DE102020006220A1

DE102020006220A1 - Minimieren von Phasenrauschen in einem FMCW-Radar und Erkennen einer Radargehäusebeschichtung

Info

Publication number: DE102020006220A1
Application number: DE102020006220.2A
Authority: DE
Inventors: Danny Elad; Oded Katz
Original assignee: Semiconductor Components Industries LLC
Current assignee: Ay Dee Kay LLC
Priority date: 2019-11-18
Filing date: 2020-10-09
Publication date: 2021-05-20
Also published as: US20210149018A1; CN112816950A

Abstract

Eine veranschaulichende Ausführungsform eines Radarsystems schließt ein: einen Signalgenerator, ein variables Phasenschieberelement und einen Mischer. Der Signalgenerator liefert ein frequenzmoduliertes Dauerstrichsignal (FMCW-Signal) an eine durch ein Gehäuse geschützte Sendeantenne, wodurch eine Gehäusereflexion mit einer Frequenz bewirkt wird, die von dem FMCW-Signal versetzt ist. Das variable Phasenschieberelement leitet ein Referenzsignal aus dem FMCW-Signal ab, indem es eine zeitabhängige Phasenverschiebung basierend auf dem Frequenzversatz anwendet. Der Mischer erhält ein Empfangssignal, das die Gehäusereflexion einschließt, und multipliziert das Empfangssignal mit dem Referenzsignal, um ein abwärtsgewandeltes Signal zu erzeugen.

Description

HINTERGRUND
Bei der Suche nach immer sichereren und bequemeren Transportoptionen entwickeln viele Automobilhersteller selbstfahrende Autos, die eine beeindruckende Anzahl und Vielzahl von Sensoren erfordern. Unter den in Betracht gezogenen Erfassungstechnologien sind Radarsysteme mit mehreren Eingängen und mehreren Ausgängen, um die Abstände zwischen dem Auto und Fahrzeugen oder Hindernissen entlang des Fahrwegs zu überwachen. Es wird erwartet, dass die Radarsystemantennen von innerhalb eines Fahrzeugstoßfängers oder eines anderen Gehäuses arbeiten, das Schutz bereitstellt, das aber auch die nächste und stärkste Reflexion von Signalenergie bewirken kann. Ansammlungen von Schmutz, Schlamm und/oder Eis an dem Gehäuse können die Reflexion erhöhen, aber auch die RADAR-Sendeleistung durch das Gehäuse reduzieren, wodurch die Fähigkeit des Radarsystems, Hindernisse zu erkennen, verschlechtert wird. In jedem Fall kann die reduzierte Übertragung durch das RADARGehäuse den Dynamikbereich des Erkennungssignals reduzieren, wodurch das Signal-Rausch-Verhältnis (SNR) verschlechtert wird und dadurch die Genauigkeit von Entfernungs- und Geschwindigkeitsmessungen reduziert wird.
KURZDARSTELLUNG
Die oben aufgezeigten Probleme können mindestens teilweise durch die Verwendung eines Radargehäusetondiskriminators in frequenzmodulierten Dauerstrichradarsystemen (FMCW-Radarsystemen) gelöst werden. Eine veranschaulichende Ausführungsform eines Radarsystems schließt ein: einen Signalgenerator, ein variables Phasenschieberelement und einen Mischer. Der Signalgenerator liefert ein frequenzmoduliertes Dauerstrichsignal (FMCW-Signal) an eine durch ein Gehäuse geschützte Sendeantenne, wodurch eine Gehäusereflexion mit einer Frequenz bewirkt wird, die von dem FMCW-Signal versetzt ist. Das variable Phasenschieberelement leitet ein Referenzsignal aus dem FMCW-Signal ab, indem es eine zeitabhängige Phasenverschiebung basierend auf dem Frequenzversatz anwendet. Der Mischer erhält ein Empfangssignal, das die Gehäusereflexion einschließt, und multipliziert das Empfangssignal mit dem Referenzsignal, um ein abwärtsgewandeltes Signal zu erzeugen.
Eine veranschaulichende Ausführungsform eines
Radarsignalabwärtswandlungsverfahrens schließt ein: Liefern eines frequenzmodulierten Dauerstrichsignals (FMCW-Signals) an eine durch ein Gehäuse geschützte Sendeantenne, wodurch eine Gehäusereflexion mit einer Frequenz bewirkt wird, die von dem FMCW-Signal versetzt ist; leitet ein Referenzsignal aus dem FMCW-Signal ab, indem eine zeitabhängige Phasenverschiebung basierend auf dem Frequenzversatz angewendet wird; und Multiplizieren des Referenzsignals mit einem Empfangssignal, das die Gehäusereflexion einschließt, um ein abwärtsgewandeltes Signal zu erzeugen.
