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Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Wandeln von elektrischer Energie mit einem Gleichspannungszwischenkreis zum Bereitstellen der zu wandelnden elektrischen Energie, einer Reihenschaltung aus zwei in Reihe geschalteten Schaltelementen, wobei die Reihenschaltung an den Gleichspannungszwischenkreis angeschlossen ist und einen Mittelanschluss aufweist, einem Schwingkreis zum Bereitstellen der gewandelten elektrischen Energie, wobei der Schwingkreis eine elektrische Kapazität und eine elektrische Induktivität aufweist und am Mittelanschluss angeschlossen ist, zwei Treiberschaltungen, wobei jeweils eine der beiden Treiberschaltungen an einem Steueranschluss eines jeweiligen der beiden Schaltelemente angeschlossen ist und die Treiberschaltungen ausgebildet sind, den jeweiligen Steueranschluss abhängig von einem Steuersignal an einem Treiberanschluss der jeweiligen Treiberschaltung mit einem Schaltsignal zu beaufschlagen, um das jeweilige Schaltelement im Schaltbetrieb zu betreiben, und einer Steuerschaltung zum Erfassen eines Betriebszustands des Schwingkreises und zum Bereitstellen der Steuersignale für die Treiberschaltungen abhängig vom erfassten Betriebszustand, um die Schaltelemente wechselseitig derartig im Schaltbetrieb zu betreiben, dass dem Gleichspannungszwischenkreis entnommene Energie als gewandelte Energie am Schwingkreis bereitsteht. Die Erfindung betrifft ferner eine Leuchteinrichtung mit einem Leuchtmittel, einem elektrischen Leuchteinrichtungsanschluss zum Anschließen an eine elektrische Energiequelle sowie einer an das Leuchtmittel und den Leuchteinrichtungsanschluss angeschlossenen Schaltungsanordnung zum Wandeln von elektrischer Energie. Schließlich betrifft die Erfindung auch ein Verfahren zum Wandeln von elektrischer Energie, bei dem die zu wandelnde elektrische Energie von einem Gleichspannungszwischenkreis bereitgestellt wird, mittels einer an den Gleichspannungszwischenkreis angeschlossenen, zwei in Reihe geschaltete Schaltelemente und einen Mittelanschluss aufweisenden Reihenschaltung, an die ein Schwingkreis zum Bereitstellen der gewandelten Energie, der eine elektrische Kapazität und eine elektrische Induktivität aufweist, angeschlossen ist, die elektrische Energie gewandelt wird, zu welchem Zweck jeweils eine von zwei Treiberschaltungen einen Steueranschluss eines jeweiligen der beiden Schaltelemente abhängig von einem jeweiligen Steuersignal mit einem Schaltsignal beaufschlagt, um das jeweilige Schaltelement im Schaltbetrieb zu betreiben, und mittels einer Steuerschaltung ein Betriebszustand des Schwingkreises erfasst wird und die Steuersignale für die Treiberschaltungen abhängig vom erfassten Betriebszustand bereitgestellt werden, um die Schaltelemente wechselseitig derart im Schaltbetrieb zu betreiben, dass dem Gleichspannungszwischenkreis entnommene Energie als gewandelte Energie am Schwingkreis bereitgestellt wird.
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Schaltungsanordnungen der gattungsgemäßen Art finden häufig Einsatz bei Leuchteinrichtungen, insbesondere bei Vorschaltgeräten für derartige Leuchteinrichtungen. Ein Vorschaltgerät dient dazu, der Leuchteinrichtung zugeführte elektrische Energie in geeigneter Weise zu wandeln, sodass das Leuchtmittel der Leuchteinrichtung in geeigneter Weise mit der elektrischen Energie versorgt werden kann, damit das Leuchtmittel in vorgegebener Weise Licht abgibt. Aber auch in anderen technischen Bereichen kann die Nutzung von elektrischer Energie eine geeignete Wandlung erfordern, beispielsweise bei Netzgeräten, im Bereich der Energieversorgung und/oder dergleichen.
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Dabei hat sich die Nutzung gattungsgemäßer Schaltungsanordnungen bewährt. Eine gattungsgemäße Schaltungsanordnung ist vorzugsweise nach Art einer selbstschwingenden Halbbrückenschaltung konstruiert, wie sie unter anderem bei Vorschaltgeräten für Gasentladungslampen, beispielsweise Niederdruckentladungslampen oder dergleichen, eingesetzt wird. Dabei erfolgt die Nutzung der Schaltungsanordnung als freischwingende Schaltung. Besonders wünschenswert wäre es, eine solche Schaltungsanordnung unter anderem auch für den Einsatz bei Leuchteinrichtungen, die Leuchtdioden als Leuchtmittel verwenden, nutzen zu können.
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Derartige Schaltungsanordnungen nutzen zur Bereitstellung der zu wandelnden Energie einen Gleichspannungszwischenkreis, der seinerseits in der Regel mit elektrischer Energie aus einem öffentlichen Energieversorgungsnetz oder auch einer lokalen, stationären Energiequelle, beispielsweise einem Akkumulator oder dergleichen, versorgt wird. Unter Nutzung der selbstschwingenden Halbbrückenschaltung wird die Energie gewandelt und über einen Schwingkreis, der an der Halbbrückenschaltung angeschlossen ist, bereitgestellt. Je nach Anwendung kann vorgesehen sein, dass die mittels des Schwingkreises bereitgestellte Energie gleichgerichtet wird, wenn zum Beispiel das Leuchtmittel, wie beispielsweise Leuchtdioden, in der Regel im bestimmungsgemäßen Betrieb mit einer Gleichspannung beziehungsweise einem Gleichstrom beaufschlagt werden. Ansonsten braucht eine Gleichrichtung nicht zwingend vorgesehen zu sein.
