DE102019131743B3

DE102019131743B3 - Selbstoszillierendes schaltleistungsgerät mit geschlossener regelschleife

Info

Publication number: DE102019131743B3
Application number: DE102019131743.6A
Authority: DE
Inventors: Phillip Gutknecht; Christoph Wendel
Original assignee: D&B Audiotechnik GmbH and Co KG
Current assignee: D&B Audiotechnik GmbH and Co KG
Priority date: 2019-11-25
Filing date: 2019-11-25
Publication date: 2021-01-21
Anticipated expiration: 2039-11-26

Abstract

Ein selbstoszillierendes Schaltleistungsgerät mit geschlossener Regelschleife (SO-SMPD) enthält einen Komparator und eine Schaltleistungsstufe mit einem Eingang, der mit einem Ausgang des Komparators gekoppelt ist. Das SO-SMPD enthält ferner einen Filterschaltkreis mit einem Eingang, der mit einem Ausgang der Schaltleistungsstufe gekoppelt ist. Ein Rückkopplungspfad ist ausgelegt, wenigstens ein erstes Rückkopplungssignal durch Verarbeitung wenigstens einer ersten Zustandsvariablen des Filterschaltkreises zu erzeugen. Das SO-SMPD enthält ferner einen Summierungsknoten, der das wenigstens erste Rückkopplungssignal verwendet, um einen Eingang des SO-SMPDs zu modifizieren, um ein Fehlersignal für den Vorwärtspfad zu erzeugen. Der Vorwärtspfad enthält ferner einen einstellbaren Verzögerungsschaltkreis.

Description

Die Erfindung betrifft selbstoszillierende Schaltleistungsgeräte mit geschlossener Regelschleife und insbesondere selbstoszillierende Schaltleistungsverstärker mit geschlossener Regelschleife.
Schaltleistungsgeräte (SMPD: Switch-Mode Power Device) mit geschlossener Regelschleife können als Wandler in einer Vielzahl von Systemen benutzt werden, insbesondere als Leistungsverstärker in der Schaltverstärker-Technologie. In Schaltverstärkern wird das ankommende Signal in einen Zug von Rechteckpulsen gleicher Höhe, aber variierender Breite und variierendem Abstand gewandelt. Dieser Prozess ist in der Technik auch als Pulsweiten-Modulation (PWM: Pulse Width Modulation) bekannt.
Der Pulszug (der im Wesentlichen eine Folge An-Aus-Zeitpunkten darstellt) kann mit hoher Effizienz einfach durch Verwendung von Schaltern (Transistoren) einer Schaltleistungsstufe verstärkt werden, die von einer Folge aus Pulsen (beispielsweise Rechteck-Wellenformen) gesteuert wird. Ein Filterschaltkreis wirkt als ein Demodulator und wandelt den Ausgang der Schaltleistungsstufe in ein Ausgangssignal für eine Last, beispielsweise einen Lautsprecher. Die Natur des Schaltens des Betriebs von SMPDs führt zu ihrer relativ hohen Effizienz (Wirkungsgrad).
Es ist bereits bekannt, den Komparator, die Schaltleistungsstufe und optional den Filterschaltkreis in eine Rückkopplungsschleife einzufügen, um ein SMPD mit geschlossener Regelschleife zu schaffen.
Ferner ist es in der Technik bekannt, ein SMPD mit geschlossener Regelschleife als selbstoszillierende (SO) geschlossene Regelschleife zu entwerfen. SO-SMPDs benötigen nicht mehr die Erzeugung eines Referenzsignals hoher Qualität für den Komparator. Ferner ermöglichen sie es, den maximalen Modulationsindex (d.h. den Grad der Umwandlung der SO-SMPD Versorgungsspannung in die SO-SMPD Ausgangsspannung) zu erhöhen.
Die hierin vorliegende Offenbarung betrifft speziell Audio-Leistungsverstärker für den professionellen Einsatz, insbesondere Hochleistungs-Audioverstärker und/oder Audioverstärker, die in Anwendungen genutzt werden, in welchen der Leerlauf-Leistungsverbrauch entscheiden wird, beispielsweise batterieversorgte Audioverstärker oder Verstärker mit sehr hoher Leistungsdichte (d.h. Verstärker, die übermäßige Systemtemperaturen im Leerlauf zeigen). Solche Verstärker müssen anspruchsvollen Anforderungen genügen, um funktionsfähig und wettbewerbsfähig zu sein.
US 2014 / 0 354 352 A1 offenbart ein Schaltleistungsgerät mit selbstoszillierendem Regelkreis, welches einen einstellbaren Verzögerungsschaltkreis im Vorwärtspfad enthält.
US 2005 / 0 114 428 A1 offenbart einen analogen Verzögerungsschaltkreis.
Ein Ziel der Erfindung kann darin bestehen, für ein selbstoszillierendes Schaltleistungsgerät mit geschlossener Regelschleife (SO-SMPD) zu schaffen, das eine erhöhte Effizienz bei niedriger Ausgangsleistung (beispielsweise im oder um den Leerlaufzustand) hat und/oder das es ermöglicht, einen höheren maximalen Modulationsindex bei einer gegebenen minimalen Schaltfrequenz zu erzielen.
Diese und andere Ziele können durch die in dem unabhängigen Anspruch genannten Merkmale erreicht werden. Weitere Beispiele, Ausführungsformen und optionale Merkmale sind in den abhängigen Ansprüchen angegeben.
Ein selbstoszillierendes Schaltleistungsgerät mit geschlossener Regelschleife (SO-SMPD) enthält einen Komparator, eine Schaltleistungsstufe mit einem Eingang, der mit einem Ausgang des Komparators gekoppelt ist, und ein Filterschaltkreis mit einem Eingang, der mit einem Ausgang der Schaltleistungsstufe gekoppelt ist. Ein Rückkopplungspfad ist ausgelegt, wenigstens ein erstes Rückkopplungssignal durch Verarbeiten zumindest einer Zustandsvariable des Filterschaltkreises zu erzeugen. Das SO-SMPD enthält ferner einen Summierungsknoten, der das wenigstens erste Rückkoppelsignal verwendet, um einen Eingang des SO-SMPDs zu modifizieren, um ein Fehlersignal für den Vorwärtspfad zu erzeugen. Der Vorwärtspfad enthält ferner einen einstellbaren Verzögerungsschaltkreis.
Die von dem einstellbaren Verzögerungsschaltkreis erzeugte einstellbare Verzögerung kann in Abhängigkeit von einer Größe eingestellt werden, die für einen Modulationsindex des SO-SMPDs indikativ ist. Eine Vielzahl verschiedener Möglichkeiten sind vorhanden, um eine Größe (oder Größen), die für einen (momentanen) Wert des Modulationsindex indikativ ist (sind), abzuleiten oder zu messen. Oder die von dem einstellbaren Verzögerungsschaltkreis erzeugte einstellbare Verzögerung kann ausgelegt sein, bei einem ersten Modulationsindex größer als bei einem zweiten Modulationsindex zu sein, wobei der erste Modulationsindex kleiner als der zweite Modulationsindex ist. Oder es kann die einstellbare Verzögerung ausgelegt sein, bei einer ersten selbstoszillierenden Schaltfrequenz größer als bei einer zweiten selbstoszillierenden Schaltfrequenz zu sein, wobei die erste selbstoszillierende Schaltfrequenz höher als die zweite selbstoszillierende Schaltfrequenz ist. Auf diese Weise wird die selbstoszillierende Schaltfrequenz bei kleinen Modulationsindizes verlangsamt, während es ermöglicht wird, höhere nutzbare maximale Modulationsindizes bei einer gegebenen (gewünschten) minimalen selbstoszillierenden Schaltfrequenz zu erhalten.
Die variable Verzögerung kann so eingestellt werden, dass sie die Effizienz des SO-SMPDs speziell für kleine Ausgangsspannungen des SO-SMPDs maximiert und/oder dass sie den nutzbaren Betrag der Versorgungsspannung entsprechend einer gewünschten minimalen Schaltfrequenz erhöht.
Der einstellbare Verzögerungsschaltkreis kann zwischen dem Ausgang des Komparators und dem Eingang der Schaltleistungsstufe angeordnet sein. Dies ermöglicht es, das von dem Komparator erzeugte Pulszugsignal (beispielsweise PWM Signal) geeignet zu verzögern.
Der einstellbare Verzögerungsschaltkreis kann zwischen dem Eingang des Komparators und dem Ausgang des Komparators angeordnet sein. In diesem Fall kann der einstellbare Verzögerungsschaltkreis durch eine einstellbare Totzeit des Komparators repräsentiert werden. Anders gesagt können der Komparator und der einstellbare Verzögerungsschaltkreis in einer gemeinsamen Schaltung „zusammengelegt“ sein.
Die von dem einstellbaren Verzögerungsschaltkreis erzeugte einstellbare Verzögerung kann in Abhängigkeit von einem oder mehreren in dem SO-SMPD vorliegenden Signalen eingestellt werden, insbesondere in Abhängigkeit von einem Eingangsnutzsignal (beispielsweise Eingangs-Audiosignal) für das SO-SMPD.
Die von dem einstellbaren Verzögerungsschaltkreis erzeugte einstellbare Verzögerung kann in Abhängigkeit von Flankenzeiten eines Nutzsignals (beispielsweise Audiosignals) eingestellt werden, das in dem SO-SMPD, insbesondere in dem Vorwärtspfad des SO-SMPDs verfügbar ist.
Genauer kann die einstellbare Verzögerung in Abhängigkeit von Flankenzeiten eines Nutzsignals stromabwärts des Komparators und/oder in Abhängigkeit von einer Spannung an dem Nutzsignaleingang des SO-SMPDs eingestellt werden.
Weitere Einflussvariablen, anhand welcher die einstellbare Verzögerung eingestellt werden kann (und die beispielsweise ebenfalls aus Messungen abgeleitet werden können), sind die Versorgungsspannung(en) des SO-SMPDs oder - als ein Beispiel für ein anderes Signal als das Nutzsignal der Regelschleife - eine Systemtemperatur (beispielsweise die Temperatur einer Wärmesenke der Schaltleistungsstufe) oder sogar ein Steuersignal, das von dem Bediener des SO-SMPDs einstellbar ist, wie beispielsweise ein „Eco-Betrieb“ Steuersignal.
Alle diese Möglichkeiten erlauben es, die Abhängigkeit der SO Schaltfrequenz von dem Modulationsindex so zu entwerfen, dass die oben erwähnten Verbesserungen erreicht werden, d.h. minimale Schaltverluste für kleine Ausgangsspannungen (d.h. bei kleinen Modulationsindizes) und einen hohen nutzbaren Betrag der Versorgungsspannung (d.h. einen hohen maximalen Modulationsindex) bei einer gewünschten minimalen SO Schaltfrequenz.
Eine maximale Verzögerung kann bei einem Modulationsindex m = 0 eingestellt werden und/oder eine minimale Verzögerung kann bei einem maximal erreichbaren Modulationsindex |m| = m_max eingestellt werden.
Eine maximale Verzögerung kann bei einer maximalen selbstoszillierenden Schaltfrequenz eingestellt werden und/oder es kann eine minimale Verzögerung bei einer gegebenen minimalen selbstoszillierenden Schaltfrequenz eingestellt werden.
Der einstellbare Verzögerungsschaltkreis kann in vielen unterschiedlichen Arten implementiert werden. Er kann beispielsweise einen stromgesteuerten analogen Verzögerungsschaltkreis oder einen Logikgatter-Schaltkreis mit variabler Verzögerung aufweisen.
Das erste Rückkopplungssignal kann in Abhängigkeit einer Vielzahl von unterschiedlichen Signalen abgeleitet werden, die verwendet werden können, um die Zustandsvariablen des Filterschaltkreises zu repräsentieren. Gemäß verschiedenen Beispielen kann die wenigstens eine Zustandsvariable durch eine Größe des Eingangssignals des Filterschaltkreises und/oder eine Größe eines Ausgangssignals des Filterschaltkreises repräsentiert werden.
Gemäß verschiedenen Beispielen kann die wenigstens eine Zustandsvariable durch eine oder mehrere aus der Gruppe bestehend aus dem Eingangssignal des Filterschaltkreises, einer Spannung über dem Induktor, einem Strom durch den Induktor, einem Strom durch den Kondensator, eine Spannung über dem Kondensator und einem Strom des Ausgangssignals des Filterschaltkreises repräsentiert werden, sofern der Filterschaltkreis ein Induktor-Kondensator (LC) Tiefpassfilter aufweist.
Der Rückkopplungspfad kann ferner ausgelegt sein, ein zweites (innere Schleife) Rückkopplungssignal in Abhängigkeit von einem oder mehreren aus der Gruppe bestehend aus dem Ausgang des Komparators, einem Ausgang des einstellbaren Verzögerungsschaltkreises und dem Ausgang der Schaltleistungsstufe zu erzeugen, wobei das zweite Rückkopplungssignal verwendet wird, um ein Signal in Abhängigkeit von dem Fehlersignal zu modifizieren.
Das SO-SMPD kann insbesondere ein Nicht-Hysterese-gesteuertes SO-SMPD sein. Das Konzept der Implementierung eines variablen Verzögerungsschaltkreises ermöglicht es, die Abhängigkeit der selbstoszillierenden Schaltfrequenz von dem Modulationsindex insbesondere auch in Nicht-Hysterese-gesteuerten SO-SMPDs zu verändern, beispielsweise in SO-SMPDs, die ausschließlich phasenverschiebungsgesteuert (PSC: phase-shift controlled) sind. Das SO-SMPD kann jedoch auch ein Hysterese-gesteuertes (HC: hysteresis-controlled) SO-SMPD sein.
Das SO-SMPD mit einstellbarer Verzögerung in dem Vorwärtspfad kann Teil einer Vielzahl von unterschiedlichen Systemen sein. Beispielsweise kann ein Audio-Leistungsverstärker ein SO-SMPD enthalten. Solche Audio-Leistungsverstärker bieten eine erhöhte Leerlaufeffizienz bei minimalem Modulationsindex und einen hohen maximalen nutzbaren Modulationsindex bei der vorbestimmten niedrigsten zulässigen Schaltfrequenz.
Beispiele und Ausführungsformen werden in größerem Detail in der folgenden Beschreibung unter Bezugnahme auf die Zeichnungen erläutert. Gleiche Bezugszeichen bezeichnen entsprechende ähnliche Teile. Die Merkmale der verschiedenen dargestellten Beispiele und Ausführungsformen können kombiniert werden, solange sie sich nicht gegenseitig ausschließen und/oder können selektiv weggelassen werden, falls sie nicht als zwingend erforderlich beschrieben sind.

