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HINTERGRUND DER ERFINDUNG
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1. Gebiet der Erfindung
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Die
Erfindung betrifft allgemein Datenkommunikationsgeräte wie etwa
WLAN-Empfänger (Wireless Local
Area Network, schnurloses lokales Netz) und entsprechende Verfahren
und insbesondere Kanalschätztechniken.
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2. Beschreibung des Standes
der Technik
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In
Datenkommunikationssystemen stellen Kanäle die Verbindung zwischen
den Sendern und den Empfängern
bereit. Abhängig
von den verwendeten physikalischen Medien können verschiedene Typen von Kanälen unterschieden
werden. Wenn beispielsweise der physikalische Kanal ein Leitungspaar
ist, das das elektrische Signal trägt, ist der Kanal ein Kabelleitungskanal.
Andere Beispiele physikalischer Kanäle sind schnurlose elektromagnetische
Kanäle
oder faseroptische Kanäle.
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Ein
Beispiel eines Kommunikationssystems, das schnurlose Kanäle verwendet,
ist das WLAN-System, das auf dem 802.11b-Standard basiert. Ein WLAN-System ist ein flexibles
Datenkommunikationssystem, das zum Senden und Empfangen von Daten über die
Luft Radiofrequenz-(RF-) oder Infrarot-Technologie verwendet und hierdurch
den Bedarf an schnurgebundenen Verbindungen minimiert. Die meisten
WLAN-Systeme verwenden Spreizspektrumtechnologie, eine Breitband-Radiofrequenztechnik,
die zur Verwendung in zuverlässigen
und sicheren Kommunikationssystemen entwickelt worden ist.
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Zwei
Typen von Spreizspektrumradiosystemen werden häufig verwendet: Frequenzhopping-
und Direktsequenzsysteme.
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In
Datenkommunikationssystemen wie WLAN-Systemen ist es häufig von
Vorteil, eine Kanalschätzung
durchzuführen,
um einen oder mehrere Kanalkoeffizienten zu bestimmen, die Kanaleigenschaften
angeben. Einige der Kanalschätztechniken
sind LMS-basiert (Least Mean Square, kleinste gemittelte Quadrate). Der
LMS-Algorithmus ist eine Technik, der einen stochastischen Gradientenalgorithmus
verwendet, der wiederum allgemein eine Funktion F bezüglich eines
Satzes komplexer Parameter
a*:
= (a
1, ..., a
m)
optimiert. Eine Aktualisierung der Parameter in einer Iteration
k kann bestimmt werden durch
wobei δ die Schrittweite (oder Lernrate)
ist. Gewöhnlich
gilt F = |ε|
2, wobei |ε|
2 ein quadratischer Ausdruck eines Fehlers
ist. Die Schrittweite ist eine Konstante, die angibt, wie stark
die Gradienteninformation skaliert wird, um die vorherigen Koeffizienten
zu korrigieren. Somit bestimmt die Schrittweite die Geschwindigkeit
der Konvergenz und die Stabilität
des Algorithmus. Wenn die Schrittweite δ beispielsweise sehr klein ist,
dann werden die Koeffizienten bei jeder Aktualisierung nicht um
einen signifikanten Betrag geändert.
Bei einer großen
Schrittweite ist mehr Gradienteninformation bei jeder Aktualisierung
enthalten. Wenn jedoch die Schrittweite zu groß ist, können sich die Koeffizienten
zu sehr ändern
und es wird keine Konvergenz mehr geben.
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Bei
der Durchführung
von Kanalschätzalgorithmen,
insbesondere solchen, die auf der LMS-Technik basieren, wurde festgestellt,
dass die Schaltkreise, die für
diesen Zweck verwendet werden, notwendigerweise von einer signifikanten
Komplexität
sind, so dass Kanalschätzschaltkreise
gewöhnlich
hochkompliziert sind und zu substantiellen Schaltkreisentwicklungs-
und Schalt kreisherstellungskosten führen.
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K.-D.
