einheitszellenbereichen 34 und 44 in einem Zentralbereich des Transistorfeldes ansammelt. Wenn eine solche Kollektorstromansammlung auftritt, fließt ein Hauptanteil der totalen Kollektorströme Ic1 bis Ic6 durch die Einheitstransistoren, die in den Einheitszellenbereichen 34 und 44 ausgebildet sind, und der Betriebsstrom, der durch die Einheitszellen in den Einheitszellenbereichen 34 und 44 fließt, nimmt somit einen Hauptanteil des Betriebsstroms des Endstufen- Leistungsverstärkungstransistors ein.

Somit würde, wenn ein großer Kollektorstrom durch die Einheitszellenbereiche 34 und 44 fließt, der folgende Nachteil resultieren: Thermisches Weglaufen wird in dem runden Zentralbereich 8 hervorgerufen, die Transistoren in den Einheitszellenbereichen 34 und 44 werden zerstört, ein großer Strom fließt von der Kollektorverbindungsleitung 4a zu den Emitterverbindungsleitungen 5a und 5b, und die Gesamtheit des Leistungsverstärkungstransistors wird zerstört.

Solch eine Stromanhäufung in einem Multifinger-Bipolar- Transistor kann effektiv vermieden werden durch die Vergrößerung des Abstands zwischen den Einheitstransistoren zum Unterdrücken der thermischen Störung zwischen den Einheitstransistoren und zum Anordnen der Einheitstransistoren in einem thermisch isolierten Zustand voneinander, um den thermischen Gesamtwiderstand zu verringern. Dies vergrößert jedoch die Fläche des Endstufen-Leistungsverstärkungstransistors, und die vergrößerte Fläche des Endstufen-Leistungsverstärkungstransistors, der eine große Fläche des Chips einnimmt, erhöht die Chipgröße.

In dem Fall eines aus einem Verbindungshalbleiter, wie z. B. GaAs, geformten HBT-Verstärkers ist es teurer, als bei einem Si-MOSFET, und die Verringerung der Chipfläche ist in Hinblick auf den Preis wichtig.

Die japanische Patent-Offenlegungsschrift JP 2001-102460 offenbart eine solche Anordnung, bei der in einer Zweiband- Leistungsverstärkungsschaltung GSM- und DCS-Leistungsverstärker nicht gleichzeitig betrieben werden, und die Einheitstransistoren der Endstufen-Leistungsverstärkungstransistoren dieser GSM- und DCS-Verstärkungsschaltungen abwechselnd angeordnet sind. In dieser Anordnung arbeitet der an einem Einheitstransistor angrenzende Transistor nicht. Es ist beabsichtigt, die Rasterabstandsbedingung für die Einheitstransistoren gleichwertig zu lindern zum reduzieren des thermischen Widerstands zum Unterdrücken der Wärmeentwicklung.

Jedoch verwendet GSM ein Frequenzband von 900 MHz und DCS verwendet ein Frequenzband von 1800 MHz. Daher wird bei dem Aufbau der alternierenden Anordnung von Einheitstransistoren, wenn der GSM-Leistungsverstärker verwendet wird, eine Oberwelle davon an den Ausgangsknoten des DCS-Leistungsverstärkers durch die kapazitive Kopplung des Endstufen-Leistungsverstärkungstransistors übertragen. Somit wird, wie in Fig. 17 gezeigt, über den Koppler 982 und die Auswahlschaltung 986 eine von dem DCS- Leistungsverstärker kommende harmonische Rauschkomponente auf das GSM-Übertragungssignal überlagert, und die Übertragungsqualität würde verschlechtert werden.

Außerdem wird, wenn die Einheitstransistoren der DCS- und der GSM-Ausgangstransistoren in getrennten Bereichen angeordnet sind, mit einer ausreichenden Rasterabstandsbedingung in jedem Bereich und in den separaten Bereichen für GSM und für DCS, ähnlich aufgrund einer kapazitiven Kopplung zwischen den Verbindungsleitungen ein Rauschen überlagert, und die Übertragungsqualität wird beeinträchtigt. In diesem Fall kann im Hinblick auf die Verringerung der Chipfläche der Rasterabstand der Einheitstransistoren nicht genügend vergrößert werden, und das Problem der Stromansammlung kann nicht ausreichend überwunden werden.

Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Mehrband-Leistungsverstärkungsschaltung bereitzustellen, mit der es möglich ist, die Chipgröße zu reduzieren, ohne die Übertragungsqualität zu beeinträchtigen.

Weiterhin soll eine Mehrband-Leistungsverstärkungsschaltung bereitgestellt werden, mit der es möglich ist, die Chipgröße zu reduzieren, während man Stromansammlung vermeidet.

Die Aufgabe wird erfüllt durch einen Verstärker gemäß Anspruch 1 und 10. Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.

Ein Verstärker gemäß der vorliegenden Erfindung beinhaltet: Einen ersten Ausgangstransistor mit einer Mehrzahl an ersten Einheitstransistorzellen zum Ausgeben eines Signals eines ersten Frequenzbandes; einen zweiten Ausgangstransistor mit einer Mehrzahl an zweiten Einheitstransistorzellen, der ein Signal eines zweiten Frequenzbandes, das verschieden von dem ersten Frequenzband ist, ausgibt; und ein zwischen einen Ausgangsknoten des ersten Ausgangstransistors und einen Ausgangsknoten des zweiten Ausgangstransistors angeordnetes Induktivitätselement.

Ein Verstärker gemäß eines zweiten Aspekts der vorliegenden Erfindung beinhaltet: Einen ersten Ausgangstransistor mit einer Mehrzahl an ersten Einheitstransistorzellen zum Ausgeben eines Signals eines ersten Frequenzbandes; und einen zweiten Ausgangstransistor mit einer Mehrzahl an zweiten Einheitstransistorzellen zum Ausgeben eines Signals eines zweiten Frequenzbandes. Die zweiten und ersten Einheitstransistorzellen sind so angeordnet, daß sie sich gegenseitig abwechselnd umgeben.

Ein Induktivitätselement ist zwischen den Ausgangsknoten des ersten Ausgangstransistors und den Ausgangsknoten des zweiten Ausgangstransistors angeordnet. Selbst wenn die ersten und zweiten Ausgangstransistoren, die aus Einheitstransistorzellen ausgebildet sind, nahe zueinander angeordnet sind, arbeitet somit das Induktivitätselement mit einer parasitären Kapazität zusammen zum Bilden eines Resonanzkreises für eine Oberschwingungskomponente. Somit sind die Ausgangsknoten über eine große Impedanz miteinander verbunden und es wird durch kapazitive Kopplung verhindert, daß eine Oberschwingungskomponente des zweiten Ausgangstransistors über den ersten Ausgangstransistor übertragen wird. So können die ersten und zweiten Einheitstransistoren ohne Beeinträchtigung der Übertragungsqualität nahe aneinander angrenzend angeordnet werden, und die ersten und zweiten Ausgangstransistoren können so in einer verringerten Fläche angeordnet werden zum reduzieren der Chipfläche.

Insbesondere, selbst wenn die ersten und zweiten Einheitstransistorzellen gemischt in einem Transistorzellenbildungsbereich ausgebildet sind und die effektiven Rasterabstände der Einheitstransistorzellen verringert sind zum Reduzieren eines thermischen Widerstands, kann eine durch die kapazitive Kopplung der Oberschwingungskomponente erzeugte Rauschkomponente auch verhindert werden. Die Chipgröße kann ohne Beeinträchtigung der Übertragungsqualität effizient reduziert werden und die Zerstörung des Elements aufgrund von Stromansammlung kann verhindert werden.

Durch die Anordnung der Einheitstransistorzellen derart, daß sie sich gegenseitig umgeben, sind die Einheitszellen im Betrieb frei von Wärmegrenzen und im Betrieb wird in dem Transistorbereich Wärme derart abgegeben, daß die Ansammlung von Wärme unterdrückt wird und damit die Stromansammlung verhindert wird.

Wenn die Einheitstransistorzellen des ersten und zweiten Ausgangstransistors abwechselnd angeordnet sind, können die Einheitstransistorzellen, die gleichzeitig arbeiten, in einer verteilten Art und Weise in dem Transistorbildungsbereich angeordnet werden. Folglich kann der thermische Widerstand verringert werden, die Wärmeerzeugung kann unterdrückt werden, und die Einheitstransistorzellen können auch einen reduzierten Rasterabstand haben, und folglich kann eine verringerte Chipgröße erreicht werden.

Weitere Merkmale und Zweckmäßigkeiten der Erfindung ergeben sich aus der Beschreibung von Ausführungsbeispielen anhand der beigefügten Zeichnungen.
Von den Figuren zeigen:
Fig. 1 schematisch das Layout eines Chips einer Zweiband-Leistungsverstärkungs-Schaltung gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
Fig. 2 ein Diagramm zur Veranschaulichung der Funktion eines in Fig. 1 gezeigten Induktivitätselements;
Fig. 3 schematisch eine Anordnung von Einheitstransistoren eines Endstufen- Leistungsverstärkungs-Transistors gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
Fig. 4 genauer ein Layout der Einheitstransistoren des Endstufen-Leistungsverstärkungs- Transistors gemäß der zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
Fig. 5 schematisch ein Layout der Einheitstransistoren des Endstufen-Leistungsverstärkungs- Transistors gemäß einer dritten Ausfühtungsform der vorliegenden Erfindung;
Fig. 6 schematisch eine parasitäre Kapazität in dem Verbindungsleitungs-Layout nach Fig. 5;
Fig. 7 genauer das Layout der Einheitstransistoren gemäß der dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
Fig. 8 schematisch ein Layout der Einheitstransistoren des Endstufen-Leistungsverstärkungs- Transistors gemäß einer vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
Fig. 9 schematisch ein Layout der Einheitstransistoren des Endstufen-Leistungsverstärkungs- Transistors gemäß der vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
Fig. 10 schematisch ein Layout der Einheitstransistoren des Endstufen-Leistungsverstärkers gemäß einer fünften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
Fig. 11A und 11B schematisch die Temperaturverteilung einer Reihe von Einheitstransistoren;
Fig. 12 schematisch eine Temperaturverteilung in der Anordnung der Einheitstransistoren nach Fig. 10;
Fig. 13 im Detail das Layout der Einheitstransistoren gemäß der fünften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
Fig. 14 schematisch einen Aufbau einer herkömmlichen Zweiband-Leistungsverstärkungs- Schaltung;
Fig. 15 einen exemplarischen Schaltungsaufbau des in Fig. 14 dargestellten DCS- Leistungsverstärkers;
Fig. 16 einen exemplarischen Schaltungsaufbau des in Fig. 14 dargestellten GSM-Leistungsverstärkers;
Fig. 17 schematisch den Aufbau eines Hauptabschnitts eines eine herkömmliche Zweiband- Leistungsverstärkungs-Schaltung verwendenden Mobilfunkendgeräts;
Fig. 18 schematisch ein Layout eines Chips eines Endstufen-Leistungsverstärkungs-Transistors in einem herkömmlichen Zweiband- Leistungsverstärker;
Fig. 19 schematisch einen Aufbau eines Endstufen- Leistungsverstärkungs-Transistors eines herkömmlichen Leistungsverstärkers; und
Fig. 20 ein Layout der in Fig. 19 gezeigten Einheitstransistoren;

