DE102022113118A1 - Dynamisches Schalten von Ladungspumpen mit Divisionsverhältnis - Google Patents

Dynamisches Schalten von Ladungspumpen mit Divisionsverhältnis Download PDF

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Abstract

Schaltungen und Verfahren zum Mindern oder Beseitigen potenziell schädlicher Ereignisse (z. B. schädlicher Stromspitzen durch Einschaltstrom, Ladungsübertragungsstrom, Kurzschlüsse usw.) in DC-DC-Leistungswandlern. Ausführungsformen ermöglichen das dynamische Schalten von Wandlungsverhältnissen in rekonfigurierbaren Leistungswandlern unter Last, ohne die Leistungswandlerschaltkreise abzuschalten oder das Schalten der Ladungspumpen-Leistungsschalter auszusetzen. Ausführungsformen erhöhen selektiv den EIN-Widerstand, REIN, für mindestens einige Leistungs-FETs in einem Leistungswandler, indem sie die Treiberspannung zu den Gates der Leistungs-FETs aktiv steuern. Während des normalen Betriebs kann die Treiberspannung für die Leistungs-FETs so eingestellt werden, dass sie das FET-Gate übersteuert, um REIN auf einen gewünschten Pegel abzusenken, der einen hohen Stromfluss gestattet. In anderen Szenarien kann die Treiberspannung für die Leistungs-FETs reduziert werden, um REIN im EIN-Zustand zu erhöhen und so den Stromfluss zu drosseln, um einen Schutz vor potenziell schädlichen Ereignissen bereitzustellen.

Description

  • STAND DER TECHNIK
  • (1) Gebiet der Erfindung
  • Diese Erfindung betrifft elektronische Schaltungen und insbesondere Leistungswandlerschaltungen, umfassend Gleichstrom-Gleichstrom(DC-DC)-Wandlerschaltungen.
  • (2) Stand der Technik
  • Viele elektronische Produkte, insbesondere mobile Rechen- und/oder Kommunikationsprodukte und -komponenten (z. B. Notebook-Computer, Ultrabook-Computer, Tablet-Vorrichtungen, LCD- und LED-Anzeigen), benötigen mehrere Spannungspegel. Beispielsweise können Leistungsverstärker für Funkfrequenz(RF)-Sender relativ hohe Spannungen (z. B. 12 V oder mehr) benötigen, während Logikschaltkreise einen niedrigen Spannungspegel (z. B. 1-2 V) benötigen können. Wieder andere Schaltkreise können einen dazwischenliegenden Spannungspegel (z. B. 5-10 V) benötigen.
  • Leistungswandler werden häufig dazu verwendet, ausgehend von einer gemeinsamen Leistungsquelle, wie etwa einer Batterie, eine niedrigere oder höhere Spannung zu generieren. Ein Typ von Leistungswandler beinhaltet eine Wandlerschaltung (z. B. eine Ladungspumpe, die auf einem Netzwerk mit geschalteten Kondensatoren basiert), Steuerschaltkreise und, in einigen Ausführungsformen, Hilfsschaltkreise, wie etwa einen oder mehrere Vorspannungsspannungsgeneratoren, einen Taktgenerator, einen Spannungsregler, eine Spannungssteuerschaltung usw. Wie in dieser Offenbarung verwendet, bezieht sich der Begriff „Ladungspumpe“ auf ein Netzwerk mit geschalteten Kondensatoren, das konfiguriert ist, um VEIN aufwärts oder abwärts in VAUS zu wandeln. Beispiele solcher Ladungspumpen umfassen Kaskadenmultiplikator-, Dickson-, Leiter-, Serien-Parallel-, Fibonacci- und Doubler-Netzwerke mit geschalteten Kondensatoren, die alle als ein Mehrphasen- oder Einphasennetzwerk konfiguriert sein können. DC-DC-Wandler mit einem Netzwerk mit geschalteten Kondensatoren sind im Allgemeinen integrierte Schaltungen (ICs), die einige externe Komponenten (wie etwa Kondensatoren) aufweisen können, und zeichnen sich in den meisten Fällen dadurch aus, dass sie ein festes VEIN-zu-VAUS-Wandlungsverhältnis aufweisen (z. B. dividiert durch 2 oder 3). Wie im Stand der Technik bekannt, kann ein Wechselstrom-Gleichstrom(AC-DC)-Leistungswandler auf einem DC-DC-Leistungswandler gründen, indem beispielsweise zuerst ein AC-Eingang in eine DC-Spannung gleichgerichtet wird und dann die DC-Spannung an einen DC-DC-Leistungswandler angelegt wird.
  • Um Systemgestaltern eine größere Flexibilität bereitzustellen und um mit Anwendungen umzugehen, bei denen sich eine Leistungsquelle ändern kann, sodass unterschiedliche Wandlungsverhältnisse benötigt werden (z. B. wenn sich eine Batterie entlädt und eine niedrigere Spannung abgibt oder wenn die Leistungsquelle für eine Vorrichtung zwischen einer Batterie und einer leitungsgebundenen AC-DC-Leistungsquelle umschaltet), ist es nützlich, einen DC-DC-Leistungswandler zu benutzen, der ein auswählbares Wandlungsverhältnis aufweist. Beispielsweise beschreibt das US-Patent Nr. 10,263,514 B1 , erteilt am 16. April 2019 und mit dem Titel „Selectable Conversion Ratio DC-DC Converter“, das an den Abtretungsempfänger der vorliegenden Erfindung abgetreten wurde und hiermit durch diese Bezugnahme einbezogen ist, einen Dickson-DC-DC-Leistungswandler, der zwischen einem Dividiert-durch-2-Betriebsmodus und einem Dividiert-durch-3-Betriebsmodus umgeschaltet werden kann. Als ein anderes Beispiel beschreibt das US-Patent Nr. 9,203,299 B2 , erteilt am 1. Dezember 2015 und mit dem Titel „Controller-Driven Reconfiguration of Switched-Capacitor Power Converter“, das nun an den Abtretungsempfänger der vorliegenden Erfindung abgetreten wurde und hiermit durch diese Bezugnahme einbezogen ist, andere DC-DC-Leistungswandlerarchitekturen, die rekonfigurierbare Wandlungsverhältnisse aufweisen.
  • 1 ist ein Blockdiagramm einer Ausführungsform eines DC-DC-Leistungswandlers 100 mit auswählbarem Wandlungsverhältnis. Der Betrieb entspricht der Beschreibung in dem US-Patent Nr. 10,263,514 B1 (siehe z. B. insbesondere 5 und den begleitenden Text). Nichtüberlappende komplementäre Taktsignale P1, P2 öffnen oder schließen assoziierte Leistungsschalter, was bewirkt, dass Ladung von den Pumpkondensatoren C1a, C1b, C2a, C2b (auch als „Flykondensatoren“ bekannt) zu den Cx-Kondensatoren übertragen wird, was zu einer Spannung an dem Knoten VEIN/X führt, wobei X = 2 oder 3.
  • Die in 1 gezeigten Leistungsschalter sind typischerweise als Feldeffekttransistoren (FETs), insbesondere MOSFETs, innerhalb einer IC implementiert. Im Allgemeinen sind die FETs innerhalb eines DC-DC-Leistungswandlers, an den VEIN angelegt wird, FETs mit einer relativ hohen Spannung (z. B. Vorrichtungen mit 10 V-15 V), während die anderen FETs vorzugsweise kleinere FETs mit einer niedrigeren Spannung (z. B. Vorrichtungen mit 3 V-5 V) sind. Der Effizienz wegen weisen die FETs vorzugsweise einen sehr niedrigen EIN-Widerstand REIN (z. B. von ungefähr 1-10 Milliohm) auf, um resistive Verluste und daraus resultierende Wärme zu reduzieren, obwohl der EINschaltwiderstand des Schalters je nach benötigter Effizienz und Spannung beträchtlich variieren kann. Es sei angemerkt, dass, wenn ein FET-Schalter zu groß bemessen wird, um REIN zu reduzieren, sich die Effizienz aufgrund von Schaltverlusten zunehmend verringern kann.
  • Auch wenn die Taktsignale P1, P2 das Öffnen oder Schließen assoziierter FET-basierter Leistungsschalter steuern, ist diese Steuerung nicht direkt. Stattdessen werden die Logikpegelspannungen der P1- und P2-Taktsignale (z. B. 0 V = „0“, 5 V = „1“) vom Pegel her in einen Spannungsbereich verschoben, der zum Schalten des Zustands eines FETs geeignet ist (z. B. VGS ≤ 0 V, um den FET AUSzuschalten, VGS > VTH, um den FET EINzuschalten, wobei VTH die Schwellenspannung des FETs ist). Es sei angemerkt, dass der EIN-Widerstand des FETs ist umso niedriger ist, je mehr VGS VTH übersteigt, und dementsprechend werden die FETs in einem Leistungswandler 100 im Allgemeinen fast bis zur oder bis zur für den FET zulässigen maximalen Grenze übersteuert, um den niedrigsten EIN-Widerstand bereitzustellen. Die vom Pegel her verschobene Spannung wird dann über eine Treiberschaltung mit dem Gate des FETs gekoppelt. 2 ist beispielsweise ein Blockdiagramm einer Gatesteuerschaltung 200 des Stands der Technik, die mit einem Ladungspumpen-Leistungs-FET MCP gekoppelt ist. Ein Taktsignal, P1 oder P2, wird an eine Pegelschieberschaltung 202 angelegt, welche das angelegte Signal in einen Spannungsbereich übersetzt oder verschiebt, der für das Schalten des Zustands des Leistungs-FETs MCP geeignet ist. Der Ausgang der Pegelschieberschaltung 202 wird an den Eingang einer Pufferschaltung 204 angelegt, welche den verfügbaren Strom für Eingänge mit niedriger Impedanz erhöht und dabei den Spannungspegel beibehält. Der Ausgang der Pufferschaltung 204 ist mit dem Gate des Ladungspumpen-Leistungs-FETs MCP gekoppelt (es sei angemerkt, dass die Ansteuerspannung von der Pufferschaltung 204 durch andere, nicht gezeigte Komponenten, wie etwa einen Gatewiderstand oder ein Widerstandsnetzwerk, bereitgestellt werden kann).
  • In dem illustrierten Beispiel sind die Taktsignale P1 oder P2 eine Spannung innerhalb eines Bereichs von VDD (z. B. 5 V) bis Schaltungsmasse (0 V). Eine Leistungsversorgung mit niedriger Spannung 206 stellt einem VDD1-Anschluss des Pegelschiebers 202 VDD bereit, während die Schaltungsmasse mit einem Masse1-Anschluss gekoppelt ist. Eine Leistungsversorgung mit hoher Spannung 208 stellt einem VDD2-Anschluss des Pegelschiebers 202 eine Spannung bereit, die gleich der VGS für den Leistungs-FET MCP im übersteuerten EIN-Zustand ist (z. B. 5 V mehr als die Spannung an der Source des Leistungs-FETs MCP). Ein zweiter Masseanschluss Masse2 ist mit der Source des Leistungs-FETs MCP gekoppelt. Die Leistungsversorgung mit hoher Spannung 208 ist an einem VDD3-Anschluss auch mit der Pufferschaltung 204 gekoppelt, und der Masseanschluss Masse3 der Pufferschaltung 204 ist mit der Source des Leistungs-FETs MCP gekoppelt.