Kammeyer, „Nachrichtenübertragung”, 1992,
Teubner Verlag, Stuttgart, Seiten 196 bis 205 beschreibt Techniken
zur adaptiven Entzerrung. Es wird beschrieben, dass man prinzipiell
so vorgehen könne, dass
zunächst
die Kanalimpulsantwort auf dem Wege der Korrelation geschätzt wird
und dann in einem zweiten Schritt nach Einsetzen in die Gleichungssysteme
die Lösung
für die
Entzerrerkoeffizienten berechnet wird. Üblicherweise werden jedoch
die Koeffizienten direkt iterativ eingestellt. Ein solcher spezieller
iterativer Einstellalgorithmus wird diskutiert, der auf dem Prinzip
des stochastischen Gradientenverfahrens basiert.
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Die
EP 1 081 908 A2 beschreibt
eine Signalverarbeitung ohne Multiplikation in Empfängern für digitale Signale.
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I.
Oppermann et al.: „Guest
Editorial Spread Spectrum for Global Communications I”, IEEE
Journal an Selected Areas in Communications, Vol. 17, Number 12,
Dezember 1999, Seiten 2069 bis 2073 diskutiert CDMA.
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ÜBERSICHT ÜBER DIE ERFINDUNG
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Der
Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Datenkommunikationsgerät und ein
Verfahren sowie einen integrierten Schaltkreischip bereitzustellen,
die die Durchführung
einer Kanalschätzung
in einer einfachen, weniger komplexen Implementierung gestatten.
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Diese
Aufgabe wird durch die Gegenstände
der unabhängigen
Patentansprüche
gelöst.
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Bevorzugte
Ausgestaltungen sind in den Unteransprüchen angegeben.
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In
einer Ausgestaltung wird ein Datenkommunikationsgerät zur Verwendung
in einem Kommunikationssystem bereitgestellt. Das Gerät hat u.
a. eine Kanalschätzeinrichtung,
die eine Koeffizientenberechnungseinrichtung umfasst zum Erzeugen
eines Signals, das wenigstens einen Kanalkoeffizienten darstellt,
der eine Eigenschaft eines Kanals in dem Kommunikationssystem angibt.
Die Kanalschätzeinrichtung
umfasst ferner eine Fehlerberechnungseinrichtung zum Erzeugen eines
Fehlersignals, das einen Fehler des erzeugten wenigstens einen Kanalkoeffizienten
angibt. Die Koeffizientenberechnungseinrichtung ist verbunden, um
ein Fehlersignal zu empfangen und den wenigstens einen Kanalkoeffizienten
davon abhängig
zu aktualisieren, indem ein LMS-Algorithmus durchgeführt wird,
der eine Schrittweite einer Zweierpotenz mit negativ ganzzahligem
Exponenten hat.
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In
einer weiteren Ausgestaltung kann ein integrierter Schaltkreischip
bereitgestellt werden zum Durchführen
einer Kanalschätzung
in einem Datenkommunikationsgerät.
Der integrierte Schaltkreischip umfasst u. a. eine Koeffizientenberechnungsschaltung
zum Erzeugen eines Signals, das wenigstens einen Kanalkoeffizienten
darstellt, der eine Eigenschaft eines Kanals angibt. Der integrierte
Schaltkreischip umfasst ferner eine Fehlerberechnungsschaltung zum
Erzeugen eines Fehlersignals, das einen Fehler des erzeugten wenigstens einen
Kanalkoeffizienten angibt. Die Koeffizientenberechnungsschaltung
ist verbunden, um das Fehlersignal zu empfangen und den wenigstens
einen Kanalkoeffizienten davon abhängig zu aktualisieren, indem
ein LMS-Algorithmus
durchgeführt
wird, der eine Schrittweite einer Zweierpotenz mit negativ ganzzahligem
Exponenten hat.
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In
einer anderen Ausgestaltung wird ein Verfahren zum Durchführen einer
Kanalschätzung
in einem Datenkommunikationsgerät
durch Erzeugen wenigstens eines Kanalkoeffizienten bereitgestellt,
der eine Eigenschaft eines Kanals angibt. Das Verfahren umfasst
u. a. das Bestimmen eines Fehlers des erzeugten Kanalkoeffizienten
und das Aktualisieren des Kanalkoeffizienten durch Durchführen eines
LMS-Algorithmus, der eine Schrittweite einer Zweierpotenz mit negativ
ganzzahligem Exponenten hat.