1 zeigt ein Blockdiagramm, das Komponenten eines grundlegenden SMPDs darstellt, der durch einen Schaltleistungs-Audioverstärker beispielhaft realisiert ist.
2 zeigt ein Blockdiagramm eines Systems mit geschlossener Regelschleife.
3 zeigt ein Blockdiagramm, das ein generisches SO-SMPD mit geschlossener Regelschleife zeigt.
4A zeigt ein Diagramm, das die Abhängigkeit der SO Schaltfrequenz von dem Modulationsindex m für zwei SO-SMPDs zeigt.
4B ist ein Diagramm, das die Abhängigkeit der Effizienz (Wirkungsgrad) von dem Modulationsindex m für die zwei SO-SMPDs der 4A zeigt.
5 zeigt ein Blockdiagramm einer beispielhaften Ausführungsform eines SO-SMPDs.
6 zeigt ein Blockdiagramm einer beispielhaften Ausführungsform eines SO-SMPDs, wobei der einstellbare Verzögerungsschaltkreis als ein Logikgatter-Schaltkreis mit variabler Verzögerung implementiert ist.
7 zeigt ein Blockdiagramm einer beispielhaften Ausführungsform eines SO-SMPDs, wobei der einstellbare Verzögerungsschaltkreis als ein stromgesteuerter analoger Verzögerungsschaltkreis implementiert ist.
8 zeigt eine beispielhafte Ausführungsform eines SO-SMPDs, das eine Regelschleifenfunktion niedriger Ordnung aufweist und Hysterese vermeidet.
9 zeigt eine beispielhafte Ausführungsform eines SO-SMPDs, das eine Regelschleifenfunktion niedriger Ordnung aufweist und Hysterese enthält.
10 zeigt ein Blockdiagramm eines beispielhaften SO-SMPDs, das eine Regelschleifenfunktion hoher Ordnung aufweist und Hysterese vermeidet.
11 zeigt ein Blockdiagramm eines beispielhaften SO-SMPDs, das ein Verfahren zum Ableiten eines Steuersignals darstellt, von dem die variable Verzögerung abhängig sein kann.
12 zeigt ein Blockdiagramm eines beispielhaften SO-SMPDs, das ein Verfahren zum Ableiten eines Steuersignals darstellt, von dem die variable Verzögerung abhängig sein kann.
13A zeigt ein Diagramm, das die Abhängigkeit der SO Schaltfrequenz von dem Modulationsindex m für ein beispielhaftes SO-SMPD zeigt.
13B zeigt ein Diagramm, das die Abhängigkeit der Effizienz (Wirkungsgrad) von dem Modulationsindex m für das beispielhafte SO-SMPD der 13A zeigt.

