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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Halbleiterschalter für hohe Spannungen und hohe Ströme zu konstruieren, um einen Schwingkreis für Anwendungen der Magnetstimulation - PMS und TMS - so anzuregen, dass hinreichend starke magnetische Wechselfelder erzeugt werden.
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Dabei wird zunächst ein großer hochspannungsfester Kondensator über ein Hochspannungsnetzteil langsam im Zeitbereich größer 100ms geladen. Während das kalte Ende des Kondensators über eine Induktivität - Behandlungsspule - zur Erzeugung des stimulierenden Magnetfelds nach Masse und Erde geführt ist, ist das heiße Ende des Kondensators mit dem hier beschriebenen Hochspannungsschalter verbunden. Dessen kaltes Ende ist ebenfalls mit Masse verbunden. Sobald der Schalter schließt, bildet sich ein Schwingkreis aus dem geladenen Kondensator und der Behandlungsspule, wodurch ein abklingendes hochfrequentes Wechselfeld von z.B. 100mT bei einer Frequenz von 100 bis 200kHz je nach Erfordernissen erzeugt wird, welches z.B. zur Stimulation tiefliegender Nerven zu therapeutischen Zwecken genutzt werden kann. Da hierbei keine oberflächlichen Gleichströme fließen, erfolgt die Stimulation schmerzfrei.
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Für diese Anwendung besteht Bedarf nach einem Hochspannungsschalter, welcher zuverlässig die hohen Spannungen und Ströme der Kondensatorentladung schalten kann. Die hohen Spannungen sind notwendig, da ohne sie kein hinreichend starker Strom im Schwingkreis erzeugt wird und das zu schwache Wechselfeld keine therapeutische Wirksamkeit hat.
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Bekannt nach dem Stand der Technik sind zunächst mechanische Schalter, die hier wegen ihrer hohen Trägheit beim Schaltvorgang nicht weiter diskutiert werden sollen, sie sind für sehr schnelle oder sehr häufige (periodische) Schaltvorgänge ungeeignet. Ebenso bekannt sind Funkenstrecken, die aber alleine schon aufgrund ihrer schlechten EMV Eigenschaften und der Produktion von Ozon und anderer Schadstoffe sowie ihrer geringen Lebensdauer indiskutabel sind. Ebenfalls scheiden Lösungen mit Elektronenröhren aufgrund der entstehenden Röntgenstrahlung aus.
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Weiterhin bekannt sind Kaskaden von Halbleiterschaltelementen, bei den Schaltelementen sind für hohe Spannungen primär der Thyristor und IGBT interessant, in letzter Zeit kommen MOSFET-Transistoren und speziell in jüngster Zeit MOS Gated Thyristors bzw. MOS Controlled Thyristors - abgekürzt MGT oder MCT - , die speziell für Pulsanwendungen entwickelt wurden, hinzu.
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Der Thyristor bleibt nach einem einmaligen Zündimpuls leitfähig, bis das der Strom unterbrochen oder umgepolt wird, dies kann durch einen zweiten Thyristor bewerkstelligt werden und wird als Kommutierung bezeichnet. Thyristoren haben den Vorteil, dass sie zum Schalten extrem hoher Ströme geeignet sind. Demgegenüber können IGBT und MOSFETs den Stromfluss auch selber unterbrechen, verkraften aber verglichen mit Thyristoren nur kleinere Ströme.
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Während der gewöhnliche Thyristor gezielt an einer Stelle gezündet wird, ist es für Thyristoren, welche hohe Puls- oder Entladeströme schalten sollen, sehr wichtig, dass die Zündung möglichst auf der gesamten Chipoberfläche durch verteilte Gate-Kontakte gleichzeitig erfolgt. Andernfalls würde der zunächst nur von einem Teilbereich des Chips geschaltete Strom diesen Teilbereich thermisch überlasten, wenn ein bestimmter Stromanstieg dI/dt überschritten wird. Daher werden Bauformen des MOS Gated Thyristors für diese Anwendungen bevorzugt, welche auf der gesamten Halbleiteroberfläche zeitgleich eine Zündung vornehmen. Zur Beschreibung des MOS Gated Thyristors bzw. MOS Controlled Thyristors wird auf
EP0565349B1 verwiesen.