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KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
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Die
beigefügten
Zeichnungen sind in die Beschreibung eingefügt und bilden einen Teil derselben
zum Zwecke der Erläuterung
der Prinzipien der Erfindung. Die Zeichnungen sind nicht als die
Erfindung auf nur die verdeutlichten und beschriebenen Beispiele
beschränkend
zu verstehen, wie die Erfindung gemacht und verwendet werden kann.
Weitere Merkmale und Vorteile werden aus der folgenden und genaueren
Beschreibung der Erfindung ersichtlich werden, wie in den beigefügten Zeichnungen
verdeutlicht, in denen:
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1 Teile
eines WLAN-Empfängers
gemäß einer
Ausgestaltung verdeutlicht, die zur Durchführung einer Kanalschätzung zum
Steuern eines Decision-Feedback-Equalizers (Entscheidungsrückkopplungsentzerrers)
verwendet werden;
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2 die
in 1 gezeigte Kanalschätzeinrichtung verdeutlicht;
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3 ein
Flussdiagramm ist, das den Prozess der Durchführung des LMS-basierten Kanalschätzprozesses
gemäß einer
Ausgestaltung verdeutlicht;
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4 eine
andere Ausgestaltung eines Datenkommunikationsgeräts verdeutlicht,
das in einem WLAN-System verwendet werden kann; und
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5 ein
in dem Gerät
von 4 verwendetes Submodul verdeutlicht.
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DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
DER ERFINDUNG
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Die
verdeutlichenden Ausgestaltungen der vorliegenden Erfindung werden
unter Bezugnahme auf die Zeichnungen beschrieben werden, in denen ähnliche
Elemente und Strukturen durch gleiche Bezugszeichen angegeben sind.
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Obgleich
nicht hierauf eingeschränkt,
werden im Folgenden Ausgestaltungen im Zusammenhang mit Decision-Feedback-Equalizern
(DFE) in (Direktsequenz-)Spreizspektrumsystemen wie etwa WLAN-Systemen beschrieben
werden. Solche Systeme sind gewöhnlich
entworfen worden, um mit Mehrpfadausbreitung fertig zu werden, und
erfordern somit keinen zusätzlichen
Equalizer verglichen mit Einzelträgersystemen.
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Um
das Konzept der Entzerrung (Equalization) zu erläutern, sei s = {s(k)} die gesendete
Sequenz mit Werten s(k) einer QPSK-Konstellation. Die einlaufende
zeitdiskrete/-faltige überabgetastete
Sequenz kann modelliert werden als s(k) = [sl⊗a](k)
+ nl(k) wobei sl =
(0, ..., 0, s(k), 0, ..., 0, s(k + 1), ...} die Spreizchipsequenz
ist, d. h. sie enthält
/–1 Nullen.
nl = (nl(k)) ist
die überabgetastete
additive Rauschsequenz und a = (a0(k), ...,al-1(k)) k = 0, ..., q die fraktional beabstandete Gesamtkanalimpulsantwort.
Die Spreizchipsequenz und die Gesamtkanalimpulsantwort werden durch
zeitdiskrete Faltung kombiniert.
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Es
wird somit angenommen, dass der Kanal als zeitdiskreter finiter
Impulsantwortfilter modelliert werden kann. Da der Kanal tatsächlich das
ist, was zwischen dem Digital-zu-Analog-Wandler auf der Senderseite und
dem Analog/Digital-Wandler auf der Empfängerseite liegt, kombiniert
der Kanal die Auswirkung des analogen Sendefilters, des (frequenzselektiven)
Mehrpfadausbreitungskanals, des Empfangsfilters und des Analog/Digital-Wandlers
in Kombination mit einem Abtaster (Sampler). In den obigen Gleichungen
ist die Schätzung
der Gesamtkanalimpulsantwort a das, was durch die Kanalschätzung erlangt
wird.