Eine alternative Radarsystemausführungsform schließt ein: einen Signalgenerator, einen Mischer und einen Analog-Digital-Wandler. Der Signalgenerator liefert ein FMCW-Signal an eine durch ein Gehäuse geschützte Sendeantenne, wodurch eine Gehäusereflexion mit einer Frequenz bewirkt wird, die von dem FMCW-Signal versetzt ist. Der Mischer leitet aus einem Empfangssignal, das die Gehäusereflexion einschließt, ein abwärtsgewandeltes Signal ab. Aus dem abwärtsgewandelten Signal kann die Amplitude der Gehäusereflexion bestimmt werden.
Jede der vorgenannten Ausführungsformen kann einzeln oder in Verbindung verwendet werden und kann eines oder mehrere der folgenden Merkmale in jeder geeigneten Kombination aufweisen: 1. ein Steuergerät, das die zeitabhängige Phasenverschiebung einstellt, um Phasenrauschen in dem abwärtsgewandelten Signal zu minimieren. 2. ein Steuergerät, das die zeitabhängige Phasenverschiebung einstellt, um eine Gleichstromkomponente des abwärtsgewandelten Signals zu maximieren. 3. einen ADC, der eine Amplitude der Gehäusereflexion aus dem abwärtsgewandelten Signal bestimmt. 4. eine Sicherheitsmaschine, die einen Fehlerzustand signalisiert, wenn die Gehäusereflexion einen vorbestimmten Schwellenwert überschreitet. 5. das variable Phasenschieberelement leitet aus dem FMCW-Signal ein Referenzsignal ab, aus dem der Mischer ein abwärtsgewandeltes Signal erzeugt. 6. ein Steuergerät, das eine Phasendrehung auf das Referenzsignal anwendet, um ein In-Phasen-Produktsignal mit einem minimalen Phasenrauschen oder einer maximalen Gleichstromkomponente und ein Quadratur-Phasen-Produktsignal mit einem maximalen Phasenrauschen oder einer minimalen Gleichstromkomponente zu erhalten. 7. ein Hochpassfilter mit einer Grenzfrequenz, unter der niederfrequente Komponenten des abwärtsgewandelten Signals gedämpft werden. 8. der Mischer multipliziert das Empfangssignal mit einem Referenzsignal, das die versetzte Frequenz auf oder über die Hochpassfiltergrenzfrequenz verschiebt. 9. einen Prozessor, der die Amplitude der Gehäusereflexion aus Phasenrauschen in dem abwärtsgewandelten Signal nahe der Grenzfrequenz bestimmt. 10. der Mischer multipliziert das Empfangssignal mit einem In-Phasen-Referenzsignal oder einem Quadratur-Phasen-Referenzsignal, um das abwärtsgewandelte Signal zu erzeugen.
Figurenliste

1 ist eine Draufsicht eines veranschaulichenden, mit Sensoren ausgestatteten Fahrzeugs.
2 ist ein Blockdiagramm eines veranschaulichenden Fahrerassistenzsystems.
3 ist ein Blockdiagramm eines veranschaulichenden Radar-Sender-Empfänger-Chips.
4 ist eine schematische Ansicht eines veranschaulichenden Radarerkennungsvorgangs.
5 ist eine schematische Darstellung einer ersten veranschaulichenden Ausführungsform eines frequenzmodulierten Dauerstrichradarsystems (FMCW-Radarsystems).
6 ist eine schematische Darstellung einer zweiten veranschaulichenden Ausführungsform eines FMCW-Radarsystems.

AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG
Es versteht sich, dass die folgende Beschreibung und die begleitenden Zeichnungen zur Erläuterung und nicht zur Einschränkung der Offenbarung bereitgestellt werden. Sie stellen vielmehr die Grundlage für das Verständnis eines Fachmanns aller Modifikationen, Äquivalente und Alternativen bereit, die innerhalb des Schutzumfangs der Ansprüche fallen.
1 zeigt ein veranschaulichendes Fahrzeug 102, das mit einem Satz von Ultraschallparkassistenzsensoren 104 und einem Radarantennenarray 106 ausgestattet ist. Art, Anzahl und Konfiguration der Sensoren in der Sensoranordnung für Fahrzeuge mit Fahrerassistenz- und Selbstfahrfunktionen variieren. Zum Beispiel schließen mindestens einige in Betracht gezogene Radararrays für autonome Fahrzeuge vier Sendeantennen und acht oder mehr Empfangsantennen ein, die angeordnet sind, um entlang und seitlich des Vorwärtsfahrwegs des Fahrzeugs abzutasten. Das Fahrzeug kann die Sensoranordnung zum Erkennen und Messen von Abständen/Richtungen zu Objekten in den verschiedenen Erkennungsbereichen verwenden, um dem Fahrzeug die Navigation unter Umgehung anderer Fahrzeuge und Hindernisse zu ermöglichen.
2 zeigt eine elektronische Steuereinheit (ECU) 202, die mit den verschiedenen Ultraschallsensoren 204 und einem Radararraysteuergerät 205 als Zentrum einer Sterntopologie gekoppelt ist. Selbstverständlich sind andere Topologien, einschließlich serieller, paralleler und hierarchischer (Baum-)Topologien, ebenfalls geeignet und werden zur Verwendung gemäß den hierin offenbarten Prinzipien in Betracht gezogen.
