DE102019115390A1

DE102019115390A1 - Konstantstrom-Treiberschaltung

Info

Publication number: DE102019115390A1
Application number: DE102019115390.5A
Authority: DE
Inventors: Kazuyuki MIYAJIMA; Mitsuhiro Enomoto
Original assignee: New Japan Radio Co Ltd
Current assignee: Nisshinbo Micro Devices Inc Jp
Priority date: 2018-06-08
Filing date: 2019-06-06
Publication date: 2019-12-12
Also published as: JP7050586B2; US20190380180A1; US10687399B2; CN110582137A; JP2019212569A

Abstract

Es wird eine Konstantstrom-Treiberschaltung bereitgestellt, die die Genauigkeit eines Stop-Timing für ein Schnellaufladen verbessern und verhindern kann, dass ein Überschwingen, ein unzureichendes Schnellaufladen und dergleichen auftritt. Die Konstantstrom-Treiberschaltung umfasst einen Widerstand R5, der zwischen der Ausgangsseite des gm Verstärkers 6 und der Eingangsseite des Transistors M1 geschaltet ist. Der Komparator 9, der als Stopp-Schaltkreis für das Aufladen dient, umfasst eine Spannung Vof, und stoppt das Aufladen durch die Schnellladeschaltung 8, basierend auf einem Vergleichsergebnis der Spannung Vof und der in dem Widerstand R5 erzeugten Spannung Vs2.

Description

QUERVERWEIS ZU VERWANDTEN ANMELDUNGEN
Diese Anmeldung beansprucht die Priorität der japanischen Patentanmeldung Nr. 2018-109933 , eingereicht am 8. Juni 2018, die mit ihrem gesamten Inhalt durch Verweis in diese Anmeldung integriert ist.
HINTERGRUND DER ERFINDUNG
<Gebiet der Erfindung>
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Konstantstrom-Treiberschaltung, die für das PWM-Dimmen eines LED-Elements geeignet ist.
<Beschreibung der einschlägigen Technik>
Wenn ein LED-Element beispielsweise als Hintergrundbeleuchtung einer Flüssigkristallanzeigevorrichtung verwendet wird, wird der zu dem LED-Element fließende Strom konstant gehalten, wenn die Leuchtdichte des LED-Elements konstant gehalten wird. Wenn es auf eine beliebige Helligkeit eingestellt wird, wird das LED-Element so gesteuert, dass es bei einer Frequenz von Hunderten von Hz oder mehr EIN/AUS ist, und das PWM-Dimmen wird durchgeführt, um den Anteil der Zeit zu verändern, in der das LED-Element eingeschaltet ist und der Zeit, in der das LED-Element ausgeschaltet ist.
6 zeigt eine LED-Treiberschaltung, die ein PWM-Dimmen durchführt, welches durch eine Konstantstrom-Treiberschaltung verwirklicht wird. In 6 ist 1 ein Stromversorgungsanschluss einer Spannung Vdd, 2 ist ein Masseanschluss einer Spannung Vss (= 0 V), 3 ist ein Ausgangsanschluss, 4 ist ein Eingangsanschluss eines PWM-Signals und 5 ist ein LED-Element.
In dieser LED-Treiberschaltung gilt Folgendes: wenn ein NMOS-Transistor M1 auf EIN geschaltet ist, ist ein PMOS-Transistor M2 auf EIN geschaltet, und ein Ausgangsstrom lout fließt von dem Ausgangsanschluss 3 zu dem LED-Element 5. Der Ausgangsstrom lout wird durch einen Widerstand R1 als Spannung Vs1 erkannt und die Spannung Vs1 wird in einen nicht invertierenden Eingangsanschluss eines gm Verstärkers (Transkonduktanz-Verstärker) 6 eingegeben. Eine Referenzspannung Vref1, die durch einen Referenzstrom Iref einer Stromquelle 7 durch Fließen zu einem Widerstand R2 erzeugt wird, wird an einen invertierenden Eingangsanschluss des gm Verstärkers 6 angelegt. R3 ist ein Vorwiderstand des Transistors M2, R4 ist ein Vorwiderstand des Transistors M1 und C1 ist ein Kondensator für die Phasenkompensation, der mit einem Gate des Transistors M1 verbunden ist.
Wenn der zu dem Widerstand R1 fließende Ausgangsstrom lout zunimmt, nimmt die Spannung Vs1 ab und die Spannung des nicht invertierenden Eingangsanschlusses des gm Verstärkers 6 nimmt ab. Wenn die Spannung des nicht invertierenden Eingangsanschlusses niedriger ist als die Referenzspannung Vref1, entlädt der gm Verstärker 6 eine elektrische Ladung des Kondensators C1, und somit nimmt eine Gatespannung Vg1 des Transistors M1 ab. Demzufolge nimmt eine Gatespannung des Transistors M2 zu und ein negativer Feedback-Betrieb wird durchgeführt, bei dem der Ausgangsstrom lout abnimmt. Wenn dagegen der zu dem Widerstand R1 fließende Ausgangsstrom lout abnimmt, nimmt die Spannung Vs1 zu und die Spannung des nicht invertierenden Eingangsanschlusses des gm Verstärkers 6 nimmt zu. Wenn die Spannung des nicht invertierenden Eingangsanschlusses höher ist als die Referenzspannung Vref1, wird der Kondensator C1 von dem gm Verstärker 6 mit einer elektrischen Ladung aufgeladen, und somit nimmt die Gatespannung Vg1 des Transistors M1 zu. Demzufolge nimmt die Gatespannung des Transistors M2 ab und ein negativer Feedback-Betrieb wird durchgeführt, bei dem der Ausgangsstrom lout zunimmt.