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Wird
nun auf die Zeichnungen und insbesondere auf 1 Bezug
genommen, so sind die Einheiten des Datenkommunikationsgeräts dargestellt,
die zur Schätzung
der Kanalkoeffizienten dienen, die in dem Decision-Feedback-Equalizer verwendet
werden sollen. Die Kanalkoeffizienten werden in der Kanalschätzeinrichtung 120 unter
Verwendung zweier Eingabesignale berechnet. Das erste Eingabesignal
ist ein komplexes Basisbandsignal, das von der Frequenzfehlerkorrektureinrichtung 100 ausgegeben
wird, die zur Korrektur eines Frequenzfehlers bei der Verarbeitung
von Datensignalen verwendet wird, die über den Kanal empfangen werden.
Das zweite Eingabesignal ist ein Signal, das auf einer Ausgabe der
Frequenzfehlerkorrektureinrichtung 100 basiert, jedoch
zusätzlich
unter Verwendung der Nichtkohärenzdemodulationseinrichtung 110 mit
einem Hartentscheidungs-DQPSK (differenzielles QPSK) demoduliert
ist. Diese zwei Signale werden verwendet, um die Kanalkoeffizienten
durch Anwendung des LMS-Adaptionsalgorithmus zu berechnen. Der LMS-Algorithmus wird
die Koeffizienten eines finiten Impulsantwortfilters so anpassen,
dass der mittlere Quadratfehler zwischen der Filterausgabe und dem
von der Frequenzfehlerkorrektureinrichtung 100 empfangenen
Signal minimal wird. Dies wird in weiteren Einzelheiten unten erläutert werden.
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2 verdeutlicht
die Kanalschätzeinrichtung 120 von 1 in
näheren
Einzelheiten. Unter der Annahme, dass das von der Frequenzfehlerkorrektureinrichtung 100 empfangene
Eingangssignal eine Tapleitung 220 durchläuft, wird
die Ausgabe der Tapleitung 220 mit x(k) bezeichnet. Die
Eingabe, die von der Nichtkohärenzdemodulationseinrichtung 110 empfangen
wird, wird an einen Remodulator 200 geleitet, wo das empfangene
demodulierte Signal wieder remoduliert wird, unter Verwendung einer
differenziellen Modulation und eines Barkersequenzgenerators. Die
remodulierte Eingabe wird im Folgenden y(k) genannt.
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Die
Kanalschätzeinrichtung 120 enthält ferner
einen zeitdiskreten finiten Impulsantwortfilter (FIR) 240 zum
Modellieren des Kanals. Der FIR-Filter 240 empfängt das
remodulierte Signal y(k) vom Remodulator 200 und die aktuellen
Koeffizienten ai und gibt ein Signal z(k)
an die Fehlerberechnungseinrichtung 230 aus. Die Fehlerberechnungseinrichtung 230 empfängt ferner
x(k) von der Tapleitung 220 und erzeugt ein Fehlersignal ε. Wenn also
die aktuellen Koeffizienten ai ideal waren,
könnte
der FIR-Filter 240 die Kanäle so modellieren, dass das
Signal z(k) identisch mit dem wahren Wert von x(k) wäre, was
zu einem Fehler ε von
Null führen
würde.
In jeder nichtidealen Situation gibt das Fehlersignal eine Differenz
zwischen der Filterausgabe z(k) und dem Signal x(k) an, das von
der Frequenzfehlerkorrektureinrichtung 100 über die
Tapleitung 220 empfangen wird. Allgemein ist ein Fehler
die Differenz zwischen einem ermittelten Wert einer Größe und dem
wahren oder mittleren Wert, wie er durch eine Reihe von Messungen
derselben Größe bestimmt
wird. In der vorliegenden Ausgestaltung kann das Fehlersignal somit
geschrieben werden als: ε(k + 1) = x(k) – z(k).
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Wenn
ein Steuersignal σπ verwendet
wird, um zwischen den Polyphasen des FIR-Filters 240 hin-
und herzuschalten, können
die Filterausgabeberechnung und die Koeffizientenaktualisierung
wie folgt beschrieben werden. Es ist anzumerken, dass alle Variablen
komplexe Zahlen sind und k den aktuellen Taktzyklus bezeichnet.