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Eine gattungsgemäße Schaltungsanordnung ist zum Beispiel aus der
DE 195 48 506 A1 bekannt. Diese beschreibt eine Schaltungsanordnung zum Betrieb einer Lampe, bei der eine freischwingende Schaltung eingesetzt wird, deren Schaltelemente mit einer Ansteuerleistung im Takt einer Schaltfrequenz versorgt werden. Die Schaltfrequenz wird durch eine Betriebsfrequenz eines Schwingkreises der Schaltungsanordnung bestimmt. Die resonante Betriebsweise gemäß der
DE 195 48 506 A1 hat den Vorteil, dass im Vergleich zu einem reinen Hochsetzsteller beziehungsweise einem reinen Tiefsetzsteller als Energiewandler weniger unerwünschte Funkstörspannungen erzeugt werden. Ein derartiger Energiewandler wird auch als Resonanzwandler bezeichnet.
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Auch wenn sich dieser Stand der Technik dem Grunde nach bewährt hat, so zeigen sich dennoch Nachteile. Bei Nutzung einer solchen Schaltungsanordnung in einer Leuchteinrichtung, die Leuchtdioden als Leuchtmittel nutzt, erweist es sich als problematisch, dass eine Ausgangsspannung der Schaltungsanordnung zeitlich nicht stets wechselstromförmig verläuft, sondern während einer Stromübertragung an die Leuchtdioden auf einen festen Wert fixiert ist, der durch eine Vorwärtsspannung der Leuchtdioden definiert ist. Dadurch kann es schaltungsanordnungsseitig auftreten, dass keine sinnvoll zu verwendende Signalgröße verfügbar ist, die von sich aus zu einem Abschalten des sich jeweils im eingeschalteten Schaltzustand befindenden Schaltelements genutzt werden könnte. Für den Betrieb an Leuchtdioden als Leuchtmittel erweist sich deshalb die Schaltungsanordnung der
DE 195 48 506 A1 als ungeeignet.
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Darüber hinaus lässt das hier vorgesehene Steuerungsprinzip ein Einstellen einer Totzeit nur in einem beschränkten Umfang zu. Die Totzeit ist ein Zeitraum, in dem beide Schaltelemente der Halbbrückenschaltung im ausgeschalteten Schaltzustand sind. Weiterhin erweist es sich bei der Schaltungsanordnung der
DE 195 48 506 A1 als nachteilig, dass Zeiten für eine Verzögerung gegenüber einem von jeweiligen Sekundärwicklungen bereitgestellten Steuersignal und eine Einschaltdauer von Transistoren einer Halbbrückenschaltung nicht unabhängig voneinander eingestellt werden können. Darüber hinaus erweist es sich als nachteilig, dass bei einem Betrieb der Schaltungsanordnung der
DE 195 48 506 A1 mit einer Betriebsfrequenz, die weit von einer Resonanzfrequenz eines dort vorgesehenen Parallelschwingkreises abweicht, Spannungsamplituden der Schaltsignale für die Transistoren so klein werden, dass unter Umständen die gewünschte Schaltfunktion der Transistoren nicht mehr realisiert werden kann. Darüber hinaus ist eine Steuerung der Schwingung des Schwingkreises nur sehr begrenzt möglich und hängt ferner von einer Mehrzahl von weiteren, mit Toleranzen behafteten Parametern ab.
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Der Erfindung liegt deshalb die Aufgabe zugrunde, eine verbesserte Schaltungsanordnung bereitzustellen, bei der insbesondere mit geringem Aufwand zuverlässig ein vorgesehener Betrieb erreicht werden kann.
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Als Lösung werden mit der Erfindung eine Schaltungsanordnung, eine Leuchteinrichtung sowie ein Verfahren gemäß den unabhängigen Ansprüchen vorgeschlagen.
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Vorteilhafte Weiterbildungen ergeben sich anhand von Merkmalen der abhängigen Ansprüche.
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Bezüglich einer gattungsgemäßen Schaltungsanordnung wird insbesondere vorgeschlagen, dass jede der Treiberschaltungen ausgebildet ist, das Schaltsignal mit einer vorgebbaren Einschaltzeit bereitzustellen.
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Bezüglich einer gattungsgemäßen Leuchteinrichtung wird insbesondere vorgeschlagen, dass die Schaltungsanordnung nach der Erfindung ausgebildet ist.
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Bezüglich eines gattungsgemäßen Verfahrens wird insbesondere vorgeschlagen, dass das jeweilige Schaltsignal mit einer vorgebbaren Einschaltzeit bereitgestellt wird.
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Die Erfindung basiert auf dem Gedanken, dass die Treiberschaltungen die jeweiligen Einschaltzeiten bestimmen. Anders als beim Stand der Technik dient somit nicht der Schwingkreis zur Festlegung der Einschaltzeit. Die Einschaltzeit ist somit nicht mehr allein abhängig von Eigenschaften des Schwingkreises, wodurch ein vorgegebener Betrieb besser und genauer erreicht werden kann. Die Realisierung der vorgegebenen Einschaltzeit ermöglicht es, den Schwingkreis insbesondere außerhalb, vorzugsweise oberhalb, seiner Resonanzfrequenz zu betreiben. Somit kann auch der Betrieb nach Art einer zumindest teilweise erzwungenen Schwingung ermöglicht sein, sodass zuverlässig vorgegebene Betriebszustände der Schaltungsanordnung erreicht werden können. Dies erweist sich unter anderem als vorteilhaft in Bezug auf die Energieversorgung eines jeweiligen Leuchtmittels der Leuchteinrichtung, weil Eigenschaften des Energiewandlers genauer festgelegt werden können. Dadurch kann insgesamt ein verbesserter Betrieb der Schaltungsanordnung sowie auch entsprechend mit der Schaltungsanordnung ausgerüsteter Leuchteinrichtungen erreicht werden.