Bei einem solchen negativen Feedback-Betrieb wird der zu dem eingeschalteten LED-Element 5 fließende Ausgangsstrom lout auf einem konstanten Wert entsprechend der Referenzspannung Vref1 gehalten. In diesem stabilen Zustand wird die folgende Formel erfüllt. $I o u t \times R 1 = I r e f \times R 2$
Der Ausgangsstrom lout wird zu diesem Zeitpunkt durch die folgende Formel (2) ausgedrückt. $I o u t = I r e f \times \frac{R 2}{R 1}$
Das Obige ist in Betrieb, wenn eine PWM-Spannung Vpwm des Eingangsanschlusses 4 in einem Zustand „L“ ist und ein NMOS-Transistor M3 ausgeschaltet ist.
Wenn die PWM-Spannung Vpwm „H“ ist, ist der Transistor M3 auf EIN geschaltet und eine elektrische Ladung des Kondensators C1 wird entladen. Demzufolge nimmt die Spannung Vg1 ab und der Transistor M1 ist auf AUS geschaltet. Demzufolge ist der Transistor M2 ebenfalls auf AUS geschaltet, der Ausgangsstrom lout fließt nicht und das LED-Element 5 ist ausgeschaltet. Wenn die PWM-Spannung Vpwm des Eingangsanschlusses 4 erneut „L“ ist, ist der Transistor M3 auf AUS geschaltet. Wenn der Kondensator C1 durch einen Ausgangsstrom des gm Verstärkers 6 aufgeladen wird und die Spannung Vg1 eine Schwelle Vth1 des Transistors M1 erreicht, wird der Transistor M1 auf EIN geschaltet, der Transistor M2 wird ebenfalls auf EIN geschaltet und der Ausgangsstrom lout beginnt zu dem LED-Element 5 zu fließen und schaltet es erneut ein.
Wenn ein PWM-Dimmen durchgeführt wird, nimmt der Einfluss einer Zeitverzögerung, die für den Anstieg des LED-Elements 5 von einem ausgeschalteten Zustand zu einem eingeschalteten Zustand erforderlich ist, zu, wenn die Zeit, in der das LED-Element 5 eingeschaltet ist, kurz ist. Deshalb erreicht das LED-Element 5 nicht die Leuchtdichte, die dem Einschaltverhältnis der PWM-Spannung Vpwm des Eingangsanschlusses 4 entspricht.
Um eine solche Verzögerung, wie oben beschrieben, zu verhindern, wird zwischen dem Stromversorgungsanschluss 1 und dem Kondensator C1 eine Stromquelle 11 zum Schnellaufladen angeschlossen, und die Stromquelle 11 wird zum Stoppen des Aufladens durch einen Komparator 12 auf EIN/AUS geschaltet. Der Komparator 12 erhält die Spannung Vs1 an einem invertierenden Eingangsanschluss und erhält eine Spannung als Referenzspannung, die man durch Addieren einer Spannung Vchg zu der Referenzspannung Vref1 an einem nicht invertierenden Eingangsanschluss erhalten hat.
7 zeigt ein Betriebswellenform-Diagramm der LED-Treiberschaltung aus 6. Wenn die PWM-Spannung Vpwm „H“ ist und der Transistor M3 auf EIN geschaltet ist und das LED-Element 5 ausgeschaltet ist, fließt der Ausgangsstrom lout nicht zu dem Widerstand R1 und die Spannung Vs1 ist die Versorgungsspannung Vdd. Deshalb wird die Stromquelle 11 durch den Komparator 12 auf EIN geschaltet und ein Strom Ichg fließt durch den auf EIN geschalteten Transistor M3.
Wenn die PWM-Spannung Vpwm an einem Zeitpunkt t0 von „H“ zu „L“ wechselt, wird ein Schnellaufladen des Kondensators C1 durch den Strom Ichg der auf EIN geschalteten Stromquelle 11 gestartet. Wenn die Spannung Vg1 einen Schwellenwert Vth (M1) des Transistors M1 zu einem Zeitpunk t1 überschreitet, wird der Transistor M1 mit dieser Ladung auf EIN geschaltet, der Transistor M2 wird ebenfalls auf EIN geschaltet, und der Ausgangsstrom lout beginnt zu fließen. Da auf diese Art und Weise der Kondensator C1 durch den Strom Ichg schnell aufgeladen wird, wird ein Anstieg der Gatespannung Vg1 unterstützt, und es ist möglich, auf eine Veränderung der PWM-Spannung Vpwm von „H“ zu „L“ schnell zu reagieren.
Wenn der Transistor M2 auf EIN geschaltet ist und der Ausgangsstrom lout zu steigen beginnt, beginnt die Spannung Vs1 abzunehmen und eine Eingangsspannung Vin des gm Verstärkers 6 nimmt dementsprechend ab. Wenn die Spannung Vs1 weiterhin auf „Vs1 < (Vref1 + Vchg)“ abnimmt und der Komparator 12 invertiert ist, wird die Stromquelle 11 auf AUS geschaltet und die Schnellaufladung durch den Strom Ichg wird gestoppt. JP-A-2012 - 164746 offenbart eine Schaltung, die die gleiche Operation wie die der Schaltung in 6 durchführt.
[Patentdokument 1] JP-A-2006-196348
Nach einschlägiger Technik muss die in dem Widerstand R2 erzeugte Spannung gering sein, um in dem Widerstand R1 keinen großen elektrischen Strom zu erzeugen. Dementsprechend wird das Timing für einen Aufladestopp wahrscheinlich durch eine Veränderung in der Offsetspannung des Komparators 12 beeinflusst. Dementsprechend gilt: wenn beispielsweise ein Stop-Timing für ein Schnellaufladen bis zu einem Zeitpunk t2 verzögert wird, tritt ein Überschwingen auf, wie in 7 gezeigt, und die Leuchtdichte des LED-Elements 5 verändert sich. Wenn dagegen das Stop-Timing zu früh ist, kann es sein, dass die Schnellaufladung unzureichend ist, ein Start-Timing kann verzögert sein und die Leuchtdichte des LED-Elements 5 kann unzureichend sein.