Die Begriffe „gekoppelt“ oder „verbunden“ sollen in der in dieser Beschreibung benutzten Form nicht bedeuten, dass die Elemente oder Komponenten direkt miteinander kontaktiert sein müssen; dazwischenliegende Elemente oder Komponenten können zwischen den „gekoppelten“ oder „verbundenen“ Elementen oder Komponenten vorhanden sein. Gemäß der Offenbarung können die oben erwähnten Begriffe und hierin verwendete Begriffe ähnlicher Bedeutung optional jedoch auch die spezielle Bedeutung haben, dass die Elemente oder Komponenten direkt miteinander kontaktiert sind, d.h. dass keine dazwischenliegenden Elemente oder Komponenten zwischen den „gekoppelten“ oder „verbundenen“ Elementen oder Komponenten vorhanden sind.
Bezugnehmend auf 1 wird eine grundlegende Implementierung eines Schaltleistungsgerätes (SMPD) 100 beschrieben. In diesem und anderen hierin beschriebenen Beispielen kann das SMPD 100 ohne Einschränkung der Allgemeinheit ein Schaltleistungsverstärker, insbesondere ein Schaltleistungs-Audioverstärker sein.
Das SMPD 100 enthält einen Komparator 110, eine Schaltleistungsstufe 120 und einen Filterschaltkreis 130.
Ein Eingang 111 des Komparators 110 ist an ein Eingangssignal (d.h. das Nutzsignal, beispielsweise ein Audiosignal) gekoppelt, und ein Referenzeingang 112 des Komparators 110 ist an einen Oszillator 150, beispielsweise einen Dreieckwellengenerator, gekoppelt. Der Komparator 110 vergleicht das Eingangssignal mit dem Referenzsignal und erzeugt eine kontinuierliche Folge von Schaltzeiten (d.h. Umschaltpunkte). Die kontinuierliche Folge der Schaltzeiten kann durch einen Pulszug an dem Ausgang 113 des Komparators 110 repräsentiert werden. Mit anderen Worten kann die Information des Eingangssignals in Zeitintervalle zwischen aufeinanderfolgenden Flanken des Pulszuges gewandelt werden, der beispielsweise ein Rechteckwellensignal ist.
Der Komparator 110 kann einen Nulldurchgangs-Detektor enthalten, der beispielsweise die Differenz zwischen dem Eingangssignal und dem Referenzsignal abtastet.
Es wird darauf hingewiesen, dass hier und durchgängig in der Beschreibung das Eingangssignal nicht ein analoges Signal sein muss, sondern auch in dem digitalen Bereich sein kann (d.h. ein digitales Signal sein kann). In diesem Fall ist der Komparator 110 ein digitaler Komparator.
Der Pulszug an dem Ausgang 113 des Komparators 110 kann ein diskret-wertiges Signal (oder Logiksignal) in Abhängigkeit von einem Vergleich des Eingangssignals des Komparators und des Referenzsignals des Komparators sein. Das diskret-wertige Signal kann beispielsweise ein pulsweitenmoduliertes (PWM) Signal sein. Hier und im Folgenden wird ohne Einschränkung der Allgemeinheit ein PWM Signal als ein Beispiel für das diskret-wertige (oder logische) Komparator-Ausgangssignal 113 verwendet.
Der Modulationsindex m eines PWM Signals (oder, allgemeiner, eines Ein- und Aus-Zeitpunkte repräsentierenden Pulszuges) kann gleichermaßen aus zwei Blickwinkeln beschrieben werden: (1) Der Modulationsindex m ist über eine gesamte Schaltperiode (d.h. von einer ansteigenden Flanke zu der nächsten ansteigenden Flanke oder von einer fallenden Flanke zu der nächsten fallenden Flanke als $() ()$
definiert.
Hier ist ton die Zeit zwischen einer steigenden Flanke und der darauffolgenden fallenden Flanke, während toff die Zeit zwischen einer fallenden Flanke und der darauffolgenden ansteigenden Flanke des Pulszuges ist.
(2) Der Modulationsindex m kann als das Verhältnis der momentanen Ausgangsspannung zu der momentanen Versorgungsspannung des SMPDs beschrieben werden.
Der Mittelwert des Eingangssignals (am Signaleingang 111) innerhalb einer Periode entspricht dem Mittelwert des Pulszuges (an dem Signalausgang 113) innerhalb dieser Periode. Deshalb ist der PWM Prozess ein vollständig linearer Prozess (vorausgesetzt ein idealer Oszillator 115 wird verwendet).
Der Modulationsindex m ist mit dem Tastverhältnis (dutycycle) d über die Gleichung m = (2 × d) - 1 verknüpft.
Die Schaltleistungsstufe 120 arbeitet als ein elektronischer Schalter. Das heißt, die Schaltleistungsstufe 120 erzeugt ein Blockwellensignal in Abhängigkeit von dem Pulszug an ihrem Eingang 121. Das Blockwellensignal wird am Ausgang 122 der Schaltleistungsstufe 120 bereitgestellt. Die Schaltleistungsstufe 120 kann beispielsweise in Form eines synchronen Buck-Konverters realisiert sein. Die Schaltleistungsstufe 120 kann beispielsweise entweder in Halbbrücken-Konfiguration oder in Vollbrücken-Konfiguration realisiert sein.
Der Ausgang 122 der Schaltleistungsstufe 120 ist mit einem Eingang 131 des Filterschaltkreises 130 gekoppelt. Der Filterschaltkreis 130 kann ein Tiefpassfilter, beispielsweise insbesondere ein Induktor-Kondensator (LC) Tiefpassfilter aufweisen.
Ein Ausgang 132 des Filterschaltkreises 130 ist mit einer Last 140 (beispielsweise einem Lautsprecher) gekoppelt. Der Filterschaltkreis 130 isoliert die Last 140 von der Schaltfrequenz, aber lässt die Frequenzkomponenten des Nutzsignals (beispielsweise Audiofrequenzen) passieren. Mit anderen Worten ist der Filterschaltkreis 130 ein Demodulator, der beispielsweise als ein LC-Tiefpassfilter implementiert sein kann.
Während die Effizienz (Wirkungsgrad) eines SMPD 100, das eine PWM Signalerzeugung durch einen Komparator 110, eine Schaltleistungsstufe 120 und einen Filterschaltkreis 130 enthält, hoch ist im Vergleich mit Transistorgeräten, die im linearen Betriebsmodus arbeiten, sind die Schaltleistungsstufe 120 und der Filterschaltkreis 130 nicht vollständig linear (im Gegensatz zu dem idealisierten PWM Prozess). Ferner zeigt die Schaltleistungsstufe 120 das unerwünschte Verhalten, das Nutzsignal durch Variationen der Versorgungsspannung zu modulieren.
Selbst wenn jedoch der idealisierte PWM Prozess vollständig linear ist, kann das wirkliche Verhalten der Schaltleistungsstufe 120 und des Filterschaltkreises 130 eine signifikante Verzerrung des Ausgangssignals bewirken, was ein Phänomen ist, das auch in älteren Verstärkungsgeräten (insbesondere Klasse AB und Klasse B Geräten) bekannt ist. Ferner zeigt die Schaltleistungsstufe 120 das unerwünschte Verhalten, das Nutzsignal durch Variationen der Versorgungsspannung zu modulieren.
Insofern wurde vorgeschlagen, das SMPD 100 als ein System mit geschlossener Regelschleifen zu implementieren, da dies ein Verfahren ist, den Ausgang von älteren Verstärkungsgeräten zu linearisieren. Bezugnehmend auf 2 enthält ein SMPD mit geschlossener Regelschleife 200 einen Vorwärtspfad F1 und einen Rückkopplungspfad F2. Der Vorwärtspfad F1 kann den Komparator 110, die Schaltleistungsstufe 120 und optional auch den Filterschaltkreis 130 umfassen. Das Ausgangssignal des Vorwärtspfads (der beispielsweise dem Ausgang 122 oder dem Ausgang 132 oder Signalabgriffen zwischen Ausgang 122 und Ausgang 132 in 1 entspricht) wird über den Rückkopplungspfad F2 zu einem Summierungsknoten 260 rückgekoppelt. Der Summierungsknoten 260 kann entweder ein Addierer sein (d.h. addiert Signale zusammen) oder kann ein Subtrahierer sein (d.h. subtrahiert Signale voneinander.
Der Summierungsknoten 260 verwendet das Rückkopplungssignal, um einen Eingang, der verstärkt werden soll (beispielsweise das Eingangssignal am Eingang 111 des Komparators 110) zu modifizieren, um ein Fehlersignal an einem Ausgang 261 des Summierungsknotens 260 zu erzeugen. Das Fehlersignal wird mit einem Eingang des Vorwärtspfads F1 gekoppelt, beispielsweise mit einem Nulldurchgangseingang eines Nulldurchgangs-Detektors, der als Komparator agiert.
SMPDs mit geschlossener Regelschleife 200, wie sie in 2 in Verbindung mit 1 gezeigt sind, können als selbstoszillierende (SO) Systeme implementiert werden, die (weiterhin) eine lineare Verstärkung bieten. 3 zeigt ein Blockdiagramm eines generischen SO-SMPDs 300. Das SO-SMPD 300 ist im Wesentlichen ein Rechteckwellen-Oszillator, der einen (Leistungs-)Komparator 310 mit einer diesen einhüllenden linearen Funktion H(s) enthält.
Genauer kann H(s) die vollständige Regelschleifen-Transferfunktion von einem Ausgang 312 des Komparators 310 (der beispielsweise ein Nulldurchgangs-Detektor ist) zu einem Eingang 311 des Komparators 310 betreffen. Dabei kann H(s) den Filterschaltkreis 130 enthalten oder nicht enthalten (vgl. 2, wo der Vorwärtspfad F1 den Filterschaltkreis 130 enthalten oder nicht enthalten kann).
SO-SMPDs 300 - wie sie in 3 dargestellt sind - bieten den Vorteil, dass ein Oszillator 150 nicht mehr benötigt wird. Dies vermeidet Linearitätseinbußen des PWM Prozesses, die andernfalls durch einen Oszillator 150 geringer Qualität verursacht werden können.
In SO-SMPDs 300 besteht - wie in jedem selbstoszillierenden System mit geschlossener Regelschleife - eine inhärente Abhängigkeit zwischen dem momentanen Wert des Modulationsindex m und der sich daraus ergebenden SO Schaltfrequenz f. Wenn das SO-SMPD 300 im Leerlauf arbeitet (U_OUT = 0 V; m = 0), arbeitet es an seiner maximalen SO Schaltfrequenz f, die abnimmt, wenn die Ausgangsspannung U_OUT sich ihrem maximalen Wert annähert. Da die Amplitude des Signals am Eingang 311 für realisierbare Werte von | m | quasi-konstant ist, benutzt das SO-SMPD 300 immer die minimale Anzahl von Schaltereignissen für ein gegebenes | m | gemäß der gegebenen Signalamplitude am Eingang 311. Diese Minimierung der Schaltereignisse für ein gegebenes Ausgangssignal kann als ein Vorteil von SO-SMPDs 300 gegenüber getakteten SMPDs 100 angesehen werden.
Für einen speziellen Typ von Schleifenfunktion H(s) (nämlich wenn H(s) entweder mindestens einen Pol mehr hat als sie Nullstellen hat oder eine Verzögerung innehat), kann die inhärente Abhängigkeit zwischen der Schaltfrequenz f und dem Modulationsindex m (ausgedrückt durch das Tastverhältnis d) geschrieben werden als $arg (\sum_{n = 1}^{\infty} \frac{(1 - e^{- 2 π i \cdot n \cdot d}) \cdot (1 - e^{2 π i \cdot n \cdot d}) \cdot H (2 π i \cdot f \cdot n)}{2 \cdot n}) =^{!} 0.$
Trotz der positiven Effekte der beschriebenen f(m) Abhängigkeit mag der Entwerfer anstreben, die SO Schaltfrequenz f von der Frequenz des Ausgangsnutzsignals (beispielsweise von dem Audioband, wenn das SO-SMPD 300 ein Audioverstärker ist) durch einen gewissen Abstand zu trennen.
Daher existiert in vielen Fällen eine gewünschte SO Schaltfrequenz f, die letztlich den nutzbaren Bereich des Modulationsindex m auf Werte deutlich unter 1 begrenzt (|m| ≤ |m|_max < 1) .
Dies bedeutet, dass ein Teil der Versorgungsspannung nicht verfügbar ist, um in Ausgangsspannung umgewandelt zu werden. Eine hohe Ausnutzung der Versorgungsspannung ist jedoch erwünscht, weil dadurch die Kosten für die Schaltleistungsstufe 120 reduziert werden können.
Betrachtet man SO-SMPDs 300 für sehr hohe Ausgangsleistung (beispielsweise bei Verwendung von Versorgungsspannungen über 200 V und/oder mit einem Vollbrückenentwurf der Schaltleistungsstufe 120), so werden die Leistungstransistor-Schaltverluste im Allgemeinen und im Besonderen die Leerlaufverluste in den Leistungstransistoren entscheidend. Die Leerlauf-Dissipation hängt hauptsächlich von der Ausgangskapazität der Transistoren (die aufgrund der großen Chipgrößen, die sich aus der hohen Strombelastbarkeit und der hohen Sperrspannung ergeben, groß ist), der SO Schaltfrequenz und der Versorgungsspannung ab.