Erste Ausführungsform

Fig. 1 stellt schematisch ein Layout eines Chips einer DCS/GSM- Zweiband-Leistungsverstärkungsschaltung gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung dar. Die Zweiband- Leistungsverstärkungsschaltung aus Fig. 1 ist in dem Layout von dem in Fig. 18 in den folgenden Punkten verschieden. Die Einheitstransistoren (Tr), die die Endstufen- Ausgangsleistungsverstärkungstransistoren Trd3 und Trg3 des DCS- bzw. GSM-Leistungsverstärkers bilden, sind in gemischter Art und Weise in einem Bereich PW3 zum Bilden des Endausgangs- Verstärkungstransistors angeordnet.
Ein DCS-Anschlussbereich PBD und ein GSM-Anschlussbereich PBG sind gegenüberliegend in Bezug auf den Bereich PW3 angeordnet. Der Kollektor des DCS-Endstufen-Leistungsverstärkungstransistors ist mit einer Ausgangsleitung verbunden, die mit Anschlüssen in dem DCS-Anschlussbereich PBD zum Ausgeben eines Ausgangssignals OUT_DCS verbunden ist.
Der Kollektor des GSM-Endstufen-Leistungsverstärkungstransistors ist mit einer Ausgangsleitung verbunden, die mit den in dem DSN-Anschlussbereich PBG enthaltenen Anschlüssen zum Ausgeben eines Ausgangssignals OUT_GSM verbunden ist.
Durch das zueinander gegenüberliegende Anordnen der DCS- und GSM-Anschlußbereiche PBD und PBG können der DCM- und der GSM- Signalausgangsknoten so weit wie möglich räumlich voneinander getrennt werden zum Verhindern der kapazitiven Kopplung dazwischen zum Erreichen der Bandentkopplung.
Außerdem sind die Anschlüsse (oder Ausgangsleitungen) des GSM- Anschlussbereichs PBG und des DCS-Anschlussbereichs PBD durch eine serielle Anordnung eines Induktivitätselements Lcc und eines Kapazitätselementes Ccc miteinander verbunden. Das restliche Layout des Chips der in Fig. 1 gezeigten Schaltung ist identisch mit dem des Chips der in Fig. 18 gezeigten Schaltung, und gleiche Komponenten werden durch gleiche Referenzzeichen bezeichnet und die genaue Beschreibung davon wird nicht wiederholt.
Durch das Anordnen der Einheitstransistoren für den DCS- Verstärkungstransistor und für den GSM-Leistungsverstärkungstransistor in einer gemischten Art und Weise in dem Endstufen- Verstärkungstransistor-Bildungsbereich PW3 kann der Abstand zwischen gleichzeitig arbeitenden Einheitstransistoren vergrößert werden zum Verringern des thermischen Widerstands, und Stromansammlung aufgrund von Wärmeansammlung kann verhindert werden. Mit in gemischter Art und Weise angeordneten Einheitstransistoren muss der Abstand zwischen benachbarten Einheitstransistoren zum Reduzieren des thermischen Widerstands nicht vergrößert werden und kann kürzer ausgelegt werden als in einer herkömmlichen Vorrichtung, um die Gesamtfläche des Endstufenleistungsverstärkungstransistors verglichen mit der des herkömmlichen zu verringern.
Die Anschlüsse in dem DCS-Anschlussbereich PBD sind mit einem Kollektor des Leistungsverstärkungstransistors Trd3 verbunden, der aus den in dem Endstufen-Verstärkungstransistor-Bildungsbereich PW3 angeordneten Einheitstransistoren aufgebaut ist. Die Anschlüsse in dem GSM-Anschlussbereich PBG sind mit einem Kollektor des Leistungsverstärkungstransistors Trg3 verbunden, der in dem Endstufen-Verstärkungstransistor-Bildungsbereich PW3 angeordnet ist.
Wie oben beschrieben, sind in dem Endstufen-Verstärkungstransistor-Bildungsbereich PW3 die Einheitstransistoren, die die Leistungsverstärkungstransistoren Trd3 und Trg3 aufbauen, in gemischter Art und Weise angeordnet. Folglich sind diese Einheitstransistoren durch DCS- und GSM-Subkollektorleitungen miteinander verbunden, die wie genauer später im Zusammenhang mit dem Layout beschrieben wird, nahe beieinander liegend angeordnet sind, und es gibt eine koppelnde Kapazität zwischen diesen Verbindungsleitungen.
Fig. 2 stellt eine elektrische Ersatzschaltung des Aufbaus eines Ausgangsabschnittes der Endstufen-Leistungsverstärkungstransistoren Trd3 und Trg3 dar. Nach Fig. 2 ist zwischen die Kollektorknoten CND und CNG der Leistungsverstärkungstransistoren Trd3 und Trg3 eine parasitäre Kapazität Cpr geschaltet. Außerdem sind ein Kapazitätselement Ccc und ein Induktivitätselement Lcc in Serie zwischen die Kollektorknoten CND und CNG geschaltet. Das Kapazitätselement Ccc ist eine DC-Sperrkapazität oder eine AC-Kurzschlusskapazität zum Verhindern, daß die DC (Gleichstrom)-Kollektorvorspannung der Leistungsverstärkungstransistoren Trd3 und Trg3 durch das Induktivitätselement übertragen werden. Es wird somit angenommen, dass die Impedanz des Kapazitätselements Ccc in einem RF-Bereich gegenüber der Impedanz der parasitären Kapazität Cpr und der Impedanz des Induktivitätselements Lcc vernachlässigt werden kann. In diesem Fall wird eine Impedanz zwischen den Kollektorknoten CNG und CND durch die folgende Gleichung dargestellt:
Z = 1/[j.ω.Cpr + 1/(j.ω.Lee)].
Die Impedanz Z nimmt unter der Resonanzbedingung einen maximalen absoluten Wert an, und die Resonanzbedingung kann durch die folgende Gleichung dargestellt werden:
ω = 1/√Lcc.Cpr.
Wenn somit 1800 MHz als Resonanzfrequenz ω gewählt wird, trennt dieser parallel Resonanzkreis elektrisch die Kollektorknoten CND und CNG, selbst wenn der GSM-Leistungsverstärker arbeitet und es eine zweite Oberschwingungskomponente seines Ausgangs- Frequenzbandes von 900 MHz, d. h. einer Komponente von 1800 MHz, gibt. So kann verhindert werden, daß die zweite Oberschwingungskomponente von dem Kollektorknoten CNG des Leistungsverstärkungstransistors Trg3 zu dem Kollektorknoten CND des Leistungsverstärkungstransistors Trd3 übertragen wird.
Somit kann durch Festlegen der Resonanzfrequenz ω auf eine Frequenzkomponente des DCS-Frequenzbandes in dem GSM-Betrieb die Impedanz zwischen den Kollektorknoten CND und CNG durch einen parallelen Schwingkreis unendlich gemacht werden zum Verhindern der Übertragung der zweiten Oberschwingungskomponente zu dem Ausgangsknoten des DCS-Leistungsverstärkers. Folglich kann, selbst wenn bei einer normalen Zweiband-Verstärkungsschaltung ein RF (Hochfrequenz)-Koppler und eine Auswahlschaltung in einer nachfolgenden Stufe bereitgestellt werden, durch die ein von dem GSM-Leistungsverstärker ausgegebenes Signal wie in Fig. 17 dargestellt an einen Antennenanschluss übertragen wird, die erfindungsgemäße Anordnung die Übertragung einer harmonischen Rauschkomponente von dem Ausgangsknoten des DCS- Leistungsverstärkers über den RF-Koppler 982 und die Auswahlschaltung 986 an die Antenne verhindern.
In dem Endstufen-Transistor-Bildungsbereich PW3 sind Einheitstransistoren der Endstufen- Leistungsverstärkungstransistoren Trd3 und Trg3 in einer gemischten Art und Weise angeordnet zum Reduzieren der tatsächlichen Rasterabstandsbedingung zwischen den Einheitszellenbereichen zum Reduzieren der Belegungsfläche des Endstufen- Transistor-Bildungsbereichs PW3, verglichen mit der Anordnung, bei der der DCS-Endstufen-Verstärkungstransistor und der GSM- Endstufen-Leistungsverstärkungstransistor einzeln angeordnet sind. Einheitstransistoren, die gleichzeitig arbeiten, sind darüber hinaus entfernt voneinander angeordnet, und der thermische Widerstand wird entsprechend verringert, so daß die Wärmeerzeugung unterdrückt wird, so daß die der erzeugten Wärme zuzuschreibende Stromansammlung verhindert wird. Selbst wenn die parasitäre Kapazität Cpr aufgrund der gemischten Anordnung der Einheitstransistoren existiert, ist das Induktivitätselement Lcc zwischen den Ausgangsknoten derart angeordnet, daß sie mit der parasitären Kapazität derart zusammenarbeitet, daß eine unendliche Impedanz für eine zweite Oberschwingungskomponente des GSM bereitgestellt wird, und es kann zuverlässig verhindert werden, daß eine Rauschkomponente einem GSM-Übertragungssignal überlagert wird zum Verbessern der Übertragungsqualität.
Es wäre ausreichend für das Induktivitätselement Lcc, einen passenden Induktivitätswert zu haben, der den tatsächlichen Kapazitätswert der parasitären Kapazität Cpr berücksichtigend festgelegt ist. Das Kapazitätselement Ccc muss lediglich die DC-Komponente der Vorspannung des Kollektorknotens CND sperren, und seine Kapazität kann einen geringen Wert haben mit der Bedingung, daß in dem Frequenzband von 1800 MHz der absolute Wert der Impedanzkomponente 1/(ω.Ccc) ein ausreichend geringer Wert ist, der im Vergleich mit dem absoluten Wert ω.Lcc der Impedanzkomponente des Induktivitätselements Lcc vernachlässigbar ist.
Wie soweit beschrieben, beinhaltet eine Zweiband- Leistungsverstärkungsschaltung gemäß der ersten Ausführungsform Endstufen-Leistungsverstärkungstransistoren, die aus in gemischter Art und Weise innerhalb eines einzelnen Transistorbildungsbereiches angeordneten Einheitstransistoren aufgebaut sind, und die Ausgangsstufen-Leistungsverstärkungstransistoren haben ein Induktivitätselement zwischen die jeweiligen Ausgangsknoten geschaltet. Das Induktivitätselement bildet mit einer parasitären Kapazität einen parallelen Schwingkreis. Somit kann eine verringerte Chipgröße erreicht werden und es kann auch verhindert werden, dass ein Rauschen, das einer zweiten Oberschwingungskomponente zuzuordnen ist, auf ein Übertragungssignal überlagert wird. Folglich kann eine verringerte Chipgröße erreicht werden ohne Beeinträchtigung der Übertragungsqualität und ohne Stromansammlung.