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Zum Zwecke des Bereitstellens der vorgebbaren Einschaltzeit durch die Treiberschaltungen weisen diese eine die Einschaltzeit bestimmende elektronische Schaltung auf. Die elektronische Schaltung kann durch diskrete elektronische Bauelemente wie Widerstände, Kondensatoren, Spulen, in Verbindung mit aktiven elektronischen Bauelementen wie Transistoren, insbesondere bipolaren Transistoren, Feldeffekttransistoren und/oder dergleichen gebildet sein. Die elektronische Schaltung kann jedoch auch eine Rechnereinheit, beispielsweise nach Art eines Mikroprozessors, umfassen oder hierdurch gebildet sein.
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Dadurch, dass die Treiberschaltungen für sich genommen die Einschaltzeit des jeweils an ihnen angeschlossenen Schaltelements bestimmen, kann das Problem, welches bei einer Schaltungsanordnung gemäß der
DE 195 48 506 A1 in Verbindung mit dem Betrieb bei Leuchtdioden auftritt, weitgehend vermieden werden. Bei der
DE 195 48 506 A1 werden die Schaltzustände nämlich - entgegen der Erfindung - im Wesentlichen durch mit dem Schwingkreis gekoppelte Parallelschwingkreise gesteuert. Dadurch kann abhängig von der Belastung des Schwingkreises das vorgenannte Problem, welches anhand des Betriebs der Schaltungsanordnung zum Versorgen von Leuchtdioden mit elektrischer Energie erläutert worden ist, auftreten. Bei der Erfindung wird dies vermieden. Die Treiberschaltung bestimmt selbst die Einschaltzeit des jeweils an ihr angeschlossenen Schaltelements, vorzugsweise ausgehend von einem Zustand des Schwingkreises und insbesondere unbeeinflusst vom Zustand des Schwingkreises während der Einschaltdauer. Dadurch ist auch bei einer ungünstigen Belastung der Schaltungsanordnung durch die mit gewandelter elektrischer Energie zu versorgende Verbrauchsschaltung wie dem Leuchtmittel der Leuchteinrichtung ein zuverlässiger Betrieb gewährleistet.
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Ein Schaltelement im Sinne dieser Offenbarung ist vorzugsweise ein Halbleiterschalter. Dem Grunde nach könnte das Schaltelement natürlich auch als elektromechanisches Schaltelement nach Art eines mittels eines Relais steuerbaren Schaltkontakts oder dergleichen ausgebildet sein. Der Halbleiterschalter ist vorzugsweise durch einen Transistor, beispielsweise einen bipolaren Transistor, einen Feldeffekttransistor, insbesondere einen Metaloxide-Semiconductor-Field-Effect-Transistor (MOSFET) oder dergleichen gebildet. Dem Grunde nach kann er auch durch einen Insulated-Gate-Bipolar-Transistor (IGBT) oder auch durch einen Gate-Turn-Off-Thyristor (GTO) oder dergleichen gebildet sein. Das Schaltelement stellt eine Schaltstrecke bereit, die zumindest einen eingeschalteten Schaltzustand und einen ausgeschalteten Schaltzustand einzunehmen vermag. Zu diesem Zweck weist das Schaltelement einen Steueranschluss auf, über den die Schaltstrecke aufgrund eines geeigneten Steuersignals steuerbar ist. Über den Steueranschluss kann der Schaltzustand der Schaltstrecke eingestellt werden. Zu diesem Zweck wird der Steueranschluss mit dem jeweils geeigneten elektrischen Schaltsignal beaufschlagt.
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Der eingeschaltete Zustand sowie auch der ausgeschaltete Zustand sind durch entsprechende Schaltzeiten, nämlich die Einschaltzeit und die Ausschaltzeit bestimmt. Die Schaltzeiten weisen jeweils einen Anfangszeitpunkt und einen Endzeitpunkt auf. So ist die Einschaltzeit ein Zeitraum, in dem das Schaltelement mittels des Schaltsignals eingeschaltet ist. Dagegen ist die Ausschaltzeit ein Zeitraum, in dem Schaltelement mittels des Schaltsignals ausgeschaltet ist.
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Der Schaltbetrieb des Halbleiterschalters bedeutet, dass im eingeschalteten Zustand während der Einschaltzeit zwischen Anschlüssen des Halbleiterschalters, zwischen denen die Schaltstrecke ausgebildet ist, ein sehr geringer elektrischer Widerstand bereitgestellt wird, sodass ein hoher Stromfluss bei sehr kleiner Restspannung möglich ist. Im ausgeschalteten Zustand während der Ausschaltzeit ist die Schaltstrecke des Halbleiterschalters dagegen hochohmig, das heißt, sie stellt einen hohen elektrischen Widerstand bereit, sodass auch bei hoher, an der Schaltstrecke anliegender elektrischer Spannung im Wesentlichen kein oder nur ein sehr geringer, insbesondere vernachlässigbarer, Stromfluss vorliegt. Hiervon unterscheidet sich ein Linearbetrieb, der aber bei getakteten Energiewandlern in der Regel nicht zum Einsatz kommt. Der Schaltbetrieb sieht vorzugsweise ausschließlich den Einschaltzustand und den Ausschaltzustand vor.
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Der Gleichspannungszwischenkreis dient dem Bereitstellen der zu wandelnden elektrischen Energie. Zu diesem Zweck kann der Gleichspannungszwischenkreis einen elektrischen Energiespeicher, beispielsweise einen Kondensator, einen Akkumulator und/oder dergleichen umfassen. Der Gleichspannungszwischenkreis stellt hiermit vorzugsweise eine Speicherkapazität für elektrische Energie bereit, sodass der bestimmungsgemäße Betrieb der Schaltungsanordnung während des Wandelns der elektrischen Energie unterstützt ist.
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Die Reihenschaltung aus den in Reihe geschalteten beiden Schaltelementen wird im Stand der Technik häufig auch als Halbbrückenschaltung bezeichnet.