Genauer gesagt bestimmen die Spezifikationen des SO-SMPDs den gewünschten Ausgangsstrom und die gewünschte Ausgangsspannung, und damit auch die erforderliche Strombelastbarkeit der Transistoren.
Die erforderliche Transistor-Sperrspannung ist abhängig von der Versorgungsspannung, die von der Ausgangsspannung und |m|_max abhängt. Je kleiner |m|_max ist, desto größer ist die benötigte Versorgungsspannung und damit auch die Sperrspannung der Transistoren - das SO-SMPD wird dann zunehmend teurer.
Da die Chipgröße der Leistungstransistoren in der Schaltleistungsstufe 120 durch die Leistungsspezifikationen des SO-SMPDs bestimmt wird, könnte man daher erwägen, die Versorgungsspannung zu senken. Es ist daher wünschenswert, den maximal erreichbaren Modulationsindex |m|_max zu erhöhen, um eine kostengünstige Leistungsstufe zu erhalten.
Gleichzeitig ist es wünschenswert, die Leerlaufverluste durch eine Senkung der SO Schaltfrequenz um den Leerlauf herum zu minimieren, um die Effizienz des SO-SMPDs bei niedriger Ausgangsleistung zu maximieren. Dies kann insbesondere dann wichtig sein, wenn das Nutzsignal (beispielsweise Audiosignal) einen Crest-Faktor von 6 dB oder höher hat, da der Ausgang dann oft eine niedrige Leistung haben muss.
Ein Ansatz könnte darin bestehen, einfach ein SO-SMPD mit niedriger Leerlauffrequenz zu entwerfen. Dieser Ansatz ist in dem Diagramm der 4A, in welchem die Frequenz (kHz) gegenüber dem Betrag | m | des Modulationsindex m aufgetragen ist, durch die durchgezogene Kurve 410 veranschaulicht. Das SO-SMPD 300 wurde von einem konventionelleren Entwurf (gestrichelte Kurve 400), der eine Leerlauffrequenz f(0) von etwa 400 kHz hat, zu einem Entwurf mit reduzierten Leerlaufverlusten mit f(0) von etwa 250 kHz verlangsamt. Die Resonanz des LC Filterschaltkreises 130 wurde auf einer vordefinierten Frequenz gehalten, aber die Werte von L und C wurden abgestimmt, um ein weiches Schalten im Leerlauf zu gewährleisten und gleichzeitig die Stromwelligkeit auf vernünftigen Werten zu halten.
4B zeigt die Effizienz (in Prozent) der beiden oben erwähnten SO-SMPDs, aufgetragen über dem Betrag | m | des Modulationsindex m. Die Effizienz (Wirkungsgrad) des verlangsamten SO-SMPD 300, wie durch die Kurve 410' dargestellt, ist höher als die Effizienz des konventionelleren (der gestrichelten Kurve 400' zugeordneten) SO-SMPD 300-Designs, insbesondere für niedrige |m|. Bei einer sinusförmigen Wellenform in Kombination mit einer ohmschen Last entspricht die Spitzenausgangsspannung direkt der Ausgangsleistung. Der Betrag | m | des Modulationsindex m ist durch das Verhältnis der Spitzenausgangsspannung zur Versorgungsspannung (die während der Messung konstant gehalten wurde) gegeben.
Während die 4B veranschaulicht, dass die Effizienz durch Verlangsamen eines SO-SMPD 300 erhöht werden kann, ist aus 4A ersichtlich, dass die vorbestimmte minimale Schaltfrequenz (beispielsweise 100 kHz in diesem Beispiel) mit einem viel kleineren erreichbaren maximalen Modulationsindex |m|_max für das verlangsamte SO-SMPD Design (Kurve 410 mit |m|_max ≈ 0,8) im Vergleich zum (konventionellen) schnelleren (Kurve 400 mit |m|_max ≈ 0,9) zusammenfällt.
Während insofern das Verlangsamen eines SO-SMPDs 300 zur Erzielung einer niedrigen Leerlaufschaltfrequenz die Leerlaufverluste minimiert, ist es nicht möglich, die gewünschte minimale Schaltfrequenz bei hohem | m | zu halten. Daher ermöglicht dieser Ansatz kein kostengünstiges Design der Schaltleistungsstufe 120 gemäß der gewünschten Ausgangsspannung und dem gewünschten Ausgangsstrom.
Zurückkehrend zu 3 können SO-SMPDs 300 in Hysteresegesteuerte (HC) SO-SMPDs 300 und in Phasenverschiebungsgesteuerte (PSC) SO-SMPDs 300 klassifiziert werden. Obgleich diese beiden Kategorien nicht grundlegend unterschiedlich sind, werden sie jedoch in der Technik verwendet, um zwischen verschiedenen Typen von Transferfunktionen H(s) geschlossener Regelschleifen zu unterscheiden. Gemäß diesem Modell werden im Folgenden Beispiele und Ausführungsformen offenbart, die es erlauben, die f(m)-Abhängigkeit so zu verändern, dass eine niedrige Leerlauf-Schaltfrequenz erhalten wird, während die maximal erreichbare Schaltfrequenz bei hohem | m | sowohl für HC SO_SMPDs 300 als auch für nicht-HC SO-SMPDs 300 oder PSC SO-SMPDs 300 aufrechterhalten wird.
5 zeigt ein beispielhaftes SO-SMPD 500, das die Leerlaufverluste minimiert und gleichzeitig einen großen nutzbaren Modulationsindexbereich | m | unabhängig davon beibehält, ob das SO-SMPD 500 Hysterese aufweist (d.h. ein HC SO-SMPD 500 ist) oder nicht.
Das SO-SMPD 500 enthält einen Komparator 510, eine Schaltleistungsstufe 520, einen Filterschaltkreis 530 und einen Summierungsknoten 560. Ferner enthält das SO-SMPD 500 einen einstellbaren Verzögerungsschaltkreis 580 in einem Vorwärtspfad des SO-SMPDs 500.
Der Komparator 510, die Schaltleistungsstufe 520, der Filterschaltkreis 530 und der Summierungsknoten 560 können dem Komparator 110 oder 310, der Schaltleistungsstufe 120, dem Filterschaltkreis 130 bzw. dem Summierungsknoten 260 entsprechen, und es wird auf die obige Beschreibung Bezug genommen, um eine Wiederholung beispielhafter Merkmale dieser Bauteile zu vermeiden.
Das SO-SMPD 500 verfügt über einen einstellbaren (d.h. variablen) Verzögerungsschaltkreis 580, um den ein SO-SMPD, wie beispielsweise das in 3 gezeigte SO-SMPD 300, aufgebaut ist.
Anders ausgedrückt verwendet das SO-SMPD 500 das Konzept eines SMPD (siehe beispielsweise 1), das in ein (geschlossenes) Regelsystem (siehe beispielsweise 2) eingebettet ist, das in einem selbstoszillierenden Modus arbeitet (siehe beispielsweise 3), und das eine variable Nutzsignalausbreitungsverzögerung im Vorwärtspfad F1 der Regelschleife anwendet.
Durch Verwendung des Konzepts der Variation einer Signalausbreitungsverzögerung in dem Vorwärtspfad F1 der SO-Regelschleife kann die f(m) Charakteristik des SO-SMPDs 500 in einer Weise verändert werden, die seine Leerlaufverluste minimiert und gleichzeitig einen großen nutzbaren Modulationsindex |m|_max beibehält, unabhängig davon, ob das SO-SMPD 500 Hysterese verwendet oder nicht.
Der Komparator 510 vergleicht sein Eingangssignal (beispielsweise in Abhängigkeit von dem vom Summierungsknoten 560 gelieferten Fehlersignal) mit einem Referenzwert (beispielsweise Null) und erzeugt ein oder mehrere wertediskrete Signale (beispielsweise logische Signale), die anzeigen, ob das Eingangssignal größer als der Referenzwert oder kleiner als der Referenzwert ist. Wie jedoch bereits für den Komparator 310 erwähnt, wird eine (Spannungs-)Referenz des Komparators 510 nicht von einem Oszillator 150 geliefert, sondern kann auf andere Weise (z.B. durch eine Null-Spannungsreferenz) erzeugt werden. Daher kann der Komparator 510 als ein Nulldurchgangs-Detektor implementiert werden, der ein oder mehrere binäre Ausgangssignale erzeugt, die eindeutig angeben, ob das Vorzeichen des Eingangssignals positiv oder negativ ist.
Diese(s) am Ausgang des Komparators 510 bereitgestellte(n) wertediskrete(n) Signal(e) (beispielsweise Pulszug (Pulszüge) oder PWM-Signal(e) oder Binärsignal(e)) wird (werden) von dem einstellbaren Verzögerungsschaltkreis 580 verarbeitet. Der einstellbare Verzögerungsschaltkreis 580 erzeugt (ein) verzögerte(s) Signal(e), das bzw. die die Information des (der) um eine einstellbare Zeitspanne verzögerte(n) Signals (Signale) darstellt (darstellen). Das (die) verzögerte(n) Signal(e) kann (können) das (die) verzögerte(n) wertediskrete(n) Signal(e) sein, beispielsweise der (die) verzögerte(n) Pulszug (Pulszüge) oder das (die) verzögerte(n) PWM-Signal(e) oder das (die) verzögerte(n) Binärsignal(e).
Es ist zu beachten, dass sich der Begriff PWM-Signal(e) im Zusammenhang mit einem SO System mit geschlossener Regelschleife auf PWM-Signal(e) mit einer nicht konstanten Trägerfrequenz bezieht (während der Begriff PWM-Signal konventionell typischerweise für einen Pulszug verwendet wird, der auf einer konstanten Trägerfrequenz beruht).
Die Schaltleistungsstufe 520 kann ein Blockwellensignal erzeugen, indem ihr Ausgang in Abhängigkeit von dem diskretwertigen Pegel des verzögerten Signals entweder mit einer ersten Versorgungsspannung oder mit einer zweiten Versorgungsspannung verbunden wird. Die Schaltleistungsstufe 520 kann beispielsweise, wie oben für die Schaltleistungsstufe 120 beschrieben, realisiert sein.
Der Ausgang der Schaltleistungsstufe 520 kann mit einem Eingang des Filterschaltkreises 530 verbunden sein. Der Filterschaltkreis 530 kann einen Tiefpassfilter, beispielsweise einen Induktor-Kondensator (LC) Tiefpassfilter enthalten. Der Filterschaltkreis 530 dient dazu, die Last (in 5 nicht dargestellt, beispielsweise ein Lautsprecher 140) von der SO Schaltfrequenz des SO-SMPDs 500 zu isolieren.
Das SO-SMPD 500 umfasst ferner einen Rückkopplungspfad, der wenigstens eine Rückkopplungsfunktion B(s) enthält, die wenigstens ein erstes Rückkopplungssignal 590 erzeugt. Das erste Rückkopplungssignal 590 kann von dem Summierungsknoten 560 verwendet werden, um den Eingang des SO-SMPDs 500 so zu modifizieren, dass das mit dem Eingang des Komparators 510 gekoppelte Fehlersignal erzeugt wird. Die Rückkopplungsfunktion B(s) kann den Rückkopplungspfad F2 der geschlossenen Regelschleife der 2 repräsentieren.
Das erste Rückkopplungssignal 590 kann von der Rückkopplungsfunktion B(s) in Abhängigkeit der Verarbeitung mindestens einer Zustandsvariablen des Filterschaltkreises 530 erzeugt werden. Die mindestens eine Zustandsvariable des Filterschaltkreises 530 kann beispielsweise von einer Größe (beispielsweise Spannung, Strom usw.) des Eingangssignals (beispielsweise das von der Schaltleistungsstufe 520 ausgegebene Blockwellensignal) des Filterschaltkreises 530 und/oder einer Größe (beispielsweise Spannung, Strom, usw.) des Ausgangssignals des Filterschaltkreises 530 repräsentiert werden. Ferner kann, gemäß verschiedenen anderen Beispielen, die Zustandsvariable durch eine Spannung über dem Induktor L in dem Filterschaltkreis 530 und/oder einen Strom durch den Induktor L des Filterschaltkreises 530 und/oder einen Strom durch den Kondensator C des Filterschaltkreises 530 und/oder eine Spannung über dem Kondensator C des Filterschaltkreises 530 repräsentiert werden. Eine oder mehrere der oben genannten Größen können verwendet werden und beispielsweise selektiv als ein Eingang für die Rückkopplungsfunktion B(s) kombiniert werden.
Das SO-SMPD 500 kann ferner eine Vorwärtsfunktion C(s) enthalten, die das von dem Summierungsknoten 560 ausgegebene Fehlersignal verarbeitet, wobei der Eingang des Komparators 510 abhängig von oder basierend auf dem Fehlersignal ist, wie es von der Vorwärtsfunktion C(s) verarbeitet wird. Die Vorwärtsfunktion C(s) kann ausgelegt sein, das Fehlersignal zu minimieren und den Eingang des Komparators 510 (beispielsweise der Eingang eines Nulldurchgangs-Detektors) anzusteuern, wodurch das geschlossene Regelschleifensystem gebildet wird.