Zweite Ausführungsform

Fig. 3 zeigt schematisch eine Anordnung von Einheitstransistoren Tr des Endstufen-Leistungsverstärkungstransistors gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Nach Fig. 3 sind die Einheitstransistoren Tr in einer Mehrzahl von Zeilen und einer Mehrzahl von Spalten angeordnet. Fig. 3 stellt exemplarisch ein Layout des Anordnens von Einheitstransistoren in sechs Zeilen und sechs Spalten dar.
In diesem Transistorfeld werden die in ungeradzahligen Zeilen R#1, R#3 und R#5 angeordneten Einheitstransistoren Tr als Endstufen-Leistungsverstärkungstransistor des DCS- Leistungsverstärkers verwendet, und die in geradzahligen Zeilen R#2, R#4 und R#6 angeordneten Einheitstransistoren werden als Komponenten des Endstufen-Leistungsverstärkungstransistors des GSM-Leistungsverstärkers verwendet. In Fig. 3 bezeichnet der Buchstabe "D" einen Einheitstransistor Tr, der als eine Komponente des DCS-Leistungsverstärkungstransistors verwendet wird, und ein Buchstabe "G" bezeichnet einen Einheitstransistor Tr, der als eine Komponente des Endstufen-Leistungsverstärkungstransistors des GSM-Leistungsverstärkers verwendet wird.
Die Kollektoren der Einheitstransistoren D sind gemeinsam mit einer DCS-Ausgangssignalleitung 3b verbunden, und die Kollektoren der Einheitstransistoren G sind gemeinsam mit einer GSM- Ausgangssignalleitung 3a verbunden. Zwischen die Ausgangssignalleitungen 3a und 3b sind das Kapazitätselement Ccc zum Sperren eines direkten Stroms und das Induktivitätselement Lcc zum Bilden eines parallelen Schwingkreises zusammen mit der parasitären Kapazität in dem Transistorfeld in Serie geschaltet.
In dem in Fig. 3 dargestellten Einheitstransistorenfeld sind DCS-Einheitstransistoren D und GSM-Einheitstransistoren G in Spalten-Richtung abwechselnd angeordnet. Der DCS- und der GSM- Leistungsverstärker arbeiten abwechselnd. Z. B., wenn der DCS- Einheitstransistor D arbeitet, arbeitet der GSM- Einheitstransistor G nicht und treibt keinen Strom. Somit ist der Rasterabstand der DCS-Einheitstransistoren D in Spalten- Richtung entsprechend vergrößert, der thermische Widerstand in diese Spalten-Richtung kann verringert werden, Wärmeansammlung kann verhindert werden, und Stromansammlung kann folglich reduziert werden. Selbst wenn die Einheitstransistoren Tr mit einem minimalen Rasterabstand Pmin angeordnet sind, haben die DCS- und GSM-Einheitstransistoren D und G immer noch einen Rasterabstand von 2.Pmin in Spalten-Richtung. Somit können die DCS- Einheitstransistoren D und die GSM-Einheitstransistoren G mit einem minimalen Rasterabstand angeordnet werden, und der Endstufentransistor, der eine große Fläche des Leistungsverstärkers einnimmt, kann in einem Bereich mit einer verringerten Fläche angeordnet werden, womit eine reduzierte Chipfläche erreicht werden kann verglichen mit der Anordnung, in der die DCS-Einheitstransistoren D und die GSM-Einheitstransistoren G in getrennten Bereichen angeordnet sind.
Die jeweiligen Kollektorbereiche der DCS-Einheitstransistoren D und der GSM-Einheitstransistoren G sind durch nahe beieinanderliegende Verbindungsleitungen miteinander verbunden, und das Induktivitätselement Lcc bildet zusammen mit einer parasitären Kapazität zwischen den Kollektorverbindungsleitungen für die zweite Oberschwingungskomponente des GSM einen parallelen Schwingkreis. Wenn ein Signal des GSM-Frequenzbandes von 900 MHz übertragen wird, wird die Impedanz des parallelen Schwingkreises für die zweite Oberschwingungskomponente unendlich, so daß verhindert wird, daß die zweite GSM- Oberschwingungskomponente von der GSM-Ausgangssignalleitung 3a in die DCS-Ausgangssignalleitung 3b überspricht, da die Resonanzfrequenz des parallelen Schwingkreises auf das DCS- Frequenzband festgelegt ist.
Fig. 4 stellt genauer das Layout des Endstufen-Leistungsverstärkungstransistors gemäß der zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung dar. In Fig. 4 sind die Einheitstransistoren Tr in sechs Zeilen und sieben Spalten ausgerichtet. In einer ersten Zeile R#1 sind Einheitszellenbereiche 11 bis 17 angeordnet, in denen in jedem einzelnen Einheitstransistoren Tr ausgebildet sind. In einer zweiten Zeile R#2 sind Einheitszellenbereiche 21 bis 27 angeordnet. In einer dritten Zeile R#3 sind Einheitszellenbereiche 31 bis 37 angeordnet. In der vierten, fünften und sechsten Zeilen R#4, R#5 und R#6 sind Einheitszellenbereiche 41 bis 47, 51 bis 57 bzw. 61 bis 67 in Zeilen-Richtung ausgerichtet angeordnet.
In jeder der Einheitszellenbereiche 11-17 bis 61-67 ist ein Hetero-Bipolar-Transistor HBT zum Bilden eines Einheitstransistors Tr ausgebildet, und es sind Basis-, Kollektor- und Emitter-Bereiche ausgebildet.
In den Zeilen R#1 bis R#6 sind dementsprechend Emitter- Verbindungsleitungen 5e1 bis 5c6 sich jeweils in Zeilen- Richtung erstreckend angeordnet. Die Subemitterverbindungsleitungen 5c1 bis 5c6 sind mit den Einheitstransistorzellenbereichen an den jeweiligen Emitterbereichen in der entsprechenden Zeile über Emitter-Vorwiderstände elektrisch verbunden. Diese Emitter-Vorwiderstände sind wie in Fig. 4 gezeigt jeweils aus einer epitaktischen Schicht gebildet und in einem zweidimensionales Layout mit Subemitterverbindungsleitungen 5c1 bis 5c6 überlappend angeordnet. Diese Emitter-Vorwiderstände können z. B. als Diffusionswiderstand ausgebildet sein.
Die Subemitterverbindungsleitungen 5c1 bis 5c6 sind mit Emitterverbindungsleitungen 5a und 5b verbunden, die außerhalb des Transistorzellenfeldes angeordnet sind und sich in Spalten- Richtung erstrecken. Die Emitterverbindungsleitungen 5a und 5b sind mit einem Masseknoten verbunden, der eine Massespannung zur Verfügung stellt. Die Emitter der DCS- und der GSM- Leistungsverstärkungstransistoren sind gemeinsam durch Emitter- Vorwiderstände (nicht dargestellt) mit einem Masseknoten verbunden.
Die jeweiligen Basisbereiche der Transistorzellenbereiche 11-17 bis 61-67 sind mit den Basis-Vorwiderständen 7 elektrisch verbunden. In den Einheitstransistorzellen R#1, R#2 und R#5 sind entsprechende Subbasisverbindungsleitungen 2b1, 2b2 und 2b3 angeordnet, die sich in Zeilen-Richtung erstrecken und an jeweiligen Basisbereichen über jeweilige Basis-Vorwiderstände in den jeweiligen Zeilen elektrisch mit Einheitszellenbereichen verbunden sind. In den Einheitszellenzeilen R#2, R#4 und R#6 sind Subbasisverbindungsleitungen 2a1, 2a2 und 2a3 für GSM angeordnet, die sich in Zeilen-Richtung erstrecken und an ihren jeweiligen Basisbereichen durch jeweilige Basis-Vorwiderstände 7 in den jeweiligen Zeilen elektrisch mit den Einheitszellenbereichen verbunden sind.
Subbasisverbindungsleitungen für GSM 2a1-2a3 sind durch eine Durchkontaktierung 8a mit einer GSM-Basisverbindungsleitung 1a, die sich in Spalten-Richtung erstreckt, elektrisch verbunden. Subbasisverbindungsleitungen für DCS 2b1 bis 2b3 sind durch eine Durchkontaktierung 8b mit einer DCS-Basisverbindungsleitung 1b, die sich in Spalten-Richtung erstreckt, elektrisch verbunden. Die DCS-Basisverbindungsleitung 1b empfängt ein Eingangssignal für DCS und eine Basisvorspannung für DCS. Die GSM- Basisverbindungsleitung 1a empfängt ein GSM-Signal von einer vorangehenden Zwischenstufenanpassungsschaltung und eine Basis- Vorspannung von einer Basisvorspannungssteuerschaltung. Die Basisverbindungsleitungen 1a und 1b sind nebeneinanderliegend angeordnet und erstrecken sich in Spalten-Richtung.
Den Spalten der Einheitszellenbereiche entsprechend sind die DCS-Subkollektorverbindungsleitungen 4b1 bis 4b7 sich in Spalten-Richtung erstreckend angeordnet, und auch GSM- Subkollektorverbindungsleitungen 4a1 bis 4a7 sind neben jeweiligen Subkollektorverbindungsleitungen 4b1 bis 4b7 liegend angeordnet und erstrecken sich in Spalten-Richtung. Die Subkollektorverbindungsleitungen 4b1 bis 4b7 sind mit den DCS- Einheitszellenbereichen an den Kollektorbereichen in den entsprechenden Spalten durch Durchkontaktierungen 8b elektrisch verbunden. Die Subkollektorverbindungsleitungen 4a1 bis 4a7 sind mit den GSM-Einheitszellenbereichen an den Kollektorbereichen in den entsprechenden Spalten durch Durchkontaktierungen 8a elektrisch verbunden.
Somit sind in dieser Anordnung DCS-Durchkontaktierungen 8b in Spalten-Richtung in jeder zweiten Zeile angeordnet und GSM- Durchkontaktierungen 8a sind in Spalten-Richtung in jeder zweiten Zeile angeordnet.
Die Subkollektorverbindungsleitungen 4b1 bis 4b7 sind mit einer DCS-Kollektorverbindungsleitung 3b verbunden, die sich in Spalten-Richtung auf der einen Seite des Transistorzellenfeldes erstreckend angeordnet ist, und die Subkollektorverbindungsleitungen 4a1 bis 4a7 sind mit einer Kollektorverbindungsleitung 3a verbunden, die sich in Spalten-Richtung auf der gegenüberliegenden Seite zur DCS-Kollektorverbindungsleitung 3b in Bezug auf das Transistorzellenfeld erstreckt. Zwischen die Kollektorverbindungsleitungen 3a und 3b werden ein DC (Gleichstrom)- Sperr-Kapazitätselement Ccc (AC-kurzschließend) und ein Induktivitätselement Lcc in Serie geschaltet.
Nach Fig. 4 sind Subkollektorverbindungsleitungen 4a1 bis 4a7 und Subkollektorverbindungsleitungen 4b1 bis 4b7 sich in Spalten-Richtung erstreckend nebeneinanderliegend angeordnet und sind in Zeilen-Richtung abwechselnd angeordnet.
Wie in Fig. 4 gezeigt, sind in dem Layout des Einheitstransistorzellenbereichs Subkollektorverbindungsleitungen 4b1 bis 4b7 und 4a1 bis 4a7 für die jeweiligen Spalten angeordnet. Somit können, obwohl die Fläche aufgrund der Anordnung der Subkollektorverbindungsleitungen zunimmt, die GSM- und DCS- Einheitstransistoren in Spalten-Richtung abwechselnd angeordnet werden, und die GSM-Einheitstransistoren können in Spalten- Richtung räumlich voneinander getrennt werden, sowie auch die DCS-Einheitstransistoren können in Spalten-Richtung räumlich voneinander getrennt werden. Selbst wenn die Einheitstransistorzellen in einem genügend reduzierten Rasterabstand in Spalten-Richtung angeordnet sind, kann der thermische Widerstand genügend reduziert werden zum Verhindern von Wärmeansammlung. Folglich kann die Gesamtfläche des Endstufen-Leistungsverstärkungstransistors merklich verringert werden, und die Chipgröße kann reduziert werden verglichen mit der Anordnung, bei der die DCS-Transistoren und die GSM-Transistoren in getrennten Bereichen angeordnet sind.
Die DCS-Subkollektorverbindungsleitungen 4b1 bis 4b7 und die GSM-Subkollektorverbindungsleitungen 4a1 bis 4a7 sind nebeneinanderliegend oder in einer sogenannten "Interdigital-Form" angeordnet, und eine parasitäte Kapazität zwischen den Kollektoren wird relativ groß. In diesem Fall würde normalerweise ein als Zwischenbandentkopplung bezeichnetes Problem verursacht. Es besteht die Möglichkeit, daß in dem GSM-Betrieb eine Oberschwingungskomponente von 1800 MHz, dem zweifachen von 900 MHz, erzeugt wird, durch eine DCS-Ausgangsstufenanpassungsschaltung hindurch geht und teilweise von einer Antenne abstrahlt. In einer DCS/GSM-Leistungsverstärkungsschaltung ist lediglich ein Koppler angeordnet, und ein Zwischenbandentkoppler, wie z. B. bei PDC ist nicht vorgesehen und somit besteht die Möglichkeit, daß die gemischte Anordnung von Zellen von der Bildung eines Interdigital-Kondensators begleitet wird, so daß das Zwischenbandentkopplungsproblem leicht eingeführt wird.
Eine von der parasitären Kapazität zwischen den DCS- Subkollektorverbindungsleitungen 4b1 bis 4b7 und den GSM- Subkollektorverbindungsleitungen 4a1 bis 4a7 gebildete Kapazität zwischen den Kollektorverbindungsleitungen 3a und 3b bildet zusammen mit dem Induktivitätselement Lcc einen parallelen Schwingkreis, der in dem DCS-Frequenzband mitschwingt. Somit wird die Impedanz des parallelen Schwingkreises für eine zweite GSM-Oberschwingungskomponente, die in dem GSM-Betrieb erzeugt wird, unendlich, so daß verhindert wird, daß die zweite Oberschwingungskomponente von GSM von der DCS-Kollektorverbindungsleitung 3b durch eine Ausgangsstufenanpassungsschaltung überspricht.
Wie soweit beschrieben sind die GSM- und die DCS- Einheitstransistoren gemäß der zweiten Ausführungsform in der Spalten-Richtung abwechselnd angeordnet. Somit kann, ohne die Gesamtgröße des Endstufen-Leistungsverstärkungstransistors wesentlich zu vergrößern, Stromansammlung aufgrund von Wärmeansammlung effizient verhindert werden, und ein Probleme, wie z. B. Überhitzung, kann vermieden werden.
Das Induktivitätselement Lcc ist zum Ausbilden eines parallelen Schwingkreises in einem DCS-Frequenzband außerhalb angeordnet. Selbst wenn die DCS-Subkollektorverbindungsleitungen und die GSM-Subkollektorverbindungsleitungen nebeneinanderliegend angeordnet sind, stellt der parallele Schwingkreis die Vermeidung des Übersprechens der GSM-Oberschwingungskomponente in den DCS- Ausgangsabschnitt sicher. So kann die Verschlechterung der Zwischenbandentkopplung und damit der Übertragungsqualität verläßlich verhindert werden.
Es sollte festgehalten werden, daß die DCS- und GSM-Einheitstransistoren in beliebiger Reihenfolge angeordnet werden können, solange sie in Spalten-Richtung abwechselnd angeordnet sind.
Außerdem können der DCS- und der GSM-Endstufen-Leistungsverstärkungstransistor aus einer beliebigen Anzahl von Einheitstransistoren aufgebaut sein, die derart angemessen bestimmt wird, daß sie den Leistungsanforderungen an den DCS- bzw. den GSM-Leistungsverstärker von Interesse angepaßt ist. Diese Endstufen-Leistungsverstärkungstransistoren können aus der gleichen Anzahl oder aus einer verschiedenen Anzahl von Einheitstransistoren aufgebaut sein (siehe Fig. 18).