  • Ein allgemeines Problem bei vielen FET-basierten DC-DC-Leistungswandlerarchitekturen besteht darin, dass beim Starten des Leistungswandlers ein übermäßiger Einschaltstrom vermieden werden muss. Beispielsweise wäre, wenn VEIN zu Beginn an einen DC-DC-Leistungswandler des in 1 gezeigten Typs angelegt wird und wenn keine Schutzschaltkreise vorhanden sind, anfangs keiner der Flykondensatoren geladen, und dementsprechend wird ein Einschaltstrom in die Schaltung fließen. Ist REIN der FET-Leistungsschalter beispielsweise gleich 1 Milliohm (0,001 Ohm) und VEIN gleich 10 V, dann ergibt sich aus dem Ohmschen Gesetz, V = I × R, dass der Einschaltstrom eine Spitze von ungefähr 10.000 A sein wird. In integrierten Schaltungsimplementierungen gibt es parasitäre Induktivitäten (beispielsweise aufgrund der On-Die-Leitungsführung oder der Leiterplattenleitungsführung), die gemäß der Induktorformel: V = L × dl/dt eine Stromspitze in eine Spannungsspitze umwandeln. Solche Spannungsspitzen stellen eine elektrische Überlastung der Ladungspumpen-Leistungsschalter dar und beeinträchtigen ihre Zuverlässigkeit, potenziell sogar bis zu ihrer Zerstörung. Es braucht nur eine parasitäre Induktivität von ungefähr 100 pH, damit ein Puls von 1 ns und 100 A über die Ladungspumpen-Leistungsschalter 10 V generiert. Die resultierende 10-V-Spitze kann die Durchbruchspannung vieler der FETs übersteigen, und natürlich führt eine größere Stromspitze bei gleicher parasitärer Induktivität zu einer größeren Spannungsspitze. Es sind eine Vielzahl von Zusatzschaltungen verwendet worden, um einen Betriebsmodus mit „sanftem Start“ bereitzustellen, der den Einschaltstrom in einen DC-DC-Leistungswandler steuert, bis die Flykondensatoren ausreichend geladen sind, um es den Leistungsschaltern zu gestatten, mit normalen Ladungsübertragungen zu beginnen.
  • Ein ähnliches Problem tritt auf, wenn sich die Flykondensatoren eines DC-DC-Leistungswandlers nicht im Gleichgewicht befinden, was bedeutet, dass zwischen Flykondensatoren, die durch Leistungsschalter verbunden sind, eine Ladungsdifferenz besteht. Wird das Ladungsgleichgewicht nicht aufrechterhalten, können Stromspitzen und daraus resultierende schädliche Spannungsspitzen auftreten. Eine Vielzahl von Zusatzschaltungen sind verwendet worden, um eine Wiederherstellung des Ladungsgleichgewichts bereitzustellen, um solche Spitzen zu vermeiden.
  • Demgemäß wäre es nützlich, Ereignisse, die als „potenziell schädliche Ereignisse“ in Leistungswandlern charakterisiert werden können (z. B. schädliche Stromspitzen, die aus einer Vielzahl von Gründen auftreten können, umfassend Einschaltströme, Ladungsübertragungsströme, Kurzschlüsse, EMI-Ereignisse und dergleichen), mindern oder beseitigen zu können.
  • ÜBERSICHT
  • Die vorliegende Erfindung stellt Schaltungen und Verfahren bereit, die potenziell schädliche Ereignisse in Leistungswandlern mindern oder beseitigen. Ausführungsformen ermöglichen das dynamische Schalten von Wandlungsverhältnissen in rekonfigurierbaren Leistungswandlern unter Last, ohne die Leistungswandlerschaltkreise abzuschalten oder das Schalten der Ladungspumpen-Leistungsschalter auszusetzen. Zusätzlich weisen solche Schaltungen und Verfahren den zusätzlichen Vorteil auf, dass sie Schutz vor potenziell schädlichen Ereignissen, wie etwa Stromspitzen während eines sanften Starts von Leistungswandlern und während einer dynamischen Herstellung des Ladungsgleichgewichts, bereitstellen, ohne dass Zusatzschaltkreise, die auf diese Funktionen gerichtet sind, benötigt werden.
  • Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung erhöhen für mindestens einige der Leistungs-FETs in einem Leistungswandler selektiv den EIN-Widerstand, REIN, indem sie die Treiberspannung zu den Gates der Leistungs-FETs aktiv steuern. Während des normalen Leistungswandlerbetriebs kann die Treiberspannung für die Leistungs-FETs so eingestellt werden, dass sie das FET-Gate übersteuert, um REIN auf einen gewünschten Pegel abzusenken, der für eine bestimmte Anwendung einen hohen Stromfluss gestattet. In anderen Szenarien kann die Treiberspannung für die Leistungs-FETs jedoch reduziert werden, um REIN zu erhöhen und so den Stromfluss auf einen gewünschten Pegel zu drosseln. Dementsprechend kann der assoziierte Leistungs-FET MCP in folgende Zustände versetzt werden: (a) einen übersteuerten EIN-Zustand, der einen niedrigen REIN für einen normalen Leistungswandlerbetrieb aufweist, oder (2) einen EIN-Zustand mit reduzierter Ansteuerung, der einen höheren REIN aufweist und ausgewählt wird, um Schutz vor potenziell schädlichen Ereignissen (z. B. Einschalt- oder Ladungsübertragungsströmen) bereitzustellen, wie etwa während einer dynamischen Rekonfiguration des Wandlungsverhältnisses des Leistungswandlers, beim Starten des Leistungswandlers, beim Herstellen des Ladungsgleichgewichts zwischen Flykondensatoren innerhalb des Leistungswandlers oder während Fehlerereignissen wie etwa Kurzschlussereignissen.
  • Eine Ausführungsform umschließt eine Gatesteuerschaltung zur Regelung des EIN-Widerstands, REIN, eines Leistungs-FETs, wobei die Gatesteuerschaltung mit dem Gate des Leistungs-FETs gekoppelt ist und konfiguriert ist, um selektiv mindestens eine erste Spannung oder eine zweite Spannung an das Gate des Leistungs-FETs anzulegen, sodass der REIN des Leistungs-FETs in einem EIN-Zustand niedriger ist, wenn die erste Spannung angelegt wird, und höher ist, wenn die zweite Spannung angelegt wird.
  • Eine andere Ausführungsform umschließt eine Gatesteuerschaltung zur Steuerung des EIN-Widerstands, REIN, eines Leistungs-FETs in einem Leistungswandler, wobei die Gatesteuerschaltung mit dem Gate des Leistungs-FETs gekoppelt ist und konfiguriert ist, um den REIN des Leistungs-FETs in einem ersten EIN-Zustand während des normalen Leistungswandlerbetriebs abzusenken und den REIN des Leistungs-FETs in einem zweiten EIN-Zustand anzuheben, wenn ein potenziell schädliches Ereignis auftritt oder auftreten wird.
  • Ebenfalls umschlossen in der vorliegenden Erfindung ist ein Verfahren zum Schützen eines Leistungswandlers, umfassend das Steuern des EIN-Widerstands, REIN, von mindestens einem Leistungs-FET in dem Leistungswandler, um den REIN des mindestens einen Leistungs-FETs in einem EIN-Zustand während des normalen Leistungswandlerbetriebs abzusenken und den REIN des mindestens einen Leistungs-FETs in einem EIN-Zustand anzuheben, wenn ein potenziell schädliches Ereignis auftritt oder auftreten wird.
  • Die Details einer oder mehrerer Ausführungsformen der Erfindung sind in den begleitenden Zeichnungen und in der unten stehenden Beschreibung dargelegt. Andere Merkmale, Objekte und Vorteile der Erfindung werden aus der Beschreibung und den Zeichnungen und aus den Ansprüchen ersichtlich.
  • Figurenliste
    • 1 ist ein Blockdiagramm einer Ausführungsform eines DC-DC-Leistungswandlers mit auswählbarem Wandlungsverhältnis.
    • 2 ist ein Blockdiagramm einer Gatesteuerschaltung des Stands der Technik, die mit einem Ladungspumpen-Leistungs-FET gekoppelt ist.
    • 3A ist ein schematisches Diagramm einer Ausführungsform einer Gatesteuerschaltung, die mit einem Ladungspumpen-Leistungs-FET gekoppelt ist.
    • 3B ist ein detaillierteres schematisches Diagramm einer Ausführungsform des FETs M2 und einer Schaltung für den letzten Inverter aus 3A.
    • 4 ist ein schematisches Diagramm einer Ausführungsform einer neuartigen Gatesteuerschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung, die mit einem Ladungspumpen-Leistungs-FET gekoppelt gezeigt ist.
    • 5 ist ein Zeitverlaufsdiagramm verschiedener Spannungen in Abhängigkeit von der Zeit für eine Gatesteuerschaltung des in 3A gezeigten Typs, die dazu verwendet wird, Leistungs-FETs in einem Leistungswandler des in 1 gezeigten Typs zu schalten.
    • 6 ist ein Zeitverlaufsdiagramm verschiedener Spannungen in Abhängigkeit von der Zeit für eine Gatesteuerschaltung des in 4 gezeigten neuartigen Typs, die dazu verwendet wird, Leistungs-FETs in einem Leistungswandler des in 1 gezeigten Typs zu schalten.
    • 7 ist ein Prozessablaufdiagramm, das ein Verfahren zum Schützen eines Leistungswandlers vor potenziell schädlichen Ereignissen zeigt.
  • Gleiche Bezugsnummern und Bezeichnungen in den verschiedenen Zeichnungen geben gleiche Elemente an.
  • DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
  • Die vorliegende Erfindung stellt Schaltungen und Verfahren bereit, die potenziell schädliche Ereignisse in Leistungswandlern mindern oder beseitigen. Zusätzlich weisen solche Schaltungen und Verfahren den zusätzlichen Vorteil auf, dass sie Schutz vor potenziell schädlichen Ereignissen, wie etwa Stromspitzen während eines sanften Starts von Leistungswandlern und während einer dynamischen Herstellung des Ladungsgleichgewichts, bereitstellen, ohne dass Zusatzschaltkreise, die auf diese Funktionen gerichtet sind, benötigt werden.
  • Wie oben angemerkt, können schädliche Stromspitzen in Leistungswandlern aus einer Vielzahl von Gründen auftreten, umfassend Einschaltströme, Ladungsübertragungsströme, Kurzschlüsse und dergleichen. In Bezug auf DC-DC-Leistungswandler, die auswählbare Wandlungsverhältnisse aufweisen, kann das Schalten von einem Wandlungsverhältnis (z. B. Dividiert-durch-2 bzw. „DIV2“) zu einem anderen Wandlungsverhältnis (z. B. Dividiert-durch-3 bzw. „DIV3“) beispielsweise zu einem Ladungsungleichgewicht zwischen den Flykondensatoren führen, was zu potenziell schädlichen Einschaltströmen führen kann. Dementsprechend bestand die gängige Praxis zur Vermeidung potenziell schädlicher Ereignisse bisher darin, den DC-DC-Leistungswandler AUSzuschalten, das Entladen der Flykondensatoren zu gestatten, die Wandlungsverhältniskonfiguration zu ändern (z. B. durch Ändern der Taktsynchronisierung mit den Ladungspumpen-FETs) und die Leistung wieder EINzuschalten, wobei auf herkömmliche Startschaltkreise zurückgegriffen wurde, um Spitzen von Einschaltströmen zu mindern. Ein Nachteil dieser Praxis besteht darin, dass der Prozess mehrere Millisekunden in Anspruch nehmen kann und nicht unter Last erfolgen kann.