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Da der einzelne Thyristor technologiebedingt lediglich einige tausend Volt schalten kann, wird eine Serienschaltung vorgenommen, für diese ist eine gleichzeitige synchronisierte Zündung ebenfalls extrem wichtig, da ansonsten kurzzeitig die maximal zulässige Sperrspannung einzelner zu spät zündender Thyristoren in der Kaskade überschritten wird, was zur Zerstörung dieser führen kann. In
EP0752750B1 wird ein Beispiel für eine sehr spezialisierte Serienschaltung gegeben und der Stand der Technik weiter ausgeführt.
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Das Problem bei der Serienschaltung von Halbleiterschaltelementen zur Schaltung hoher Spannungen und Ströme besteht demnach primär in der gleichzeitigen Ansteuerung und möglichst breiten Verteilung des Ansteuersignals über die Halbleiteroberfläche.
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Während die breite Verteilung bei niedrigen Spannungen noch durch den Ansatz des MGT unterstützt wird, ist bei hohen Spannungen die Aufgabenstellung durch das jeweils unterschiedliche Referenzspannungsniveau - auch Spannungsgrundniveau - der einzelnen Halbleiterschaltelemente in der Serienschaltung extrem erschwert.
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Bei einer Serienschaltung von beispielsweise 15 MGT mit je 2000V Spannungsfestigkeit zur Erreichung einer Gesamtspannungsfestigkeit von 30kV liegt beim tatsächlichen Ausnutzen dieser Spannungsfestigkeit das Referenzspannungsniveau des Eingangs mindestens eines MGT auf jedenfalls 28kV. Wenn dieser MGT ebenso bedient werden soll wie der MGT am anderen Ende der Serienschaltung, von dessen Referenzniveau der Schaltimpuls ausgeht, so muss der Schaltimpuls über eine Barriere von 28kV mit gleicher Geschwindigkeit übertragen werden wie zu dem MGT, zu dem in diesem Fall keine Barriere notwendig wäre.
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Bisherige Lösungen sehen vor, die Halbleiterschaltelemente entweder optisch oder induktiv anzusteuern. Ein Beispiel für die induktive Ansteuerung klassischer MOSFET oder auch Thyristoren mit all ihren Problemen stellt
DE3630775C2 oder
DE4240647C1 da, hierbei wird ein das Ansteuersignal führender Draht durch mehrere Ferritübertrager geführt, wodurch diese gleichzeitig auf der Sekundärseite einen Ansteuerimpuls für das jeweilige Halbleiterschaltelement abgeben.
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Nachteilig hierbei ist, dass die volle Spannungsfestigkeit an jedem Übertrager gewährleistet werden muss, pro Spannungsebene ein Übertrager notwendig ist, und im Fall der Verwendung gewöhnlicher Thyristoren keine schnelle Unterverteilung auf dem Halbleiterchip erfolgt, wodurch der maximal zulässige Stromanstieg dI/dt begrenzt ist. Bei der Verwendung von MOSFET stört deren geringe Strombelastbarkeit speziell im Fall von Pulsentladungen.
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Bevorzugt sind daher MGT, die aber eine verhältnismäßig hohe Gatekapazität aufweisen, die nicht schnell über die oben gezeigten Konstruktionen geladen werden kann. Hierzu wäre vielmehr das Vorhandensein einer aktiven Elektronik je Referenzspannungsebene sehr hilfreich, welche das notwendige Timing besorgt und die Gates der besonders gut geeigneten MGTs sehr schnell zum Zeitpunkt des Schaltvorgangs auflädt.
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Allerdings muss diese Elektronik mit einer Betriebsspannung bzw. elektrischer Leistung zur ihrem eigenen Betrieb versorgt werden. Der eigentliche Schaltvorgang kann dann unproblematisch synchron ausgelöst werden, entsprechende Zeitgeber, die sich z.B. auf ein lokal erzeugtes Funksignal zur galvanischen Trennung aufsynchronisieren, sind bekannt.