Dritte Ausführungsform

Fig. 5 stellt schematisch eine Anordnung von Einheitstransistoren nach einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung dar. Nach Fig. 5 sind die Einheitstransistoren in Zeilen und Spalten angeordnet. In jeder der Einheitstransistorzeilen R#1 bis R#6 sind ein Einheitstransistor D, der einen DCS- Leistungsverstärkungstransistor aufbaut, und ein Einheitstransistor G, der einen GSM-Leistungsverstärkungstransistor aufbaut, abwechselnd angeordnet. Außerdem sind in jeder einzelnen Einheitstransistorenspalte C#1 bis C#2 die DCS-Einheitstransistoren D und die GSM-Einheitstransistoren G abwechselnd angeordnet. Das heißt, in der Anordnung von Einheitstransistorzellen nach Figur. 5 sind die DCS-Einheitstransistoren D und die GSM-Einheitstransistoren G sowohl in Zeilen-Richtung, als auch in Spalten-Richtung abwechselnd angeordnet.
Zum Verbinden der Kollektoren der GSM-Einheitstransistoren G sind die Subkollektorverbindungsleitungen 4a1 bis 4a7 in Einheitstransistorspalten C#1 bis C#7 sich in die Spalten-Richtung erstreckend angeordnet. Zum Verbinden der Kollektoren der DCS- Einheitstransistoren D sind die Subkollektorverbindungsleitungen 4b1 bis 4b7 in den Einheitstransistorspalten C#1 bis C#7 sich in Spalten-Richtung erstreckend angeordnet. Die Subkollektorverbindungsleitungen 4a1 bis 4a7 sind gemeinsam mit einer GSM-Ausgangsleitung 3a verbunden, und die Subkollektorverbindungsleitungen 4b1 bis 4b7 sind gemeinsam mit einer DCS- Ausgangsleitung 3b verbunden. Zwischen die Ausgangsleitungen 3a und 3b sind ein Kapazitätselement Ccc zum Sperren eines Gleichstroms oder zum Kurzschließen eines Wechselstroms (AC) und ein Induktivitätselement Lcc in Serie geschaltet.
In dem Layout von Fig. 5 ist jede einzelne der Einheitstransistorspalten C#1 bis C#7 mit nebeneinanderliegenden Subkollektorverbindungsleitungen 4ai und 4bi versehen, wobei i = 1-7. Somit sind, wie in Fig. 6 gezeigt, die GSM- Subkollektorverbindungsleitungen 4a1 bis 4a7 und die DCS- Subkollektorverbindungsleitungen 4b1 bis 4b7 wie in dem Layout der zweiten Ausführungsform abwechselnd angeordnet, und ein sogenannter Interdigital-Kondensator ist zwischen den Ausgangssignalleitungen 3a und 3b ausgebildet. Unter der Annahme, daß dieser Interdigital-Kondensator eine Kapazität Cpr hat, werden die Kapazität Cpr und das Induktivitätselement Lcc zusammen verwendet zum Bilden eines parallelen Schwingkreises für ein DCS-Frequenzband. Somit erlaubt der durch die parasitäre Kapazität Cpr und das Induktivitätselement Lcc gebildete parallele Schwingkreis in dem GSM-Betrieb einer zweiten Oberschwingungskomponente des GSM-Frequenzbandes mit der DCS- Ausgangssignalleitung 3b über eine im wesentlichen unendliche Impedanz gekoppelt zu sein zum Verhindern des Übersprechens der zweiten Oberschwingungskomponente des GSM-Frequenzbandes in die DCS-Ausgangssignalleitung 3b.
Fig. 7 stellt schematisch ein Layout von Einheitstransistoren gemäß der dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung dar. In Fig. 7 werden, wie bei dem für die zweite Ausführungsform in Bezug auf Fig. 4 beschriebenen Einheitszellenstrukturentwurf, Einheitstransistoren Tr in Einheitszellenbereichen 11-17 bis 61-67 in sechs Zeilen und sieben Spalten angeordnet.
Für die Einheitszellenzeilen R#1 bis R#6 sind jeweilige Subemitterverbindungsleitungen 5c1 bis 5c6 angeordnet. Die Subemitterverbindungsleitungen 5c1 bis 5c6 sind mit Emitterverbindungsleitungen 5a und 5b verbunden, die außerhalb der Einheitszellenfläche angeordnet sind und sich in Spalten-Richtung erstrecken. Die Emitterverbindungsleitungen 5a und 5b sind mit einem Masseknoten verbunden, der eine Massespannung bereitstellt.
Da die DCS-Einheitstransistoren D und die GSM- Einheitstransistoren G in jeder der Einheitszellenzeilen R#1 bis R#6 abwechselnd angeordnet sind, sind die Subbasisverbindungsleitungen 2b1 bis 2b6 und 2a1 bis 2a6 sich in die Zeilen- Richtung erstreckend in den Einheitstransistorzeilen R#1 bis R#6 angeordnet. Jede einzelne der Subbasisverbindungsleitungen 2a1 bis 2a6 ist durch Durchkontaktierungen 8a mit den Basis- Vorwiderständen 7 verbunden, die mit den Basisbereichen der sich abwechselnden Einheitszellbereiche in den entsprechenden Einheitszellenzeilen verbunden sind. Die Subbasisverbindungsleitungen 2b1 bis 2b6 sind durch Durchkontaktierungen 8b mit Basis-Vorwiderständen 7 verbunden, die mit den Basisbereichen der Einheitszellen der jeweiligen Einheitszellenzeile verbunden sind.
Die Subbasisverbindungsleitungen 2a1 bis 2a6 sind durch Durchkontaktierungen 8a mit einer Basisverbindungsleitung 1a verbunden, die außerhalb der Zellenfeldfläche angeordnet ist und sich in Spalten-Richtung erstreckt. Die Subbasisverbindungsleitungen 2b1 bis 2b6 sind durch Durchkontaktierungen 8b mit einer Basisverbindungsleitung 1b verbunden, die neben der Basisverbindungsleitung 1a angeordnet ist und sich in Spalten-Richtung erstreckt. Die Basisverbindungsleitung 1a empfängt ein GSM- Eingangssignal (ein von einer vorangehenden Anpassungsschaltung ausgegebenes Signal und eine Vorspannungssteuerspannung), und die Basisverbindungsleitung 1b empfängt ein DCS-Eingangssignal (ein von einer vorangehenden Anpassungsschaltung ausgegebenes Signal und eine Vorspannungssteuerspannung).
Die DCS-Einheitstransistoren D und die GSM-Einheitstransistoren G des Einheitszellenfeldbereichs sind sowohl in der Zeilen- Richtung, als auch in der Spalten-Richtung abwechselnd angeordnet, da für die Durchkontaktierungen 8a und 8b DCS-Durchkontaktierungen 8b und GSM-Durchkontaktierungen 8a in dem Feldbereich abwechselnd sowohl in der Zeilen-Richtung, als auch in der Spalten-Richtung angeordnet sind. Subkollektorverbindungsleitungen 4a1 bis 4a7 und 4b1 bis 4b7 sind in den jeweiligen Einheitszellenspalten C#1 bis C#7 sich in die Spalten-Richtung erstreckend angeordnet. Die Subkollektorverbindungsleitungen 4a1 bis 4a7 sind durch die Durchkontaktierungen 8a mit den Kollektorbereichen der sich abwechselnden Einheitszellenbereiche der entsprechenden Spalten elektrisch verbunden. Jede der Subkollektorverbindungsleitungen 4b1 bis 4b7 ist durch die Durchkontaktierungen 8b mit den Kollektorbereichen der sich abwechselnden Einheitszellenbereiche der entsprechenden Spalte elektrisch verbunden. Die Subkollektorverbindungsleitungen 4a1 bis 4a7 und 4b1 bis 4b7 sind auch mit den Durchkontaktierungen Ba und 8b verknüpft, die sich sowohl in Zeilen-Richtung als auch in Spalten-Richtung abwechselnd angeordnet sind.
Die Subkollektorverbindungsleitungen 4a1 bis 4a7 sind gemeinsam mit einer Kollektorverbindungsleitung 3a verbunden, die eine GSM-Ausgangssignalleitung darstellt, und die Subkollektorverbindungsleitungen 4b1 bis 4b7 sind gemeinsam mit der Kollektorverbindungsleitung 3b verbunden, die eine DCS-Ausgangssignalleitung darstellt.
Zwischen die Kollektorverbindungsleitungen 3a und 3b sind ein Kapazitätselement Ccc als AC-Kurzschluß (oder zum Sperren eines Gleichstroms) und ein Induktivitätselement Lcc zum Bilden eines Schwingkreises in Serie geschaltet.
In dem in Fig. 7 gezeigten Verbindungsleitungs-Layout sind DCS- Einheitstransistoren D und GSM-Einheitstransistoren G nicht nut in Spalten-Richtung, sondern auch in Zeilen-Richtung abwechselnd angeordnet. Folglich ist jede einzelne der Einheitszellenzeilen R#1 bis R#6 mit den nebeneinanderliegend angeordneten Subbasisverbindungsleitungen 2a (2a1 bis 2a6) und 2b (2b1 bis 2b6) verknüpft, und die Fläche des Einheitszellenfeldbereichs ist um die Fläche, die von den Subbasisverbindungsleitungen eingenommen wird, vergrößert. Mit den in Zeilen-Richtung abwechselnd angeordneten DCS- und GSM-Einheitstransistoren arbeiten jedoch, selbst wenn die Einheitstransistorzellenbereiche mit einem minimalen Rasterabstand angeordnet sind, im Betrieb die in Zeilen- und Spalten-Richtung benachbarten Einheitstransistoren nicht. Damit wird entsprechend der Rasterabstand zwischen den Einheitszellen vergrößert, der Wärmewiderstand kann ausreichend verringert werden, Wärme kann in Zeilen- und Spaltenrichtung verteilt werden, und die Stromansammlung aufgrund von erzeugter Wärme kann vermieden werden. Daher kann die Fläche des Transistorzellenfeldes gegenüber dem herkömmlichen Fall wesentlich reduziert werden, da der Einheitszellenrasterabstand auch in Zeilen-Richtung verringert werden kann.
Außerdem bildet bei der vorliegenden Ausführungsform wie bei der zweiten Ausführungsform eine parasitäre Kapazität eines zwischen den Ausgangssignalleitungen gebildeten Interdigital- Kondensators in Verbindung mit dem Induktivitätselement Lcc einen parallelen Schwingkreis in einem DCS-Frequenzband, und kann verhindern, daß eine zweite Oberschwingungskomponente in dem GSM-Betrieb in die DCS-Ausgangssignalleitung 3b überspricht.
Wie soweit beschrieben, sind gemäß der dritten Ausführungsform die DCS- und die GSM-Einheitstransistoren in Zeilen- und Spalten-Richtung abwechselnd angeordnet. Somit kann der thermische Widerstand der GSM- und der DCS-Einheitstransistoren in Zeilen- und in. Spalten-Richtung ohne Vergrößerung des Rasterabstandes der Einheitszellenbereiche reduziert werden. Somit kann Stromansammlung effizient vermieden werden, ohne die Gesamtgröße des Endstufenstromverstärkungstransistors wesentlich zu vergrößern.
Außerdem bilden das zwischen die Kollektorverbindungsleitungen 3a und. 3b angeordnete Induktivitätselement Lcc und eine parasitäre Kapazität zwischen den Ausgangssignalleitungen 3a und 3b zusammen einen parallelen Schwingkreis für ein DCS-Frequenzband in dem GSM-Betrieb zum Vermeiden des Übersprechens einer zweiten Oberschwingungskomponente eines GSM-Frequenzbandes in eine DCS-Signalausgangsschaltung zum zuverlässigen Unterdrücken der Verschlechterung der Zwischenbandentkopplung.
Es sollte festgehalten werden, daß der DCS- und der GSM-Endstufenleistungsverstärkungstransistor jeweils aus einer Anzahl von Einheitstransistoren gebildet ist, die gemäß den jeweiligen Leistungsanforderungen angemessen bestimmt wird.