Optional kann das SO-SMPD 500 eine Hysterese-Funktion A(s) enthalten, die entweder das (die) Komparatorausgangssignal(e) und/oder das (die) verzögerte(n) Komparatorausgangssignal(e) (in dem in 5 gezeigten Beispiel an dem Ausgang des einstellbaren Verzögerungsschaltkreises 580 erhalten) und/oder den Blockwellensignalausgang der Schaltleistungsstufe 520 verarbeitet und rückkoppelt. Diese Signale oder irgendeine Kombination dieser Signale können als ein zweites Rückkopplungssignal 595 zu einem anderen (optionalen) Summierungsknoten 565 zurückgeführt werden. Der Summierungsknoten 565 modifiziert das Fehlersignal von dem Summierungsknoten 560 (beispielsweise verarbeitet durch die optionale Vorwärtsfunktion C(s)) durch das zweite (Hysterese-)Rückkopplungssignal 595, um ein Hysterese-behaftetes Fehlersignal als einen Eingang für den Komparator 510 zu erzeugen. Das heißt, A(s) ≠ 0 kann einem HC SO-SMPD 500 entsprechen, während A(s) = 0 einem SO-SMPD 500 entspricht, bei dem eine Hysterese-Steuerung entfällt.
Die von dem einstellbaren Verzögerungsschaltkreis 580 angewandte variable Verzögerung kann in Abhängigkeit von einem oder mehreren in dem SO-SMPD 500 vorhandenen Signalen und optional auch in Abhängigkeit von Signalen außerhalb der Regelschleife des SO-SMPDs 500, beispielsweise einer Wärmesenke-Temperatur oder eines von dem Benutzer des SO-SMPDs 500 einstellbaren Steuersignals, eingestellt werden. Insbesondere kann, wie weiter unten ausführlich beschrieben wird, die variable Verzögerung in Abhängigkeit von einer Größe eingestellt werden, die für einen Modulationsindex des SO-SMPDs 500 indikativ ist.
Als Beispiel kann die variable Verzögerung (und/oder die Größe, die für einen Modulationsindex indikativ ist, von dem die variable Verzögerung abhängen kann) in Abhängigkeit von der Eingangsspannung des SO-SMPDs 500 (am Eingang des Summierungsknotens 560) und optional ferner in Abhängigkeit von der Versorgungsspannung abgeleitet werden.
Die von dem einstellbaren Verzögerungsschaltkreis 580 erzeugte variable Verzögerung kann so eingestellt werden, dass sie bei einer ersten selbstoszillierenden Schaltfrequenz größer ist als bei einer zweiten selbstoszillierenden Schaltfrequenz, wobei die erste selbstoszillierende Schaltfrequenz höher als die zweite selbstoszillierende Schaltfrequenz ist. Anders ausgedrückt, je größer die selbstoszillierende Schaltfrequenz ist, desto größer kann die von dem einstellbaren Verzögerungsschaltkreis 580 eingestellte Verzögerung sein.
Die von dem einstellbaren Verzögerungsschaltkreis 580 erzeugte variable Verzögerung kann so eingestellt werden, dass sie bei einem ersten Modulationsindex größer als bei einem zweiten Modulationsindex ist, wobei der erste Modulationsindex kleiner als der zweite Modulationsindex ist.
Die variable Verzögerung kann von weiteren Größen abhängen. Beispielsweise kann eine aktuelle Systemtemperatur (beispielsweise Wärmesenken-Temperatur) verwendet werden, um die variable Verzögerung so zu beeinflussen, dass die Schaltverluste bei m = 0 (Leerlaufzustand) verringert und/oder der nutzbare |m|_max erhöht wird.
Die variable Verzögerung kann beispielsweise in einem Bereich zwischen 1 ns und 1 µs sein. Die variable Verzögerung kann beispielsweise gleich oder größer oder kleiner als 10 ns, 50 ns, 100 ns, 150 ns, 200 ns, 250 ns, 300 ns, 350 ns, 400 ns, 450 ns, 500 ns, 600 ns, 700 ns, 800 ns oder 900 ns sein. Jeder Bereich zwischen jeglichen zwei dieser möglichen Verzögerungen kann als Einstellbereich für anwendbare Verzögerungen verwendet werden.
Die einzustellende variable Verzögerung kann durch digitale Signalverarbeitung oder durch eine analoge Schaltung oder durch eine gemischt analog-digitale Signalverarbeitungsschaltung abgeleitet werden. Insbesondere kann der einstellbare Verzögerungsschaltkreis 580 beispielsweise einen stromgesteuerten analogen Verzögerungsschaltkreis oder einen Logikgatter-Schaltkreis mit variabler Verzögerung aufweisen.
Bezugnehmend auf 6 kann das SO-SMPD 600 mit einem einstellbaren Verzögerungsschaltkreis 580' versehen sein, der einen digitalen Signaleingang 681 zur Einstellung geeigneter Verzögerungen haben kann. Genauer gesagt kann der einstellbare Verzögerungsschaltkreis 580' eine Mehrzahl von Logikgattern (beispielsweise Puffer oder Inverter) enthalten, die in Reihe geschaltet sind und so eine Verzögerungskette mit N Abgriffen bilden. Ein N-zu-1-Multiplexer MUX kann verwendet werden, um das an einem der Abgriffe anliegende Signal als (verzögertes) Ausgangssignal auszuwählen, das von der Schaltleistungsstufe verarbeitet werden soll. Daher könnte die in 6 dargestellte Verzögerungskette mit N Abgriffen verwendet werden, um eine Mehrzahl von vorbestimmten Verzögerungen in Abhängigkeit von dem Auswahl-Eingangssignal 681 des N-zu-1-Multiplexers MUX auszuwählen.
Im Hinblick auf weitere Merkmale des in 6 dargestellten beispielhaften SO-SMPDs 600 wird zur Vermeidung von Wiederholung auf die obige Beschreibung Bezug genommen. Insbesondere kann das SO-SMPD 600 vom HC-Typ als auch vom Nicht-HC-Typ (beispielsweise PSC-Typ) sein.
7 veranschaulicht eine weitere beispielhafte Variante der Implementierung eines einstellbaren Verzögerungsschaltkreises 580" in einem beispielhaften SO-SMPD 700. Während in 6 der Komparator 510 einen „unverzögerten“ Komparatorausgang liefert (d.h. einen Komparatorausgang der eine feste intrinsische Ausbreitungsverzögerung hat), ist das in 7 gezeigte SO-SMPD 700 ein Beispiel dafür, wie die Erzeugung der einstellbaren Verzögerung mit dem Komparator zusammengelegt werden kann. Der kombinierte Komparator- und einstellbare Verzögerungsschaltkreis ist durch das Bezugszeichen 710 gekennzeichnet.
Der Komparator enthält Transistoren T1, T2, T3, T4, Widerstände R1, R2 und die variable Stromquelle CS1. Es gibt einen invertierenden Eingang zum Komparator an dem Basisanschluss von T1 und einen nicht-invertierenden Eingang an dem Basisanschluss von T2. Wenn der invertierende Eingang mit Massepotential (beispielsweise 0 V) verbunden ist, wirkt der Komparator für das Signal an seinem nicht-invertierenden Eingang effektiv als ein Nulldurchgangs-Detektor.
Ferner sind zwei Ausgänge der Komparatorstufe vorhanden. Der von der variablen Stromquelle CS1 bezogene Strom verlässt den Komparator in Abhängigkeit von den Eingangssignalen entweder durch den Kollektor des Transistors T3 oder durch den Kollektor des Transistors T4. Diese beiden Ausgänge werden von einem RS Flip-Flop-FF weiterverarbeitet, das einen Q-Ausgang und einen Q Ausgang enthält. Beispielsweise wird der Q-Ausgang als Ausgang des kombinierten Komparator- und einstellbaren Verzögerungsschaltkreises 710 genutzt.
Wenn der kombinierte Komparator- und einstellbare Verzögerungsschaltkreis 710 zum ersten Mal mit Leistung versorgt wird, werden die Kondensatoren C1 und C2 entladen und das Flip-Flop-FF geht in den „reset“ Zustand (beispielsweise Q = 0 V; Q = 5 V) über. Dies bewirkt, dass die Schaltleistungsstufe 520 die negative Versorgungsspannung schaltet und bewirkt, dass der Kondensator C2 über die Diode D2 aktiv entladen wird.
Die negative Spannung am Ausgang der Schaltleistungsstufe 520 kann dann bewirken, dass die Filterschaltkreis-Ausgangsspannung zu negativen Werten tendiert. Dies bewirkt eine steigende Spannung an dem Eingang des Nulldurchgangs-Detektors aufgrund der Wirkung der Rückkopplungsfunktion B(s). Wenn das Vorzeichen der Eingangsspannung des Nulldurchgangs-Detektors positiv wird, fließt der von der variablen Stromquelle CS1 bezogene Strom durch den Kollektor des Transistors T3 und lädt den Kondensator C1 (mit beispielsweise I1 ≈ I3, I2 = 0).
Wenn die Spannung über dem Kondensator C1 ansteigt, wird sie irgendwann die obere Schwellenspannung des Schmitt-Triggers U1 erreichen. Dann ist der Ausgang des Schmitt-Triggers U1 hoch, was das Flip-Flop FF in den „set“-Zustand bringt (beispielsweise Q = 5 V; Q = 0 V). Der Kondensator C1 wird sofort über die Diode D1 entladen und die Schaltleistungsstufe 520 schaltet auf die positive Versorgungsspannung um.
Die Höhe des Stroms 13, die Kapazität des Kondensators C1 und die obere Schwellenspannung des Schmitt-Triggers U1 definieren eine (variable) Zeitverzögerung für die steigende Flanke des wertediskreten Ausgangssignals (beispielsweise PWM-Signal) des kombinierten Komparators- und einstellbaren Verzögerungsschaltkreises 710.
Der oben vorgestellten Logik folgend bewirkt die steigende Ausgangsspannung eine fallende Spannung an dem Nulldurchgangs-Detektoreingang. Wenn das Vorzeichen des Eingangs negativ wird, ändert der von der variablen Stromquelle CS1 bezogene Strom seinen Pfad, fließt durch den Kollektor des Transistors T4 und lädt den Kondensator C2 (beispielsweise I1 ≈ 0, I2 = I3).
Wenn die Spannung am Kondensator C2 ansteigt, wird sie irgendwann die obere Schwellenspannung des Schmitt-Triggers U2 erreichen. Dann ist der Ausgang des Schmitt-Triggers U2 hoch, was das Flip-Flop FF in seinen „reset“ Zustand bringt (beispielsweise Q = 0 V; Q = 5 V). Der Kondensator C2 wird sofort über die Diode D2 entladen und die Schaltleistungsstufe 520 schaltet auf die negative Versorgungsspannung um.
Die Höhe des Stroms 13, die Kapazität des Kondensators C2 und die obere Schwellenspannung des Schmitt-Triggers U2 definieren einen Zeitverzögerung für die fallende Flanke des (verzögerten) wertediskreten Ausgangssignals (beispielsweise verzögertes PWM-Signal) des kombinierten Komparator- und einstellbaren Verzögerungsschaltkreises 710.
So beginnt der Zyklus von neuem und das SO-SMPD 700 oszilliert. Durch eine Änderung des von der einstellbaren Stromquelle CS1 erzeugten Stromes 13 kann die dem (unverzögerten) Komparatorausgangssignal (beispielsweise dem PWM-Signal) hinzugefügte Verzögerung geändert werden.
Mit anderen Worten ermöglicht es die in 7 dargestellte beispielhafte Schaltung für den kombinierten Komparator- und einstellbaren Verzögerungsschaltkreis 710, die Verzögerung (Ausbereitungsverzögerung) eines Komparators in variabler Weise einzustellen.
Eine kombinierte Vergleichs- und Verzögerungsverarbeitung des Fehlersignals, wie sie von dem kombinierten Komparator- und einstellbaren Verzögerungsschaltkreis 710 beispielhaft durchgeführt wird, kann insbesondere verwendet werden, wenn ein unverzögerter Komparatorausgang (siehe beispielsweise 6) nicht als Eingang für die Hysteresefunktion A(s) benötigt wird. In 7 kann die (optionale) Hysteresefunktion A(s) Eingänge von dem Ausgang des kombinierten Komparator- und einstellbaren Verzögerungsschaltkreises 710 und/oder von einem Ausgang der Schaltleistungsstufe 520 verarbeiten.
Es ist zu beachten, dass das Konzept eines kombinierten Komparator- (beispielsweise Nulldurchgangs-Detektor) und einstellbaren Verzögerungsschaltkreises auch durch die Verwendung einer Logikgatter-Schaltung mit variabler Verzögerung, wie in 6 beispielhaft gezeigt, realisiert werden kann. Umgekehrt kann das Konzept der Anwendung einer variablen Verzögerung auf den Ausgang eines Komparators 510 mit einer gegebenen (d.h. festen) Ausbreitungsverzögerung, wie in 6 veranschaulicht, auch durch Verwendung eines (beispielsweise stromgesteuerten) analogen Verzögerungsschaltkreises, wie in 7 veranschaulicht, realisiert werden.
In Abhängigkeit von den aktuellen Betriebsbedingungen kann praktisch jedes real existierende Steuersystem als ein Rechteck-Oszillator fungieren, da es amplitudenbegrenzte Zustandsvariable(n) enthält, beispielsweise