Das Radararraysteuergerät 205 koppelt an die Sende- und Empfangsantennen in dem Radarantennenarray 106, um elektromagnetische Wellen auszusenden, Reflexionen zu empfangen und eine räumliche Beziehung des Fahrzeugs zu seiner Umgebung zu ermitteln. Um automatisierte Parkassistenz bereitzustellen, kann die ECU 202 ferner mit einer Gruppe von Aktoren verbunden sein, wie etwa mit einem Fahrtrichtungsanzeigeaktor 208, einem Lenkungsaktor 210, einem Bremsaktor 212 und einem Gaspedalaktor 214. Die ECU 202 kann ferner mit einer benutzerinteraktiven Schnittstelle 216 koppeln, um Benutzereingaben entgegenzunehmen und eine Anzeige der verschiedenen Messungen und des Systemstatus bereitzustellen.
Unter Verwendung der Schnittstelle, der Sensoren und der Aktoren kann die ECU 202 automatisiertes Einparken, assistiertes Einparken, Spurfolgen, Spurwechselassistenz, Hindernis- und Totwinkelerkennung, adaptive Geschwindigkeitsregelung, automatisiertes Bremsen, autonomes Fahren und andere wünschenswerte Merkmale bereitstellen. In einem Auto werden die verschiedenen Sensormessungen von einer oder mehreren elektronischen Steuereinheiten (ECU) erfasst und können von der ECU verwendet werden, um den Status des Autos zu bestimmen. Die ECU kann ferner auf den Status und die eingehenden Informationen reagieren, um verschiedene Signal- und Steuerungswandler zu betätigen, um den Betrieb des Autos einzustellen und beizubehalten.
Um die erforderlichen Messungen zu erfassen, kann die ECU z. B. ein unmoduliertes Dauerstrichradarsystem (CW-Radarsystem) oder ein frequenzmoduliertes Dauerstrichradarsystem (FMCW-Radarsystem) verwenden. Radarsysteme arbeiten durch das Emittieren von elektromagnetischen Wellen, die sich von der Sendeantenne nach außen bewegen, bevor sie zu einer Empfangsantenne zurückreflektiert werden. Bei dem Reflektor kann es sich um jedes mäßig reflektierende Objekt in der Bahn der emittierten elektromagnetischen Wellen handeln. Durch die Messung der Laufzeit der elektromagnetischen Wellen von der Sendeantenne zum Reflektor und zurück zur Empfangsantenne kann das Radarsystem den Abstand zum Reflektor bestimmen. Für FMCW-Radar ändert sich die Sendesignalfrequenz mit der Zeit (Chirp), und der Zielabstand ist proportional zu der Frequenzdifferenz zwischen dem Empfangssignal und dem Referenzsignal, was die Mischerausgangsfrequenz ist. Werden mehrere Sende- oder Empfangsantennen verwendet oder werden mehrere Messungen an verschiedenen Positionen durchgeführt, kann das Radarsystem die Richtung zu dem Reflektor bestimmen und somit die Position des Reflektors in Bezug auf das Fahrzeug verfolgen. Durch eine ausgefeiltere Verarbeitung können mehrere Reflektoren verfolgt werden. Zumindest einige Radarsysteme verwenden eine Array-Verarbeitung, um einen gerichteten Strahl elektromagnetischer Wellen zu „scannen“ und ein Bild der Umgebung des Fahrzeugs zu erstellen.
3 zeigt ein Blockdiagramm eines veranschaulichenden Sender-Empfänger-Chips 300 für ein Radarsystem. Dieser schließt 4 Empfänger (RX-1 bis RX-4) ein, von denen jeder auswählbar mit zwei Empfangsantennen 302 gekoppelt ist, wodurch ein rekonfigurierbares MIMO-System mit 8 Empfangsantennen bereitgestellt wird, von denen vier gleichzeitig eingesetzt werden können, um Messdaten zu erfassen. Vier ADCs 303A-303D tasten die abwärtsgewandelten Empfangssignale von den Empfängern RX-1 bis RX-4 ab und digitalisieren diese, wobei die digitalisierten Signale zum Filtern und Verarbeiten an einen digitalen Signalprozessor (DSP) oder direkt an eine Schnittstelle mit hoher Bandbreite 304 geliefert werden, um ein chipexternes Verarbeiten der digitalisierten Basisbandsignale zu ermöglichen. Bei Verwendung erzeugt der DSP Bilddaten, die über die Schnittstelle mit hoher Bandbreite 304 an eine ECU übertragen werden können.