Vierte Ausführungsform

Fig. 8 stellt schematisch eine Anordnung von Einheitstransistoren gemäß einer vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung dar. In Fig. 8 sind die Einheitstransistoren in sechs Zeilen und sieben Spalten angeordnet. In Zeilen-Richtung sind die DCS-Einheitstransistoren G und die DCS-Einheitstransistoren D abwechselnd angeordnet. In Spalten-Richtung sind Einheitstransistoren einer einzelnen Art ausgerichtet angeordnet. Nach Fig. 8 sind in den Einheitszellenspalten C#1, C#3, C#5 und C#7 DCS-Einheitstransistoren G in Spalten-Richtung ausgerichtet, und in den Einheitszellenspalten C#2, C#4 und C#6 sind DCS- Einheitstransistoren D in Spalten-Richtung ausgerichtet.
Die Kollektorbereiche der GSM-Einheitstransistoren G sind durch Subkollektorverbindungsleitungen 4a1 bis 4a4 mit der Kollektorverbindungsleitung 3a verbunden, die eine GSM-Ausgangssignalleitung bildet. Die Kollektorbereiche der DCS-Einheitstransistoren D sind durch Subkollektorverbindungsleitungen 4b1, 4b2 und 4b3 miteinander verbunden, die den jeweiligen Einheitszellenspalten C#2, C#4 und C#6 entsprechend angeordnet sind, und sind auch mit der Kollektorverbindungsleitung 3b verbunden, die eine DCS-Ausgangssignalleitung bildet.
Zwischen die DCS-Ausgangssignalleitung oder die DCS-Kollektorverbindungsleitung 3b und die GSM-Ausgangssignalleitung oder die GSM-Kollektorverbindungsleitung 3a sind ein Kapazitätselement Ccc zum Sperren eines direkten Stromes und ein Induktivitätselement Lcc zum Bilden eines parallelen Schwingkreises in Serie geschaltet.
In der in Fig. 8 gezeigten Anordnung von Einheitstransistoren sind die GSM-Einheitstransistoren G und die DCS-Einheitstransistoren D abwechselnd in Zeilen-Richtung angeordnet. Im Betrieb arbeiten entweder nur die GSM-Einheitstransistoren G oder die DCS-Einheitstransistoren D, und die GSM-Einheitstransistoren G und die DCS-Einheitstransistoren D können somit in Spalten-Richtung mit einem ausreichenden Rasterabstand angeordnet werden, der Wärmewiderstand dieser Transistoren kann in Zeilen-Richtung verringert werden, und Stromansammlung aufgrund von Wärmeerzeugung kann somit verhindert werden.
In den Einheitszellenspalten C#1 bis C#7 sind die GSM- Subkollektorverbindungsleitungen 4a1 bis 4a4 und die DCS- Subkollektorverbindungsleitungen 4b1 bis 4b3 abwechselnd angeordnet. Selbst in diesem Fall ist zwischen den Ausgangssignalleitungen 3a und 3b ein Interdigital-Kondensator ausgebildet. Dieser Interdigital-Kondensator und das Induktivitätselement Lcc werden zusammen verwendet zum Bilden eines parallelen Schwingkreises in einem DCS-Frequenzband. Folglich wird in dem GSM-Betrieb verhindert, daß eine zweite Oberschwingungskomponente (1800 MHz) von GSM durch die DCS- Ausgangssignalleitung 3b in eine DCS-Ausgangsschaltung und weiter durch die DCS-Ausgangsschaltung in einen Antennenanschluss überspricht. Somit kann die Verschlechterung der Zwischenbandentkopplung unterdrückt werden.
Fig. 9 stellt einen genaueres Layout der Anordnung von Einheitstransistoren gemäß der vierten Ausführungsform dar. In Fig. 9 sind Transistoren Tr in Einheitszellenbereichen 11-17 bis einschließlich 61-67 in sechs Zeilen und sieben Spalten angeordnet.
Entsprechend den Einheitszellenzeilen R#1 bis R#6 sind jeweilige Subemitterverbindungsleitungen 5c1 bis 5c6 angeordnet. Die Subemitterverbindungsleitungen 5c1 bis 5c6 sind mit den Einheitszellen in den Emitterbereichen in den jeweiligen Zeilen durch Emitter-Vorwiderstände (nicht dargestellt) elektrisch verbunden und sind auch mit Emitterverbindungsleitungen 5a und 5b verbunden, die außerhalb der Zellenfeldfläche angeordnet sind und sich in Spalten-Richtung erstrecken.
Die Einheitszellenzeilen R#1 bis R#6 sind versehen mit jeweiligen Subbasisverbindungsleitungen 2a1 bis 2a6 und 2b1 bis 2b6, die sich in Zeilen-Richtung erstrecken. Die DCS- und GSM- Einheitstransistoren sind in Zeilen-Richtung abwechselnd angeordnet, und daher sind zwei Subbasisverbindungsleitungen in jeder der Einheitszellenzeilen R#1 bis R#6 angeordnet.
In jeder der Einheitszellenzeilen R#1 bis R#6 sind Subbasisverbindungsleitungen in einem Paar von Subbasisverbindungsleitungen 2a1 und 2b1 bis 2a6 und 2b6 abwechselnd mit Basisvorwiderständen 7 durch Durchkontaktierungen 8a und 8b elektrisch verbunden. Somit sind in jeder der Einheitszellenzeilen R#1 bis R#6 für die Subbasisverbindungsleitungen 2a (2a1 bis 2a6) und 2b (2:b1 bis 2b6) Durchkontaktierungen 8a und 8b abwechselnd angeordnet. In Spalten-Richtung sind die Durchkontaktierungen 8a und 8b in jeder Zeile ausgerichtet ausgebildet.
Die Subbasisverbindungsleitungen 2a1 bis 2a6 sind gemeinsam durch Durchkontaktierungen 8a mit der Basisverbindungsleitung 1a verbunden, die außerhalb der Zellfeldfläche vorgesehen ist und sich in die Spalten-Richtung erstreckt, und die Subbasisverbindungsleitungen 2b1 bis 2b6 sind gemeinsam durch Durchkontaktierungen 8b mit der Basisverbindungsleitung 1b verbunden, die neben der Basisverbindungsleitung 1a liegend und sich in Spalten-Richtung erstreckend angeordnet ist.
Die Basisverbindungsleitungen 1a und 1b empfangen GSM- bzw. DCS-Eingangssignale.
Die den Einheitszellenspalten C#1, C#3, C#5 und C#7 entsprechenden Subkollektorverbindungsleitungen 4a1 bis 4a4 sind sich in Spalten-Richtung erstreckend angeordnet. Die Subkollektorverbindungsleitungen 4a1 bis 4a4 sind in den jeweiligen Einheitszellenspalten mit den Einheitszellenbereichen in den Kollektorbereichen durch Durchkontaktierungen 8a elektrisch verbunden. Die Subkollektorverbindungsleitungen 4a1 bis 4a4 sind gemeinsam mit der Kollektorverbindungsleitung 3a verbunden, die die GSM-Ausgangssignalleitung bildet.
Die Subkollektorverbindungsleitungen 4b1, 4b2 und 4b3 sind den Einheitszellenspalten C#2, C#4 und C#6 entsprechend und sich in Spalten-Richtung erstreckend angeordnet. Jede der Subkollektorverbindungsleitungen 4b1 bis 4b3 ist mit Einheitszellenbereichen in den Kollektorbereichen durch Durchkontaktierungen 8b in entsprechenden Einheitszellenspalten elektrisch verbunden. Die Subkollektorverbindungsleitungen 4b1 bis 4b3 sind gemeinsam mit der Kollektorverbindungsleitung 3b verbunden, die die DCS- Ausgangssignalleitung darstellt.
Zwischen die Kollektorverbindungsleitungen (Ausgangssignalleitungen) 3a und 3b sind das Kapazitätselement Ccc und das Induktivitätselement Lcc in Serie geschaltet.
In dem in Fig. 9 gezeigten Verbindungsleitungs-Layout ist jede der Einheitszellenspalten C#1 bis C#7 mit einer Signalsubkollektorverbindungsleitung verknüpft. Jedoch sind die Subkollektorverbindungsleitungen 4a1 bis 4a4 und 4b1 bis 4b3 abwechselnd in Zeilen-Richtung angeordnet, sind durch einen Rasterabstand eines Einheitszellenbereiches in Zeilenrichtung räumlich getrennt, und sind aus einer Verbindungsleitung einer gemeinsamen Verbindungsleitungsschicht ausgebildet. Somit wird, selbst wenn die aus den Ausgangssignalleitungen gebildeten Kollektorverbindungsleitungen 3a und 3b in Bezug auf den Einheitszellenfeldbereich gegenüberliegend angeordnet sind, immer noch ein Interdigital-Kondensator gebildet, und ähnlich wie bei der zweiten und dritten Ausführungsform beschrieben, gibt es eine parasitäre Kapazität.
Wenn in dem GSM-Betrieb eine Oberschwingungskomponente durch kapazitive Kopplung erzeugt wird, bilden die parasitäre Kapazität und das Induktivitätselement Lcc einen parallelen Schwingkreis und die Impedanz zwischen den Kollektorverbindungsleitungen 3a und 3b wird maximal, so dass Signalausbreitung durch kapazitive Kopplung verhindert wird. Somit wird verhindert, daß die zweite Oberschwingungskomponente in dem GSM-Betrieb durch die Kollektorverbindungsleitung 3b in die DCS-Ausgangsschaltung überspricht.
Es sollte festgehalten werden, daß bei der vierten Ausführungsform der DCS-Endstufen-Leistungsverstärkungstransistor und der GSM-Endstufen-Leistungsverstärkungstransistor aus einer unterschiedlichen Anzahl von Einheitstransistoren G und D aufgebaut ist. Die Anzahl der verwendeten Einheitstransistoren muß nur passend festgelegt werden unter Berücksichtigung jeder der benötigten Treiberkräfte für den DCS- und den GSM-Leistungsverstärker. Daher können der GSM- und der DCS-Endstufen- Leistungsverstärkungstransistor aus der gleichen Anzahl an Einheitstransistoren aufgebaut sein. Diese Anordnung kann durch die zusätzliche Bereitstellung von Einheitszellenbereichen erreicht werden, in denen Einheitstransistoren für den DCS- Leistungsverstärkungstransistor in der Außenfläche in Zeilen- Richtung in Fig. 9 in Spalten-Richtung ausgerichtet ausbildet sind. Nach einer solchen Anordnung kann die Anzahl der Einheitstransistoren D, die den DCS-Leistungsverstärkungstransistor aufbauen, und die Anzahl der Einheitstransistoren G, die den GSM-Leistungsverstärkungstransistor aufbauen, gleich gemacht werden.
Wie soweit beschrieben, sind gemäß der vierten Ausführungsform bei den in Zeilen und Spalten angeordneten Transistorzellen die DCS- und die GSM-Einheitstransistoren abwechselnd in Zeilen- Richtung angeordnet. Somit können die DCS-Einheitstransistoren D und die GSM-Einheitstransistoren G einen vergrößerten Rasterabstand in Zeilen-Richtung besitzen, und die thermischen Widerstände der Endstufenausgangstransistoren können reduziert werden zum Vermeiden von Stromansammlung aufgrund von Wärmeerzeugung.
Außerdem können die Kollektorverbindungsleitungen, die die Einheitstransistoren miteinander verbinden, parallel zueinander ausgelegt werden zum getrennten Ableiten der GSM- und der DCS- Ausgangssignale. Somit kann, selbst wenn eine parasitäre Kapazität existiert, das Schalten eines Induktivitätselements Lcc zwischen die Kollektorverbindungsleitungen (Ausgangssignalleitungen) zum Bilden eines parallelen Schwingkreises in einem DCS-Frequenzband zusammen mit der parasitären Kapazität verhindern, daß eine zweite Oberschwingungskomponente in dem GSM- Betrieb durch die DCS-Ausgangsschaltung an den Antennenanschluß übertragen wird zum Unterdrücken der Verschlechterung der Zwischenbandentkopplung.