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Am Mittelanschluss dieser Reihenschaltung ist der Schwingkreis angeschlossen. Der Schwingkreis ist vorzugsweise als Serienschwingkreis ausgebildet, der wenigstens eine Schwingkreisspule, wenigstens einen Schwingkreiskondensator und zum Beispiel gegebenenfalls auch einen elektrischen Widerstand aufweist. Vorzugsweise kann der elektrische Widerstand zumindest zu einem Teil des Schwingkreiskondensators parallelgeschaltet sein. Es können jedoch auch alternative Ausgestaltungen unter Nutzung eines parallelen Schwingkreises vorgesehen sein. Der Schwingkreis weist wenigstens eine elektrische Kapazität und wenigstens eine elektrische Induktivität auf. Natürlich können bedarfsweise auch mehrere elektrische Kapazitäten und elektrische Induktivitäten vorgesehen sein. Die elektrische Kapazität kann als Kondensator ausgebildet sein. Ferner kann die elektrische Induktivität als elektrische Spule ausgebildet sein. Der Schwingkreis kann bedarfsweise auch weitere Elemente, beispielsweise einen elektrischen Widerstand oder dergleichen ergänzend umfassen.
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Die Treiberschaltung ist eine elektronische Schaltung, insbesondere eine Hardwareschaltung, die aufgrund eines an einem Treiberanschluss bereitgestellten Steuersignals das Schaltsignal für das angeschlossene Schaltelement bereitstellt. Die Treiberschaltung stellt somit zugleich auch eine Anpassung des Schaltsignals bereit, damit das mit dem Schaltsignal beaufschlagte Schaltelement in gewünschter Weise den jeweils vorgegebenen Schaltzustand einnimmt.
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Die Steuerschaltung ist ebenfalls eine elektronische Schaltung, insbesondere eine Hardwareschaltung, die den Betriebszustand des Schwingkreises erfasst und die entsprechenden Steuersignale für die Treiberschaltungen abhängig vom erfassten Betriebszustand bereitstellt. Im einfachsten Fall handelt es sich bei der Steuerschaltung um einen Übertrager, der die Induktivität des Schwingkreises koppelt und an Sekundärwicklungen die Steuersignale für die Treiberschaltungen bereitstellt. Darüber hinaus kann natürlich auch eine Steuerschaltung vorgesehen sein, die eine entsprechende Signalverarbeitung und/oder gegebenenfalls auch eine Verstärkung vorsieht. Dadurch kann eine Synchronisierung des Betriebs der Schaltelemente für den bestimmungsgemäßen Betrieb erreicht werden.
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Gemäß einer vorteilhaften Weiterbildung wird vorgeschlagen, dass jede der Treiberschaltungen eine monostabile Kippschaltung aufweist, die die vorgebbare Einschaltzeit definiert und im Betrieb der Schaltungsanordnung bereitstellt. Durch die monostabile Kippschaltung kann mit einer einfachen Hardwareschaltung die gewünschte vorgebbare Einschaltzeit bereitgestellt werden. Während des bestimmungsgemäßen Betriebs ist die Einschaltzeit vorzugsweise nicht veränderbar. Es kann jedoch vorgesehen sein, dass je nach Anwendung die Einschaltzeit durch Dimensionierung entsprechender Bauelemente der monostabilen Kippschaltung definiert wird. Die monostabile Kippschaltung kann auf einer Schaltung basieren, die Transistoren, insbesondere bipolare Transistoren, nutzt. Sie kann aber gleichermaßen auch unter Nutzung von Feldeffekttransistoren oder dergleichen ausgebildet sein. Vorzugsweise ist sie durch diskrete elektronische Bauelemente gebildet und kann insbesondere auch als integrierte Schaltung ausgebildet sein. Darüber hinaus kann die monostabile Kippschaltung natürlich auch durch eine Rechnereinheit, beispielsweise einen Mikroprozessor oder dergleichen, gebildet sein, der mittels eines geeignet ausgebildeten Rechnerprogramms in gewünschter Weise gesteuert wird, um zumindest die gewünschte Einschaltzeit bereitstellen zu können.
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Vorzugsweise ist die jeweilige monostabile Kippschaltung mit dem jeweiligen Treiberanschluss elektrisch gekoppelt. Dadurch kann das Steuersignal unmittelbar zum Steuern der monostabilen Kippschaltung genutzt werden. Darüber hinaus kann natürlich vorgesehen sein, dass das Steuersignal einer geeigneten Signalverarbeitung zugeführt wird, sodass in vorgebbarer Weise zuverlässig ein Steuern beziehungsweise ein Triggern der monostabilen Kippschaltung erreicht werden kann, insbesondere wenn das Steuersignal kein digitales Signal ist, sondern beispielsweise ein analoges Signal, welches eine Vielzahl von Signalwerten einnehmen kann. Beispielsweise kann hierfür eine Signalverarbeitungsschaltung, wie ein Schmitt-Trigger oder dergleichen, vorgesehen sein. Darüber hinaus kann natürlich vorgesehen sein, dass das Steuersignal mittels einer Signalverarbeitung abhängig von einem oder mehreren Parametern, insbesondere Zustandsparametern der Schaltungsanordnung, verarbeitet werden kann, beispielsweise unter Nutzung von einer Umgebungstemperatur, weiteren physikalischen Randbedingungen und/oder dergleichen.
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Die monostabile Kippschaltung kann vorzugsweise eine Temperaturkompensation sowie gegebenenfalls auch eine Spannungskompensation umfassen, mittels denen die Abhängigkeit der Funktionalität der monostabilen Kippschaltung von einer Umgebungstemperatur, einer Spannungsversorgung und/oder dergleichen reduziert werden kann. Besonders vorteilhaft erweist es sich, wenn bei Nutzung bipolarer Transistoren zum Realisieren der monostabilen Kippschaltung emitterseitig in Durchlassrichtung jeweils zusätzlich eine Diode vorgesehen ist. Dadurch kann erreicht werden, dass die bei bipolaren Transistoren geringe Sperrfähigkeit der Basis-Emitter-Strecke unterstützt werden kann. Insbesondere bei Spannungspegeln, die deutlich größer als etwa 5 Volt sind, kann hier die Beschädigung üblicher bipolarer Transistoren in bestimmungsgemäßem Betrieb der monostabilen Kippschaltung weitgehend verhindert werden.