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Natürlich wäre es denkbar, die benötigte Leistung aus der Hochspannung zu entnehmen, dies führt aber insbesondere bei variabler Hochspannung und in der Anfangsphase der Hochspannungs-Kondensatorladung zu erheblichen Verlusten, Erwärmung der einzelnen Stufen und somit deutlich verlängerten Ladezeiten. Zudem ist im Fall eines noch nicht geladenen Kondensators für Schalter zur Kondensatorentladung und im Fall eines Defekts eines Schaltelements keine Leistung verfügbar, um dies zu signaliseren. Besonders erschwerend kommt im Fall der Kondensatorentladung hinzu, dass der bereits vom Hochspannungsnetzteil geladene Kondensator immer wieder entladen würde.
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Die Übertragung der Versorgungsleistung der aktiven Elektronik mittels einzelner Übertrager zwischen der Versorgungsspannungsebene und der jeweiligen Referenzspannungsebene oder unter Verwendung eines großen gemeinsamen Übertragers mit mehreren isolierten Wicklungen - ein Beispiel hierfür ist in
DE102006024938B3 dargestellt - macht wiederum Übertrager mit extrem hoher Spannungsfestigkeit erforderlich. Besonders nachteilig ist dabei, dass derartige Übertrager sehr groß und nicht als Standardbauteile verfügbar sind.
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Bei den optischen Schaltern können optisch schaltbare Thyristoren, ein Beispiel ist in
DE102004025082B4 , ein weiteres in
EP0400153B1 gegeben, zu einer Serienschaltung zusammengeführt und beispielsweise über Lichtwellenleiter getriggert werden. Nachteilig ist hierbei einerseits der hohe Aufwand, da zu jedem Halbleiterschaltelement ein eigener Lichtwellenleiter geführt werden muss, um die zum Triggern nötige Lichtintensität zu erreichen, andererseits wieder das Problem der fehlenden schnellen Unterverteilung des Zündimpulses auf dem Halbleiterchip. Hinzu kommen inhärente Laufzeittoleranzen der optischen Empfänger bei den Halbleiterschaltern, welche wiederum die Schaltung von Strömen mit hoher dI/dt Steilheit erheblich erschweren. Die Thematik kaskadierter optisch angesteuerter Halbleiterschalter ist in
DE3935379A1 aufgeführt, allerdings hat sich dieser Aufbau als wenig praktikabel herausgestellt.
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Alternativ kann man eine elektrische Kaskade aufbauen, wobei die Halbleiterschaltelemente auf einer Ebene durch ihren Schaltvorgang den Ansteuerimpuls für die nächste Ebene nach dem Prinzip einer Kettenreaktion generieren, dabei benötigt durch die Kettenschaltung die Ausbreitung des Ansteuerimpulses über alle Stufen allerdings sehr lange, wodurch diese Art des Schalters nur für kleinere Spannungen und einen geringen dI/dt Stromanstieg geeignet ist. Ein Beispiel für eine zweistufige elektrische Verschaltung liefert
US5379089 , bei weiteren Stufen wird die zwangsläufige Addition der Reaktionszeiten der einzelnen Stufen zum entscheidenden Hindernis. Hinzu kommt als Nachteil, dass diese Anordnung nicht für variable Hochspannungen wie in PMS und TMS Geräten benötigt geeignet ist.
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Eine weitere Lösung ist das Patent
DE102007006827B3 desselben Erfinders, hier wird mittels eines Hochfrequenzsignals in einem Thyristorstapel der Schaltvorgang ausgelöst. Diese Anordnung ergibt einen sehr kompakten Schalter, das Prinzip wird offenbar auch in jüngster Zeit nach dem Auslaufen des Patents wieder aufgegriffen. Nachteilig ist hier eigentlich nur, dass für die Realisierung - bedingt durch die Notwendigkeit der Fertigung sehr spezieller Halbleiter-Chips mit speziellen Masken - hohe Einmalkosten entstehen, welche in einem vielfach innovationsfeindlichen Land nur sehr schwer aufzubringen sind. Gesucht ist daher eine Lösung, welche sich rein mit Standardbauteilen vom Halbleiter-Bauteilehändler aufbauen lässt.