Eine Steuerschnittstelle 305 ermöglicht es der ECU oder einem anderen Host-Prozessor, den Betrieb des Sender-Empfänger-Chips 300, einschließlich der Test- und Kalibrierungsperipherieschaltungen 306 und der Sendesignalerzeugungsschaltungsanordnung 307, zu konfigurieren. Die Schaltungsanordnung 307 erzeugt ein Trägersignal innerhalb eines programmierbaren Frequenzbands mit einer programmierbaren Chirp-Rate und Reichweite. Teiler und Phasenschieber ermöglichen es den mehreren Sendern TX-1 bis TX-4, gleichzeitig zu arbeiten, wenn gewünscht, und stellen ferner ein „Lokaloszillator“-Referenzsignal an die Empfänger zur Verwendung in dem Abwärtswandlungsprozess bereit. In dem veranschaulichten Beispiel schließt der Sender-Empfänger-Chip 300 4 Sender (TX-1 bis TX-4) ein, von denen jeder fest mit einer entsprechenden Sendeantenne 308 gekoppelt ist. In alternativen Ausführungsformen sind mehrere Sendeantennen wahlweise mit jedem der Sender gekoppelt.
4 veranschaulicht den Betrieb des Radarsystems. Eine Sendeantenne 308 sendet ein FMCW-Signal 402, das sich für Kraftfahrzeugradar im W-Band (75 GHz-110 GHz) befinden kann, wobei jedoch auch andere Frequenzbereiche verwendet werden können. Für die Stromanalyse wird das FMCW-Signal als ein „Chirp“-Signal mit einer Frequenz angenommen, die wiederholt linear das gewählte Frequenzband durchläuft, wobei jedoch auch andere Frequenzmodulationstechniken geeignet sein können. Wir stellen zunächst das Sendesignal 402 dar als $X_{T} (t) = c o s (ω_{c} t + φ_{n} (t)),$
wobei die Frequenzmodulation vernachlässigt wird. Die (Winkel-)Trägerfrequenz ist ω_c, das Phasenrauschen ist φ_n(t) und die Zeit ist durch t dargestellt. Das Phasenrauschen im Sendesignal kann aus verschiedenen internen und umgebungsbedingten Ursachen entstehen.
Das Sendesignal 402 geht durch das Radargehäuse (z. B. Radom) hindurch, das ein Stoßfänger oder ein anderes Schutzgehäuse 404 sein kann, um auf ein Hindernis 406 zu treffen, von dem es als Reflexion 408 zu der Empfangsantenne 302 zurückkehrt. Das Radargehäuse 404 bewirkt auch, dass eine Reflexion 409 zu der Empfangsantenne 302 zurückkehrt. Die Reflexion ist die nächste und oft die stärkste Reflexion. Das Empfangsantennensignal kann entsprechend dargestellt werden als $\begin{matrix} X_{R} (t) = A_{B} c o s [(ω_{c} + ω_{B}) (t - t_{d B}) + φ_{n} (t - t_{d B})] + \\ A_{T} c o s [(ω_{c} + ω_{T}) (t - t_{d T}) + φ_{n} (t - t_{d T})] \end{matrix}$
wobei A_B und A _T die Amplituden der Radargehäusereflexion bzw. Zielreflexion sind, t_dB und t_dT deren Umlaufzeiten sind und ω_B und ω_T die aus den Laufzeitverzögerungen resultierenden Frequenzversätze von der aktuellen Trägerfrequenz sind.
5 zeigt einen Empfänger, der eine Frequenzdiskriminatoranordnung zum Abwärtswandeln des Empfangsantennensignals verwendet. Ein Signalgenerator 502, der unter der Steuerung eines Steuergeräts 504 arbeitet, erzeugt ein FMCW-Sendesignal. (Das Steuergerät 504 kann als der DSP in 3 ausgeführt sein.) In 5 ist der Generator 502 als derart konfiguriert gezeigt, dass er ein Sendesignal bereitstellt, dessen Frequenz gemäß einer ansteigenden Sägezahn-Chirp-Funktion moduliert ist (kann auch mit einer abfallenden Sägezahn-Chirp-Funktion oder einer Dreieck-Chirp-Funktion verwendet werden). Ein Teiler 506 teilt das Sendesignal zwischen der Sendeantenne 308 und dem Referenzsignalpfad mit einem einstellbaren Phasenschieberelement 508. Das Phasenschieberelement 508 steuert die relative Phasenänderung des Referenzsignals. (Das Referenzsignal kann auch als „Lokaloszillator“-Signal oder „LO“-Signal bezeichnet werden.) Die Referenzsignale können dargestellt werden als $X_{L O} (t) = c o s (ω_{c} t + φ_{n} (t) + ϕ_{0})$
wobei <f>o die Phasenverschiebung ist, die sich für die beiden Referenzsignale um $\frac{π}{2}$
unterscheidet.
Der Mischer 510 multipliziert das Empfangsantennensignal mit dem Referenzsignal, um das abwärtsgewandelte („Zwischenfrequenz-“) Signal zu erhalten: $Y_{I F} (t) = L P F {X_{R} (t) X_{L O} (t)}$
wobei LPF { } ein Tiefpassfiltervorgang ist, der die aufwärtsgewandelte Frequenzkomponente blockiert und als Anti-Aliasing-Filter dient, das Töne oberhalb der ADC-Nyquist-Frequenz blockiert. Ein Verstärker mit variabler Verstärkung 522 arbeitet unter Verwendung einer Verstärkungseinstellung von dem Steuergerät 504, um eine automatische Verstärkungssteuerung für den Mischerausgang bereitzustellen. Ein oder mehrere Filter 524, 526 können den obigen LPF-Vorgang sowie einen Hochpassfiltervorgang bereitstellen, um unerwünschte Niederfrequenzkomponenten vor der Digitalisierung durch den ADC 303 zu blockieren.