- die Ausgangsspannung eines Operationsverstärkers ist auf seine Versorgungsspannung begrenzt;
- der Wertebereich, der durch eine digitale Variable dargestellt werden kann, ist aufgrund der begrenzten Wortbreite begrenzt;
- eine Schaltleistungsstufe vom Typ Buck-Konverter (Abwärtswandler) schaltet ihren Ausgang entweder auf eine erste oder eine zweite Versorgungsspannung um.

Da die Linearität einer Regelschleife mit höherer Schleifenverstärkung zunimmt, sind Schleifen-Topologien höherer Ordnung (beispielsweise Ketten von Integratoren) von besonderem Vorteil. Solche auf hohe Schleifenverstärkung optimierte Steuersysteme weisen jedoch möglicherweise mehrere Oszillationszustände für einen gegebenen Arbeitspunkt auf:

- In Schaltsystemen wird die beabsichtigte Oszillation mit der höchstmöglichen Frequenz als „Eigenschwingung“ oder „Gleitmodussteuerung“ bezeichnet. Der Betrieb bei „parasitären Oszillationsfrequenzen“ kann nachteilig oder schädigend sein.
- Im Gegensatz dazu wird jede Form einer Oszillation in nicht-schaltenden Systemen als eine „Instabilität“ betrachtet.