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Es wird ferner vorgeschlagen, dass die jeweilige monostabile Kippschaltung ausgebildet ist, das Schaltsignal am Steueranschluss derart bereitzustellen, dass mittels Signalpegeln des Schaltsignals entsprechend zugeordnete Schaltzustände des Schaltelements eingestellt werden. Diese Ausgestaltung hat den Vorteil, dass das Ausgangssignal der monostabilen Kippschaltung, welches die Einschaltzeit repräsentiert, nicht weiter hinsichtlich eines Spannungspegels und/oder eines Strompegels zum Steuern des angeschlossenen Schaltelements angepasst zu werden braucht. Durch geeignete Auslegung der monostabilen Kippschaltung kann somit eine separate Anpassschaltung, beispielsweise ein separater Treiber oder dergleichen eingespart werden. Dabei kann berücksichtigt werden, dass zum Beispiel ein Signalpegel des Schaltsignals an erforderliche Signalpegel des Schaltelements angepasst gewählt werden können, sodass mit dem Schaltsignal unmittelbar und zuverlässig der jeweilige entsprechende Schaltzustand des Schaltelements eingenommen werden kann.
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Gemäß einer Weiterbildung wird vorgeschlagen, dass jede der Treiberschaltungen eine Verzögerungsschaltung aufweist, die zwischen dem Treiberanschluss und einem Eingangsanschluss der monostabilen Kippschaltung angeschlossen und ausgebildet ist, abhängig vom Steuersignal ein um eine vorgebbare Zeitspanne verzögertes Steuersignal am Eingangsanschluss bereitzustellen. Diese Ausgestaltung ermöglicht es, ein gegenüber dem Steuersignal verzögertes Einschaltsignal bereitzustellen. Dadurch kann erreicht werden, dass im Bereich einer Kommutierung beziehungsweise während eines Umschaltens der Halbbrücke das eine der beiden Schaltelemente erst dann in den eingeschalteten Zustand überführt wird, wenn das andere der beiden Schaltelemente den ausgeschalteten Zustand sicher und/oder ausreichend lange eingenommen hat. Es können dadurch schaltungsspezifische Eigenschaften ausreichend berücksichtigt werden.
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Vorzugsweise wird die Verzögerungszeit derart gewählt, dass während des bestimmungsgemäßen Betriebs, zum Beispiel unter Berücksichtigung von Temperatureinflüssen, Spannungsschwankungen der Versorgungsspannung, Toleranzen und/oder dergleichen immer ein zuverlässiges Umschalten beziehungsweise Kommutieren gewährleistet werden kann. Besonders vorteilhaft erweist sich dies bei Nutzung bestimmter Halbleiterschalter als Schaltelemente, beispielsweise IGBT's, Darlington-Transistoren und/oder dergleichen, bei denen der Übergang vom eingeschalteten Zustand in den ausgeschalteten Zustand aufgrund eines Ladungsträgerabbaus in der Regel einen Stromfluss verursachen kann, auch wenn das Schaltsignal bereits den Pegel für den ausgeschalteten Zustand am Steueranschluss bereitstellt. Vorteilhaft ist die Verzögerungszeit fest eingestellt und während des bestimmungsgemäßen Betriebs der Schaltungsanordnung nicht veränderbar. Bei einer reinen Hardwareschaltung kann die Verzögerungszeit durch eine geeignete Dimensionierung der entsprechenden Bauelemente realisiert sein. Eine Hardwareschaltung kann zu diesem Zweck ein Zeit-Glied aufweisen, welches zum Beispiel einen oder mehrere Widerstände in Verbindung mit einem oder mehreren Kondensatoren beziehungsweise gegebenenfalls auch Spulen, umfasst. Die Verzögerungsschaltung kann einen Tiefpass umfassen. Darüber hinaus kann das Verzögerungsglied dem Grunde nach natürlich auch durch eine Rechnereinheit, vorzugsweise nach Art eines Mikroprozessors oder dergleichen, ausgebildet sein, um die gewünschte Zeitverzögerung bereitstellen zu können. Die Verzögerungsschaltung ist vorzugsweise von der jeweiligen Treiberschaltung umfasst.
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Ferner wird vorgeschlagen, dass jede der Treiberschaltungen eine Energieversorgungseinheit aufweist, die ausgebildet ist, die jeweilige Treiberschaltung beispielsweise mit elektrischer Energie aus dem Gleichspannungszwischenkreis zu versorgen. Dadurch braucht keine separate Energiequelle für die zuverlässige Versorgung der Treiberschaltungen mit elektrischer Energie für den bestimmungsgemäßen Betrieb vorgesehen zu werden. Die Treiberschaltungen können zumindest teilweise auch elektrische Energie des Steuersignals nutzen, um die jeweilige Treiberschaltung mit elektrischer Energie zu versorgen. Diese Ausgestaltung eignet sich insbesondere für eine Energieversorgung während des bestimmungsgemäßen Betriebs des Wandelns von elektrischer Energie durch die Schaltungsanordnung. Weist beispielsweise die Steuerschaltung einen mit dem Schwingkreis gekoppelten Übertrager zum Bereitstellen der Steuersignale auf, kann mit diesem zugleich auch die elektrische Energie für den bestimmungsgemäßen Betrieb der Treiberschaltungen aus dem Schwingkreis bereitgestellt werden. Dadurch kann eine besonders einfache Energieversorgung erreicht werden. Die Energieversorgungseinheit kann von der jeweiligen Treiberschaltung umfasst sein und ist vorzugsweise lediglich zum Versorgen der zugeordneten jeweiligen Treiberschaltung mit elektrischer Energie ausgebildet.