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Das Problem wird erfindungsgemäß durch die in Patentanspruch 1 beschriebene Einrichtung gelöst, deren Funktion im folgenden anhand eines Ausführungsbeispiels erläutert wird:
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Das Beispiel in zeigt einen Hochspannungsschalter, welcher gemäß der bevorzugten Bauweise gemäß Unteranspruch mit MOS Gated Thyristors - MGT - aufgebaut ist, da diese neben einer hohen Spannungsfestigkeit auch Schaltfähigkeiten für gepulste hohe Ströme aufweisen. Alternativ sind auch andere Halbleiterschaltelemente wie IGBTs oder MOSFETs denkbar.
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Zunächst sind im Ausführungsbeispiel drei MOS Gated Thyristors MGT1 bis MGT3 in Reihe geschaltet, von denen jeder ein Drittel der zu schaltenden Spannung übernimmt. Ggf. erfolgt ein Spannungsausgleich durch den parallel geschalteten Spannungsteiler bestehend aus den sehr hochohmigen Widerständen R2 bis R4 nach dem Stand der Technik.
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Um einen Schaltvorgang der MGT auszulösen, ist es notwendig, deren Gate G über eine aktive Elekronik AE1 bis AE3 auf den jeweiligen Referenzspannungsebenen VR1 bis VR3 anzusteuern. Eine galvanische Verbindung der Referenzspannungsebenen ist bekanntlich nicht möglich, da diese um sehr hohe Spannungen oberhalb von 1000V auseinander liegen, im Fall des Schaltvorgangs aber innerhalb kürzester Zeit auf nahezu das gleiche Potenzial zurückfallen, wodurch erhebliche Ströme zwischen den Ebenen fließen und die aktive Elektronik zerstören würden.
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Da im hier vorgesehenen Anwendungsfall eine Kondensatorentladung in einen Schwingkreis geschaltet werden soll, sind zusätzlich Rücklaufdioden D1 bis D3 vorgesehen. Trotzdem ist es notwendig, die Gates der Thyristoren über einen längeren Zeitraum der Entladung konsequent anzusteuern, da durch erneute Vorwärtshalbwellen sonst eventuell teilweise gelöschte MGTs wieder belastet werden und es so zur Zerstörung einzelner MGTs kommen kann.
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Es ist daher unumgänglich, pro Referenzspannungsebene eine aktive Elektronikschaltung AE1 bis AE3 bereitzustellen, welche nicht nur die MGTs absolut synchron zündet, sondern auch die Ladung am Gate zunächst über einen längeren Zeitraum aufrecht erhält, dann zum Ende des Schwingvorgangs wieder abbaut und bedarfsweise zusätzliche Überwachungsfunktionen wahrnimmt.
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In einer besonders bevorzugten Form der Erfindung gemäß Unteranspruch ist dies z.B. die Überwachung der Spannung an den MGTs vor einem Schaltvorgang. Sollte ein MGT aus irgendeinem Grund einen internen Kurzschluss aufweisen, so verteilt sich die Spannung auf die übrigen Thyristoren, die bei einem Schaltvorgang dann womöglich außerhalb ihres zulässigen Arbeitsbereichs betrieben würden. Somit ist ein Dominoeffekt zu erwarten, der schließlich den gesamten Schalter zerstört. Wird der Defekt hingegen rechtzeitig erkannt, ggf. sogar bei einer zunächst von einem einstellbaren Hochspannungsnetzteil generierten niedrigeren Testhochspannung, dann besteht die Möglichkeit, das Gerät rechtzeitig über die Steuerung stillzulegen und den Service zu benachrichtigen, um größere Schäden zu vermeiden.