  • Ein Aspekt der vorliegenden Erfindung umschließt Schaltungen und Verfahren zum Mindern oder Beseitigen potenziell schädlicher Ereignisse, wenn diese auftreten oder auftreten werden (z. B. im Voraus bekannt sind, wenn etwa ein Wandlungsverhältnis dynamisch geändert werden soll). Das Mindern oder Beseitigen potenziell schädlicher Ereignisse ermöglicht das Schalten von DC-DC-Leistungswandlern mit auswählbaren Wandlungsverhältnissen von einem Wandlungsverhältnis zu einem anderen Wandlungsverhältnis unter Last, ohne die Leistungswandlerschaltkreise abzuschalten oder das Schalten der Ladungspumpen-Leistungsschalter auszusetzen.
  • Schutz vor potenziell schädlichen Ereignissen
  • Bei der Analyse des Problems einer Begrenzung potenziell schädlicher Ereignisse in Leistungswandlern wurde festgestellt, dass Leistungswandlerschalter normalerweise in einem „übersteuerten“ Zustand betrieben werden, wenn sie auf einen (leitenden) EIN-Zustand eingestellt sind. Ein übersteuertes FET-Gate erzeugt einen stärkeren Leitungskanal, was den EIN-Widerstand, REIN, des FETs effektiv absenkt. Basierend auf dieser Erkenntnis wurde ferner festgestellt, dass das Erhöhen des REIN für die Leistungs-FETs in einem Leistungswandler während potenziell schädlicher Ereignisse (z. B. beim Starten oder während des dynamischen Rekonfigurierens des Wandlungsverhältnisses des Leistungswandlers) den Stromfluss durch die FETs reduzieren und diese somit vor übermäßigen Stromspitzen schützen würde.
  • Eine Möglichkeit, den REIN für die Leistungs-FETs in einem Leistungswandler zu erhöhen, besteht darin, die Treiberspannung zu den Gates der Leistungs-FETs aktiv zu steuern. Während des normalen Leistungswandlerbetriebs kann die Treiberspannung so eingestellt werden, dass sie das FET-Gate übersteuert, um REIN auf einen gewünschten Pegel abzusenken, der für eine bestimmte Anwendung einen hohen Stromfluss gestattet. Während potenziell schädlicher Ereignisse jedoch, wie etwa beim Starten oder während einer dynamischen Rekonfiguration des Wandlungsverhältnisses, kann die Treiberspannung reduziert werden, um REIN zu erhöhen und so den Stromfluss auf einen gewünschten Pegel zu drosseln.
  • 3A ist ein schematisches Diagramm einer Ausführungsform einer Gatesteuerschaltung, die mit einem Ladungspumpen-Leistungs-FET MCP gekoppelt ist. Einige der in 1 gezeigten FET-Schalter können beispielsweise jeweils Instanzen des FETs MCP sein.
  • Der Eingang zu der Gatesteuerschaltung, entweder das Taktsignal P1 oder das Taktsignal P2, wird an den Pegelschieber 300 angelegt. Wie oben bereits detaillierter beschrieben, übersetzt der Pegelschieber 300 das Eingangssignal von einem Spannungsfeld (z. B. Spannungen in der Digitallogik) in ein anderes Spannungsfeld (Transistorsteuerspannungen). Der Ausgang des Pegelschiebers 300 folgt somit dem Eingangssignal, jedoch in einem anderen Spannungsbereich.
  • Der Ausgang des Pegelschiebers 300 ist mit einer Treiberschaltung 302 gekoppelt, deren Ausgang mit dem Gate des FETs MCP gekoppelt ist. In dem illustrierten Beispiel ist die Treiberschaltung 302 ein Satz aus vier in Reihe gekoppelten Invertern 304a-304d. In dieser besonderen Ausführungsform kann sich die physische Größe der Inverter von Inverter 304a zu Inverter 304d erhöhen, um eine ausreichende Stromansteuerfähigkeit zum Laden des Gates des FETs MCP bereitzustellen. Beispielsweise kann der Inverter 304a eine relative Größe von „1“ aufweisen, der Inverter 304b kann dreimal so groß wie der Inverter 304a sein, der Inverter 304c kann neunmal so groß wie der Inverter 304a sein und der Inverter 304d kann 27 Mal so groß wie der Inverter 304a sein. In alternativen Ausführungsformen kann die Anzahl von Inverterstufen kleiner oder größer sein, und es können nichtinvertierende Stufen (Pufferverstärker) anstelle von invertierenden Stufen verwendet werden. Ferner können sich die Multiplikatoren für die Stufen von den gezeigten Verhältnissen 1×, 3×, 9× und 27× unterscheiden, wobei aber im Allgemeinen jede Stufe größer ist als die vorherige, um sehr langsam ansteigende und abfallende Flanken zu vermeiden. Die illustrierte Treiberschaltung 302 ist lediglich beispielhaft und es können anderen Schaltungen verwendet werden, um den Ausgang des Pegelschiebers 300 mit dem Gate des FETs Mcp zu koppeln.
  • Die Leistung für den Pegelschieber 300 (d. h. für den in 2 gezeigten Anschluss VDD2 mit hoher Spannung) und die Treiberschaltung 302 wird durch eine Leistungsquelle mit hoher Spannung 310 bereitgestellt. In dem illustrierten Beispiel wird die Leistungsquelle für den Pegelschieber 300 und die Inverter 304a-304d der Treiberschaltung 302 durch eine Sourcefolger-Verstärkerschaltung (gemeinsames Drain) bereitgestellt, die einen geregelten FET M1 umfasst, dessen Leitungskanal (Drain-zu-Source) zwischen einer Versorgungsspannung, VDD, und Schaltungsmasse mit einem Widerstandselement R in Reihe gekoppelt ist. Als ein Beispiel kann die Versorgungsspannung VDD VEIN für eine Phase der Ladungspumpe, die den FET MCP umfasst, sein oder kann mit dem Spannungsausgang von einer anderen Phase der Ladungspumpe gekoppelt sein - im Grunde eine beliebige Spannung, die ausreichend hoch ist und eine ausreichende Ansteuerstärke für die Schaltung aufweist. Eine Stromquelle 312 ist zwischen einer Zener-Diode D1 zwischen VDD und Schaltungsmasse in Reihe gekoppelt. Wie im Stand der Technik bekannt, kann eine Stromquelle unter Verwendung einer Vielzahl von Schaltungen aus Transistoren und/oder Dioden aufgebaut sein. Der Ausgang der Stromquelle 312 vor der Zener-Diode D1 stellt eine im Wesentlichen konstante Vorspannungsspannung für das Gate des FETs M1 bereit. Der Vorspannungsstrom fließt durch die Zener-Diode D1 und stellt sicher, dass diese immer in Sperrrichtung vorgespannt ist.
  • Wie im Stand der Technik bekannt, beginnt eine Zener-Diode in Sperrrichtung zu leiten, sobald die Sperrspannung einen vorbestimmten Wert erreicht, im Gegensatz zu einer herkömmlichen Diode, die jegliches Fließen von Strom durch sie hindurch blockiert, solange sie in Sperrrichtung vorgespannt ist. Diese angelegte Sperrspannung bleibt auch bei großen Stromänderungen fast konstant, solange der Strom zwischen einem minimalen Durchbruchstrom und einem maximalen Nennstrom für die Zener-Diode bleibt. Eine Zener-Diode regelt ihre Spannung so lange, bis der Haltestrom der Diode unter den minimalen Stromwert in der Durchbruch-Sperrregion fällt.
  • Der letzte Inverter 304d wird durch einen Kaskoden-FET M2 mit Leistung versorgt, dessen Leitungskanal (zwischen Drain und Source) zwischen der Versorgungsspannung VDD und dem Inverter 304d gekoppelt ist. Der Ausgang der Stromquelle 312 vor der Zener-Diode D1 stellt eine im Wesentlichen konstante Vorspannungsspannung für das Gate des FETs M2 bereit; somit haben die FETs M1 und M2 die gleiche Gatevorspannung.
  • 3B ist ein detaillierteres schematisches Diagramm einer Ausführungsform des FETs M2 und einer Schaltung für den letzten Inverter 304d aus 3A. Intern weist der Inverter 304d mindestens einen NMOS-FET Ni und einen PMOS-FET Pi mit gekoppelten Leitungskanälen auf, Drain-zu-Drain, wobei jeder FET Ni, Pi ein Gate aufweist, das durch den Inverter 304c angesteuert wird. Die Source des obersten PMOS-FETs Pi ist mit der Source des FETs M2 gekoppelt und die Source des untersten NMOS-FETs Ni ist mit der Source des FETs MCP gekoppelt.
  • In der illustrierten Konfiguration stellt die in 3A illustrierte Versorgungsquelle 310 allen Invertern 304a-304d in der Treiberschaltung 302 eine konstante Spannung bereit. Mit dem Strom, der durch den FET M2 fließen gelassen wird, wird die Ansteuerfähigkeit des letzten Inverters 304d und somit der Treiberschaltung 302 eingestellt.
  • 4 ist ein schematisches Diagramm einer Ausführungsform einer neuartigen Gatesteuerschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung, die mit einem Ladungspumpen-Leistungs-FET MCP gekoppelt gezeigt ist. Obwohl in vielerlei Hinsicht der Gatesteuerschaltung aus 3A ähnlich, besteht ein wesentlicher Unterschied darin, dass das Gate des FETs M2 mit einer separaten Gatetreiberschaltung 402 gekoppelt ist und somit unabhängig von dem Gateansteuerungsschaltkreis für den FET M1 ist. Die Hauptfunktion der Gatetreiberschaltung 402 besteht darin, zu ermöglichen, dass mindestens zwei unterschiedliche Spannungspegel an dem Knoten A mit dem Gate des FETs M2 gekoppelt werden können, was wiederum den Ausgangsspannungspegel bestimmt, der durch den letzten Inverter 304d, der den assoziierten Leistungs-FET MCP ansteuert, bereitgestellt wird. Dementsprechend kann der assoziierte Leistungs-FET MCP in folgende Zustände versetzt werden: (a) einen übersteuerten EIN-Zustand, der einen niedrigen REIN für einen normalen Leistungswandlerbetrieb aufweist, oder (2) einen EIN-Zustand mit reduzierter Ansteuerung, der einen höheren REIN aufweist und ausgewählt wird, um Schutz vor potenziell schädlichen Ereignissen (z. B. Einschalt- oder Ladungsübertragungsströmen) bereitzustellen, wie etwa während einer dynamischen Rekonfiguration des Wandlungsverhältnisses des Leistungswandlers, beim Starten des Leistungswandlers, beim Herstellen des Ladungsgleichgewichts zwischen Flykondensatoren innerhalb des Leistungswandlers oder während Fehlerereignissen wie etwa Kurzschlussereignissen.