ZUSAMMENFASSUNG
Eine oder mehrere Ausführungsarten stellen eine Konstantstrom-Treiberschaltung bereit, die von einer Veränderung in einer Offsetspannung eines Komparators kaum beeinflusst wird, und die Genauigkeit eines Stop-Timing einer Schnellaufladung verbessert.

(1) Um die obige Zielsetzung zu erreichen, wird eine Konstantstrom-Treiberschaltung bereitgestellt, die Folgendes umfasst: einen Ausgangstransistor, der so konfiguriert ist, dass er eine Last auf EIN/AUS ansteuert; einen Transistor, der konfiguriert ist, den Ausgangstransistor anzusteuern; einen ersten Widerstand, der so konfiguriert ist, dass er einen zu der Last fließenden Strom feststellt, und eine erste Spannung erzeugt; einen ersten gm Verstärker, der so konfiguriert ist, dass er die erste Spannung und eine erste Referenzspannung erhält, und den Ausgangstransistor steuert, so dass die erste Spannung der ersten Referenzspannung entspricht; einen Kondensator, der mit einer Eingangsseite des Transistors, der konfiguriert ist den Ausgangstransistor anzusteuern, verbunden ist; einen PWM-Steuertransistor, der so konfiguriert ist, dass er den Ausgangstransistor in Übereinstimmung mit einem PWM-Signal auf EIN/AUS schaltet; eine Schnellladeschaltung, die so konfiguriert ist, dass sie den Kondensator auflädt und den Anstieg des Betriebs des Ausgangstransistors beschleunigt, wenn die Last durch den PWM-Steuertransistor von AUS auf EIN geschaltet wird; und einen Stopp-Schaltkreis für das Aufladen, der durch einen Komparator gebildet und so konfiguriert ist, dass er das Aufladen durch die Schnellladeschaltung stoppt. Die Konstantstrom-Treiberschaltung umfasst einen zweiten Widerstand, der zwischen einer Ausgangsseite des ersten gm Verstärkers und dem Kondensator geschaltet ist. Der Stopp-Schaltkreis für das Aufladen umfasst eine Vergleichsspannung und stoppt das Aufladen durch die Schnellladeschaltung, basierend auf einem Vergleichsergebnis der Vergleichsspannung und einer zweiten Spannung, die in dem zweiten Widerstand erzeugt wird.
(2) Der Stopp-Schaltkreis umfasst für das Aufladen in der Konstantstrom-Treiberschaltung nach (1) einen zweiten gm Verstärker, der auf dem gleichen Halbleitersubstrat gebildet ist wie der erste gm Verstärker, und die Vergleichsspannung wird durch einen Ausgangsstrom des zweiten gm Verstärkers erzeugt, der erste Transduktanz-Verstärker weist einen ersten Transistor und einen dritten Widerstand auf, der zweite Transduktanz-Verstärker weist einen zweiten Transistor und einen vierten Widerstand auf, der erste Transistor und der zweite Transistor haben die gleiche Eigenschaft, und der dritte Widerstand und der vierte Widerstand haben die gleiche Eigenschaft.
(3) Der zweite gm Verstärker in der Konstantstrom-Treiberschaltung gemäß (2) empfängt eine zweite Referenzspannung, die die Vergleichsspannung erzeugt.
(4) Ein Verhältnis der ersten Referenzspannung zu der zweiten Referenzspannung ist in der Konstantstrom-Treiberschaltung gemäß (3) konstant.
(5) Ein Verhältnis der ersten Referenzspannung zu der zweiten Referenzspannung ist in der Konstantstrom-Treiberschaltung gemäß (3)verstellbar.

Nach (1) kann der Einfluss einer Veränderung in einer Offsetspannung des Komparators, der als Stopp-Schaltkreis für das Aufladen dient, reduziert werden. Dementsprechend ist es möglich, die Genauigkeit eines Stopp-Timings der Schnellaufladung zu verbessern und zu verhindern, dass ein Überschwingen, eine unzureichende Schnellaufladung und dergleichen auftritt. Nach (2) können der Einfluss der Transduktanz des ersten gm Verstärkers und einer Herstellungsschwankung sowie von Temperatureigenschaften des zweiten Widerstandes reduziert werden. Nach (3) kann das Stop-Timing der Schnellaufladung verstellt werden. Nach (4) kann das Stop-Timing der Schnellaufladung ungeachtet eines Sollwertes eines Ausgangsstroms konstant sein. Nach (5) kann das Stop-Timing der Schnellaufladung in Übereinstimmung mit einem Sollwert eines Ausgangsstroms verstellt werden.
Figurenliste

1 ist ein Schaltbild einer LED-Treiberschaltung nach einer ersten Ausführungsart.
2 ist ein Betriebswellenform-Diagramm der LED-Treiberschaltung aus 1.
3 ist ein Schaltbild einer LED-Treiberschaltung nach einer zweiten Ausführungsart.
4 ist ein Schaltbild eines Komparators einer LED-Treiberschaltung nach einer dritten Ausführungsart.
5 ist ein Schaltbild eines weiteren Komparators der LED-Treiberschaltung nach der dritten Ausführungsart.
6 ist ein Schaltbild einer LED-Treiberschaltung in einschlägiger Technik.
7 ist ein Betriebswellenform-Diagramm der LED-Treiberschaltung aus 6.