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Es ist klar, dass die aktive Elektronik eine Leistung zu ihrem eigenen Betrieb benötigt. Natürlich wäre es denkbar, diese wie oben geschildert aus der Hochspannung zu entnehmen oder direkt zu übertragen, allerdings mit allen geschilderten Nachteilen.
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Zur Lösung dieses Dilemmas wird erfindungsgemäß jetzt eine Kette von Übertragern TR1 bis TR3 mit jeweils nur begrenzter Spannungsfestigkeit verwendet. Gemäß Unteranspruch wird in der Praxis zur Nutzung handelsüblicher Bauteile ein Windungs- und somit Übertragungsverhältnis von 1:1 verwendet. Dabei ist mit einem leichten Spannungsabfall je Referenzspannungsebene zu rechnen.
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Diese Kette wird von einem elektronischen Wechselstromgenerator GEN1 gespeist, welcher auch mit Hilfe eines Microcontrollers zur digitalen Signalgenerierung realisiert sein kann. Dieser kann zusätzliche Steuerungs-, Regelungs- und Überwachungsfunktionen wahrnehmen, aber auch das erzeugte Signal modulieren. Die Signalgenerierung kann beispielsweise in einer zeitgebergesteuerten Interruptroutine oder mittels direkter digitaler Synthese erfolgen.
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Man möchte nun meinen, dass der Übertrager TR1, der die gesamte Leistung zu transportieren hat, sehr schnell an seine Leistungsgrenze kommt. Dies ist auch tatsächlich der Fall, wenn man die Kette klassisch mit einer harten Wechselspannungsquelle niedriger Impedanz ansteuert. Es entstehen dabei erhebliche Verluste bedingt durch die nur teilweise Leistungsentnahme auf den jeweiligen Referenzspannungsebenen und daraus resultierende Rückwirkungen infolge von Induktion und Selbstinduktion.
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An dieser Stelle kommt der besondere Trick der Erfindung zum Tragen: Durch einen zusätzlichen Kondensator C1 wird die gesamte Anordnung ähnlich einem Schwingkreis auf Resonanz gebracht und die Übertrager werden mit ihrer Induktivität Bestandteil eines Schwingkreises. Und hier zeigt jetzt die praktische Realisierung mit handelsüblichen Zündübertragern TR1 bis TR3 und einem qualitativ hochwertigen Kondensator C1, dass entgegen aller Vermutungen ein sicherer Betrieb der Übertragerkette genau dann sehr wohl möglich ist, wenn die Ansteuerung bei deren Resonanzfrequenz erfolgt.
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Natürlich ist es auch denkbar, den Kondensator C1 in mehrere Einzelelemente nach dem Stand der Technik aufzuteilen oder sogar auf mehrere Übertragerstufen zu verteilen, auch ggf. durch - zusätzliche - Parallelschaltung, solange nur die Resonanzbedingung erfüllt ist.
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In einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung gemäß Unteranspruch, die auch in dem hier vorliegenden Beispiel genutzt wird, erfolgt zudem eine symmetrische Entnahme der Leistung auf der jeweiligen Referenzspannungsebene durch die Gleichrichterdioden D4 bis D9 und Glättungskondensatoren C2 bis C7, um eine positive wie negative Betriebsspannung bereitzustellen.
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Diese kann nicht nur hervorragend für Komparatoren, welche das im folgenden erklärte Signal SIG auswerten, genutzt werden, sondern über die Aufladung eines Kondensators von V+ bis V-, der anschließend durch Schalten des Kondensator-Minuspols auf V+ ähnlich einer Ladungspumpe eine hohe Spannung erzeugt, zum sicheren und schnellen Laden der Gates des jeweiligen MGT. Ein großer Vorteil der symmetrischen Speisung ist, dass eine einseitige Verformung der Speisewechselspannung durch die Belastung vermieden wird.