  • Die Gatetreiberschaltung 402 umfasst eine anpassbare Stromquelle 404, die zwischen VDD und Schaltungsmasse mit einer Zener-Diode D2 in Reihe gekoppelt ist. Das Gate des FETs M2 ist mit dem Knoten A zwischen der anpassbaren Stromquelle 404 und der Zener-Diode D2 gekoppelt. Der Ausgang der anpassbaren Stromquelle 404 vor der Zener-Diode D2 stellt für eine beliebige spezifische Einstellung der anpassbaren Stromquelle 404 eine im Wesentlichen konstante Vorspannungsspannung für das Gate des FETs M2 bereit. Parallel zu der Zener-Diode D2 befindet sich eine Spannungssteuerschaltung 406, die einen Schalter Sw beinhaltet, der mit einem ersten diodenverbundenen FET MD0 und mindestens einem zusätzlichen diodenverbundenen FET MDN in Reihe gekoppelt ist, wobei N ≥ 1. Wie illustriert, ist ein Anschluss des Schalters SW mit dem Ausgang der anpassbaren Stromquelle 404 vor der Zener-Diode D2 an dem Knoten A gekoppelt und ist ein Anschluss des zusätzlichen diodenverbundenen FETs MDN mit der Source des FETs MCP (einer „relativen Masse“) gekoppelt. Es sei angemerkt, dass der Schalter SW an beliebiger Stelle in der Spannungssteuerschaltung 406 positioniert sein kann, um den Stromfluss durch diese Schaltung zu unterbrechen oder zu ermöglichen. Beispielsweise kann die Reihenfolge des Schalters Sw und der FETs MD0 und MDN vom Knoten A zur relativen Masse (1) Sw, MD0, MDN (wie illustriert), (2) MD0, Sw, MDN oder (3) MD0, MDN, Sw sein. Durch die Positionierung wie in 4 gezeigt können jedoch parasitäre Einflüsse auf den FET M2 reduziert werden, die beispielsweise durch die Kapazitäten des FETs MD0 und/oder des FETs MDN verursacht werden.
  • Eine Funktion des diodenverbundenen FETs MD0 besteht darin, einen Offset für den FET M2 bereitzustellen, da sich die Schwellenspannungen des FETs MD0 und des FETs M2 effektiv aufheben. Eine Funktion der zusätzlichen diodenverbundenen FETs MDN besteht darin, den Strom durch den FET MCP proportional zu dem Verhältnis der Größen von FET MCP zu FET MDN einzustellen, wenn der Schalter Sw GESCHLOSSEN ist und die Stromspiegelfunktion der Spannungssteuerschaltung 406 aktiviert ist. Insbesondere ist der Strom durch den FET MCP proportional zu dem Strom von der Stromquelle 404 und dem Verhältnis von FET MDN zu FET MCP. Beträgt der Ausgang der Stromquelle 404 beispielsweise 1 mA und ist der FET MCP 1.000 Mal so groß wie der FET MDN (W/L MCP = 1000 × W/L MDN), dann beträgt der maximale Strom durch den FET MCP 1.000 × 1 mA = 1 A. Dies wird dadurch erzielt, dass sichergestellt wird, dass die Gate-Source-Spannung des FETs MDN die gleiche wie die des FETs MCP ist. Die maximale Gatespannung des FETs MCP ist die Spannung an dem Knoten A minus die Schwellenspannung VTH des FETs M2. Somit wird durch das Einschließen des FETs MD0 die Spannung an dem Knoten A um eine Schwellenspannung erhöht, sodass die Spannung an dem Knoten A = VGS des FETs MDN + VTH des FETs MD0. Passen FET M2 und FET MD0 (vom Verhältnis her) zueinander, dann ist das Maximum, welches die VGS des FETs MCP erreichen kann, dasselbe wie die VGS des FETs MDN, und diese Gleichheit bleibt in Bezug auf Prozess, Temperatur usw. bestehen.
  • Wie angemerkt, sind die diodenverbundenen FET(s) MDN mit Bezug auf den FET MCP größenmäßig ins Verhältnis gesetzt. Die FETs M1, M2, MD0 und MCP können segmentierte FETs sein, was bedeutet, dass eine Vorrichtung, die als ein großer FET arbeiten soll, als mehrere (z. B. 10.000) kleine, parallel gekoppelte FETs gefertigt wird (die einzelnen kleinen FETs können „Finger“ genannt werden, was typische Aspekte ihrer physischen Anordnung auf einem IC-Die widerspiegelt). Die diodenverbundenen FET(s) MD0, MDN können unter Verwendung derselben Technologie gefertigt werden, jedoch aus einer viel kleineren Anzahl von FET-Fingern (z. B. sogar aus nur einem Finger) bestehen. Aufgrund der Kaskodenkonfiguration des FETs M2 und des letzten Inverters 304d bewirkt eine kleine Änderung des Stromflusses durch die Spannungssteuerschaltung 406, die die Spannung an dem Gate des FETs M2 beeinflusst, einen proportional größeren Stromfluss durch den Leistungs-FET MCP, der durch das Verhältnis von FET MCP zu FET MDN bestimmt wird.
  • Wird mehr als ein diodenverbundener FET MDN hinzugefügt, kann dadurch das Verhältnis von FET MCP zu FET MDN angepasst werden. Weist der FET MCP zum Beispiel eine Breite von 100 und 1.000 Finger auf, sollte ein erster FET MDN ebenfalls eine passende Breite von 100 aufweisen, kann dabei aber nur 1 Finger aufweisen. Somit ist das Verhältnis von FET MDN zu FET MCP 1.000 zu 1, und 1 mA von der Stromquelle 404 bedeutet 1 A durch den FET Mcp. Um das Verhältnis in 2.000 zu 1 zu ändern, können zwei diodenverbundene FETs MDN in Reihe gekoppelt werden (Source-zu-Drain). Ist die FET-Breite immer noch 100, beträgt die effektive Anzahl von Fingern der zwei diodenverbundenen FETs MDN einhalb, was ein Verhältnis von 2.000 zu 1 mit Bezug auf den FET Mcp ergibt.
  • Wie oben angemerkt, besteht eine wichtige Funktion der Gatetreiberschaltung 402 darin, dass sie eine auswählbare Menge an geregelter Ansteuerspannung für den FET M2 bereitstellt, was wiederum die Stromversorgung zu dem letzten Inverter 304d sowie dessen Spannungsausgang steuert. Ist der Schalter Sw OFFEN, ist die Spannungssteuerschaltung 406 von dem Knoten A - und deshalb von dem Gate des FETs M2 - getrennt und hat somit im Wesentlichen keine Auswirkung auf den Ausgang des FETs M2; dementsprechend kann der letzte Inverter 304d das Gate des FETs MCP auf einen ausgewählten Pegel, der durch die Zener-Diode D2 bestimmt wird, übersteuern. Zusätzlich kann, wenn der Schalter Sw OFFEN ist, der Strom von der Stromquelle 404 so ausgewählt werden, dass Rauschen an dem FET M2 begrenzt wird. Die Tatsache, dass die Stromquelle 404 auswählbar ist, gestattet es auch, den maximalen Strom durch den FET MCP zu steuern.
  • Wenn der Schalter Sw GESCHLOSSEN ist - wie etwa beim Starten des Leistungswandlers oder während des dynamischen Schaltens von Wandlungsverhältnissen oder beim Wiederherstellen des Ladungsgleichgewichts zwischen Flykondensatoren -, dann arbeitet die Spannungssteuerschaltung 406 als ein Bypass, um Strom um die Diode D1 herumzuleiten und die Spannung an dem Knoten A abzusenken, sodass die Ansteuerspannung zu dem FET M2 reduziert wird. Die reduzierte Gateansteuerspannung zu dem FET M2 reduziert wiederum die Leistung zu dem letzten Inverter 304d und reduziert dementsprechend die Gateansteuerspannung zu dem Leistungs-FET Mcp. Dementsprechend wird der FET MCP eine reduzierte Gateansteuerspannung aufweisen, die zu einem erhöhten REIN führt, verglichen mit dem REIN in einem normalen übersteuerten Zustand. Dieser erhöhte Widerstand in mindestens einigen der Leistungs-FETs eines Leistungswandlers verhindert übermäßige Stromspitzen und schützt die Leistungs-FETS (sowie andere gekoppelte Schaltkreise) so vor großen Spannungsspitzen.
  • In einigen Ausführungsformen kann der Betrieb mit reduzierter Ansteuerung eines Leistungs-FETs im EIN-Zustand, um Stromspitzen während potenziell schädlicher Ereignisse zu begrenzen, durch eine Steuerschaltung (nicht gezeigt) in Abhängigkeit von einem gemessenen Parameter ermöglicht (ausgelöst) werden, wie etwa dem Wert von VEIN, VAUS, Pumpkondensatorspannungen oder einem Laststrom, und/oder als Ergebnis von erfassten Ereignissen, wie etwa Kurzschlussereignissen und/oder Ladungsungleichgewichten an den Pumpkondensatoren. In einigen Ausführungsformen kann der Betrieb mit reduzierter Ansteuerung eines Leistungs-FETs im EIN-Zustand, um Stromspitzen während potenziell schädlicher Ereignisse zu begrenzen, basierend auf einem externen Steuersignal für den Schalter Sw ermöglicht (ausgelöst) werden, das im Vorfeld eines kommenden Ereignisses, wie etwa dem dynamischen Schalten von Wandlungsverhältnissen, gesetzt wird.
  • Die Dauer des Betriebs mit reduzierter Ansteuerung für die Leistungs-FETs kann als eine feste Zeit, die für eine bestimmte Anwendung geeignet ist, eingestellt werden oder kann basierend auf einigen Kriterien bestimmt werden. Beispielsweise kann der Betrieb mit reduzierter Ansteuerung für die Leistungs-FETs von einer Ausgangslast oder von einer Ausgangslast und einer ausgewählten maximalen Dauer (d. h. einem Timeout-Parameter) abhängen, oder davon, dass die Spannung über die Flykondensatoren einen gewissen Prozentsatz (z. B. 95 %) eines gewünschten Zielpegels erreicht hat, oder von einer beliebigen Kombination aus diesen und/oder anderen Parametern abhängen.
  • Ein Vorteil beim Verwenden von diodenverbundenen FETs in der Spannungssteuerschaltung 406, die unter Verwendung derselben Technologie wie der für den Leistungs-FET MCP gefertigt wurden (z. B. NMOSFET), besteht darin, dass die Vorrichtungen im Wesentlichen zueinander passende Eigenschaften in Bezug auf PVT(Prozess-/Spannungs-/Temperatur-)-Schwankungen aufweisen werden.
  • Wie oben angemerkt, besteht die Hauptfunktion der Gatetreiberschaltung 402 darin, mindestens zwei unterschiedliche Spannungspegel an dem Knoten A zu ermöglichen, die mit dem Gate des FETs M2 gekoppelt werden können. Die Hauptfunktion der Spannungssteuerschaltung 406 besteht darin, die Spannung an dem Knoten A zwischen einem ersten Spannungspegel, bei dem die Spannungssteuerschaltung 406 nicht aktiviert ist (Schalter Sw ist OFFEN), und einem zweiten Spannungspegel, bei dem die Spannungssteuerschaltung 406 aktiviert ist (Schalter Sw ist GESCHLOSSEN), auswählbar zu verschieben. Es sollte anerkannt werden, dass, während die in 4 illustrierte Gatetreiberschaltung 402 und Spannungssteuerschaltung 406 bevorzugt werden, da sie einfach zu implementieren sind und wenig Leistung und Schaltungsfläche benötigen, in anderen Ausführungsformen andere Vorrichtungen und Schaltungen verwendet werden können, die die gleiche oder eine ähnliche Funktion bereitstellen. Beispielsweise könnte der Knoten A über den Schalter Sw mit einem Verstärker, der als Eingang eine vom Pegel her verschobene Referenzspannung aufweist, gekoppelt sein; die Gatespannung zu dem FET M2 wäre dann genauer, jedoch zu Lasten von Komplexität, Schaltungsfläche und Leistung (und somit Effizienz).