BESCHREIBUNG DER AUSFÜHRUNGSARTEN
<Erste Ausführungsart>
1 ist eine LED-Treiberschaltung nach der ersten Ausführungsart, die durch eine Konstantstrom-Treiberschaltung realisiert ist. Die gleichen Bauteile wie jene, die in 6 beschrieben sind, sind mit den gleichen Bezugszeichen bezeichnet. In dieser Ausführungsart ist zusätzlich zu dem Widerstand R1 ein Widerstand R5 zwischen einer Ausgangsseite des gm Verstärkers 6 und einem Gate des Transistors M1 geschaltet. 8 ist eine Schnellladeschaltung und umfasst Stromspiegel-geschaltete PMOS-Transistoren M4, M5, einen PMOS-Transistor M6, der parallel zu dem Transistor M4 geschaltet ist, und eine Stromquelle 81 eines Stroms I1. 9 ist ein Komparator, der als Stopp-Schaltkreis für das Aufladen dient, in dem eine Offsetspannung Vof des Komparators 9 mit einer in dem Widerstand R5 erzeugten Spannung Vs2 verglichen wird, und eine Ausgangsspannung auf „H“ eingestellt wird, wenn Vs2 > Vof erfüllt ist.
Der Transistor M6 wird auf AUS gehalten, wenn der Ausgang des Komparators 9 „H“ ist und somit die Schnellladeschaltung 8 den gleichen Strom ausgibt wie der Strom 11, der als Ladestrom Ichg von dem Transistor M5 zu dem Transistor M4 fließt. Doch der Transistor M6 wird auf EIN gehalten, wenn der Ausgang des Komparators 9 „L“ ist und somit die Transistoren M4, M5 auf AUS geschaltet sind und ein Ausgang des Ladestroms Ichg gestoppt ist.
2 zeigt ein Betriebswellenform-Diagramm der LED-Treiberschaltung aus 1. Wenn die PWM-Spannung Vpwm „H“ ist, ist der Transistor M3 auf EIN geschaltet, der Transistor M1 is AUS, der Transistor M2 ist ebenfalls auf AUS geschaltet und das LED-Element 5 ist aus. Zu diesem Zeitpunkt, da die in dem Widerstand R1 erzeugte Spannung Vs1 die Versorgungsspannung Vdd ist, nimmt ein Ausgangsstrom Igm des gm Verstärkers 6 zu, die in dem Widerstand R5 erzeugte Spannung Vs2 (= Igm x R5) nimmt zu und Vs2 > Vof ist erfüllt. Dementsprechend ist der Ausgang des Komparators 9 „H“, der Transistor M6 ist auf AUS geschaltet, die Transistoren M4, M5 sind auf EIN geschaltet und der Strom Ichg wird von den Transistoren M4, M5 abgegeben. Der Strom Ichg fließt zu dem auf EIN geschalteten Transistor M3, und der Transistor M1 ist nicht betroffen. Weiterhin wird eine Ladung des Kondensators C1 durch den auf EIN geschalteten Transistor M3 entladen.
Wenn die PWM-Spannung Vpwm an dem Zeitpunkt t0 von „H“ zu „L“ wechselt, wird der Transistor M3 auf AUS geschaltet, und somit wird der Kondensator C1 durch einen Strom schnell aufgeladen, den man durch Addieren des Stroms Ichg zu dem Ausgangsstrom Igm des gm Verstärkers 6 erhalten hat. Mit dieser Ladung wird der Transistor M1 an dem Zeitpunkt t1, wenn die Gatespannung Vg1 des Transistors M1 den Schwellenwert Vth (M1) des Transistors M1 überschreitet, auf EIN geschaltet, der Transistor M2 wird ebenfalls auf EIN geschaltet und der Ausgangsstrom lout beginnt zu dem LED-Element 5 zu fließen. Ein Anstieg der Gatespannung Vg1 des Transistors M1 wird auf diese Art und Weise mit Schnellaufladung des Stroms Ichg unterstützt und es ist möglich, auf einen Wechsel der PWM-Spannung Vpwm von „H“ zu „L“ rasch zu reagieren.
Wenn der zu dem LED-Element 5 fließende Ausgangsstrom lout zunimmt, beginnt die Spannung Vs1 abzunehmen. Dementsprechend nimmt auch die Eingangsspannung Vin des gm Verstärkers 6 ab, dessen Ausgangsstrom Igm nimmt ab und die in dem Widerstand R5 erzeugte Spannung Vs2 nimmt ebenfalls ab. Wenn Vs2 = Vof erfüllt ist, ist der Komparator 9 invertiert und dessen Ausgang wird „L“, so dass der Transistor M6 auf EIN geschaltet ist. Deshalb sind die Transistoren M4, M5 auf AUS geschaltet, ein Ausgang des Stroms Ichg ist gestoppt, und die Schnellaufladung des Kondensators C1 ist gestoppt. Wenn ein Zeitpunkt, wenn Vs2 = Vof erfüllt ist, der in 2 gezeigte Zeitpunkt t2 ist, kann ein Überschwingen verhindert werden und ein unzureichender Anstieg kann ebenfalls verhindert werden.