8 veranschaulicht ein beispielhaftes SO-SMPD 800, das eine Schleifenfunktion niedriger Ordnung (C(s) = 1) ohne Hysterese (A(s) = 0) aufweist. Hinsichtlich der Komponenten des SO-SMPDs 800 wird zur Vermeidung einer Wiederholung auf die obige Offenbarung verwiesen. Der Rückkopplungspfad F2 (dargestellt durch die Rückkopplungsfunktion B(s)) kann beispielsweise durch zwei in Reihe geschaltete Widerstände und ein Lead-Lag Netzwerk realisiert sein. Das erste Rückkopplungssignal 590 kann mit dem negativen Komparatoreingang verbunden sein (beispielsweise an Eingang -IN des kombinierten Komparator- und einstellbaren Verzögerungsschaltkreises 710, falls ein solcher kombinierter Komparator- und einstellbarer Verzögerungsschaltkreis 710 für den Komparator 510 und den einstellbaren Verzögerungsschaltkreis 580 verwendet würde). Der positive Komparatoreingang kann mit dem Bezugspotential (beispielsweise Masse) gekoppelt sein.
9 zeigt ein beispielhaftes SO-SMPD 900, das eine Schleifenfunktion niedriger Ordnung (C(s) = 1) einschließlich Hysterese (A(s) # 0) aufweist. Die Hysteresefunktion A(s) wird beispielsweise durch einen Spannungsteiler realisiert.
Die in den 8 und 9 gezeigten SO-SMPDs 800 und 900 verwenden als integrierendes Element innerhalb der Schleife lediglich eine passive zweipolige LC-Filterschaltung 530. Ein Pol wird (teilweise) kompensiert - bei den SO-SMPDs 800 durch eine Lead-Lag Netzwerk im Rückkopplungspfad F2 zwischen dem Ausgang des Filterschaltkreises 530 und dem Summierungsknoten 560, und in den SO-SMPDs 900 durch Verwendung einer Spannung, die zu diesem Zweck proportional zu dem Strom in dem Ausgangskondensator des Filterschaltkreises 530 ist.
Die (teilweise) Kompensation eines Pols einer negativen zweipoligen LC Filterschaltung 530 bewirkt, dass die offene Schleife über einen gewünschten Frequenzbereich einer Funktion erster Ordnung ähnelt und nur einen Oszillationszustand für jeden | m | hat.
Gewöhnlich unterscheiden sich unerwünschte Oszillationsfrequenzen signifikant von der gewünschten Lösung des Oszillationskriteriums (beispielsweise Gleichung (2)). Der Betrieb bei einer dieser langsameren Schaltfrequenzen bewirkt, dass aktive Integratorstufen innerhalb der Schleife ungewöhnlich große Ausgangsspannungen erzeugen. Daher kann die Ausgangsspannung der Integratorstufen durch Hinzufügen von Clamp-Schaltkreisen begrenzt werden, um zu verhindern, dass die SO-Regelschleife bei parasitären Oszillationsfrequenzen schaltet. Dieses Konzept ist in 10 beispielhaft dargestellt.
10 veranschaulicht ein beispielhaftes SO-SMPD 1000, das eine Schleifenfunktion höherer Ordnung (C(s) # 1) ohne Hysterese (A(s) = 0) aufweist.
Das SO-SMPD 1000 enthält eine Vorwärtsfunktion C(s), die zwei geklemmte Vorwärtsblöcke C2 und C3 und zwei Vorwärtsblöcke C1 und C4 ohne sie umgebende Clamp-Schaltkreise (Klemmschaltkreise) umfasst. Der ungeklemmte C1 wird verwendet, um die Schleifenverstärkung der Primärschleife zu maximieren. Über die Transferfunktion des ungeklemmten C4 wird die tatsächliche (aktuelle) Schaltfrequenz auf einen realisierbaren Wert eingestellt.
Jeder der beiden geklemmten Vorwärtsblöcke C2 und C3 enthält eine invertierende und integrierende Transferfunktion, wodurch eine Kette von Integratoren gebildet wird. Durch die Erzeugung einer gleichphasig gewichteten Summe der Ausgänge von C1, C2 und C3 wird eine „Sekundärschleife“ mit erhöhter Schleifenverstärkung erzeugt. Falls die Clamps den Ausgang von C2 und C3 begrenzen, wird die Schleife so umkonfiguriert, dass die aktiven Reste mit der oben erwähnten „Primärschleife“ zusammenfallen.
Durch die Wahl einer vorteilhaften Kombination von Integrator-Transferfunktionen (für C2 und C3) und der Gewichtsfaktoren β und γ, die auf das Inverse des geklemmten C2 bzw. auf den geklemmten C3 angewendet werden, ist es möglich, praktikable Spannungen zu verwenden, bei denen die Ausgänge der aktiven Integratorstufen geklemmt werden müssen.
Wenn eine Clamp (Klemme) aktiv wird, wird der entsprechende Integrator effektiv aus der Schleife herausgenommen, was die Ordnung der „verbleibenden“ Schleife reduziert. Wenn alle Integratoren gesättigt sind, bleibt nur noch eine „Primärschleife“ übrig, die die Bedingung erfüllt, nur eine mögliche SO Schaltfrequenz zu haben.
Es wird darauf hingewiesen, dass das Konzept des Klemmens (Clamping) von Vorwärtsblöcken der Vorwärtsfunktion C(s) auf jedes der hier offenbarten beispielhaften SO-SMPDs angewendet werden kann.
Es gibt viele Möglichkeiten, die variable Verzögerung abzuleiten, die von dem einstellbaren Verzögerungsschaltkreis 580 auf die Signalausbreitung im Vorwärtspfad F1 angewendet wird. Wie bereits erwähnt, kann die einstellbare Verzögerung grundsätzlich in Abhängigkeit des oder der in der SO-Regelschleife vorhandenen Signals oder vorhandenen Signale und optional auch in Abhängigkeit von Signal(en) außerhalb der Regelschleife eingestellt werden.
Nach einer Möglichkeit wird eine Größe bestimmt, die für den (momentanen) Modulationsindex (oder dessen Betrag |m|) indikativ ist, und die variable Verzögerung wird in Abhängigkeit von dieser Größe eingestellt.
Ein beispielhaftes Verfahren, das z.B. für das beispielhafte SO-SMPD 600 der 6 verwendet werden kann, ist in 11 veranschaulicht.
Das SO-SMPD 1100 der 11 ähnelt dem SO-SMPD 600 in 6, und es wird auf die obige Beschreibung verwiesen, um Wiederholungen zu vermeiden. Das SO-SMPD 1100 kann einen Mikrocontroller 1110 enthalten oder mit diesem verbunden sein. Der Mikrocontroller 1110 kann eine Zeitstempeleinheit aufweisen, die ausgelegt ist, jeder Flanke des oder der wertediskreten Signals (Signale) (beispielsweise Pulszug oder PWM-Signal(e) oder binäres Signal (binäre Signale)), das oder die am Ausgang des Komparators 510 (beispielsweise am Ausgang des Nulldurchgangs-Detektors) auftreten, einen Zeitstempel mit geeigneter Auflösung zuzuteilen.
Durch Subtraktion kann aus den Zeitstempeln die relative Zeit zwischen zwei Flanken bestimmt werden. Durch die Verwendung der relativen Zeit zwischen beispielsweise drei direkt aufeinanderfolgenden Flanken kann beispielsweise der Betrag | m | des Modulationsindex m wie folgt berechnet werden:

Es sei t1 die relative Zeit zwischen der ersten und der zweiten Flanke der drei aufeinanderfolgenden Flanken. Es sei t2 die relative Zeit zwischen der zweiten und der dritten Flanke der drei aufeinanderfolgenden Flanken. Dann gilt

| m | = {\begin{array}{l} \frac{t 1 - t 2}{t 1 - t 2}, & f a l l s t 1 \geq t 2 \\ \frac{t 2 - t 1}{t 1 + t 2}, & s o n s t \end{array}

Mit der Kenntnis von | m | ist es möglich, ein Steuersignal für den digitalen Signaleingang 681 zur Einstellung geeigneter Verzögerungen zu erzeugen.
Das Steuersignal kann z.B. durch Verwendung einer Nachschlagetabelle erzeugt werden.
Nimmt man einen einstellbaren Verzögerungsschaltkreis 580" an, der eine Verzögerungskette aus drei Blöcken (beispielsweise logische Gatter) mit beispielsweise gleicher Verzögerung von beispielsweise 100 ns und einen 4-zu-1 Multiplexer MUX aufweist, könnte die Nachschlagetabelle wie folgt aussehen:

| m | MUX Auswahl Resultierende Verzögerung

0 ... 0.6 00 300 ns

0,6 ... 0,7 01 200 ns

0,7 ... 0,8 10 100 ns

0,8 ... 1 11 0 ns

Im Allgemeinen kann eine Größe, die für einen Modulationsindex m (oder den Betrag | m | davon) des SO-SMPDs indikativ ist, durch Auswertung der Zeitpunkte von Pulsen oder Flanken in einem in der geschlossenen Regelschleife verfügbaren Signal, insbesondere einem im Vorwärtspfad F1 der geschlossenen Regelschleife verfügbaren Signal, abgeleitet werden.
Darüber hinaus gibt es viele andere Verfahren der Verwendung einer Größe, die für m oder | m | indikativ ist, für die Verzögerungseinstellung als das oben beschriebene Nachschlagetabelle-Verfahren.
Ein weiteres beispielhaftes Verfahren zur Ableitung einer Größe, die für den (momentanen) Modulationsindex m (oder den Betrag | m | davon) indikativ ist, wird im Folgenden beschrieben. Dieses Verfahren könnte beispielsweise für das beispielhafte SO-SMPD 700 der 7 verwendet werden, wie in 12 dargestellt.
Das SO-SMPD 1200 der 12 ähnelt dem SO-SMPD 700 der 7, und es wird auf die obige Beschreibung verwiesen, um Wiederholungen zu vermeiden. Das SO-SMPD 1200 kann eine Auswertestufe 1210 zur Auswertung des Eingangssignals des SO-SMPDs 1200 enthalten, um eine Größe abzuleiten, die für den (momentanen) Modulationsindex m (oder den Betrag | m | davon) indikativ ist.
Im Allgemeinen kann die Auswertestufe 1210 neben dem Eingang, der das Eingangssignal der SO-SMPD 1200 empfängt, weitere Eingänge (für Signale, die innerhalb oder außerhalb des SO-SMPDs 1200 abgeleitet werden) haben. Da die Verstärkung eines SO-SMPDs 1200 ein konstanter Wert über das gesamte Nutzsignalband (beispielsweise das Audioband) ist, kann | m | als eine Funktion der Eingangsspannung und der Versorgungsspannung(en) des SO-SMPDs ausgedrückt werden. In vielen Anwendungen werden jedoch die Versorgungsspannung(en) durch ein geregeltes Netzteil ausreichend konstant gehalten, um | m | nur als Funktion der Eingangsspannung zu betrachten. Daher kann die Auswertestufe 1210 nur in Abhängigkeit von dem Eingangssignal des SO-SMPDs 1200 eine Größe erzeugen, die für den (momentanen) Modulationsindex m (oder den Betrag | m | davon) indikativ ist.
Zum Beispiel kann die Auswertestufe 1210 einen Gleichrichter 1212 und einen Steuerschaltkreis 1214 enthalten.
Die Ausgangsspannung des Gleichrichters 1212 kann dem momentanen Absolutwert seiner Eingangsspannung (d.h. der Spannung des Eingangssignals für das SO-SMPD 1200) gleichen.
Die Gleichrichter-Ausgangsspannung kann zur Steuerung des Steuerschaltkreises 1214 verwendet werden. Der Steuerschaltkreis 1214 kann beispielsweise eine Stromquelle sein, die einen Operationsverstärker OP1, einen Transistor T7 und einen Widerstand R4 aufweist. Der Steuerschaltkreis 1214 kann einen Strom proportional zu seiner Eingangsspannung abgeben.
Der Steuerstrom 13 der variablen Stromquelle CS1 (siehe 7) kann aus einem Stromspiegel aufweisend die Transistoren T5 und T6 (siehe 12) bezogen werden. Der Steuerstrom 13 ähnelt dann der Summe zweier unabhängiger Ströme:

(1) Ein durch den Widerstand R3 und die Versorgungsspannung(en) der Komparatorschaltung definierter Konstantstrom, der die zusätzliche Verzögerung schließlich auf ein realisierbares Maximum begrenzt.
(2) Der Strom, der proportional zur gleichgerichteten Verstärkereingangsspannung ist.