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Abhängig von
dem Wert des Polyphasensteuersignals σ
π wird
die Filterausgabe berechnet gemäß:
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Die
Gesamtanzahl komplexer Filtertaps beträgt dann N = 2(q + 1).
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Der
LMS-Algorithmus wird bei der LMS-Koeffizientenberechnung
210 durchgeführt, die
das remodulierte Signal y(k) und das Fehlersignal ε(k) empfängt. Der
wirkliche Aktualisierungsprozess der Koeffizienten a
i kann
auch von dem Polyphasensteuersignal σ
π abhängen. Wenn σ
π gleich
null ist, werden nur ”ungerade” Koeffizienten
aktualisiert werden, wohingegen nur ”gerade” Koeffizienten aktualisiert
werden, wenn σ
π gleich
eins ist. Der LMS-Aktualisierungsalgorithmus
kann also für
gerade Koeffizienten, d. h. für
Koeffizienten, die mit geraden Werten 2i indiziert sind, beschrieben
werden als:
und für ungerade Koeffizienten, d.
h. für
Koeffizienten, die mit ungeraden Werten 2i + 1 indiziert sind:
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In
diesen Gleichungen ist δ wiederum
der Schrittweitenadaptionsparameter. Dieser Parameter ist gegeben
durch
d. h. er hat einen Wert von
einer Zweierpotenz mit negativ ganzzahligem Exponenten von m.
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Wird
nun auf 3 Bezug genommen, die ein Flussdiagramm
der Durchführung
der LMS-basierten Kanalschätzung
zur Steuerung eines Decision-Feedback-Equalizers
eines WLAN-Empfängers
verdeutlicht, so beginnt der Prozess mit Schritt 300 des
Empfangens von Daten von der Nichtkohärenzdemodulationseinrichtung 110.
Die empfangenen demodulierten Daten werden dann vom Remodulator 200 im
Schritt 310 remoduliert, um das Signal y(k) zu erhalten.
Während
der Präambel
kann das remodulierte Signal y als realwertig angesehen werden.
Im Schritt 320 werden Referenzdaten von der Frequenzfehlerkorrektureinrichtung 100 empfangen
und diese Referenzdaten werden dann im Schritt 330 durch
die Tapleitung 220 verzögert,
um das Signal x(k) zu erhalten.
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Im
Schritt 340 empfängt
der FIR-Filter 240 das Signal y(k) vom Remodulator 200 und
die aktuellen Koeffizienten ai von der LMS-Koeffizientenberechnungseinrichtung 210,
um den Kanal zu modellieren und das Signal z(k) zu erzeugen. Das
Signal wird dann an die Fehlerberechnungseinrichtung 230 weitergeleitet,
wo der Fehler ε(k
+ 1) unter Verwendung des Signals x(k) berechnet wird, das von der
Tapleitung 220 empfangen wird (Schritt 350). Schließlich aktualisiert
die LMS-Koeffizientenberechnungseinrichtung 210 auf
Grundlage des Signals y und des Fehlersignals ε die Koeffizienten ai in Schritt 360.
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Während das
Flussdiagramm von 3 beschreibt, dass die zahlreichen
Schritte in der gezeigten Abfolge durchzuführen sind, sind andere Ausgestaltungen
möglich,
wo die Schritte in einer anderen Reihenfolge, oder sogar simultan,
durchgeführt
werden. Beispielsweise könnten
die Schritte 320 und 330 des Empfangens und Verzögerns der
Referenzdaten vor oder gleichzeitig mit den Schritten 300 und 310 des
Empfangens und Remodulierens der demodulierten Daten durchgeführt werden.