In Abwesenheit anderer Ziele ergibt sich nur der Radargehäuseton mit Phasenversätzen aufgrund von Laufzeit und Phasenrauschen $Y_{I F} (t) = A_{B} c o s [(ω_{c} + ω_{B}) t_{d B} + ω_{B} t + φ_{n} (t - t_{d B}) - φ_{n} (t) + ϕ_{0}]$
Da das Gehäuse in der Größenordnung von 4 cm entfernt ist, wird erwartet, dass tdB weit innerhalb der Kohärenzperiode des Phasenrauschens liegt, sodass $φ_{n} (t - t_{d B}) - φ_{n} (t) ≪ π .$
Da die Gehäuseposition bekannt ist, kann der Frequenzversatz ω_B aus der programmierten Sweep-Rate des FMCW-Signals bestimmt werden.
Bevor mit der Analyse bezüglich des Betriebs des Phasenschieberelements 508 weiter fortgefahren wird, unterbrechen wir hier, um darauf hinzuweisen, dass das in 5 gezeigte Hochpassfilter 524 eingeschlossen ist, um niedrige Frequenzen, einschließlich der Radargehäusetonfrequenz ω_B zu blockieren, weil das Radargehäuse in der Regel nicht als gültiges Ziel angesehen wird und die Reflexion ansonsten stark genug sein könnte, um den Empfänger zu sättigen. In einer ersten in Betracht gezogenen Ausführungsform einer Technik zum Erkennen von Änderungen des Radargehäusereflexionsvermögens kann das Hochpassfilter 524 vollständig oder auswählbar weggelassen werden oder modifiziert werden, um seine Grenzfrequenz unter die der Radargehäusetonfrequenz zu senken, und der Dynamikbereich der Empfangskette kann modifiziert werden, um zu ermöglichen, dass der Radargehäuseton durch den ADC 303 erkannt wird. Die Signalamplitude bei der Radargehäusetonfrequenz gibt das Radargehäusereflexionsvermögen an und kann überwacht werden, um Änderungen zu erkennen, die auf Schlamm, Schnee oder andere Beschichtungen hinweisen.
In einer zweiten in Betracht gezogenen Ausführungsform einer Technik zum Erkennen von Änderungen des Radargehäusereflexionsvermögens überwacht das Steuergerät nicht die Radargehäusetonfrequenz, sondern bewirkt, dass der Signalgenerator 502 ein unmoduliertes Dauerstrichsignal erzeugt, wodurch jeglicher Frequenzversatz in dem Empfangssignal beseitigt wird. Das abwärtsgewandelte Signal von dem Mischer 510 ist dann im Wesentlichen ein Gleichstromsignal mit einer Amplitude, die durch die Reflexion von dem Radargehäuse bestimmt oder mindestens dominiert werden kann. Das Hochpassfilter wird vollständig oder auswählbar weggelassen, um die Gleichstromsignalmessung durch den ADC 303 zu ermöglichen.
In Bezug auf die vorstehend erörterte erste und zweite in Betracht gezogene Ausführungsform ist das Phasenschieberelement 508 optional und kann für die Reflexionsüberwachung weggelassen oder umgangen werden. Zurückkommend auf die Analyse bezüglich des Betriebs des Phasenschieberelements zeigen wir potentielle Vorteile seiner Einbeziehung.
Wenn wir das Phasenschieberelement verwenden, um eine Phasenverschiebung bereitzustellen von: $ϕ_{0} = - ω_{B} t - (ω_{c} + ω_{B}) t_{d B} + \frac{π}{2},$
dann $Y_{I F} (t) \approx A_{B} t_{d B} {\dot{φ}}_{n} (t) \approx A_{B} φ_{n} (t) .$
Wenn andererseits der Phasenschieber stattdessen eine Phasenverschiebung bereitstellt von: $ϕ_{0} = - ω_{B} t - (ω_{c} + ω_{B}) t_{d B},$
dann $Y_{I F} (t) = A_{B} c o s [φ_{n} (t - t_{d B}) - φ_{n} (t)] \approx A_{B}$
Wenn also das Steuergerät 504 die durch das Element 508 bereitgestellte Phasenverschiebung unter Verwendung des Gehäusetons plus einer konstanten Phasenkomponente moduliert (was gleich dem Produkt zwischen der Umlaufzeit zu dem Radargehäuseton plus dem Trägerton ist), wird der Gehäuseton aus dem abwärtsgewandelten Signal unterdrückt, wodurch (bei fehlendem Hindernis) nur eine Gleichstromkomponente übrig bleibt, die etwa proportional zu der Amplitude der Radargehäusereflexion 409 ist. Wenn stattdessen das Steuergerät 504 die durch das Element 508 bereitgestellte Phasenverschiebung unter Verwendung des Radargehäusetons, einer konstanten Quadraturkomponente und der obigen konstanten Phasenkomponente moduliert (was gleich dem Produkt zwischen der Umlaufzeit zu dem Radargehäuseton plus dem Trägerton ist), wird der Gehäuseton aus dem abwärtsgewandelten Signal unterdrückt, wodurch nur eine Annäherung des Produkts zwischen der Radargehäusereflexionsamplitude und dem Phasenrauschen _φ(t) übrig bleibt.