  • 5 ist ein Zeitverlaufsdiagramm 500 verschiedener Spannungen in Abhängigkeit von der Zeit für eine Gatesteuerschaltung des in 3A gezeigten Typs, die dazu verwendet wird, Leistungs-FETs in einem Leistungswandler des in 1 gezeigten Typs zu schalten. Die Graphlinie 502 zeigt Übergänge des Taktsignals (P1 bzw. P2), das an den Pegelschieber 300 in 3A angelegt wird. Die Graphlinie 504 zeigt die resultierende, vom Pegel her verschobene Spannung, die den Flykondensatoren (generisch CF) aufgezwungen wird und an dem Knoten VEIN/N ansteht.
  • 6 ist ein Zeitverlaufsdiagramm 600 verschiedener Spannungen in Abhängigkeit von der Zeit für eine Gatesteuerschaltung des in 4 gezeigten neuartigen Typs, die dazu verwendet wird, Leistungs-FETs in einem Leistungswandler des in 1 gezeigten Typs zu schalten. Die Graphlinie 602 zeigt Übergänge des Taktsignals (P1 bzw. P2), das an den Pegelschieber 300 in 4 angelegt wird. Die Graphlinie 604 zeigt die resultierende, vom Pegel her verschobene Spannung, die den Flykondensatoren CF aufgezwungen wird und an dem Knoten VEIN/N ansteht, wenn der Schalter Sw der Spannungssteuerschaltung 406 OFFEN ist, was zu übersteuerten Leistungs-FETs führt (somit zeigen die Graphlinien 504 und 604 das gleiche). Die Graphlinie 606 zeigt die resultierende reduzierte und vom Pegel her verschobene Spannung, die den Flykondensatoren CF aufgezwungen wird und an dem Knoten VEIN/N ansteht, wenn der Schalter Sw der Spannungssteuerschaltung 406 GESCHLOSSEN ist, was zu einer reduzierten Gateansteuerung an den Leistungs-FETs führt. Es sei angemerkt, dass die Zeitverlaufsmuster für den Leistungswandler während Ereignissen mit reduzierter Gateansteuerung (z. B. beim Starten des Leistungswandlers oder während des dynamischen Schaltens von Wandlungsverhältnissen) im Vergleich zum Normalbetrieb mit übersteuerter Gateansteuerung unverändert bleiben.
  • Auch wenn 6 die Effekte von zwei REIN-Pegeln für die Leistungs-FETs zeigt, können mehr als zwei Pegel verwendet werden. Beispielsweise kann eine zweite Spannungssteuerschaltung parallel zu der in 4 gezeigten ersten Spannungssteuerschaltung 406 gekoppelt sein, was 4 Pegel für REIN gestattet: (1) kein Bypass (d. h. volle Übersteuerung für den Leistungs-FET MCP), (2) nur die erste Spannungssteuerschaltung ist aktiviert, (3) nur die zweite Spannungssteuerschaltung ist aktiviert oder (4) sowohl die erste als auch die zweite Spannungssteuerschaltung sind aktiviert. Alternativ kann die anpassbare Stromquelle 404 in Verbindung mit dem Aktivieren nur einer einzigen Spannungssteuerschaltung 406 zwischen zwei oder mehr Ausgangspegeln geschaltet werden. Noch eine andere Option besteht darin, dass ein oder mehrere eines Reihenstapels von diodenverbundenen FETs MDN einen assoziierten parallelen Bypassschalter umfassen können, der es gestattet, einen bestimmten FET in dem Stapel zu umgehen, sodass die Stapelhöhe und somit die Anzahl von Kombinationen aktiver diodenverbundener FETs MDN geändert wird. Es versteht sich, dass andere Variationen verwendet werden können, um das Einstellen mehrerer REIN-Pegel für die Leistungs-FETs zu gestatten.
  • Die Möglichkeit, aus mehr als zwei REIN-Pegeln für die Leistungs-FETs auswählen zu können, kann beispielsweise nützlich sein, da, wenn VAUS unter Last ansteigt, für die Ladungspumpe mit höherer Impedanz eine natürliche Ausgangsstromgrenze erreicht wird. In solchen Fällen kann es nützlich sein, Ströme durch den Knoten A in der Gatetreiberschaltung 402 stufenweise heraufzusetzen, um die Gatespannung an den Leistungs-FETs langsam zu erhöhen, wodurch REIN verringert und der Stromfluss erhöht wird. Beispielsweise kann die Gatetreiberschaltung 402 den REIN der Leistungs-FETs für eine erste Anzahl von Taktzyklen (z. B. 10) auf den höchsten Widerstandspegel einstellen, dann für eine zweite Anzahl von Taktzyklen (z. B. 15) auf einen nächstniedrigeren Widerstandspegel einstellen und dann für eine dritte Anzahl von Taktzyklen (z. B. 12), oder bis einige Kriterien erzielt wurden (z. B. die Spannung über die Flykondensatoren 95 % eines gewünschten Zielpegels erreicht hat), auf einen noch niedrigeren Widerstandspegel einstellen, zu welchem Zeitpunkt der REIN der Leistungs-FETs auf den niedrigsten höchsten Widerstandspegel eingestellt sein kann und mit dem Normalbetrieb begonnen werden kann. Es können mehr oder weniger REIN-Abstufungen verwendet werden, um den Bedürfnissen einer bestimmten Anwendung gerecht zu werden.
  • Beim dynamischen Schalten von Wandlungsverhältnissen für einen Leistungswandler ist es im Allgemeinen nützlich, nur dann zu schalten, wenn sich VEIN in dem Bereich für beide Wandlungsverhältnisse befindet. Wird beispielsweise zwischen einer DIV2-Konfiguration und einer DIV3-Konfiguration geschaltet, kann eine Steuereinheit für den Leistungswandler die Rekonfiguration unterbinden, solange sich VEIN nicht innerhalb eines spezifischen Spannungsbereichs befindet. Bei einem DIV3-Modus mit VEIN = 15 V ist der Ausgang zum Beispiel 5 V. Wird die Konfiguration dann in einen DIV2-Modus geändert, wäre der Ausgang größer, nämlich ungefähr 7,5 V, was einige der Leistungsschalter mit niedrigerer Spannung in dem Leistungswandler beschädigen könnte. Deshalb muss sichergestellt werden, dass die Vorrichtungen beim dynamischen Schalten von Wandlungsverhältnissen nicht beschädigt werden. Ferner sollten in vielen Ausführungsformen die untersten FETs (diejenigen, die auf einer Seite mit der Schaltungsmasse gekoppelt sind) in einen nichtleitenden (OFFENEN) Zustand eingestellt werden. Da sich außerdem die Ausgangsspannungen und der Strom beim dynamischem Schalten von Wandlungsverhältnissen relativ schnell ändern können, kann es in einigen Ausführungsformen nützlich sein, Schutzschaltkreise, die dazu ausgelegt sind, das Betriebsverhalten der Ladungspumpe zu ändern, bis der Leistungswandlerschaltkreis einen stationären Zustand erreicht hat, zu deaktivieren oder zu begrenzen.
  • In einigen Ausführungsformen von Leistungswandlern kann, wenn die Änderung von einem höheren VAUS-Pegel (z. B. einer DIV2-Konfiguration mit einem 5 V-Ausgang) zu einem niedrigeren VAUS-Pegel (z. B. einer DIV3-Konfiguration mit einem 3,3 V-Ausgang) erfolgt, der Leistungswandler die Ladung in CAUS zurück in den VEIN-Knoten entladen, was unter Umständen nicht wünschenswert ist. Ist dies der Fall, dann kann das Takten (z. B. P1 und P2) zu dem Leistungswandler einfach ausgesetzt werden, bis die Last auf den Leistungswandler den Ausgang herunter auf den benötigten Pegel gezogen hat, woraufhin das Takten wiederaufgenommen werden kann. Es sei angemerkt, dass, obwohl unter Verwendung dieses Entladeansatzes keine Ladung zurück in den Eingang gepumpt wird, die Leistungs-FETs dennoch auf den Modus mit hohem Widerstand eingestellt sein sollten (d. h. auf eine reduzierte Treiberspannung), da sich die Kondensatoren des Leistungswandlers im Ungleichgewicht befinden. In anderen Fällen kann eine Entladeschaltung mit dem VAUS-Anschluss gekoppelt sein, um VAUS aktiv zu entladen, bis einige Kriterien erzielt worden sind (z. B. die Spannung an dem VAUS-Anschluss 95 % eines gewünschten Zielpegels erreicht hat).
  • Starten einer Ladungspumpe und Ladungsumverteilung
  • Wie oben angemerkt, ermöglicht die Fähigkeit, mehrere REIN-Werte für die Leistungs-FETs in einem Leistungswandler auswählen zu können, nicht nur das Steuern von Stromspitzen beim dynamischen Schalten von Wandlungsverhältnissen, sondern auch einen gesteuerten Strom beim Starten (einen „sanften Start“). Demgemäß können Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung anstelle von anderen Schutzschaltkreisen zur Vermeidung übermäßiger Einschaltströme, während die Flykondensatoren beim Starten des Leistungswandlers vorgeladen werden, verwendet werden, sodass IC-Die-Fläche eingespart wird. Dieser Vorteil besteht unabhängig davon, ob der Leistungswandler zwischen Wandlungsverhältnissen dynamisch geschaltet werden kann oder nicht.
  • Zusätzlich können Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung die Fähigkeit, mehrere REIN-Werte für die Leistungs-FETs auswählen zu können, beim Herstellen eines Ladungsgleichgewichts über die Flykondensatoren und den oder die Ausgangskondensatoren eines Leistungswandlers verwenden. Wird beispielsweise detektiert, dass die Spannung über einen beliebigen Flykondensator kleiner als ein „Auslöse“-Pegel (z. B. kleiner als ungefähr 95 % eines gewünschten Zielpegels) ist, kann eine Steuerschaltung (nicht gezeigt) den Schalter Sw in 4 schließen und somit die Gateansteuerung zu den Leistungs-FETs reduzieren und somit ihren REIN erhöhen, entweder für einen gewissen Zeitraum und/oder bis einige Kriterien erfüllt sind (wie etwa die, dass die Spannung über den „niedrigen“ Flykondensator mindestens einen spezifizierten Prozentsatz eines gewünschten Zielpegels erreicht, der beispielsweise größer als der Auslösepegel für die reduzierte Gateansteuerung sein kann, um eine gewisse Hysterese in die Schaltung einzubringen). Der erhöhte REIN der Leistungs-FETs vermeidet übermäßige Ladungsübertragungsraten (die einem übermäßigen Einschaltstrom beim Starten ähnlich sind). Nach dem Verstreichen der eingestellten Dauer oder dem Auftreten der spezifizierten Kriterien würde der Schalter Sw wieder geöffnet, um den REIN der Leistungs-FETs für eine verbesserte Effizienz im Normalbetrieb zu reduzieren. Wichtig ist, dass die Zeitverlaufsmuster für den Leistungswandler während solcher Ereignisse mit reduzierter Gateansteuerung im Vergleich zum Normalbetrieb mit übersteuerter Gateansteuerung unverändert bleiben. Dieser Vorteil einer schützenden Strombegrenzung besteht unabhängig davon, ob der Leistungswandler zwischen Wandlungsverhältnissen dynamisch geschaltet werden kann, und besteht auch in anderen Szenarien wie beispielsweise Fehlerereignissen, wie etwa einem Ausgangskurzschluss oder einer Überstrombedingung.