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Da
die neuen Koeffizienten auf Grundlage der vorherigen Koeffizienten
berechnet werden, kann der Prozess ferner iterativ durchgeführt werden,
beispielsweise durch Neubeginnen des Prozesses, wenn die Koeffizienten
in Schritt 360 aktualisiert worden sind. Es ist anzumerken,
dass andere Arten der Durchführung
der Reiteration möglich
sind. Beispielsweise können
die Schritte 300 und 310 des Empfangens und Remodulierens
der demodulierten Daten und die Schritte 320 und 330 des
Empfangens und Verzögerns
der Referenzdaten simultan mit z. B. Schritt 350 des Berechnens
des Fehlers oder mit Schritt 360 des Aktualisierens der Koeffizienten
durchgeführt
werden. In diesem Fall würden
die Empfangs-, Remodulations- und Verzögerungsschritte nicht denselben
Taktzyklus betreffen, sondern würden
verwendet werden, um die nächste
Iteration k + 1 vorzubereiten.
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Ausgehend
vom Prozess von 3 und unter Zurückverweisung
auf 2 ist ersichtlich, dass die bislang diskutierte
Kanalschätzung
auf remodulierten Daten basiert. Der Zweck des Remodulierens der
Daten besteht in der Justierung des Datenformats auf die Barkersequenzsamples,
die von der Frequenzfehlerkorrektureinrichtung 100 empfangen
werden. Die Tapleitungsregister 220 werden verwendet, um
Referenzdaten, die von der Frequenzfehlerkorrektureinrichtung 100 empfangen
werden, so zu verzögern,
dass sie an den remodulierten Daten ausgerichtet sind. Die Verzögerung wird
verwendet, um die Verarbeitungsverzögerung von wenigstens einem
Taktpuls zu kompensieren, der in der Nichtkohärenzdemodulationseinrichtung 110 und
dem Remodulator 200 auftritt.
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Wird
nun auf 4 übergegangen, so ist eine andere
Ausgestaltung der Durchführung
einer LMS-basierten Kanalschätzung
in einem WLAN-Empfänger gezeigt.
Wie aus der Figur ersichtlich ist, gibt es sechzehn Submodule 400,
die alle von derselben Struktur sind. Die Submodule 400 sind
miteinander über
Addierer 440 verbunden, die in einer Baumkonfiguration
angeordnet sind, um die FIR-Berechnungs- und FIR-Koeffizientenaktualisierungsfunktionalität aufzubauen.
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Die
Schaltung von 4 empfängt die Real- und Imaginärteile der
verzögerten
Referenzdaten x(k) und der remodulierten Daten y(k). Wenn die Register 430 durch
Setzen des Freigabesignals (Enable-Signals) auf einen hohen Wert
freigegeben sind, bilden sie eine Tapleitung zum Speichern der Werte
von y(k).
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Wie
oben erwähnt,
führen
die Addiererbäume 440 die
finite Impulsantwortmodellierung des Kanals durch, so dass sie das
Signal z(k) ausgeben. Unter Verwendung dieses Signals und des empfangenen
Real- oder Imaginärteils des
Signals x(k) wird das Fehlersignal ε durch Berechnung der Differenz
dazwischen berechnet. Dieses Fehlersignal wird dann zusammen mit
dem Signal y zur Aktualisierung der Koeffizienten und zur Berechnung
der FIR-Antwort
der jeweiligen Iteration verwendet.
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Es
wurde ferner oben erwähnt,
dass die Kanalkoeffizienten aktualisiert werden, indem der LMS-Algorithmus
unter Verwendung einer Schrittweite δ einer Zweierpotenz mit einem
negativen ganzzahligen Exponenten m durchgeführt wird. Dies wird in der
Ausgestaltung von 4 dadurch realisiert, dass Register 410 und 420 bereitgestellt
werden, um die jeweiligen Fehlersignale nach rechts zu verschieben.
Der Betrag der Rechtsverschiebung kann vorbestimmt sein und kann
beispielsweise auf sechs eingestellt sein.
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Die
Submodule 400 bilden zusammen mit den Addierern 440 einen
Polyphasen-FIR-Filter. Das bedeutet, dass die Filterantwort abwechselnd
unter Verwendung der geraden Filterkoeffizienten a2i während eines Taktzyklus' und der ungeraden
Koeffizienten a2i+1 während des anderen Zyklus' berechnet wird.
Wenn also die Filterausgabe unter Verwendung der geraden Koeffizienten
berechnet wird, werden die ungeraden Koeffizienten unter Verwenden
des LMS-Algorithmus aktualisiert, und umgekehrt.