Wenn diese Analyse auf die Situation ausgedehnt wird, in der mindestens eine Zielreflexion in dem Antennenempfangssignal vorhanden ist, wird das abwärtsgewandelte Signal zu: $\begin{matrix} Y_{I F} (t) = A_{B} c o s [(ω_{c} + ω_{B}) t_{d B} + ω_{B} t + φ_{n} (t - t_{d B}) - φ_{n} (t) + ϕ_{0}] + \\ A_{T} c o s [(ω_{c} + ω_{T}) t_{d T} + ω_{T} t + φ_{n} (t - t_{d T}) - φ_{n} (t) + ϕ_{0}] \end{matrix}$
Für die Quadratur-Phasen-Verschiebung, $Y_{I F} (t) \approx A_{B} φ_{n} (t) + A_{T} c o s [(ω_{T} - ω_{B}) t + φ_{n} (t - t_{d T}) - φ_{n} (t)]$
(unter Vernachlässigung eines konstanten Phasenterms (ω_c + ω_T)(t_dT - t_dB)), und für die In-Phasen-Verschiebung, $Y_{I F} (t) \approx A_{B} + A_{T} c o s [(ω_{T} - ω_{B}) t + φ_{n} (t - t_{d T}) - φ_{n} (t)] .$
Mit anderen Worten ist bei dem abwärtsgewandelten Signal mit der konstanten Quadratur-Phasen-Komponente des Referenzsignals das Phasenrauschen aus dem Radargehäuseton in eine amplitudenmodulierte Rauschquelle gewandelt, wodurch das Amplituden-SNR verschlechtert wird, während das abwärtsgewandelte Signal mit der konstanten In-Phasen-Komponente des Referenzsignals nur eine Gleichstromkomponente gleich der Amplitude der Radargehäusetonreflexion einschließt, wodurch dies die bevorzugte Analyseeinrichtung ist, um Hindernisreflexionen zu erkennen und zugehörige Abstände und Geschwindigkeiten zu bestimmen. Umgekehrt ist das Hinzufügen der Quadratur-Phasen-Komponente zu dem Referenzsignal die bevorzugte Einrichtung zum Charakterisieren des Phasenrauschens.
In der Praxis kann eine zusätzliche Phasenverschiebung zwischen den Empfangs-und Referenzsignalen aufgrund von Beiträgen von Komponenten entlang der Sende- und Empfangspfade akkumulieren und kann basierend auf Alters- oder Umgebungseinflüssen variieren. Das Steuergerät 504 kann die konstante Komponente des Phasenschieberelements 508 einstellen, um ein Phasenrauschen in dem abwärtsgewandelten Signal zu minimieren oder um alternativ dazu ein Amplitudenrauschen der Gleichstromkomponente des abwärtsgewandelten Signals zu maximieren. Alternativ kann der DSP sowohl In-Phasen- als auch Quadratur-Phasen-Beiträge erfassen und eine adaptive Phasendrehung mit derselben Optimierungsmetrik anwenden. Somit ermöglicht die Verwendung eines variablen Phasenschieberelements 508 zum Unterdrücken des Radargehäusetons mindestens diese drei in Betracht gezogenen Ausführungsformen einer Technik zum Minimieren der Wirkung von Phasenrauschen. Es wird erwartet, dass das Restphasenrauschen in der Zielreflexion mit dem Referenzsignalphasenrauschen unkorreliert ist, aber wir können die obigen Ausführungsformen für eine unkorrelierte Phase von Zielreflexionsrauschen verallgemeinern, wobei die Annahmen gelten: φ_n(t - t_dT) - φ_n(t) « π
Zusätzlich zum Bereitstellen eines Wegs zum Verbessern des SNR und zum Charakterisieren von Phasenrauschen stellt der Empfänger von 5 ferner eine dritte in Betracht gezogene Ausführungsform einer Technik zum Erkennen von Änderungen des Radargehäusereflexionsvermögens bereit. Die Amplitude der Radargehäusereflexion A_B kann unter Verwendung der Gleichstromkomponente des abwärtsgewandelten Signals bei Anliegen einer konstanten In-Phasen-Komponente des Referenzsignals und/oder der Varianz des abwärtsgewandelten Signals bei Anliegen der konstanten Quadraturkomponente des Referenzsignals überwacht werden. Wie bereits erwähnt, kann die Ansammlung von Schmutz, Schlamm oder Eis an dem Stoßfänger das Reflexionsvermögen des Gehäuses beeinträchtigen und die Durchdringfähigkeit der Radarsignalenergie verschlechtern. Die Firmware, die durch den DSP ausgeführt wird, kann eine Sicherheitszustandsmaschine oder eine Sicherheitsmaschine einschließen, die die Radargehäusereflexionsamplitude überwacht und, wenn die Amplitude über einen vorbestimmten Schwellenwert ansteigt, die ECU benachrichtigen kann, wodurch es der ECU ermöglicht wird, den Fahrer auf das Problem hinzuweisen. (Alternativ kann die Sicherheitsmaschine unter Verwendung von anwendungsspezifischer Hardware implementiert werden, die parallel zu dem DSP arbeitet.) Ein informierter Fahrer kann Schmutz, Schlamm, Eis oder andere Beeinträchtigungen von dem Radargehäuse entfernen, um den ordnungsgemäßen Betrieb des Systems wiederherzustellen.