  • Allgemein ist es von großem Vorteil, dafür zu sorgen, dass der oder die Leistungs-FETs, mit denen VEIN in einem Leistungswandler gekoppelt ist - das heißt der oder die strombegrenzenden oder blockierenden FET(s) in der Schaltung - konfiguriert sind, um höhere Widerstände als andere FETs in der Schaltung aufzuweisen. Demgemäß ist es allgemein nützlich, solche „blockierenden“ FETs mit einer Gatesteuerschaltung wie der in 4 gezeigten auszurüsten und somit über mehrere auswählbare REIN-Werte zu verfügen, sodass beim Starten (sanfter Start), beim dynamischen Schalten von Wandlungsverhältnissen und bei Fehlermodi ein EIN-Modus mit hohem Widerstand (großer REIN) ausgewählt werden kann. Während es in einigen Ausführungsform am vorteilhaftesten sein kann, den Modus mit dem höchsten Widerstand für solche Ereignisse oder Modi zu bevorzugen, kann der REIN-Pegel in anderen Ausführungsformen variiert werden. Beispielsweise kann der Widerstand von REIN basierend auf VEIN von der Größe her angepasst werden - je höher der Wert von VEIN ist, umso mehr Widerstand kann erforderlich sein, um den Strom konstant zu halten. Beim Einstellen des REIN-Werts können auch andere Parameter, wie etwa VAUS, berücksichtigt werden.
  • Je nach Anwendung müssen außerdem nicht alle anderen Leistungs-FETs in einem Leistungswandler so konfiguriert sein, dass sie einen auswählbaren REIN aufweisen. Nachfolgend sind einige allgemeine Richtlinien aufgeführt:
    • • bei Leistungswandlern, die zwischen Wandlungsverhältnissen dynamisch schalten können, sollten alle Leistungs-FET-Vorrichtungen, die mit dem Induktor L verbunden sind, und alle FETs der mittleren Schalter (der Schalter zwischen dem Schalter, der mit VEIN gekoppelt ist, und dem Induktor L) die Fähigkeit eines auswählbaren REIN aufweisen;
    • • zum Herstellen des Ladungsgleichgewichts sollten alle Leistungs-FET-Vorrichtungen die Fähigkeit eines auswählbaren REIN aufweisen, und die untersten FETs (diejenigen, die auf einer Seite mit der Schaltungsmasse gekoppelt sind) sollten zunächst in einen leitenden (GESCHLOSSENEN) Zustand eingestellt werden;
    • • bei anderen Anwendungen kann es nützlich sein, die Bedürfnisse der Anwendung zu analysieren, um zu entscheiden, welche Leistungs-FET-Vorrichtungen die Fähigkeit eines auswählbaren REIN aufweisen sollten.
  • Es kann nützlich sein, Ausführungsformen der in 4 gezeigten Gatetreiberschaltung 402 für alle Leistungs-FETs in einem Leistungswandler bereitzustellen, die Spannungssteuerschaltung 406 jedoch nur in einigen der Gatetreiberschaltungen 402 in einem bestimmten IC-Teil zu aktivieren (z. B. unter Verwendung von einmalig programmierbaren Vorrichtungen wie etwa Sicherungen). Letztendlich ist es eine Gestaltungsentscheidung, den Widerstand in gewissen Strompfaden vorübergehen zu erhöhen, um mit vorübergehenden Ungleichgewichten umgehen zu können. Wie viel Widerstand einem Strompfad hinzugefügt werden soll, hängt davon ab, wie viel Strombegrenzung gewünscht wird und wie viel Leistungsableitung toleriert werden kann. Die Leistungsableitung kann begrenzt werden, wenn nur einige Schalter unter Verwendung reduzierter Ansteuerungsspannungen auf einmal in einen Modus mit hohem Widerstand versetzt werden und/oder wenn die reduzierte Gateansteuerung von niedrigeren Pegeln (höherer REIN) auf höhere Pegel (niedrigerer REIN) stufenweise heraufgesetzt wird.
  • Werden alle Leistungs-FETs in einem Leistungswandler durch die in 4 gezeigte Gatesteuerschaltung gesteuert, besteht ein zusätzlicher Vorteil darin, dass die Wärmeableitung während Betriebsmodi mit erhöhtem REIN über den gesamten Leistungswandler hinweg relativ gleichmäßig ist.
  • Es sollte anerkannt werden, dass die neuartige Gatesteuerschaltung in 4 angewendet werden kann, um den REIN eines assoziierten FETs in anderen Anwendungen als Leistungswandlern zu steuern, in denen die Fähigkeit, einen Betriebsmodus mit reduzierter Ansteuerung selektiv bereitzustellen, vorteilhaft sein kann.
  • Verfahren
  • Ein anderer Aspekt der Erfindung umfasst Verfahren zum Schützen eines Leistungswandlers vor potenziell schädlichen Ereignissen, wie etwa Einschaltstromereignissen beim Starten. Beispielsweise ist 7 ein Prozessablaufdiagramm 700, das ein Verfahren zum Schützen eines Leistungswandlers vor potenziell schädlichen Ereignissen zeigt. Das Verfahren umfasst das Steuern des EIN-Widerstands, REIN, von mindestens einem Leistungs-FET in dem Leistungswandler (Block 702) durch Folgendes: Absenken des REIN des mindestens einen Leistungs-FETs in einem EIN-Zustand während des normalen Leistungswandlerbetriebs (704) und Anheben des REIN des mindestens einen Leistungs-FETs in einem EIN-Zustand (z. B. wenn ein potenziell schädliches Ereignis auftritt oder auftreten wird) (Block 706).
  • Zusätzliche Aspekte des oben genannten Verfahrens können eines oder mehrere von Folgendem umfassen: das potenziell schädliche Ereignis kann aus einer dynamischen Rekonfiguration eines Wandlungsverhältnisses des Leistungswandlers resultieren; das potenziell schädliche Ereignis kann aus einem Starten des Leistungswandlers resultieren; und/oder das potenziell schädliche Ereignis kann aus einem Wiederherstellen des Ladungsgleichgewichts zwischen zwei oder mehr Kondensatoren innerhalb des Leistungswandlers resultieren.
  • Fertigungstechnologien & -optionen
  • Eine andere Verwendung von Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung ist die Beherrschung von EMI. Beispielsweise kann der EIN-Widerstand, REIN, von mindestens einem Leistungs-FET, der einem EMI-Ereignis ausgesetzt sein kann, in jedem Zyklus für einen ersten Zeitmoment (z. B. eine oder wenige Mikrosekunden) erhöht werden, um den FET und gekoppelte Schaltkreise vor solchen EMI-Ereignissen zu schützen, und dann kann der REIN für den Rest des Zyklus abgesenkt werden.
  • Der Begriff „MOSFET“, wie er in dieser Offenbarung verwendet wird, umfasst einen beliebigen Feldeffekttransistor (FET), der ein isoliertes Gate aufweist, dessen Spannung die Leitfähigkeit des Transistors bestimmt, und schließt isolierte Gates ein, die einen metallischen oder metallähnlichen Isolator und/oder eine Halbleiterstruktur aufweisen. Die Begriffe „metallisch“ oder „metallähnlich“ umfassen mindestens ein elektrisch leitendes Material (wie etwa Aluminium, Kupfer oder ein anderes Metall oder hochdotiertes Polysilizium, Graphen oder einen anderen elektrischen Leiter), der Begriff „Isolator“ umfasst mindestens ein isolierendes Material (wie etwa Siliziumoxid oder ein anderes dielektrisches Material) und der Begriff „Halbleiter“ umfasst mindestens ein Halbleitermaterial.
  • Wie in dieser Offenbarung verwendet, bezieht sich der Begriff „Funkfrequenz“ (RF, Radio Frequency) auf eine Oszillationsrate im Bereich von ungefähr 3 kHz bis ungefähr 300 GHz. Dieser Begriff umfasst auch die Frequenzen, die in drahtlosen Kommunikationssystemen verwendet werden. Eine RF-Frequenz kann die Frequenz einer elektromagnetischen Welle oder aber einer Wechselspannung oder eines Wechselstroms in einer Schaltung sein.
  • Verschiedene Ausführungsformen der Erfindung können implementiert werden, um eine breite Vielfalt von Spezifikationen zu erfüllen. Sofern oben nicht anderweitig angemerkt, ist die Auswahl geeigneter Komponentenwerte eine Gestaltungsentscheidung. Verschiedene Ausführungsformen der Erfindung können in einer beliebigen geeigneten IC-Technologie (umfassend, jedoch nicht begrenzt auf MOSFET-Strukturen) oder in hybriden oder diskreten Schaltungsformen implementiert werden. Ausführungsformen integrierter Schaltungen können unter Verwendung beliebiger geeigneter Substrate und Prozesse gefertigt werden, umfassend, jedoch nicht begrenzt auf, standardmäßiges Bulk-Silizium, Bulk-CMOS mit hohem spezifischem Widerstand, Silizium-auf-Isolator (SOI) und Silizium-auf- Saphir (SOS). Sofern oben nicht anderweitig angemerkt, können Ausführungsformen der Erfindung in anderen Transistortechnologien implementiert sein, wie etwa bipolaren, BiCMOS-, LDMOS-, BCD-, GaAs-HBT-, GaN-HEMT-, GaAs-pHEMT- und MESFET-Technologien. Ausführungsformen der Erfindung sind jedoch besonders nützlich, wenn sie unter Verwendung eines SOI- oder SOS-basierten Prozesses gefertigt werden, oder wenn sie mit Prozessen, die ähnliche Eigenschaften aufweisen, gefertigt werden. Eine CMOS-Fertigung unter Verwendung von SOI- oder SOS-Prozessen ermöglicht Schaltungen mit niedrigem Leistungsverbrauch, der Fähigkeit, Signalen mit hoher Leistung während des Betriebs aufgrund der FET-Stapelung standzuhalten, einer guten Linearität und einem Hochfrequenzbetrieb (d. h. mit Funkfrequenzen bis zu 300 GHz und darüber hinaus). Eine monolithische IC-Implementierung ist besonders nützlich, da parasitäre Kapazitäten durch eine sorgfältige Gestaltung im Allgemeinen niedrig gehalten werden können (oder zumindest über alle Einheiten hinweg gleichförmig gehalten werden können, sodass sie kompensiert werden können).