Hier gilt: wenn die Transkonduktanz des gm Verstärkers 6 gm1 ist, wird die in dem Widerstand R5 erzeugte Spannung Vs2 durch die folgende Formel (3) ausgedrückt. $V s 2 = V i n \times g m 1 \times R 5$
Wenn der von der Schnellladeschaltung 8 abgegebene Strom Ichg gestoppt wird, ist Vof = Vs2 erfüllt. Dementsprechend gilt: wenn eine Eingangsspannung des gm Verstärkers 6 zu diesem Zeitpunkt Vin (off) ist, wird die Spannung Vof durch die folgende Formel (4) ausgedrückt. $V o f = V i n (o f f) \times g m 1 \times R 5$
Daher wird die Eingangsspannung Vin (off), wenn der Strom Ichg stoppt, durch die folgende Formel (5) ausgedrückt. $V i n (o f f) = \frac{V o f}{g m 1 \times R 5}$
Wenn beispielsweise Vof = 100 mV, gm1 = 1 µA/mV und R5 = 10 kΩ erfüllt sind, ist Vin (off) = 10 mV erfüllt. Bei diesem Wert beträgt die Verstärkung zwischen einem Eingang und einem Ausgang des gm Verstärkers 6 das Zehnfache. In diesem Fall gilt: da Vin (off) = 10 mV erfüllt ist entsprechend Vof = 100 mV, ist es möglich, den Einfluss einer Veränderung der Offsetspannung Vof an dem Zeitpunkt t2 zu reduzieren, wenn die Schnellaufladung auf ein Zehntel davon gestoppt wird. Das heißt, die Spannung Vin (off) für den Aufladestopp verändert sich nicht stark, selbst bei einer gewissen Veränderung der Offsetspannung Vof. Daher ist es möglich, einen Fehler (Abweichung von dem Zeitpunkt t2) eines Stop-Timing des Stroms Ichg aufgrund einer Veränderung in der Offsetspannung Vof zu reduzieren. Weiterhin kann der Komparator 9 eine einfache Schaltungskonfiguration aufweisen, da die für den Komparator 9 erforderliche Detektionsgenauigkeit gering ist.
Auf diese Art und Weise wird der Einfluss einer Veränderung in der Offsetspannung Vof des Komparators 9 reduziert und ein Stop-Timing für die Schnellaufladung kann mit hoher Genauigkeit auf den Zeitpunkt t2 eingestellt werden. Daher ist es möglich, die Schnellaufladung mit einem optimalen Timing zu stoppen und zu verhindern, dass ein Überschwingen, eine unzureichende Schnellaufladung und dergleichen auftritt.
In dieser Ausführungsart wird eine erste Referenzspannung in den Ansprüchen durch die Referenzspannung Vref1 realisiert, ein Ausgangstransistor wird durch die Transistoren M1, M2 realisiert, ein PWM-Steuertransistor wird durch den Transistor M3 realisiert, ein erster Widerstand wird durch den Widerstand R1 realisiert, ein zweiter Widerstand wird durch R5 realisiert und eine Vergleichsspannung wird durch die Offsetspannung Vof realisiert.
<Zweite Ausführungsart>
3 ist eine LED-Treiberschaltung nach der zweiten Ausführungsart und ist ein konkretes Beispiel des gm Verstärkers 6. In dem gm Verstärker 6 sind M11 und M12 differentialgeschaltete PMOS-Transistoren, deren Gates mit einem nicht invertierenden Eingangsanschluss 61 und einem invertierenden Eingangsanschluss 62 verbunden sind, und deren Quellen mit einer Stromquelle 63 verbunden sind. M13, M14 sind Stromspiegel-geschaltete NMOS-Transistoren, die einen Drainstrom des Transistors M11 entnehmen. M15, M16 sind Stromspiegel-geschaltete PMOS-Transistoren, die einen Drainstrom des Transistors M14 entnehmen. M17, M18 sind Stromspiegel-geschaltete NMO-Transistoren, die einen Drainstrom des Transistors M12 entnehmen. Ein Unterschied zwischen einem Drainstrom des Transistors M16 und einem Drainstrom des Transistors M18 ist der Ausgangsstrom Igm des gm Verstärkers 6. Die Stromquelle 81 der Schnellladeschaltung 8 ist aus einem Transistor M7 gebildet, auf den der Drainstrom des Transistors M11 gespiegelt ist.
In dem gm Verstärker 6 ist der Drainstrom des Transistors M11 auf die Transistoren M13 → M14 → M15 → M16 gespiegelt und der Drainstrom des Transistors M12 ist auf die Transistoren M17 → M18 gespiegelt. Daher gilt: wenn die zwischen dem nicht invertierenden Eingangsanschluss 61 und dem invertierenden Eingangsanschluss 62 eingegebene Eingangsspannung Vin zunimmt, nimmt der Ausgangsstrom Igm zu; wenn die Eingangsspannung Vin abnimmt, nimmt der Ausgangsstrom Igm ab.
In dieser Ausführungsart nimmt der Drainstrom I1 des Transistors M7, der als Stromquelle 81 dient, zu, während die Eingangsspannung Vin zunimmt. Die Eingangsspannung Vin ist maximiert, wenn der Ausgangsstrom lout nicht fließt, und somit ist der Strom I1 des Transistors M7 maximiert, wenn die PWM-Spannung Vpwm von „H“ zu „L“ wechselt. Daher kann der Strom Ichg bei Beginn der Schnellaufladung groß sein und ein Anstieg des Einschaltens des LED-Elements 5 kann beschleunigt werden.
<Dritte Ausführungsart>
Die Transduktanz gm1 des gm Verstärkers 6 und des Widerstandes R5 variiert je nach Herstellungsschwankung und Temperatur. Dadurch variiert auch die Spannung Vin (off) in Formel (5) und ein Timing des Stoppens des Stroms Ichg variiert auch in der gleichen Art und Weise. Daher gilt in dieser Ausführungsart: wenn die Transduktanz gm1 und der Widerstand R5 aufgrund einer Temperaturschwankung und einer Herstellungsschwankung variieren, wird die eingegebene Offsetspannung Vof des Komparators 9 in Übereinstimmung mit der Schwankung variiert, wodurch verhindert wird, dass das Timing des Stoppens des Schnellladestroms Ichg aufgrund von Temperaturschwankung und Herstellungsschwankung variiert.