Während 11 das Konzept der Ableitung einer für | m | indikativen Größe durch Auswertung von Signalzeiten in der Regelschleife veranschaulicht, veranschaulicht 12 das Konzept der Ableitung einer für | m | indikativen Größe durch Auswertung von Signalpegeln wie Eingangsspannung, Versorgungsspannung usw. Diese Verfahren können kombiniert und vertauscht werden, d.h. die Ableitung einer für | m | indikativen Größe durch Auswertung von Signalzeiten in der Regelschleife könnte ebenfalls auf eine stromgesteuerte Verzögerungseinstellung (wie in 7 dargestellt) und die Ableitung einer für | m | indikativen Größe durch Auswertung von Signalpegeln, wie Eingangsspannung, Versorgungsspannung usw., ebenfalls auf eine Verzögerungseinstellung in Abhängigkeit von der Auswahl von Verzögerungselementen (wie in 6 dargestellt) angewendet werden. Insbesondere das Verfahren und/oder die Schaltung zur Auswertung von Signalzeiten und das Verfahren und/oder die Schaltung zur Auswertung von Signalpegeln können jeweils auf alle hier offenbarten Ausführungsformen von SO-SMPDs angewendet werden.
Ferner kann sich die Formulierung „eine für den Modulationsindex indikative Größe“ auf eine Größe beziehen, die entweder in einem expliziten Zusammenhang mit dem Modulationsindex steht (d.h. Identität, Proportionalität oder eine gegebene funktionale Abhängigkeit) oder die implizit mit dem Modulationsindex verbunden sein kann.
13A veranschaulicht die Abhängigkeit der SO Schaltfrequenz von dem Modulationsindex m für ein beispielhaftes SO-SMPD gemäß der Offenbarung. Die gestrichelte Kurve 400 und die durchgezogene Kurve 410 von 4A sind in 13A wiedergegeben. Die gestrichelte Kurve 1300 veranschaulicht die f(m)-Abhängigkeit eines beispielhaften SO-SMPD mit variabler Verzögerung im Vorwärtspfad der Regelschleife. Offenbar stellt das SO-SMPD eine reduzierte Leerlauffrequenz f(0) von etwa 250 kHz bereit, was zu geringeren Leerlaufverlusten führt. Auf der anderen Seite konnte die gewünschte Mindestschaltfrequenz von etwa 100 kHz bei hohen | m | aufrechterhalten werden. Genauer gesagt zeigt die Kurve 1300 ein |m|_max ≈ 0,95, d.h. der erreichbare maximale Modulationsindex |m|_max ist sogar höher als bei der Kurve 400. Dies ermöglicht einen kostengünstigen Entwurf der Schaltleistungsstufe in Übereinstimmung mit der gewünschten Ausgangsspannung und dem gewünschten Ausgangsstrom.
Die gestrichelte Kurve 1300' der 13B veranschaulicht die Abhängigkeit der Effizienz (Wirkungsgrad) des beispielhaften SO-SMPDs der 13A vom Betrag | m | des Modulationsindex m. Die Effizienz wird bei kleinem | m | auf Werte angehoben, die vergleichbar mit der Effizienzkurve 410' sind. Nur im Bereich hoher Effizienz bei höheren Modulationsindizes nähert sich die Kurve 1300' den niedrigeren Effizienzen (Wirkungsgraden) der gestrichelten Kurve 400' an.

Claims

Selbstoszillierendes Schaltleistungsgerät mit geschlossener Regelschleife (SO-SMPD), das aufweist: einen Komparator; eine Schaltleistungsstufe mit einem Eingang, der mit einem Ausgang des Komparators gekoppelt ist; und einen Filterschaltkreis mit einem Eingang, der mit einem Eingang der Schaltleistungsstufe gekoppelt ist, wobei wenigstens der Komparator und die Schaltleistungsstufe Teil eines Vorwärtspfads des SO-SMPDs sind; einen Rückkopplungspfad, der ausgelegt ist, wenigstens ein erstes Rückkopplungssignal durch Verarbeitung wenigstens einer Zustandsvariablen des Filterschaltkreises zu erzeugen, und einen Summierungsknoten, der das wenigstens erste Rückkopplungssignal verwendet, um ein Eingangssignal des SO-SMPDs zu modifizieren, um ein Fehlersignal für den Vorwärtspfad zu erzeugen, wobei der Vorwärtspfad ferner einen einstellbaren Verzögerungsschaltkreis enthält, und wobei eine von dem einstellbaren Verzögerungsschaltkreis erzeugte einstellbare Verzögerung eingestellt wird in Abhängigkeit von einer Größe, die indikativ für einen Modulationsindex des SO-SMPDs ist, oder bei einem ersten Modulationsindex größer als bei einem zweiten Modulationsindex zu sein, wobei der erste Modulationsindex kleiner als der zweite Modulationsindex ist, oder bei einer ersten selbstoszillierenden Schaltfrequenz größer als bei einer zweiten selbstoszillierenden Schaltfrequenz zu sein, wobei die erste selbstoszillierende Schaltfrequenz höher als die zweite selbstoszillierende Schaltfrequenz ist.
SO-SMPD nach Anspruch 1, wobei der einstellbare Verzögerungsschaltkreis zwischen dem Ausgang des Komparators und dem Eingang der Schaltleistungsstufe angeordnet ist.
SO-SMPD nach Anspruch 1, wobei der einstellbare Verzögerungsschaltkreis zwischen dem Eingang des Komparators und dem Ausgang des Komparators angeordnet ist.
SO-SMPD nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei eine von dem einstellbaren Verzögerungsschaltkreis erzeugte einstellbare Verzögerung in Abhängigkeit von einem oder mehreren in dem SO-SMPD vorhandenen Signalen, insbesondere in Abhängigkeit von einem Eingangsnutzsignal für das SO-SMPD eingestellt wird.
SO-SMPD nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei eine von dem einstellbaren Verzögerungsschaltkreis erzeugte einstellbare Verzögerung in Abhängigkeit von Flankenzeiten eines in dem SO-SMPD verfügbaren, insbesondere in dem Vorwärtspfad des SO-SMPDs verfügbaren Nutzsignals eingestellt wird.
SO-SMPD nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei eine maximale Verzögerung bei einem Modulationsindex | m | = 0 eingestellt ist und/oder eine minimale Verzögerung bei einem maximal erreichbaren Modulationsindex | m | = m_max eingestellt wird, oder eine maximale Verzögerung bei einer maximalen selbstoszillierenden Schaltfrequenz eingestellt wird und/oder eine minimale Verzögerung bei einer gegebenen minimalen selbstoszillierenden Schaltfrequenz eingestellt wird.
SO-SMPD nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der einstellbare Verzögerungsschaltkreis einen stromgesteuerten analogen Verzögerungsschaltkreis aufweist.
SO-SMPD nach einem der Ansprüche 1 bis 6, wobei der einstellbare Verzögerungsschaltkreis einen Logikgatter-Schaltkreis mit variabler Verzögerung aufweist.
SO-SMPD nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die wenigstens eine Zustandsvariable durch eine Größe des Eingangssignals des Filterschaltkreises und/oder eine Größe eines Ausgangssignals des Filterschaltkreises dargestellt wird.
SO-SMPD nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Filterschaltkreis ein Induktor-Kondensator (LC) Tiefpassfilter aufweist und wobei die wenigstens eine Zustandsvariable dargestellt wird durch eine oder mehrere der Gruppe bestehend aus dem Eingangssignal des Filterschaltkreises, einer Spannung über dem Induktor, einem Strom durch den Induktor, einem Strom durch den Kondensator, eine Spannung über dem Kondensator und einem Strom des Ausgangssignals des Filterschaltkreises.
SO-SMPD nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Rückkopplungspfad ferner ausgelegt ist, ein zweites (innere Schleife) Rückkopplungssignal in Abhängigkeit von einem oder mehreren der Gruppe bestehend aus dem Ausgang des Komparators, einem Ausgang des einstellbaren Verzögerungsschaltkreises und dem Ausgang der Schaltleistungsstufe zu erzeugen, wobei das zweite Rückkopplungssignal verwendet wird, um ein Signal in Abhängigkeit von dem Fehlersignal zu modifizieren.
SO-SMPD nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei das SO-SMPD ein Nicht-Hysterese-gesteuertes SO-SMPD ist.
SO-SMPD nach einem der Ansprüche 1 bis 11, wobei das SO-SMPD ein Hysterese-gesteuertes SO-SMPD ist.
Audio-Leistungsverstärker, der das SO-SMPD nach einem der vorhergehenden Ansprüche umfasst.