Fünfte Ausführungsform

Fig. 10 stellt schematisch eine Anordnung von Einheitstransistoren gemäß einer fünften Ausführungsform der Erfindung dar. In Fig. 10 sind, wie bei der zweiten und der vierten Ausführungsform beschrieben, die Einheitstransistoren in sechs Zeilen und sieben Spalten angeordnet. In dem Feld von Einheitstransistoren sind die GSM-Einheitstransistoren G und die DCS- Einheitstransistoren D in einer Ringform derart angeordnet, daß sie sich gegenseitig abwechselnd umgeben.
Insbesondere sind in der in Fig. 10 dargestellten Anordnung in dem Zentrum des Feldes von Einheitstransistorzellen sechs GSM- Einheitstransistoren G nebeneinanderliegend in Matrizenform angeordnet. Diese GSM-Einheitstransistoren G sind durch DCS- Einheitstransistoren D umgeben, die in Ringform angeordnet sind. Außerdem sind die DCS-Einheitstransistoren D in einer Ringform durch in einer Ringform angeordnete GSM-Einheitstransistoren G umgeben.
Die Subkollektorverbindungsleitungen 4b1 bis 4b7 und 4a1 bis 4a7 sind entsprechend den jeweiligen Einheitstransistorspalten angeordnet. Die Subkollektorverbindungsleitungen 4a1 bis 4a7 und 4b1 bis 4b7 sind mit entsprechenden Einheitstransistoren in den Kollektorbereichen in entsprechenden Einheitstransistorspalten verbunden. Die Subkollektorverbindungsleitungen 4a1 bis 4a7 sind gemeinsam mit der GSM-Ausgangssignalleitung oder Kollektorverbindungsleitung 3a verbunden, und die Subkollektorverbindungsleitungen 4b1 bis 4b7 sind gemeinsam mit der DCS- Ausgangssignalleitung oder Kollektorverbindungsleitung 3b verbunden. Zwischen die GSM-Ausgangssignalleitung oder Kollektorverbindungsleitung 3a und die DCS-Ausgangssignalleitung oder Kollektorverbindungsleitung 3b sind das Kapazitätselement Ccc und das Induktivitätselement Lcc in Serie geschaltet.
Wie in Fig. 11A und 11B dargestellt, kann das Anordnen von Einheitstransistoren einer einzelnen Art in Ringform die Erzeugung einer thermischen Grenze (einer Grenze einer thermischen Verteilung), verglichen mit einer normalen Anordnung, unterdrücken.
Insbesondere im Hinblick auf Fig. 11A, wenn die Einheitstransistoren Tr nacheinander angeordnet sind und gleichzeitig arbeiten, hat ein außerhalb der Einheitstransistoren Tr angeordneter Abschnitt an gegenüberliegenden Enden eine geringe Temperatur, da er keine Elemente im Betriebszustand beinhaltet. Währenddessen wird bei diesen gleichzeitig arbeitenden Einheitstransistoren Tr die Wärmeausbreitung aufgrund von Wärmeerzeugung verursacht. Somit wird, wie in Fig. 11B gezeigt, eine derartige Temperaturverteilung hervorgerufen, daß ein im Zentrum angeordneter Einheitstransistor Tr die höchste Temperatur hat, während ein Ende der Transistorlinie oder eine thermische Grenze niedrig in der Temperatur ist. Solch eine Temperaturverteilung würde mit hoher Wahrscheinlichkeit eine Stromansammlung aufgrund von Wärmeansammlung bei dem zentralen Einheitstransistor verursachen.
Wenn jedoch, wie in Fig. 12 gezeigt, die gleichzeitig arbeitenden Einheitstransistoren in einer Ringform angeordnet sind, kann dieser Bereich dieser Einheitstransistoren frei von einer thermischen Grenze gemacht werden, und die Erzeugung einer inhomogenen Wärmeverteilung kann unterdrückt werden, um zu erlauben, daß diese Einheitstransistoren gleichzeitig bei einer gleichförmigen Temperatur betrieben werden zum Unterdrücken der Stromansammlung aufgrund von Wärmeansammlung.
Wenn daher die Einheitstransistoren einer einzelnen Art in dem Einheitszellenfeld angeordnet sind, dienen die Enden des Feldes an den vier Seiten des Einheitszellenfeldes als thermische Grenzen zum Bewirken der thermischen Verteilung in dem Transistorfeld, und die Wärmeansammlung würde mit größerer Wahrscheinlichkeit bei einem Einheitstransistor im Zentrum des Feldes auftreten. Das Anordnen gleichzeitig betriebener Einheitstransistoren in einer Ringform, wie in Fig. 10 dargestellt, kann eine solche thermische Grenze ausschalten, die Betriebstemperatur der Einheitstransistoren gleichförmig machen, und die Wärmeansammlung unterdrücken.
Außerdem ist der Bereich der Einheitstransistoren, die gleichzeitig arbeiten, von Einheitstransistoren, die nicht im Betriebszustand sind, umgeben und jeder Einheitstransistor ist damit in zumindest zwei Richtungen benachbart zu Einheitstransistoren, die nicht im Betriebszustand sind. Damit kann der thermische Widerstand verringert werden, ein entsprechender Rasterabstand eines jeden Einheitstransistors kann vergrößert werden zum Verhindern der Erzeugung von Wärmeansammlung.
In der Anordnung der Fig. 10 sind die Subkollektorverbindungsleitungen 4b1 bis 4b7 und 4a1 bis 4a7 sich in Spalten-Richtung erstreckend angeordnet. Um kapazitive Kopplung durch die Verbindungsleitungskapazität zu verhindern, ist folglich ein Induktivitätselement Lcc derart angeordnet, daß ein paralleler Schwingkreis in einem DCS-Frequenzband gebildet wird. Die Stromansammlung kann ohne Beeinträchtigung der Zwischenbandentkopplung verringert werden, und die Anordnung verschiedener Arten von Einheitstransistoren in einer gemischten Art und Weise trägt zur Verringerung der Chipgröße bei.
Fig. 13 zeigt genauer ein Layout von Einheitstransistoren des Endstufen-Ausgangsverstärkungstransistors gemäß der fünften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. In Fig. 13 sind die Einheitszellenbereiche 11-17 bis 61-62 in sechs Zeilen und sieben Spalten angeordnet. Entsprechend den Einheitszellenzeilen sind jeweilige Subbasisverbindungsleitungen 2a1 bis 2a6 angeordnet, und jeweilige neben den Subbasisverbindungsleitungen 2a1 bis 2a6 liegende Subbasisverbindungsleitungen 2b1 bis 2b6 angeordnet, die sich in Zeilen-Richtung erstrecken.
Die Subbasisverbindungsleitungen 2a1 bis 2a6 sind gemeinsam durch Durchkontaktierungen 8a mit der Basisverbindungsleitung 1a verbunden, die sich in Spalten-Richtung erstreckt. Die Subbasisverbindungsleitungen 2b1 bis 2b6 sind gemeinsam durch Durchkontaktierungen 8b mit der Basisverbindungsleitung 1b verbunden, die sich in Spalten-Richtung erstreckt.
Den Einheitszellenspalten entsprechend sind jeweilige sich in die Spalten-Richtung erstreckende GSM-Subkollektorverbindungsleitungen 4a1 bis 4a7 angeordnet, und sind jeweilige neben den Subkollektorverbindungsleitungen 4a1 bis 4a7 liegende, sich in die Spalten-Richtung erstreckende DCS-Subkollektorverbindungsleitungen 4b1 bis 4b7 angeordnet.
Entsprechend den Einheitszellenzeilen sind dort Subemitterverbindungsleitungen 5c1 bis 5c6 angeordnet, die gemeinsam mit den Emitterverbindungsleitungen 5a und 5b verbunden sind, die sich in die Spalten-Richtung erstrecken. Die Subemitterverbindungsleitungen 5c1 bis 5c6 sind durch (nicht dargestellte) Emitter- Vorwiderstände mit Einheitszellenbereichen in den Emitterbereichen in entsprechenden Zeilen elektrisch verbunden.
Die Subbasisverbindungsleitungen 2a1 bis 2a6 und 2b1 bis 2b6 und die Subkollektorverbindungsleitungen 4a1 bis 4a6 und 4b1 bis 4b6 sind durch Durchkontaktierungen 8a bzw. 8b mit Basis- und Kollektorbereichen der entsprechenden Einheitszellenbereiche elektrisch verbunden, so dass die GSM- und die DCS- Einheitstransistoren derart in einer Ringform angeordnet sind, daß sie sich gegenseitig umgeben. Insbesondere sind die Basisvorwiderstände 7 in den Einheitszellenbereichen 11 bis 17 durch Durchkontaktierungen 8a mit der Subbasisverbindungsleitung 2a1 verbunden, und die jeweiligen Kollektorbereiche sind durch Durchkontaktierungen 8a mit den Subkollektorverbindungsleitungen 4a1 bis 4a7 verbunden.