4 ist eine Schaltung, die ein konkretes Beispiel des Komparators 9 zeigt. Der Komparator 9 umfasst eine Hauptschaltung 91 und einen gm Verstärker 92, der einen Vorspannungsstrom Ia zu der Komparator-Hauptschaltung 91 liefert.
In der Komparator-Hauptschaltung 91 sind M21, M22 differentialgeschaltete PMOS-Transistoren, deren Gates mit einem nicht invertierenden Eingangsanschluss 93 und einem invertierenden Eingangsanschluss 94 verbunden sind. Eine Quelle des Transistors M21, dessen Gate mit dem invertierenden Eingangsanschluss 94 verbunden ist, ist mit einem Widerstand R6 verbunden, der die Offsetspannung Vof erzeugt. M23, M24 sind Stromspiegel-geschaltete NMOS-Transistoren, die als aktive Lasten der Transistoren M21, M22 dienen. M25 ist ein NMOS-Transistor, dessen Gate mit einem Drain des Transistors M22 verbunden ist, und dessen Drain mit dem Ausgangsanschluss 95 verbunden ist. M26, M27, M28 sind Stromspiegel-geschaltete PMOS-Transistoren, in denen der Transistor M27 den Vorspannungsstrom Ia zu den differentialgeschalteten Transistoren M21, M22 liefert, und ein Drain des Transistors M28 mit dem Ausgangsanschluss 95 verbunden ist. Der Ausgangsanschluss 95 ist mit einem Gate des in den 1 und 3 gezeigten Transistors M6 verbunden. M29 ist ein NMOS-Transistor, der den Vorspannungsstrom Ia zu dem Transistor M26 liefert, und von dem gm Verstärker 92 gesteuert wird.
In dem gm Verstärker 92 sind M31, M32 differentialgeschaltete PMOS-Transistoren, in denen eine Referenzspannung Vref2 zwischen deren Gates angelegt ist, und eine Stromquelle 96 mit deren Quellen verbunden ist. M33, M34 sind Stromspiegel-geschaltete NMOS-Transistoren, die als aktive Lasten der Transistoren M31, M32 dienen. M35 ist ein NMOS-Transistor, der mit dem Transistor M29 Stromspiegel-geschaltet ist, und ein Drainstrom des Transistors M32 ist auf den Transistor M29 gespiegelt. M36 ist ein NMOS-Transistor, in dem ein Gate und ein Drain zusammengeschlossen sind, und verbunden sind, um die Spannung Vref2 durch eine Schwellenspannung des Transistors M36 zu erhöhen. Auf diese Art und Weise hat der gm Verstärker 92 im Wesentlichen die gleiche Schaltungskonfiguration wie der gm Verstärker 6. In dieser Ausführungsart ist eine zweite Referenzspannung in den Ansprüchen durch die Referenzspannung Vref2 realisiert.
In dieser Ausführungsart wird die Offsetspannung Vof in den 1 und 2 durch einen Strom erzeugt, der zu dem Transistor M21 und dem Widerstand R6 der Hauptschaltung 91 des Komparators fließt. Wenn Vof = Vs2 erfüllt ist, fließt der gleiche Strom zu den Transistoren M21, M22 und somit fließt ein Strom, der der Hälfte des Vorspannungsstroms Ia, der zu dem Transistor M27 fließt, entspricht, zu dem Widerstand R6. Daher erhält man zu diesem Zeitpunkt die in dem Widerstand R6 erzeugte Offsetspannung Vof durch die folgende Formel (6). $V o f = R 6 \times \frac{I a}{2}$
Wenn die Formel (6) in die folgende Formel (5) eingesetzt wird, erhält man die folgende Formel (7). $V i n (o f f) = \frac{I a}{2 \times g m 1} \times \frac{R 6}{R 5}$
Wenn die Komparator-Hauptschaltung 91 und der gm Verstärker 92 zu diesem Zeitpunkt an dem gleichen Halbleitersubstrat gebildet werden wie der gm Verstärker 6 und der Widerstand R5, kann die in dem Widerstand R6 erzeugte Offsetspannung Vof auf die gleiche Herstellungsschwankung und die gleichen Temperatureigenschaften eingestellt werden wie die Spannung Vs2, die man an einer Ausgangsseite des gm Verstärkers 6 erhalten hat. Daher können die Herstellungsschwankung und die Temperatureigenschaften der Offsetspannung Vof, wie unten beschrieben, verworfen werden.
Wenn die Transduktanz des gm Verstärkers 92 gleich gm2 ist, erhält man den Vorspannungsstrom Ia durch die folgende Formel (8). $I a = V r e f 2 \times g m 2$
Wenn die Formel (8) in Formel (7) eingesetzt wird, erhält man die folgende Formel (9). $V i n (o f f) = \frac{1}{2} \times \frac{g m 2}{g m 1} \times \frac{R 6}{R 5} \times V r e f 2$
Wie oben beschrieben, gilt: wenn die Komparator-Hauptschaltung 91 und der gm Verstärker 92 an dem gleichen Halbleitersubstrat gebildet werden wie der gm Verstärker 6 und der Widerstand R5, können die gleichen Temperatureigenschaften und die gleichen Herstellungsschwankungen auf die Widerstände R6 und R5 übertragen werden, und das Gleiche gilt auch für gm1 und gm2. Dementsprechend kann eine Schwankung der Eingangsspannung Vin (off) des gm Verstärkers 6 aufgrund einer Temperaturschwankung und einer Herstellungsschwankung, wenn der Schnelladestrom Ichg gestoppt ist, aus der Formel (9) reduziert werden.
Die Spannung Vin (off), die die Schnellladung stoppt, ist proportional zu der Spannung Vref2, und somit kann das Timing für das Stoppen der Schnellladung durch Einstellen der Spannung Vref2 verstellt werden.