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Natürlich ist es auch denkbar, über eine weitere Verbindung zu den Übertragern mittels einer galvanisch vollständig oder an einem Pol getrennten Auskoppelwicklung in den Übertragern TR1 bis TR3 die benötigte Betriebsleistung für die aktive Elektronik zu entnehmen. Das kann z.B. bei Verwendung von Brückengleichrichtern sinnvoll sein. Anstelle der Dioden oder zusätzlich zu diesen können auch Synchrongleichrichter mittels MOSFET genutzt werden.
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Das Signal SIG wird gemäß Unteranspruch im Ausführungsbeispiel genutzt, um Informationen an alle aktive Elektronikeinheiten gemeinsam über einen Schaltvorgang zu übertragen. Im einfachsten Fall ist dies der Schaltvorgang selber. Die Übermittlung kann sehr sicher über eine Pulsbreitenmodulation innerhalb des Wechselstromgenerators GEN1 erfolgen, alternativ ist eine leichte Frequenz- oder Phasenmodulation im Bereich der Resonanzfrequenz der Übertragerkette möglich. Eine Amplitudenmodulation ist aufgrund der Resonanzeigenschaften der Kette nicht ratsam. So wird im Ausführungsbeispiel das Signal TRIG zur Auslösung des Schalters moduliert via GEN1 an alle aktiven Elektronikeinheiten AE1 bis AE3 übermittelt.
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Um die durch die Übertragerkette entstehende Verzögerung zwischen der aktiven Elektronik AE1 und der aktiven Elektonik AE3 zu kompensieren, wird entsprechend einer weiteren besonders bevorzugten Ausführung gemäß Unteranspruch diese dadurch kompensiert, dass innerhalb von AE1 das Signal durch eine fest eingestellte Verzögerung später weitergegeben wird als in AE2 bzw. unverzüglich in AE3, so dass im Effekt das Signal in allen aktiven Elektronikeinheiten an der entscheidenden Stelle - z.B. der Gate-Ansteuerung - zeitgleich vorliegt.
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Eine andere zusätzliche Möglichkeit gemäß Unteranspruch besteht darin, zwischen den einzelnen Referenzspannungsebenen schnelle isolierende Datenübertrager einzusetzen, wie sie von namhaften Halbleiterherstellern wie Analog Devices oder Texas Instruments auf Basis einer integrierten induktiven oder kapazitiven Kopplung als hybride Module marktüblich mit Datenraten >100 Mbit/s und entsprechend kurzen Latenzzeiten angeboten werden. Durch die gleichzeitige Nutzung beider Techniken ergibt sich eine besonders hohe Betriebssicherheit, gleichzeitig kann die Kette von isolierenden Datenübertragern auch genutzt werden, um einen Rückkanal z.B. zur Identifikation defekter MGTs wie oben beschrieben zu nutzen.
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Um die Datenübertragung mittels Modulation des Speisesignals besonders sicher zu gestalten, sollte zusätzlich die Übertragerkette noch gemäß Unteranspruch mit einem Abschlusswiderstand R1 versehen werden, um deren Güte zu kontrollieren und ggf. ein Ringing oder unerwünschte Reflexionen zu reduzieren. Natürlich muss dabei darauf geachtet werden, dass dieser Widerstand nicht zuviel Leistung verbraucht und die erwünschte Resonanz bestehen bleibt, ggf. kann in geeigneter Weise ein Kombination mit einer Induktivität oder Kapazität vorgenommen werden. Eine Vollterminierung ist hier nicht sinnvoll.
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Bei den MGT Schaltelementen ist es nicht zwingend, die in gezeigte Anordnung vorzunehmen, z.B. können auch Schaltelemente mit aktiver Elektronik so hintereinander geschaltet werden, dass diese abwechselnd jeweils von einer oder einer anderen - zweiten - Kette von Übertragern versorgt werden. Die benachbarte Referenzspannungsebene ist dann in diesem Fall jeweils zwei Schaltelemente - hochspannungsmäßig nach oben oder unten - entfernt.