Wie zuvor erwähnt, können einige Radarsystemausführungsformen das abwärtsgewandelte Signal hochpassfiltern, um Gleichstrom zu entfernen und andere Niederfrequenzkomponenten zu dämpfen, die in der Regel mit Reflexionen von dem Gehäuse und anderen nahegelegenen Oberflächen verbunden sind, die nicht durch das Radarsystem gemessen werden sollen. Wenn eine solche Filterung in Fällen angewendet wird, in denen es dennoch wünschenswert ist, das Radargehäusereflexionsvermögen zu überwachen, kann das Referenzsignal durch das Phasenschieberelement 508 modifiziert werden, um den Radargehäuseton auf eine Frequenz ω₀ über der Grenzfrequenz des Hochpassfilters zu verschieben, indem eine lineare zeitabhängige Phasenverschiebung von ω₀t angewendet wird. Somit kann in einer vierten in Betracht gezogenen Ausführungsform einer Technik zum Erkennen von Änderungen des Radargehäusereflexionsvermögens das Element 508 eine variable Phasenverschiebung bereitstellen von $ϕ_{0} = (ω_{0}) t - (ω_{c} + ω_{B}) t_{d B},$
und der DSP kann dann konfiguriert sein, um Signalenergie bei der Frequenz ω₀ zu messen.
In einer fünften in Betracht gezogenen Ausführungsform einer Technik zum Erkennen von Änderungen des Radargehäusereflexionsvermögens kann es dem Hochpassfilter ermöglicht werden, die Niederfrequenz- oder Gleichstromkomponente, die die Spitze des Radargehäusereflexionssignals darstellt, zu blockieren, wobei erkannt wird, dass sich das Phasenrauschen φ_n, (t) über ein signifikantes Frequenzband erstreckt und voraussichtlich Komponenten einschließt, die das Hochpassfilter passieren würden, vielleicht mit einem akzeptablen Dämpfungsgrad. Wenn somit die konstante Quadraturkomponente des Referenzsignals anliegt, würde das abwärtsgewandelte Signal dennoch Informationen über die Amplitude der Radargehäusereflexion einschließen.
6 zeigt eine alternative Empfängerausführungsform, in der das Phasenschieberelement weggelassen ist, sodass der Mischer 511 das Empfangsantennensignal mit einer im Wesentlichen unverzögerten Version des Sendesignals multipliziert. Der Verstärker mit variabler Verstärkung 522 arbeitet unter der Steuerung des Steuergeräts 504, um den Dynamikbereich des Signals am Eingang des ADC 303 zu optimieren. Der Ausgang des Verstärkers mit variabler Verstärkung 522 wird durch ein Hochpassfilter 524 und ein Tiefpassfilter 526 (nicht notwendigerweise in dieser Reihenfolge) gefiltert, um ein abwärtsgewandeltes Signal zur Digitalisierung durch den ADC 303 bereitzustellen.
Diese Empfängerausführungsform eignet sich zum Implementieren von mindestens der ersten, der zweiten und der fünften in Betracht gezogenen Ausführungsform einer Technik zum Erkennen von Änderungen des Radargehäusereflexionsvermögens, wie zuvor beschrieben. Da diese Empfängerausführungsform den Phasenschieber nicht moduliert, um den Radargehäuseton auf Gleichstrom zu führen, kann das abwärtsgewandelte Signal dargestellt werden als: $Y_{I F} (t) = A_{B} c o s [(ω_{c} + ω_{B}) t_{d B} + ω_{B} t] + A_{T} c o s [(ω_{c} + ω_{T}) t_{d T} + ω_{T} t],$
wobei Phasenrauschen vernachlässigt wird. Damit der DSP die Radargehäusereflexionsamplitude A_B überwachen kann, kann das Hochpassfilter weggelassen oder seine Grenzfrequenz unter die des erwarteten Radargehäusetons ω_B gesetzt werden. Es ist jedoch zu beachten, dass dieser Ausführungsform die Radargehäusetonphasenrauschunterdrückung fehlt, die durch mindestens einige der zuvor beschriebenen Ausführungsformen bereitgestellt wird.