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Die
in 4 gezeigten Submodule 400 sind genauer
in 5 dargestellt. In dem in 5 gezeigten Submodul 400 steuert
das am Port IN1 empfangene Signal, welcher Koeffizient (ungerade
oder gerade) aktualisiert wird, während der andere Koeffizient
zur Berechnung der Filterausgabe verwendet wird. Dies wird durch
Multiplexer 500 und 510 realisiert. Der Multiplexer 500 wählt eines
der Register 520 und 530 als Eingaberegister für die Filterausgabeberechnung
aus, während
der Multiplexer 510 die Register als Eingaberegister für die Koeffizientenaktualisierung
auswählt.
Da das Steuersignal, das am Port IN1 empfangen wird, beide Multiplexer 500 und 510 steuert,
wird sichergestellt, dass die Register 520 und 530 abwechselnd
ausgewählt
werden.
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Es
ist anzumerken, dass die Eingabewerte y(k), die in der Tapleitung 430 gespeichert
werden, von solcher Art sein können,
dass sie nur die Werte von +1 und –1 annehmen können. Dies
vereinfacht sowohl die Filterausgabeberechnung als auch die Koeffizientenaktualisierung.
Die Filterberechnung wird vereinfacht, da in jedem Submodul 400 für diesen
Zweck nicht mehr als ein Multiplexer 550 erforderlich ist.
Die Koeffizientenaktualisierung wird vereinfacht, da das Vorzeichen
der Fehlersignaleingabe unter Verwendung nur eines einfachen Multiplexers 540 gehalten
oder wieder umgekehrt wird.
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Wie
aus der vorhergehenden Beschreibung ersichtlich, wenden die Ausgestaltungen
eine LMS-Schrittweite einer Zweierpotenz mit negativ ganzzahligem
Expontenten an, beispielsweise durch Verwendung von Registern zum
Rechtsverschieben des Fehlersignals. Andere Ausgestaltungen sind
möglich,
in denen statt der Verschiebung des Fehlersignals zur Realisierung
der Schrittweite beispielsweise das remodulierte Signal y stattdessen
verschoben wird. Weiterhin kann anstelle der Rechtsverschiebung
des Fehlersignals oder remodulierten Datensignals die Schrittweite
der Zweierpotenz mit negativ ganzzahligem Exponenten durch Linksverschiebung
der Koeffizientendaten ai realisiert werden,
die in der vorherigen Iteration erlangt worden sind.
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Die
Verwendung einer Schrittweite einer Zweierpotenz mit negativ ganzzahligem
Exponenten ist vorteilhaft, da für
diesen Zweck keine Multiplizierer benötigt werden. Stattdessen können Schieberegister
und Vorzeichenschalter verwendet werden, was zu einer deutlich weniger
komplexen Schaltung führt.
Somit kann die LMS-basierte Kanalschätzung durch die Vermeidung
der Verwendung von Multiplizierern in einer sehr viel einfacheren
Implementierung realisiert werden, was die Schaltkreisentwicklungs-
und Schaltkreisherstellungskosten reduziert.
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Während die
Erfindung im Bezug auf die physikalischen Ausgestaltungen, die in Übereinstimmung
mit ihr konstruiert worden sind, beschrieben worden sind, wird Fachleuten
ersichtlich sein, dass verschiedene Modifikationen, Variationen
und Verbesserungen der vorliegenden Erfindung im Lichte der obigen
Lehren und innerhalb des Umfangs der beigefügten Ansprüche gemacht werden können, ohne
von der Idee und dem beabsichtigten Umfang der Erfindung abzuweichen.
Zusätzlich
sind solche Bereiche, in denen davon ausgegangen wird, dass Fachleute
sich auskennen, hier nicht beschrieben worden, um die hier beschriebene
Erfindung nicht unnötig
zu verschleiern. Demgemäß ist zu
verstehen, dass die Erfindung nicht durch die spezifisch verdeutlichenden
Ausgestaltungen begrenzt wird, sondern nur durch den Umfang der
beigefügten
Ansprüche.