In der zweiten Zeile sind die jeweiligen Basisbereiche der Einheitszellenbereiche 21 und 27 über die Vorwiderstände und durch Durchkontaktierungen 8a mit der Subbasisverbindungsleitung 2a2 elektrisch verbunden, und die jeweiligen Kollektorbereiche sind durch Durchkontaktierungen 8a mit Subkollektorverbindungsleitungen 4a1 und 4a7 elektrisch verbunden. Die Basisbereiche der Einheitszellenbereiche 22 bis 26 sind über Basisvorwiderstände und durch Durchkontaktierungen 8b mit der Subbasisverbindungsleitung 2b2 elektrisch verbunden, und deren Kollektorbereiche sind durch Durchkontaktierungen 8b mit Subkollektorverbindungsleitungen 4b2 bis 4b6 elektrisch verbunden.
In der dritten Zeile sind die Basisbereiche der Einheitszellenbereiche 31, 33-35 und 37 über Basisvorwiderstände und durch Durchkontaktierungen 8a mit der Subbasisverbindungsleitung 2a3 elektrisch verbunden, und die jeweiligen Kollektorbereiche sind durch Durchkontaktierungen 8a mit Subkollektorverbindungsleitungen 4a1, 4a3-4a5 und 4a7 elektrisch verbunden. Die Basisbereiche der Einheitszellenbereiche 32 und 36 sind über Basis- Vorwiderstände und durch Durchkontaktierungen 8b mit der Subbasisverbindungsleitung 2b3 elektrisch verbunden, und die jeweiligen Kollektorbereiche sind durch Durchkontaktierungen 8b mit den Subkollektorverbindungsleitungen 4b2 und 4b6 elektrisch verbunden.
In der vierten Zeile sind, (ähnlich) wie in der dritten Zeile, die Basisbereiche der Einheitszellenbereiche 41, 43-45 und 47 über Basisvorwiderstände und durch Durchkontaktierungen 8a mit der Subbasisverbindungsleitung 2a4 elektrisch verbunden, und die jeweiligen Kollektorbereiche sind durch Durchkontaktierungen 8a mit den Subkollektorverbindungsleitungen 4a1, 4a3-4a5 und 4a7 elektrisch verbunden. Die Basisbereiche der Einheitszellenbereiche 42 und 46 sind mit der Subbasisverbindungsleitung 2b4 über Basis-Vorwiderstände und durch Durchkontaktierungen 8b elektrisch verbunden, und die jeweiligen Kollektorbereiche sind durch Durchkontaktierungen 8b mit den Subkollektorverbindungsleitungen 4b2 und 4b6 elektrisch verbunden.
In der fünften Zeile sind die Basisbereiche der Einheitszellenbereiche 51 und 57 über Basisvorwiderstände und durch Durchkontaktierungen 8a mit der Subbasisverbindungsleitung 2a5 verbunden, und die jeweiligen Kollektorbereiche sind durch Durchkontaktierungen 8a mit den Subkollektorverbindungsleitungen 4a1 und 4a7 elektrisch verbunden. Die Basisbereiche der Einheitszellenbereiche 52 bis 56 sind über Basisvorwiderstände 7 und durch Durchkontaktierungen 8b mit der Subbasisverbindungsleitung 2b5 elektrisch verbunden, und die jeweiligen Kollektorbereiche sind durch Durchkontaktierungen 8b mit den Subkollektorverbindungsleitungen 4b2 bis 4b6 elektrisch verbunden.
In der sechsten Zeile sind die Basisbereiche der Einheitszellenbereiche 61 bis 67 über Basisvorwiderstände und durch Durchkontaktierungen 8a mit der Subbasisverbindungsleitung 2a6 elektrisch verbunden, und die jeweiligen Kollektorbereiche sind durch Durchkontaktierungen 8a mit Subkollektorverbindungsleitungen 4a1 bis 4a7 verbunden.
Somit können, wie in Fig. 13 gezeigt, gemäß der Anordnung, in der die Einheitszellenbereiche in einer Matrix von Zeilen und Spalten, Subemitter- und Subbasisverbindungsleitungen entsprechend für jede Zeile anordnet sind und jede Spalte mit einer Subkollektorverbindungsleitung versehen ist, der DCS- und der GSM-Einheitstransistor einfach durch Änderung der Kontaktpositionen in einer Multiringform angeordnet werden.
Es sei bemerkt, daß, wenn bei der in Fig. 10 und 13 gezeigten Anordnung von Einheitstransistorzellen ein Entkoppler zum Erreichen der Zwischenbandentkopplung bereitgestellt wird, wie es bei PDC oder anderem gemacht wird, ist es nicht nötig, ein Induktivitätselement Lcc zum Bilden eines parallelen Schwingkreises anzuordnen.
Die Anordnung der Einheitstransistorzellen der Fig. 11 und 13 kann auch die Anzahl der Einheitstransistoren beinhalten, die derart geeignet festgelegt ist, daß sie der benötigten Ausgangsleistung sowohl des GSM-, als auch des DCS- Leistungsverstärkungstransistors entspricht.
Wie soweit beschrieben, sind gemäß der fünften Ausführungsform der GSM- und der DCS-Einheitstransistor in einem Feld von Einheitszellen in der Form von Ringen derart angeordnet, daß sie sich gegenseitig umgeben. Somit kann Stromansammlung vermieden werden und die Chipgröße kann reduziert werden ohne Vergrößerung eines Rasterabstandes der Einheitszellenbereiche zum Ausbilden von Einheitstransistoren.
Außerdem, selbst wenn die DCS- und die GSM- Subkollektorverbindungsleitungen nebeneinanderliegend angeordnet sind, wird ein Induktivitätselement zum Bilden eines parallelen Schwingkreises in einem DCS-Frequenzband angeordnet, und es kann verhindert werden, daß eine zweite Oberschwingungskomponente in dem GSM-Betrieb in den Ausgangsknoten des DCS- Leistungsverstärkers derart überspricht, daß er durch eine DCS- Ausgangsschaltung an die Antenne übertragen wird, und Beeinträchtigung der Zwischenbandentkopplung kann ausreichend unterdrückt werden.

Andere Anwendungen

In der obigen Beschreibung wird ein HBT als eine Komponente des Leistungsverstärkungstransistors gekennzeichnet. Jedoch kann ein ähnlicher Effekt auch erreicht werden durch Anwendung der vorliegenden Erfindung auf einen Leistungsverstärker mit einem Isolierschicht-Feldeffekttransistor, wie z. B. einem MOSFET oder einem MESFET anstelle eines HBTs.
In der obigen Beschreibung wird ein Zweiband- Leistungsverstärker als ein GSM/DCS-Leistungsverstärker beschrieben. Jedoch ist die Kommunikationsvorrichtung nicht auf eine solche Kommunikationsvorrichtung beschränkt und die vorliegende Anwendung ist auf jede Mehrband- Leistungsverstärkungsschaltung anwendbar, die ein Signal von einer Mehrzahl von verschiedenen Frequenzbändern verstärkt.
Außerdem ist, wenn ein paralleler Schwingkreis angeordnet ist, die vorliegende Erfindung anwendbar auf jede Vorrichtung für ein Zweiband-Frequenzband, so lange das eine Frequenzband mit einer Oberschwingungskomponente einhergeht, die in einer Komponente des anderen Frequenzbandes enthalten ist.
Die vorliegende Erfindung ist allgemein auf einen Mehrband- Leistungsverstärker anwendbar, der die Leistung eines Signals von einer Mehrzahl von Frequenzbändern verstärkt.
Wie zuvor beschrieben, sind die Einheitstransistorzellen der Endstufen-Leistungsverstärkungstransistoren eines Mehrband- Leistungsverstärkers gemäß der vorliegenden Erfindung verstreut in einer Einheitszellenfeldfläche angeordnet. Somit kann der thermische Widerstand der Leistungsverstärkungstransistoren verringert werden.
Außerdem werden, selbst wenn die Ausgangssignalleitungen nebeneinanderliegend angeordnet sind zum getrennten Ableiten jedes einzelnen Signals der Mehrbänder, ein Induktivitätselement zwischen die Ausgangssignalleitungen angeordnet, und in einem Betrieb, in dem ein Signal eines Bandes ausgegeben wird, kann verhindert werden, daß die Oberschwingungskomponente des einen Bandes in die Ausgangssignalleitung des anderen Bandes durch kapazitive Kopplung überspricht und somit kann eine Reduzierung der Beeinträchtigung der Zwischenbandentkopplung erreicht werden.