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Dadurch reduziert sich die zu übertragende Leistung, ebenso halbiert sich die Ausbreitungsgeschwindigkeit einer mittels Modulation übertragenen Signalisierung, allerdings wird die doppelte Spannungsfestigkeit der Übertrager benötigt. In vielen Fällen sind aber bei einer Aufteilung auf lediglich zwei Ketten entsprechende Bauteile noch gut am Markt verfügbar.
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Da der im Ausführungsbeispiel aufgebaute Schalter zum Durchführen einer Kondensatorentladung in einen aus eben diesem Hochspannungskondensator und einer Behandlungsspule zur Magnetstimulation - PMS oder TMS - gebildeten Schwingkreis genutzt werden soll, entsteht so ein sehr starker Wechselstrom von kurzzeitig mehreren tausend Ampere, welcher das benötigte besonders starke magnetische Wechselfeld erzeugt. Nur durch das besonders starke Feld werden die gewünschten physiologischen Wirkungen herbeigeführt. Allerdings gefährdet der so entstehende Wechselstrom auch die MGTs, daher wird zusätzlich ein besonderer Trick gemäß Anspruch genutzt, um eine besonders hohe Betriebssicherheit des Schalters bei günstiger wirtschaftlicher Dimensionierung zu ermöglichen.
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Dabei wird ausgenutzt, dass es sich bei den Hochspannungs-Rücklaufdioden D1 bis D3 um besonders robuste Bauteile handelt, welche zudem sehr günstig zu erwerben sind. Man möchte jetzt meinen, dass die Dioden schnell genug sein müssen, um den Strom ab der zweiten positiven Halbwelle der entstehenden Schwingung jeweils bei einer positiven Halbwelle wieder über die MOS Gated Thyristoren, die ja weiterhin aktiv durchgeschaltet sind, zu leiten.
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Dazu ist es jedoch wichtig zu wissen, dass die MGTs auch in der Form spezieller Varianten für Pulsentladungen nicht für hohe Dauerströme ausgelegt sind. Daher besteht bei dieser Betriebart die Gefahr der Beschädigung der Bauteile durch lokale Überhitzung, auch wenn das Problem der nur partiellen Zündung wie bei klassischen Hochspannungs-Halbleiterschaltern auf Basis gewöhnlicher Thyristoren entschärft ist. Um die Problematik der Dauerströme zu entschärfen, wäre es wiederum nötig, eine Vielzahl an teuren MGTs zu verbauen, was die Wirtschaftlichkeit der Konstruktion einschränkt.
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Um dieses Dilemma zu umgehen, werden jetzt gemäß Unteranspruch besonders langsame und damit eigentlich von der Spezifikation her besonders schlechte gewöhnliche Siliziumdioden anstelle z.B. schneller Schottky-Dioden eingesetzt. Denn diese werden trotzdem sehr schnell leitfähig, haben aber eine Sperrerholzeit in der Größenordnung jedenfalls einer halben Signalperiode. Dadurch bleiben die Dioden praktisch ab der ersten - noch durch die MGTs - geschalteten Halbwelle leitfähig und entlasten so die MGTs erheblich. Dadurch kann die Anzahl der benötigten teuren MGTs bzw. deren Spezifikation zulasten billiger Dioden reduziert werden.
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Die Anwendungen dieser Erfindung sind vielfältig, sie reichen von schnellen Hochspannungsschaltern für Pulsentladungen in Laser- oder Plasmaanwendungen über medizinische Anwendungen wie Geräte zur Zerstörung von Nierensteinen mittels Stoßwellen oder PMS und TMS Geräte für die Induktionstherapie bis hin zu industriellen Anwendungen im Bereich der Stromerzeugung und Stromverteilung.
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ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur
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- EP 0565349 B1 [0007]
- EP 0752750 B1 [0008]
- DE 3630775 C2 [0012]
- DE 4240647 C1 [0012]
- DE 102006024938 B3 [0017]
- DE 102004025082 B4 [0018]
- EP 0400153 B1 [0018]
- DE 3935379 A1 [0018]
- US 5379089 [0019]
- DE 102007006827 B3 [0020]