Die Referenzspannung Vref2, die als Eingangsspannung des gm Verstärkers 92 dient, ist eine Spannung, die der Referenzspannung Vref1 entspricht, und deren Vorteil wird unter Bezugnahme auf den Komparator 9 in 5 beschrieben. Im Folgenden ist ein Sollwert eines Ausgangsstroms, der an ein LED-Element 3 geliefert wird (Ausgangsstrom, wenn Vs1 = Vref1 erfüllt ist), Iout (con), und ein Ausgangsstrom, wenn die Schnelladeschaltung gestoppt wird, ist Iout (chg-stop). Wie in 1 gezeigt, wird die Referenzspannung Vref1 durch ein Produkt des Stroms Iref der Stromquelle 7 und des Widerstandes R2 repräsentiert und durch die folgende Formel (10) ausgedrückt. $V r e f 1 = I r e f \times R 2$
Wenn die Formel (10) in Formel (2) eingesetzt wird, kann eine Beziehung zwischen dem eingestellten Strom Iout (con) und der Referenzspannung Vref1 durch die folgende Formel (11) ausgedrückt werden. $I o u t (c o n) = \frac{V R 1}{R 1}$
Der Strom Iout (chg-stop) wird nachstehend beschrieben. Eine in dem Widerstand R1 erzeugte Potentialdifferenz VR1, wenn die Schnelladeschaltung gestoppt ist, wird durch die folgende Formel (12) ausgedrückt. $V R 1 = V r e f 1 - V i n (o f f)$
Der Ausgangsstrom Iout (chg-stop), wenn die Schnellladeschaltung gestoppt ist, kann durch Division der Werte der Spannung VR1 und des Widerstandes R1 ausgedrückt werden. $I o u t (c h g - s t o p) = \frac{V R 1}{R 1}$
Wenn die Formel (12) in die Formel (13) eingesetzt wird, erhält man die folgende Formel (14). $I o u t (c h g - s t o p) = \frac{V r e f 1 - V i n (o f f)}{R 1}$
Ein Verhältnis Irate des Ausgangsstromwertes Iout (chg-stop), wenn die Schnellladeschaltung gestoppt ist, entsprechend dem Sollwert Iout (con) des Ausgangsstromes, wird durch die folgende Formel (15) ausgedrückt. $I r a t e = \frac{I o u t (c h g - s t o p)}{I o u t (c o n)}$
Wenn die Formeln (11) und (14) in die Formel (15) eingesetzt werden, erhält man die folgende Formel (16). $I r a t e = \frac{\frac{V r e f 1 - V i n (o f f)}{R 1}}{\frac{V r e f 1}{R 1}} = \frac{V r e f 1 - V i n (o f f)}{V r e f 1} = 1 - \frac{V i n (o f f)}{V r e f 1}$
Wenn die Formel (9) in die Formel (16) eingesetzt wird, erhält man die folgende Formel (17). $I r a t e = 1 - \frac{1}{2} \times \frac{g m 2}{g m 1} \times \frac{R 6}{R 5} \times \frac{V r e f 2}{V r e f 1}$
Hier wird das Verhältnis Irate, wenn der Sollwert Iout (con) des Ausgangsstromes verändert wird, beschrieben. Bei einer solchen Konstantstrom-Treiberschaltung ist es üblich, den Sollwert des Ausgangsstromes, der Widerstände R1, R2 und des Referenzstrom Iref zu verändern. Doch wenn der Widerstand R2 und der Referenzstrom Iref verändert werden, wie in Formel (10) gezeigt, verändert sich die Referenzspannung Vref1.
Wenn die Referenzspannung Vref2 eine Konstante, unabhängig von der Referenzspannung Vref1, ist, verändert sich das Verhältnis Irate in Übereinstimmung mit einer Veränderung der Referenzspannung Vref1, da andere Elemente in der Formel (17), einschließlich gm1, gm 2, R5 und R6 Konstanten sind. Die Änderung in dem Verhältnis Irate bedeutet eine Veränderung eines Zeitpunktes, an dem die Schnellladeschaltung gestoppt wird, und ein Überschwingen oder eine unzureichende Schnellaufladung können gemäß dem Sollwert des Ausgangsstromes auftreten.
Daher gilt: da die zweite Referenzspannung Vref2 eine Spannung ist, die der ersten Referenzspannung Vref1 entspricht, wird die Schnellladeschaltung mit einem optimalen Timing gestoppt, so dass das Verhältnis Irate als ein konstanter Wert gehalten wird.
Die Referenzspannung Vref2 kann auf eine Spannung eingestellt werden, die beispielsweise der Referenzspannung Vref1 entspricht, wie in 5 gezeigt ist. Die Schaltung in 5 arbeitet effektiv, wenn der Sollwert Iout (con) des Ausgangsstromes verändert wird, da die Stromquelle 97 verwendet wird, durch die der gleiche Strom wie der Strom Iref der Stromquelle 7 in 1 fließt. Die Referenzspannung Vref2 wird erzeugt, da der Strom Iref der Stromquelle 97 zu dem Widerstand R7 fließt. $V r e f 2 = I r e f \times R 7$
Wenn die Formeln (9) und (18) in die Formel (15) eingesetzt werden, erhält man die folgende Formel (19). $I r a t e = 1 - \frac{1}{2} \times \frac{g m 2}{g m 1} \times \frac{R 6}{R 5} \times \frac{R 7}{R 2}$
Alle Elemente, die die Formel (19) bilden, sind Konstanten, und somit können sie unabhängig von dem Sollwert Iout (con) des Ausgangsstroms einen konstanten Wert haben. Das heißt, wenn ein Wert des Widerstandes R2 verändert wird, um den Sollwert Iout (con) des Ausgangsstromes zu verändern, verändern sich weder das Verhältnis Irate noch der Zeitpunkt, an dem die Schnellaufladung gestoppt wird, wenn ein Wert des Widerstandes R7 so eingestellt ist, dass eine Beziehung von R7/R2 die gleiche ist.