  • In Abhängigkeit von einer bestimmten Spezifikation und/oder Implementierungstechnologie (z. B. NMOS, PMOS oder CMOS und Anreicherungsmodus- oder Verarmungsmodus-Transistorvorrichtungen) können Spannungspegel angepasst und/oder Spannungs- und/oder Logiksignalpolaritäten umgekehrt werden. Die Spannungs-, Strom- und Leistungsbelastbarkeit von Komponenten kann wie erforderlich adaptiert werden, beispielsweise durch Anpassen von Vorrichtungsgrößen, serielles „Stapeln“ von Komponenten (insbesondere FETs), um größeren Spannungen standzuhalten, und/oder paralleles Verwenden mehrerer Komponenten, um größere Ströme zu verkraften. Zusätzliche Schaltungskomponenten können hinzugefügt werden, um die Fähigkeiten der offenbarten Schaltungen zu vergrößern und/oder um zusätzliche Funktionalitäten bereitzustellen, ohne die Funktionalitäten der offenbarten Schaltungen dabei signifikant zu verändern.
  • Ladungspumpen im Allgemeinen, und insbesondere Ladungspumpen gemäß der vorliegenden Erfindung, sind in vielen Anwendungen besonders vorteilhaft. Beispielsweise können Ladungspumpen im Vergleich zu einem geregelten System effizienter sein und können feste Divisions-/Multiplikationsverhältnisse bereitstellen. Die Fähigkeit, das Divisions-/Multiplikationsverhältnis zu ändern, um eine korrekte Ausgangsspannung aufrechtzuerhalten, ist für batteriebetriebene Anwendungen besonders nützlich, bei denen Änderungen der Batteriespannung (der Eingangsspannung an der Ladungspumpe) häufig auftreten, wie etwa, wenn frische Batterien eingesetzt werden oder die Batteriespannung im Laufe der Verwendung abnimmt.
  • Als ein anderes Beispiel können Ladungspumpen auch in mobilen Vorrichtungen und für Verbindungssysteme verwendet werden. In dem Fall einiger Verbindungssysteme, wie etwa USB-C, sind Ströme aufgrund der Bemessung der Drähte begrenzt, deshalb wird zur Abgabe einer gewünschten Menge an Leistung die Eingangsspannung erhöht. Ladungspumpen können verwendet werden, um die Spannung je nach dem Bedarf verschiedener Schaltungen oder Teilschaltungen herunterzudividieren.
  • Als noch ein anderes Beispiel können Ladungspumpen in Computerservern verwendet werden. Eingangsspannungen können zum Beispiel 12 V oder 48 V betragen (höhere Eingangsspannungen reduzieren die I2*R-Verluste in dem System). Eine Ladungspumpe ist nützlich, um die Systemeingangsspannung auf eine niedrigere Lastpunkt-Eingangsspannung stromabwärts, wie etwa für einen Mikroprozessor, herunterzudividieren.
  • Schaltungen und Vorrichtungen gemäß der vorliegenden Erfindung können alleine oder in Kombination mit anderen Komponenten, Schaltungen und Vorrichtungen verwendet werden. Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung können als integrierte Schaltungen (ICs) gefertigt werden, die zur leichteren Handhabung, Herstellung und/oder für ein verbessertes Leistungsverhalten in IC-Gehäusen und/oder in Modulen eingeschlossen sein können. Insbesondere werden IC-Ausführungsformen dieser Erfindung häufig in Modulen verwendet, in denen eine oder mehrere solcher ICs mit anderen Schaltungsblöcken (z. B. Filtern, Verstärkern, passiven Komponenten und möglicherweise zusätzlichen ICs) in einem Gehäuse kombiniert sind. Die ICs und/oder Module werden dann typischerweise mit anderen Komponenten kombiniert, häufig auf einer Leiterplatte, um Teil eines Endprodukts, wie etwa eines Mobilfunktelefons, eines Laptop-Computers oder eines elektronischen Tablets, zu bilden, oder um ein übergeordnetes Modul zu bilden, das in einer breiten Vielfalt von Produkten, wie etwa Fahrzeugen, Testausrüstungen, medizinischen Vorrichtungen usw. verwendet werden kann. Durch verschiedene Konfigurationen von Modulen und Baugruppen ermöglichen solche ICs typischerweise einen Kommunikationsmodus, häufig einen drahtlosen Kommunikationsmodus.
  • In verschiedenen Ausführungsformen von Leistungswandlern kann es vorteilhaft sein, spezifische Kondensatortypen zu verwenden, insbesondere für die Flykondensatoren. Beispielsweise ist es bei solchen Kondensatoren im Allgemeinen nützlich, wenn diese einen niedrigen äquivalenten Serienwiderstand (ESR, Equivalent Series Resistance), eine niedrige Verschlechterung der DC-Vorspannung, eine hohe Kapazität und ein kleines Volumen aufweisen. Ein niedriger ESR ist vor allem wichtig für Leistungswandler, die zusätzliche Schalter und Flykondensatoren enthalten, um die Anzahl von Spannungspegeln zu erhöhen. Die Auswahl eines bestimmten Kondensators sollte unter Berücksichtigung der Spezifikationen für den Leistungspegel, die Effizienz, die Größe usw. stattfinden. Es können verschiedene Typen von Kondensatortechnologien verwendet werden, umfassend Keramik- (umfassend mehrlagige Keramikkondensatoren), Elektrolytkondensatoren, Folienkondensatoren (umfassend Leistungsfolienkondensatoren) und IC-basierte Kondensatoren. Kondensatordielektrika können je nach Erfordernissen für bestimmte Anwendungen variieren und können Dielektrika umfassen, die paraelektrisch sind, wie etwa Siliziumdioxid (SiO2), Hafniumdioxid (HFO2) oder Aluminiumoxid Al2O3. Zusätzlich können bei der Gestaltung von Leistungswandlern vorteilhafterweise intrinsische parasitäre Kapazitäten (die z. B. in Bezug auf die Leistungs-FETs intrinsisch sind) in Verbindung mit oder anstelle von in die Gestaltung einbezogenen Kondensatoren benutzt werden, um die Schaltungsgröße zu reduzieren und/oder das Leistungsverhalten der Schaltung zu erhöhen. Bei der Auswahl von Kondensatoren für Leistungswandler können auch Faktoren wie Schwankungen von Kondensatorkomponenten, reduzierte effektive Kapazität mit DC-Vorspannung und Temperaturkoeffizienten von Keramikkondensatoren (minimale und maximale Temperaturbetriebsgrenzen und temperaturabhängige Kapazitätsschwankungen) berücksichtigt werden.
  • Ähnlich kann es in verschiedenen Ausführungsformen von Leistungswandlern vorteilhaft sein, spezifische Induktortypen zu verwenden. Beispielsweise ist es bei den Induktoren im Allgemeinen nützlich, wenn diese einen niedrigen äquivalenten DC-Widerstand, eine hohe Induktivität und ein kleines Volumen aufweisen.
  • Die eine oder die mehreren Steuereinheiten, die verwendet werden, um das Starten und den Betrieb eines Leistungswandlers zu steuern, können als Mikroprozessor, Mikrocontroller, digitaler Signalprozessor (DSP), RTL(Register-Transfer Level, Registertransferebenen)-Schaltkreis und/oder kombinatorische Logik implementiert sein.
  • Fazit
  • Es wurden eine Anzahl von Ausführungsformen der Erfindung beschrieben. Es versteht sich, dass verschiedene Modifikationen vorgenommen werden können, ohne von dem Geist und Umfang der Erfindung abzuweichen. Einige der oben beschriebenen Schritte können beispielsweise unabhängig von der Reihenfolge sein und können somit in einer Reihenfolge, die sich von der beschriebenen unterscheidet, durchgeführt werden. Ferner können einige der oben beschriebenen Schritte optional sein. Verschiedene Aktivitäten, die mit Bezug auf die oben identifizierten Verfahren beschrieben sind, können auf sich wiederholende, serielle und/oder parallele Art und Weise ausgeführt werden.
  • Es versteht sich, dass die vorangehende Beschreibung dazu gedacht ist, den Umfang der Erfindung zu illustrieren und nicht zu begrenzen, wobei dieser durch den Umfang der nachfolgenden Ansprüche definiert ist, und dass andere Ausführungsformen in den Umfang der Ansprüche fallen. Insbesondere umfasst der Umfang der Erfindung alle beliebigen und realisierbaren Kombinationen eines oder mehrerer der Prozesse, Maschinen, Herstellungen oder Stoffzusammensetzungen, die in den unten stehenden Ansprüche dargelegt sind. (Es sei angemerkt, dass die in Klammern gesetzten Kennzeichen von Anspruchselementen einem leichteren Verweis auf solche Elemente dienen und selbst keine bestimmte erforderliche Ordnung oder Nummerierung von Elementen angeben; ferner können solche Kennzeichen in abhängigen Ansprüche als Verweise auf zusätzliche Elemente erneut verwendet werden, ohne dass dies als Beginn einer widersprüchlichen Kennzeichnungssequenz zu betrachten ist.)
  • ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
  • Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
  • Zitierte Patentliteratur
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    • US 9203299 B2 [0004]

Claims (29)

  1. Eine Gatesteuerschaltung zur Regelung des EIN-Widerstands, REIN, eines Leistungs-FETs, wobei die Gatesteuerschaltung mit dem Gate des Leistungs-FETs gekoppelt ist und konfiguriert ist, um selektiv mindestens eine erste Spannung oder eine zweite Spannung an das Gate des Leistungs-FETs anzulegen, sodass der REIN des Leistungs-FETs in einem EIN-Zustand niedriger ist, wenn die erste Spannung angelegt wird, und höher ist, wenn die zweite Spannung angelegt wird.
  2. Gatesteuerschaltung gemäß Anspruch 1, wobei die zweite Spannung angelegt wird, um einen übermäßigen Stromfluss durch den Leistungs-FET zu beschränken.
  3. Eine Gatesteuerschaltung zur Steuerung des EIN-Widerstands, REIN, eines Leistungs-FETs in einem Leistungswandler, wobei die Gatesteuerschaltung mit dem Gate des Leistungs-FETs gekoppelt ist und konfiguriert ist, um den REIN des Leistungs-FETs in einem ersten EIN-Zustand während des normalen Leistungswandlerbetriebs abzusenken und den REIN des Leistungs-FETs in einem zweiten EIN-Zustand anzuheben.
  4. Gatesteuerschaltung gemäß Anspruch 3, wobei die Gatesteuerschaltung konfiguriert ist, um den REIN des Leistungs-FETs in einem zweiten EIN-Zustand anzuheben, wenn ein potenziell schädliches Ereignis auftritt oder auftreten wird.
  5. Gatesteuerschaltung gemäß Anspruch 4, wobei das potenziell schädliche Ereignis aus einer dynamischen Rekonfiguration eines Wandlungsverhältnisses des Leistungswandlers resultiert.
  6. Gatesteuerschaltung gemäß Anspruch 4, wobei das potenziell schädliche Ereignis aus einem Starten des Leistungswandlers resultiert.
  7. Gatesteuerschaltung gemäß Anspruch 4, wobei das potenziell schädliche Ereignis aus einem Wiederherstellen des Ladungsgleichgewichts zwischen zwei oder mehr Kondensatoren innerhalb des Leistungswandlers resultiert.