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Ferner wird vorgeschlagen, dass die Schaltungsanordnung eine Anlaufschaltung umfasst. Die Anlaufschaltung ermöglicht es, zumindest während eines Startvorgangs beziehungsweise einem Inbetriebnehmen oder Anlaufen der Schaltungsanordnung die Schaltelemente mit dem jeweiligen Schaltsignal für ihren jeweiligen bestimmungsgemäßen Betrieb derart zu beaufschlagen, dass ein zuverlässiges Inbetriebnehmen oder Anlaufen erreicht werden kann, und zwar insbesondere auch dann, wenn die Energieversorgungseinheit der jeweiligen der Treiberschaltungen diese noch nicht ausreichend mit elektrischer Energie für ihren bestimmungsgemäßen Betrieb versorgen können. In diesem Fall braucht durch den Gleichspannungszwischenkreis vorzugsweise lediglich elektrische Energie für den Start der Funktion der Schaltungsanordnung bereitgestellt zu werden. Dadurch kann diesbezüglich ein entsprechender Aufwand schaltungstechnisch reduziert sein.
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Gemäß einer Weiterbildung wird vorgeschlagen, dass ein Bezugspotential derjenigen der beiden Treiberschaltungen mit einem Bezugspotentialanschluss des jeweiligen Schaltelements über einen ersten Kondensator der Anlaufschaltung elektrisch gekoppelt ist, dessen Bezugspotentialanschluss am Gleichspannungszwischenkreis, insbesondere unmittelbar, angeschlossen ist. In den meisten Fällen wird diesbezüglich das Bezugspotential der Treiberschaltung über den ersten Kondensator mit dem Bezugspotential des Schaltelements verbunden, welches am negativen elektrischen Potential des Gleichspannungszwischenkreises unmittelbar angeschlossen ist. Natürlich ist auch eine duale Ausgestaltung entsprechend denkbar, bei der zum Beispiel anstelle von bipolaren NPN-Transistoren bipolare PNP-Transistoren, anstelle von n-Kanal-MOSFET's p-Kanal-MOSFET's und/oder dergleichen vorgesehen sind. Durch diese Anordnung kann erreicht werden, dass eine zuverlässige Startfunktion bezüglich des Wandelns von elektrischer Energie durch die Schaltungsanordnung gewährleistet werden kann. Insbesondere in Verbindung mit der Energieversorgungseinheit kann somit auch beim Einschalten beziehungsweise beim Inbetriebnehmen der Schaltungsanordnung eine zuverlässige Funktion erreicht werden.
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Gemäß einer Weiterbildung wird vorgeschlagen, dass die Anlaufschaltung eine erste Diode aufweist, die derart angeordnet ist, dass sie im eingeschalteten Zustand des Schaltelements zum Entladen des ersten Kondensators zum ersten Kondensator parallelgeschaltet ist. Zu diesem Zweck kann die erste Diode am Bezugspotential mit einem ersten Diodenanschluss angeschlossen sein. Der zweite Diodenanschluss ist vorzugsweise am Mittelanschluss der Reihenschaltung angeschlossen, sodass eine Entladungsfunktion nur dann vorgesehen ist, wenn das zugehörige Schaltelement im eingeschalteten Schaltzustand ist. Dadurch kann erreicht werden, dass die Funktion des ersten Kondensators tatsächlich nur während des Inbetriebnehmens beziehungsweise Anlaufens oder Anschwingens der Schaltungsanordnung aktiviert ist. Während des bestimmungsgemäßen Betriebs zum Wandeln von elektrischer Energie, bei dem die Schaltelemente wechselseitig im eingeschalteten und im ausgeschalteten Schaltzustand sind, wird somit der erste Kondensator kontinuierlich entladen gehalten, sodass das Bezugspotential dieser Treiberschaltung im Wesentlichen mit dem elektrischen Potential am Betriebspotentialanschluss des entsprechenden Schaltelements übereinstimmt, beispielsweise geringfügig darüber liegt, zum Beispiel aufgrund von Durchlassspannungen der ersten Diode und/oder des zugeordneten Schaltelements oder dergleichen. Handelt es sich bei dem Bezugspotentialanschluss am Gleichspannungszwischenkreis um das negative elektrische Potential des Gleichspannungszwischenkreises, ist die erste Diode mit einem Anodenanschluss an dem Kondensator und mit einem Kathodenanschluss am Mittelanschluss der Reihenschaltung angeschlossen. Natürlich kann hier auch eine entsprechende duale Anordnung vorgesehen sein, beispielsweise wenn das Bezugspotential das positive elektrische Potential des Gleichspannungszwischenkreises ist und entsprechend duale Schaltelemente zum Einsatz kommen.
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Dem Grunde nach kann der Diodenanschluss der ersten Diode natürlich auch an der positiven Potentialschiene angeschlossen sein. In diesem Fall ist der zweite Diodenanschluss natürlich am Bezugspotential der Treiberschaltung angeschlossen, die das an der positiven Potentialschiene des Gleichspannungszwischenkreises angeschlossene Schaltelement steuert. Entsprechend ist der erste Kondensator dann zwischen dem Mittelanschluss und diesem Bezugspotential angeschlossen. Die Schaltungsanordnung ist entsprechend anzupassen.