Claims

1. Verstärker, mit
einem ersten Ausgangstransistor (Trd3) mit einer Mehrzahl an ersten Einheitstransistorzellen (D) zum Ausgeben eines Signals eines ersten Frequenzbandes;
einem zweiten Ausgangstransistor (Trg3) mit einer Mehrzahl an zweiten Einheitstransistorzellen (G) zum Ausgeben eines Signals eines zweiten Frequenzbandes, das von dem ersten Frequenzband verschieden ist; und
einem zwischen einen Ausgangsknoten des ersten Ausgangstransistors und einem Ausgangsknoten des zweiten Ausgangstransistors angeordnetem Induktivitätselement (Lcc).

2. Verstärker nach Anspruch 1, bei dem der erste und der zweite Ausgangstransistor (Trd3, Trg3) zumindest einen Abschnitt beinhalten mit einer einzelnen zweiten Einheitstransistorzelle (G), die zwischen zwei in einer gegebenen Richtung ausgerichteten ersten Einheitstransistorzellen (D) ausgebildet ist.

3. Verstärker nach Anspruch 1 oder 2, weiterhin mit einem Kapazitätselements (Ccc), das in Serie mit dem Induktivitätselement (Lcc) zwischen den Ausgangsknoten (3b) des ersten Ausgangstransistors (Trd3) und den Ausgangsknoten (3a) des zweiten Ausgangstransistors (Trg3) geschaltet ist.

4. Verstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 3, bei dem die Transistorzellen (D und G) in zumindest einer ersten Richtung oder einer zweiten Richtung, die orthogonal zu der ersten Richtung ist, abwechselnd angeordnet sind.

5. Verstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 4, bei dem die Transistorzellen (D und G) in einer ersten Richtung und einer zweiten Richtung, die orthogonal zu der ersten Richtung ist, abwechselnd angeordnet sind.

6. Verstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 3, bei dem die Einheitstransistorzellen (D und G) in Gruppen angeordnet sind, die sich gegenseitig abwechselnd umgeben.

7. Verstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 6, bei dem
die Mehrzahl an ersten Einheitstransistorzellen (D) und die Mehrzahl an zweiten Einheitstransistorzellen (G) in einer ersten Richtung und in einer zweiten Richtung, die orthogonal zu der ersten Richtung ist, ausgerichtet sind, und jeder einen ersten und einen zweiten Leitungsknoten und einen Steuerknoten besitzt;
der erste Ausgangstransistor (Trd3) weiterhin beinhaltet:
eine Mehrzahl an ersten Verbindungsleitungen (4b1-4b7; 4b1-4b3), die derart angeordnet sind, dass sie sich in die erste Richtung erstrecken und die ersten Leitungsknoten der Mehrzahl an ersten Einheitstransistorzellen (D) elektrisch miteinander verbinden;
eine Mehrzahl an zweiten Verbindungsleitungen (5c1-5c6), die derart angeordnet sind, dass sie sich in die zweite Richtung erstrecken und die zweiten Leitungsknoten der Mehrzahl an ersten Einheitstransistorzellen (D) elektrisch miteinander verbinden;
eine Mehrzahl an dritten Verbindungsleitungen (2b1-2b3; 2b1-2b6), die derart angeordnet sind, dass sie sich in die zweite Richtung erstrecken und die Steuerknoten der ersten Einheitstransistorzellen (D) elektrisch miteinander verbinden; und
eine vierte Verbindungsleitung (3b), die derart angeordnet ist, dass sie sich in die zweite Richtung erstreckt und mit den ersten Verbindungsleitungen elektrisch verbunden ist, zum Bilden des Ausgangsknotens des ersten Ausgangstransistors; und
der zweite Ausgangstransistor (Trg3) weiterhin beinhaltet:
eine fünfte Verbindungsleitung (4a1-4a7; 4a1-4a4), die sich in die erste Richtung erstreckend angeordnet ist, die in der zweiten Richtung abwechselnd mit den ersten Verbindungsleitungen angeordnet ist, und die die ersten Leitungsknoten der zweiten Einheitstransistorzellen (G) elektrisch miteinander verbindet;
eine Mehrzahl an sechsten Verbindungsleitungen (5c1-5c6), sich in die zweite Richtung erstreckend gemeinsam mit den zweiten Verbindungsleitungen angeordnet sind, und die die zweiten Leitungsknoten der zweiten Einheitstransistorzellen (G) miteinander verbinden,
eine Mehrzahl an siebten Verbindungsleitungen (2a1-2a3; 2a1-2a6), die sich in der zweiten Richtung erstreckend und in der ersten Richtung mit den dritten Verbindungsleitungen abwechselnd angeordnet sind, und die die Steuerknoten der zweiten Einheitstransistorzellen (G) miteinander verbinden; und
eine achte Verbindungsleitung (3a), die sich der vierten Verbindungsleitung gegenüber liegend in der zweiten Richtung erstreckend und elektrisch mit den fünften Verbindungsleitungen verbunden angeordnet ist zum Bilden eines Ausgangsknotens des zweiten Ausgangstransistors; wobei
die zweiten und die sechsten Verbindungsleitungen mit einer Referenzspannungsleitung (5a, 5b) verbunden sind, die eine vorbestimmte Spannung überträgt; und
die ersten und fünften Verbindungsleitungen zumindest in der ersten oder der zweiten Richtung abwechselnd mit entsprechenden Einheitstransistorzellen verbunden sind.

8. Verstärker nach Anspruch 7, bei dem die ersten und fünften Verbindungsleitungen (4b1-4b7; 4a1-4a7; 4b1-4b3; 4a1-4a4) den jeweiligen Spalten der Einheitstransistorzellen entsprechend angeordnet sind, die in der ersten Richtung ausgerichtet sind.

9. Verstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 8, bei dem das erste Frequenzband (DCS) eine Frequenzkomponente, die ein ganzzahliges Vielfaches einer Frequenzkomponente des zweiten Frequenzbands (GSM) ist, enthält.

10. Verstärker mit
einem ersten Ausgangstransistor (Trd3) mit einer Mehrzahl an Einheitstransistorzellen (D) zum Ausgeben eines Signals eines ersten Frequenzbands; und
einem zweiten Ausgangstransistor (Trg3) mit einer Vielzahl von zweiten Einheitstransistorzellen (G), die so angeordnet sind, dass sich die ersten Einheitstransistoren und die zweiten Transistoren abwechselnd gegenseitig umgeben, zum Ausgeben eines Signals eines zweiten Frequenzbands.

11. Verstärker nach Anspruch 10, bei dem
die Mehrzahl an ersten Einheitstransistorzellen (D) und die Mehrzahl an zweiten Einheitstransistorzellen (G) sowohl in einer ersten Richtung, als auch einer zweiten Richtung, die orthogonal zu der ersten Richtung ist, ausgerichtet angeordnet sind und jeder einzelne einen ersten und einen zweiten Leitungsknoten, sowie einen Steuerknoten besitzt;
der erste Ausgangstransistor (Trd3) weiterhin beinhaltet:
eine Mehrzahl an ersten Verbindungsleitungen (4b1-4b7), die sich in die erste Richtung erstreckend angeordnet sind, und die die ersten Leitungsknoten der Mehrzahl an ersten Einheitstransistorzellen miteinander verbinden;
eine Mehrzahl an zweiten Verbindungsleitungen (5c1-5c6), die sich in die zweite Richtung erstreckend angeordnet sind, und die die zweiten Leitungsknoten der Mehrzahl an ersten Einheitstransistorzellen miteinander verbinden;
eine Mehrzahl an sich in die zweite Richtung erstreckenden dritten Verbindungsleitungen (2b1-2b6), die die Steuerknoten der ersten Einheitstransistorzellen elektrisch miteinander verbinden; und
eine vierte Verbindungsleitung (3b), die sich in die zweite Richtung erstreckend ausgerichtet ist, und die mit den ersten Verbindungsleitungen elektrisch verbunden ist zum Bilden eines Ausgangsknotens des ersten Ausgangstransistors; und
der zweite Ausgangstransistor (Trg3) weiter beinhaltet:
eine Mehrzahl an fünften Verbindungsleitungen (4a1-4a4), die sich in die erste Richtung erstreckend angeordnet sind, die in der zweiten Richtung abwechselnd mit den ersten Verbindungsleitungen angeordnet sind, und die die ersten Leitungsknoten der Mehrzahl an zweiten Einheitstransistorzellen elektrisch miteinander verbinden;
eine Mehrzahl an sechsten Verbindungsleitungen (5c1-5c6), die sich gemeinsam mit den zweiten Verbindungsleitungen in die zweite Richtung erstreckend angeordnet sind, und die die zweiten Leitungsknoten der Mehrzahl an zweiten Einheitstransistorzellen elektrisch miteinander verbinden;
eine Mehrzahl an siebten Verbindungsleitungen (2a1-2a6), die sich in die zweite Richtung erstreckend angeordnet sind, die in der ersten Richtung abwechselnd mit der Mehrzahl an dritten Verbindungsleitungen angeordnet sind, und die die Steuerknoten der Mehrzahl an zweiten Einheitstransistorzellen elektrisch miteinander verbinden; und
eine achte Verbindungsleitung (3a), die sich in die zweite Richtung erstreckend, in Bezug auf den Bildungsbereich zum Ausbilden der ersten und zweiten Einheitstransistorzellen der vierten Verbindungsleitung gegenüberliegend angeordnet ist, und die mit den fünften Verbindungsleitungen elektrisch verbunden ist, zum Bilden eines Ausgangsknotens des zweiten Transistors; wobei
die zweiten und die sechsten Verbindungsleitungen mit einer Referenzspannungsleitung (5a, 5b) verbunden sind, die eine vorher festgelegte Spannung überträgt; und
die ersten und fünften Verbindungsleitungen so mit entsprechenden Einheitstransistoren verbunden sind, dass sich die ersten und zweiten Einheitstransistorzellen in Gruppen abwechselnd gegenseitig umgeben.

12. Verstärker nach Anspruch 10, bei dem das erste Frequenzband (DCS) eine Frequenzkomponente enthält, die ein ganzzahliges Vielfaches einer Frequenzkomponente des zweiten Frequenzbandes (GSM) ist.