  8. Eine Gatetreiberschaltung zur Regelung des EIN-Widerstands, REIN, eines Leistungs-FETs in einer Leistungswandlerschaltung, wobei die Gatetreiberschaltung Folgendes umfasst: (a) eine Stromquelle, die zwischen einer ersten Spannungsquelle und einem Knoten gekoppelt ist; (b) einen Spannungsregler, der mit dem Knoten gekoppelt ist und konfiguriert ist, um an dem Knoten eine Spannung bereitzustellen; (c) eine Spannungssteuerschaltung, die mit dem Knoten gekoppelt ist und eine erste auswählbare Konfiguration, die von dem Knoten getrennt ist, und eine zweite auswählbare Konfiguration, die mit dem Knoten gekoppelt ist, umfasst, wobei die Spannung an dem Knoten, wenn sich die Spannungssteuerschaltung in der ersten auswählbaren Konfiguration befindet, höher ist als in der zweiten auswählbaren Konfiguration; und (d) einen Ansteuerungsschaltkreis, der zwischen dem Knoten und dem Gate des Leistungs-FETs gekoppelt ist, um mindestens zwei auswählbare Spannungen an das Gate des Leistungs-FETs anzulegen, sodass der REIN des Leistungs-FETs, wenn sich die Spannungssteuerschaltung in der ersten auswählbaren Konfiguration befindet, niedriger ist, als wenn sich die Spannungssteuerschaltung in der zweiten auswählbaren Konfiguration befindet.
  9. Gatetreiberschaltung gemäß Anspruch 8, wobei die Spannungssteuerschaltung Folgendes umfasst: (a) einen Schalter; (b) einen ersten diodenverbundenen FET; und (c) mindestens einen zusätzlichen diodenverbundenen FET, wobei N ≥ 1; wobei der Schalter, der erste diodenverbundene FET und der mindestens eine zusätzliche diodenverbundene FET zwischen dem Knoten der Gatetreiberschaltung und einer Referenzspannung in Reihe gekoppelt sind.
  10. Gatetreiberschaltung gemäß Anspruch 8 oder 9, wobei der Spannungsregler eine Zener-Diode ist.
  11. Gatetreiberschaltung gemäß einem der Ansprüche 8 bis 10, wobei der Ansteuerungsschaltkreis eine Vielzahl von in Reihe gekoppelten Invertern umfasst, die mit dem Gate des Leistungs-FETs gekoppelt sind.
  12. Eine Gatesteuerschaltung für einen Leistungs-FET in einer Leistungswandlerschaltung, die Folgendes umfasst: (a) einen Pegelschieber, der einen Eingang umfasst, der konfiguriert ist, um ein Steuersignal zu empfangen und eine von der Spannung her verschobene Version des Steuersignals auszugeben, um den Leistungs-FET zu steuern; (b) eine Gatetreiberschaltung, die Folgendes umfasst: (1) eine Stromquelle, die zwischen einer ersten Spannungsquelle und einem Knoten gekoppelt ist; (2) einen Spannungsregler, der mit dem Knoten gekoppelt ist und konfiguriert ist, um an dem Knoten eine Spannung bereitzustellen; und (3) eine Spannungssteuerschaltung, die mit dem Knoten gekoppelt ist und eine erste auswählbare Konfiguration, die von dem Knoten getrennt ist, und eine zweite auswählbare Konfiguration, die mit dem Knoten gekoppelt ist und die Spannung an dem Knoten absenkt, umfasst; und (c) eine Pufferschaltung, die mit dem Ausgang des Pegelschiebers gekoppelt ist und konfiguriert ist, um mit einem Gate des Leistungs-FETs gekoppelt zu sein, wobei die Pufferschaltung dem Gate des Leistungs-FETs eine Ansteuerspannung bereitstellt, die eine erste Spannung, wenn sich die Spannungssteuerschaltung in der ersten auswählbaren Konfiguration befindet, und eine zweite, niedrigere Spannung, wenn sich die Spannungssteuerschaltung in der zweiten auswählbaren Konfiguration befindet, aufweist.
  13. Gatesteuerschaltung gemäß Anspruch 12, wobei die Spannungssteuerschaltung Folgendes umfasst: (a) einen Schalter; (b) einen ersten diodenverbundenen FET; und (c) mindestens einen zusätzlichen diodenverbundenen FET, wobei N ≥ 1; wobei der Schalter, der erste diodenverbundene FET und der mindestens eine zusätzliche diodenverbundene FET zwischen dem Knoten der Gatetreiberschaltung und einer Referenzspannung in Reihe gekoppelt sind.
  14. Gatesteuerschaltung gemäß Anspruch 12 oder 13, wobei der Spannungsregler eine Zener-Diode ist.
  15. Gatesteuerschaltung gemäß einem der Ansprüche 12 bis 14, wobei die Pufferschaltung eine Vielzahl von in Reihe gekoppelten Invertern umfasst.
  16. Ein Leistungswandler, der eine Vielzahl von Leistungs-FETs umfasst, wobei der Leistungswandler für mindestens ausgewählte Leistungs-FETs Folgendes umfasst: (a) eine Gatetreiberschaltung, die mit einem assoziierten einen der ausgewählten Leistungs-FETs gekoppelt ist und konfiguriert ist, um den EIN-Widerstand, REIN, des assoziierten einen Leistungs-FETs zu regeln, wobei die Gatetreiberschaltung Folgendes umfasst: (1) eine Stromquelle, die zwischen einer ersten Spannungsquelle und einem Knoten gekoppelt ist; (2) einen Spannungsregler, der mit dem Knoten gekoppelt ist und konfiguriert ist, um an dem Knoten eine Spannung bereitzustellen; (3) eine Spannungssteuerschaltung, die mit dem Knoten gekoppelt ist und eine erste auswählbare Konfiguration, die von dem Knoten getrennt ist, und eine zweite auswählbare Konfiguration, die mit dem Knoten gekoppelt ist, umfasst, wobei die Spannung an dem Knoten, wenn sich die Spannungssteuerschaltung in der ersten auswählbaren Konfiguration befindet, höher ist als in der zweiten auswählbaren Konfiguration; und (4) einen Ansteuerungsschaltkreis, der zwischen dem Knoten und dem Gate des assoziierten einen Leistungs-FETs gekoppelt ist, um mindestens zwei auswählbare Spannungen an das Gate des assoziierten einen Leistungs-FETs anzulegen, sodass der REIN des assoziierten einen Leistungs-FETs, wenn sich die Spannungssteuerschaltung in der ersten auswählbaren Konfiguration befindet, niedriger ist, als wenn sich die Spannungssteuerschaltung in der zweiten auswählbaren Konfiguration befindet.
  17. Leistungswandler gemäß Anspruch 16, wobei eine Spannung VEIN an mindestens einen FET der ausgewählten Leistungs-FETs angelegt wird.
  18. Leistungswandler gemäß Anspruch 16 oder 17, wobei die Spannungssteuerschaltung Folgendes umfasst: (a) einen Schalter; (b) einen ersten diodenverbundenen FET; und (c) mindestens einen zusätzlichen diodenverbundenen FET, wobei N ≥ 1; wobei der Schalter, der erste diodenverbundene FET und der mindestens eine zusätzliche diodenverbundene FET zwischen dem Knoten der Gatetreiberschaltung und einer Referenzspannung in Reihe gekoppelt sind.
  19. Leistungswandler gemäß einem der Ansprüche 16 bis 18, wobei der Spannungsregler eine Zener-Diode ist.
  20. Leistungswandler gemäß einem der Ansprüche 16 bis 19, wobei die Pufferschaltung eine Vielzahl von in Reihe gekoppelten Invertern umfasst.
  21. Ein Leistungswandler, der eine Vielzahl von Leistungs-FETs umfasst, wobei der Leistungswandler für mindestens ausgewählte Leistungs-FETs Folgendes umfasst: (a) einen Pegelschieber, der einen Eingang, der konfiguriert ist, um ein Steuersignal zu empfangen, das einen EIN- oder AUS-Zustand für einen assoziierten einen der ausgewählten Leistungs-FETs angibt, und einen Ausgang, der eine von der Spannung her verschobene Version des Steuersignals bereitstellt, umfasst; (b) eine Gatetreiberschaltung, die Folgendes umfasst: (1) eine Stromquelle, die zwischen einer ersten Spannungsquelle und einem Knoten gekoppelt ist; (2) einen Spannungsregler, der mit dem Knoten gekoppelt ist und konfiguriert ist, um an dem Knoten eine Spannung bereitzustellen; und (3) eine Spannungssteuerschaltung, die mit dem Knoten gekoppelt ist und eine erste auswählbare Konfiguration, die von dem Knoten getrennt ist, und eine zweite auswählbare Konfiguration, die mit dem Knoten gekoppelt ist und die Spannung an dem Knoten absenkt, umfasst; und (c) eine Pufferschaltung, die einen Eingang, der mit dem Ausgang des Pegelschiebers gekoppelt ist, und eine letzte Stufe, die konfiguriert ist, um mit dem Gate des assoziierten einen Leistungs-FETs gekoppelt zu sein, umfasst, wobei die Pufferschaltung dem Gate des assoziierten einen Leistungs-FETs eine Ansteuerspannung bereitstellt, die eine erste Spannung, wenn sich die Spannungssteuerschaltung in der ersten auswählbaren Konfiguration befindet, und eine zweite, niedrigere Spannung, wenn sich die Spannungssteuerschaltung in der zweiten auswählbaren Konfiguration befindet, aufweist.
  22. Leistungswandler gemäß Anspruch 21, wobei die Spannungssteuerschaltung Folgendes umfasst: (a) einen Schalter; (b) einen ersten diodenverbundenen FET; und (c) mindestens einen zusätzlichen diodenverbundenen FET, wobei N ≥ 1; wobei der Schalter, der erste diodenverbundene FET und der mindestens eine zusätzliche diodenverbundene FET zwischen dem Knoten der Gatetreiberschaltung und einer Referenzspannung in Reihe gekoppelt sind.
  23. Leistungswandler gemäß Anspruch 21 oder 22, wobei der Spannungsregler eine Zener-Diode ist.
  24. Leistungswandler gemäß einem der Ansprüche 21 bis 23, wobei die Pufferschaltung eine Vielzahl von in Reihe gekoppelten Invertern umfasst.
  25. Ein Verfahren zum Schützen eines Leistungswandlers, umfassend das Steuern des EIN-Widerstands, REIN, von mindestens einem Leistungs-FET in dem Leistungswandler, um den REIN des mindestens einen Leistungs-FETs in einem EIN-Zustand während des normalen Leistungswandlerbetriebs abzusenken und den REIN des mindestens einen Leistungs-FETs in einem EIN-Zustand anzuheben.
  26. Verfahren gemäß Anspruch 25, wobei die Gatesteuerschaltung konfiguriert ist, um den REIN des Leistungs-FETs in einem zweiten EIN-Zustand anzuheben, wenn ein potenziell schädliches Ereignis auftritt oder auftreten wird.
  27. Verfahren gemäß Anspruch 26, wobei das potenziell schädliche Ereignis aus einer dynamischen Rekonfiguration eines Wandlungsverhältnisses des Leistungswandlers resultiert.
  28. Verfahren gemäß Anspruch 26, wobei das potenziell schädliche Ereignis aus einem Starten des Leistungswandlers resultiert.
  29. Verfahren gemäß Anspruch 26, wobei das potenziell schädliche Ereignis aus einem Wiederherstellen des Ladungsgleichgewichts zwischen zwei oder mehr Kondensatoren innerhalb des Leistungswandlers resultiert.
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