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Eine vorteilhafte Weiterbildung kann sich ferner dadurch ergeben, dass die Schaltungsanordnung einen Gleichrichter aufweist, der derart mit dem Gleichspannungszwischenkreis elektrisch gekoppelt ist, dass der Gleichspannungszwischenkreis über den Gleichrichter mit elektrischer Energie von einer einphasigen elektrischen Wechselspannungsquelle versorgt wird, wobei das Bezugspotential der Treiberschaltung über eine zweite Diode der Anlaufschaltung mit einem von zwei Wechselspannungsanschlüssen des Brückengleichrichters elektrisch gekoppelt ist. Hierdurch kann erreicht werden, dass eine ergänzende Entladungsfunktion für den ersten Kondensator bereitgestellt wird, und zwar vorzugsweise im bestimmungsgemäßen Betrieb des Energiewandlers durch die Schaltungsanordnung. Vorzugsweise ist auch in diesem Fall ein Anodenanschluss der zweiten Diode am Bezugspotential der Treiberschaltung beziehungsweise am ersten Kondensator angeschlossen und ein Kathodenanschluss der zweiten Diode am entsprechenden Wechselspannungsanschluss des Brückengleichrichters.
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Ferner wird vorgeschlagen, dass die Steuerschaltung einen mit einem Schwingkreis, insbesondere zumindest mit der Induktivität des Schwingkreises, gekoppelten Übertrager zum Bereitstellen der Steuersignale aufweist. Hierdurch können auf einfache Weise die gewünschten Steuersignale bereitgestellt werden, ohne einen komplexen hardwaretechnischen Aufbau bereitstellen zu müssen. Darüber hinaus kann auf einfache Weise auch eine galvanische Trennung realisiert werden, sodass der Schwingkreis von den Steuersignalen galvanisch getrennt ausgebildet sein kann. Dies kann die Zuverlässigkeit der Ansteuerung der Schaltelemente verbessern. Darüber hinaus kann die Steuerschaltung natürlich auch Sensoren umfassen, mittels denen eine oder auch mehrere Zustandsgrößen des Schwingkreises erfasst werden können, um die Steuerdaten in geeigneter Weise bereitstellen zu können. Derartige Sensoren können zum Beispiel Feldsensoren sein, die ein Magnetfeld, ein elektrisches Feld, oder dergleichen umfassen können, und/oder Spannungs- und/oder Stromsensoren, mittels denen elektrische Größen des Schwingkreises erfasst werden können. In diesem Fall kann die Steuerschaltung zusätzlich auch eine Auswerteeinheit umfassen, die zum Beispiel durch eine Hardwareschaltung oder dergleichen gebildet sein kann.
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Die für die Schaltungsanordnung angegebenen Vorteile und Wirkungen gelten gleichermaßen für die mit der Schaltungsanordnung ausgerüstete Leuchteinrichtung sowie das Verfahren gemäß der Erfindung und umgekehrt. Insofern können für Vorrichtungsmerkmale auch Verfahrensmerkmale sowie umgekehrt vorgesehen sein.
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Weitere Vorteile und Merkmale ergeben sich anhand der folgenden Beschreibung eines Ausführungsbeispiels sowie anhand der beigefügten Figuren. In den Figuren bezeichnen gleiche Bezugszeichen gleiche Merkmale und Funktionen.
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Es zeigen:
- 1 ein schematisches Schaltbild für eine Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung;
- 2 eine schematische Darstellung eines Spannungs-ZeitDiagramms, in dem mittels eines ersten Graphen eine Steuerspannung für eine Treiberschaltung gemäß 1 dargestellt ist und mittels eines zweiten Graphen eine Spannungsversorgung als Energieversorgung für die Treiberschaltung gemäß 1;
- 3 in einer Diagrammdarstellung wie 2 eine schematische Darstellung von Strömen durch die Schaltelemente der Schaltungsanordnung gemäß 1 in einer schematischen Darstellung;
- 4 in einer Diagrammdarstellung wie 2 eine schematische Darstellung einer Steuerspannung mit dem ersten Graphen, wobei mittels eines zweiten Graphen eine elektrische Spannung an einem Eingangsanschluss einer monostabilen Kippschaltung eine erste der Treiberschaltungen gemäß 1 dargestellt ist;
- 5 eine Darstellung wie 4, jedoch für eine zweite der Treiberschaltungen gemäß 1;
- 6 eine schematische Darstellung eines Spannungs-ZeitDiagramms, bei dem mittels eines ersten Graphen eine Spannung an einer Schaltstrecke eines ersten der Schaltelemente und mittels eines zweiten Graphen eine Basisspannung an einer Basis eines Transistors der monostabilen Kippschaltung der Schaltungsanordnung gemäß 1 dargestellt ist; und
- 7 eine Diagrammdarstellung entsprechend wie 6, jedoch für das zweite der Schaltelemente und die zweite der monostabilen Kippschaltungen.
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1 zeigt in einer schematischen Schaltbildansicht eine Leuchteinrichtung 60 mit einem Leuchtmittel D50, welches vorliegend als Leuchtdiodenanordnung ausgebildet ist. Die Leuchteinrichtung 60 umfasst ferner einen elektrischen Leuchteinrichtungsanschluss zum Anschließen an eine Wechselspannungsquelle 54 als elektrische Energiequelle, die vorliegend durch ein öffentliches Energieversorgungsnetz gebildet ist und eine einphasige Wechselspannung bereitstellt. Die Wechselspannung hat vorliegend einen Effektivwert von etwa 230 V bei etwa 50 Hz. Die Leuchteinrichtung 60 umfasst ferner eine an das Leuchtmittel D50 und den Leuchteinrichtungsanschluss angeschlossene Schaltungsanordnung 10 gemäß der Erfindung zum Wandeln von elektrischer Energie.
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Die Schaltungsanordnung 10 weist einen Gleichspannungszwischenkreis 12 auf, der ein positives elektrisches Potential an einer ersten Potentialschiene 62 und ein gegenüber dem positiven Potential negatives Potential an einer zweiten Potentialschiene 64 bereitstellt. Die zweite Potentialschiene 64 ist ferner mit einer Masse 66 der Schaltungsanordnung 10 elektrisch gekoppelt. Zwischen den Potentialschienen 62, 64 ist ein elektrischer Kondensator C1 angeschlossen.