Zahlreiche weitere Modifikationen, Äquivalente und Alternativen werden für den Fachmann ersichtlich, nachdem die vorstehende Offenbarung völlig verstanden ist. Die folgenden Ansprüche sollen so interpretiert werden, dass sie gegebenenfalls alle derartigen Modifikationen, Äquivalente und Alternativen einbeziehen.

Claims

Radarsystem, das umfasst: einen Signalgenerator, der ein frequenzmoduliertes Dauerstrichsignal (FMCW-Signal) an eine Sendeantenne liefert, die durch ein Gehäuse geschützt ist, wobei das Gehäuse eine Gehäusereflexion mit einer Frequenz bewirkt, die von dem FMCW-Signal versetzt ist; ein variables Phasenschieberelement, das ein Referenzsignal aus dem FMCW-Signal ableitet, indem es eine zeitabhängige Phasenverschiebung basierend auf dem Frequenzversatz anwendet; und einen Mischer, der ein Empfangssignal, das die Gehäusereflexion einschließt, erhält und das Empfangssignal mit dem Referenzsignal multipliziert, um ein abwärtsgewandeltes Signal zu erzeugen.
Radarsystem nach Anspruch 1, ferner umfassend ein Steuergerät, das die zeitabhängige Phasenverschiebung einstellt, um Phasenrauschen in dem abwärtsgewandelten Signal zu minimieren.
Radarsystem nach Anspruch 1, ferner umfassend ein Steuergerät, das die zeitabhängige Phasenverschiebung einstellt, um eine Phasenrauschkomponente in Amplitudenrauschen zu wandeln, das auf einer Gleichstromkomponente des an dem abwärtsgewandelten Signal maximiert wird.
Radarsystem nach Anspruch 1, ferner umfassend ein Steuergerät, das eine Amplitude der Gehäusereflexion aus dem abwärtsgewandelten Signal bestimmt und optional einen Fehlerzustand signalisiert, wenn die Gehäusereflexion einen vorbestimmten Schwellenwert überschreitet.
Radarsystem nach Anspruch 1, wobei das variable Phasenschieberelement ferner ein zeitvariantes phasenverschobenes Referenzsignal aus dem FMCW-Signal ableitet, das der Mischer verwendet, um ein abwärtsgewandeltes Signal zu erzeugen, und wobei das Radarsystem ferner ein Steuergerät einschließt, das eine Phasenverschiebung auf das Referenzsignal anwendet, um ein abwärtsgewandeltes Signal mit entweder einem minimalen Phasenrauschen oder mit einem Phasenrauschen, das in Amplitudenrauschen gewandelt wird, das auf einer Gleichstromkomponente des abwärtsgewandelten Signals maximiert wird, zu erhalten.
Radarsystem, das umfasst: einen Signalgenerator, der ein FMCW-Signal an eine Sendeantenne liefert, die durch ein Gehäuse geschützt ist, wobei das Gehäuse eine Gehäusereflexion bewirkt, die einen Frequenzversatz von dem FMCW-Signal aufweist; einen Mischer, der ein abwärtsgewandeltes Signal aus einem Empfangssignal ableitet, das die Gehäusereflexion einschließt; und einen Analog-Digital-Wandler, der das abwärtsgewandelte Signal digitalisiert; und ein Steuergerät, das eine Amplitude der Gehäusereflexion aus dem abwärtsgewandelten Signal überwacht.
Radarsystem nach Anspruch 6, wobei das Steuergerät einen Fehlerzustand signalisiert, wenn die Gehäusereflexion einen vorbestimmten Schwellenwert überschreitet.
Radarsystem nach einem der Ansprüche 6-7, ferner umfassend: ein Hochpassfilter mit einer Grenzfrequenz, unter der Niederfrequenzkomponenten des abwärtsgewandelten Signals gedämpft werden, wobei der Mischer das Empfangssignal mit einem Referenzsignal multipliziert, das die versetzte Frequenz auf oder über die Grenzfrequenz verschiebt.
Radarsystem nach einem der Ansprüche 6-7, ferner umfassend: ein Hochpassfilter mit einer Grenzfrequenz, unter der Niederfrequenzkomponenten des abwärtsgewandelten Signals gedämpft werden, wobei die Steuerung die Amplitude der Gehäusereflexion basierend auf Phasenrauschen in dem abwärtsgewandelten Signal nahe der Grenzfrequenz überwacht.
Radarsystem nach einem der Ansprüche 6-7, ferner umfassend: ein Hochpassfilter mit einer Grenzfrequenz, unter der Niederfrequenzkomponenten des abwärtsgewandelten Signals gedämpft werden, wobei der Mischer das Empfangssignal mit einem Quadratur-Phasen-Referenzsignal multipliziert, um das abwärtsgewandelte Signal zu erzeugen, und wobei das Steuergerät die Amplitude der Gehäusereflexion basierend auf Phasenrauschen in dem abwärtsgewandelten Signal überwacht.