Obwohl in der Ausführungsart ein Beispiel eingeführt wurde, in dem das Verhältnis Irate unabhängig von dem Sollwert des Ausgangsstromes konstant ist, nimmt eine Gatespannung des Transistors M1 zu, wenn die Schnellaufladung gestoppt wird, wenn der Sollwert des Ausgangsstromes zunimmt. Das heißt, eine Ladungsmenge, mit der der Kondensator C1 geladen werden muss, die Phasenkompensationskapazität ist, nimmt ebenfalls zu, und die Aufladezeit wird länger. Darüberhinaus gilt: selbst wenn ein Überschwingen von 10 mA auftritt, beträgt das Überschwingen 10 %, wenn der eingestellte Strom Iout (con) 100 mA beträgt, und es beträgt 1 %, wenn der eingestellte Strom Iout (con) 1 A ist.
Das heißt, wenn der Ausgangsstrom Iout groß ist, ist es schwer, die Aufladezeit zu verkürzen, doch das Problem des Überschwingens ist gering. Wenn dagegen der Ausgangsstrom klein ist, lässt sich die Aufladezeit leicht verkürzen, doch das Problem des Überschwingens ist groß. Wenn das Verhältnis Irate erhöht wird, wird die Gesamtaufaufladezeit verkürzt, und demzufolge kommt es leicht zu einem Überschwingen, da sich die Zeit für das Schnellaufladen verlängert.
Daher kann das Stop-Timing für das Schnellaufladen in Übereinstimmung mit einem Zustand verstellt werden. Wenn beispielsweise der Sollwert Iout (con) des Ausgangsstromes groß ist, das heißt, wenn die erste Referenzspannung Vref1 groß ist, ist das Verhältnis Irate auf groß eingestellt; wenn dagegen der Sollwert Iout (con) des Ausgangsstromes klein ist, das heißt, wenn die erste Referenzspannung Vref1 gering ist, wird das Verhältnis Irate auf klein eingestellt.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur

JP 2018109933 [0001]
JP 2012 A [0014]
JP 164746 [0014]
JP 2006196348 A [0015]

Claims

Konstantstrom-Treiberschaltung, umfassend: einen Ausgangstransistor, der so konfiguriert ist, dass er eine Last auf EIN/AUS ansteuert; ein Transistor, der konfiguriert ist, den Ausgangstransistor anzusteuern; einen ersten Widerstand, der so konfiguriert ist, dass er einen zu der Last fließenden Strom feststellt, und eine erste Spannung erzeugt; einen ersten Transduktanz-Verstärker, der so konfiguriert ist, dass er die erste Spannung und eine erste Referenzspannung erhält, und den Ausgangstransistor steuert, so dass die erste Spannung der ersten Referenzspannung entspricht; einen Kondensator, der mit einer Eingangsseite des Transistors, der konfiguriert ist, den Ausgangstransistor anzusteuern, verbunden ist; einen PWM-Steuertransistor, der so konfiguriert ist, dass er den Ausgangstransistor in Übereinstimmung mit einem PWM-Signal auf EIN/AUS schaltet; eine Schnellladeschaltung, die so konfiguriert ist, dass sie den Kondensator auflädt und einen Anstieg des Betriebs des Ausgangstransistors beschleunigt, wenn die Last durch den PWM-Steuertransistor von AUS auf EIN geschaltet wird; und einen Stopp-Schaltkreis für das Aufladen, der durch einen Komparator gebildet wird, der das Aufladen durch die Schnellladeschaltung stoppt, einen zweiten Widerstand, der zwischen einer Ausgangsseite des ersten Transduktanz-Verstärkers und dem Kondensator geschaltet ist, wobei der Stopp-Schaltkreis für das Aufladen eine Vergleichsspannung umfasst und das Aufladen durch die Schnellladeschaltung stoppt, basierend auf einem Vergleichsergebnis der Vergleichsspannung und einer zweiten Spannung, die in dem zweiten Widerstand erzeugt wird.
Konstantstrom-Treiberschaltung nach Anspruch 1, wobei der Stopp-Schaltkreis für das Aufladen einen zweiten Transduktanz-Verstärker umfasst, der an dem gleichen Halbleitersubstrat wie der erste Transduktanz-Verstärker gebildet ist, und wobei die Vergleichsspannung durch einen Ausgangsstrom des zweiten Transduktanz-Verstärkers erzeugt wird, wobei, der erste Transduktanz-Verstärker einen ersten Transistor und einen dritten Widerstand aufweist, wobei, der zweite Transduktanz-Verstärker einen zweiten Transistor und einen vierten Widerstand aufweist, wobei der erste Transistor und der zweite Transistor die gleiche Eigenschaft haben, und wobei der dritte Widerstand und der vierte Widerstand die gleiche Eigenschaft haben.
Konstantstrom-Treiberschaltung nach Anspruch 2, wobei der zweite Transduktanz-Verstärker so konfiguriert ist, dass er eine zweite Referenzspannung erhält, die die Vergleichsspannung erzeugt.
Konstantstrom-Treiberschaltung nach Anspruch 3, wobei ein Verhältnis der ersten Referenzspannung zu der zweiten Referenzspannung konstant ist.
Konstantstrom-Treiberschaltung nach Anspruch 3, wobei ein Verhältnis der ersten Referenzspannung zu der zweiten Referenzspannung verstellbar ist.