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Die Schaltungsanordnung 10 umfasst einen Gleichrichter 52, der vorliegend als Brückengleichrichter ausgebildet ist und die Dioden D1, D2, D3, D4 umfasst. Der Gleichspannungszwischenkreis 12 ist mit nicht weiter bezeichneten Gleichspannungsanschlüssen des Gleichrichters 52 elektrisch verbunden. Dadurch wird der Gleichspannungszwischenkreis 12 über den Gleichrichter 52 mit elektrischer Energie von der einphasigen elektrischen Wechselspannungsquelle 54 versorgt. Zu diesem Zweck weist der Gleichrichter 52 zwei Wechselspannungsanschlüsse 56, 58 auf, an die die elektrische Wechselspannungsquelle 54 angeschlossen ist. Der Gleichspannungszwischenkreis 12 umfasst ferner einen Zwischenkreiskondensator C2, an dem eine Zwischenkreisgleichspannung des Gleichspannungszwischenkreises 12 für den bestimmungsgemäßen Betrieb der Schaltungsanordnung 10 bereitgestellt wird. Der Gleichspannungszwischenkreis 12 stellt somit seinerseits die von der Schaltungsanordnung 10 zu wandelnde elektrische Energie bereit.
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Die Schaltungsanordnung 10 umfasst ferner eine Reihenschaltung 14 aus zwei in Reihe geschalteten Schaltelementen 16, 18, die vorliegend als MOSFET ausgebildet sind. In alternativen Schaltungsanordnungen können natürlich auch andere Schaltelemente vorgesehen sein, beispielsweise bipolare Transistoren, IGBT's, aber dem Grunde nach auch Thyristoren wie zum Beispiel GTO's, Kombinationsschaltungen hiervon und/oder dergleichen. Die Reihenschaltung 14 ist an die erste und die zweite Potentialschiene 62, 64 des Gleichspannungszwischenkreises 12 angeschlossen und stellt einen Mittelanschluss 20 bereit. Somit ist auch ein Bezugspotentialanschluss 48 des Schaltelements 18, hier ein Source-Anschluss des entsprechenden MOSFET, an die zweite Potentialschiene 64 angeschlossen. Der Mittelanschluss 20 ist durch einen Verbindungsanschluss der beiden Schaltelemente 16, 18 gebildet.
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Die Schaltungsanordnung 10 umfasst ferner einen Schwingkreis 22 zum Bereitstellen der gewandelten elektrischen Energie. Der Schwingkreis 22 ist vorliegend als Serienschwingkreis ausgebildet und umfasst eine elektrische Kapazität, die vorliegend durch eine Reihenschaltung aus elektrischen Kondensatoren C6 und C7 gebildet ist, und eine elektrische Induktivität, die vorliegend durch die elektrische Spule L4 gebildet ist. Mit einem ersten Anschluss der Spule L4 ist der Schwingkreis 22 an den Mittelanschluss 20 angeschlossen. Ein zweiter Anschluss der Spule L4 ist an den Kondensator C6 angeschlossen. Mit dem Kondensator C7 ist der Schwingkreis 22 an die erste Potentialschiene 62 angeschlossen.
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Parallel zum Schaltelement 16 ist ein elektrischer Kondensator C5 geschaltet, der der Funkentstörung und einer Schaltentlastung der beiden Schaltelemente 16, 18 dient. Die gewandelte elektrische Energie wird vorliegend am Kondensator C7 des Schwingkreises 22 bereitgestellt. Am Kondensator C7 ist ein Brückengleichrichter 50 mit seinen Wechselspannungsanschlüssen angeschlossen, der die Dioden D30, D31, D32 und D33 umfasst. Gleichspannungsseitig ist der Brückengleichrichter 50 an einen Kondensator C8 angeschlossen, an dem seinerseits das Leuchtmittel D50 angeschlossen ist.
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Durch den Betrieb der Schaltelemente 16, 18 wechselweise im Schaltbetrieb wird der Schwingkreis 22 mit elektrischer Energie aus dem Gleichspannungszwischenkreis 12 beaufschlagt. Diese wird in gewandelter Weise am Kondensator C7 über den Brückengleichrichter 50 und den Kondensator C8 für das Leuchtmittel D50 bereitgestellt.
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Die Schaltungsanordnung 10 umfasst ferner zwei Treiberschaltungen 24, 26, wobei jeweils eine der beiden Treiberschaltungen 24, 26 an einem Steueranschluss 28, 30 eines jeweiligen der beiden Schaltelemente 16, 18 angeschlossen ist. Die Steueranschlüsse 28, 30 sind vorliegend an entsprechende Gate-Anschlüsse der die Schaltelemente 16, 18 bildenden MOSFET's angeschlossen.
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Die Treiberschaltungen 24, 26 sind ausgebildet, den jeweiligen Steueranschluss 28, 30 abhängig von einem Steuersignal an einem Treiberanschluss 32, 34 der jeweiligen Treiberschaltung 24, 26 mit einem Schaltsignal zu beaufschlagen, um das jeweilige Schaltelement 16, 18 im Schaltbetrieb zu betreiben.
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Die Schaltungsanordnung 10 umfasst ferner eine Steuerschaltung zum Erfassen eines Betriebszustands des Schwingkreises 22 und zum Bereitstellen der Steuersignale für die Treiberschaltungen 24, 26 abhängig vom erfassten Betriebszustand, um die Schaltelemente 16, 18 wechselseitig derart im Schaltbetrieb zu betreiben, dass dem Gleichspannungszwischenkreis 12 entnommene Energie als gewandelte Energie am Schwingkreis 22 bereitsteht. Zu diesem Zweck ist die Steuerschaltung vorliegend durch mit der Spule L4 magnetisch gekoppelte Spulen L5, L6 gebildet. In alternativen Ausgestaltungen kann hier natürlich auch eine mit Sensoren ausgerüstete Steuerschaltung vorgesehen sein, die einen jeweiligen Zustand des Schwingkreises 22 erfasst und die jeweiligen Steuersignale bereitzustellen vermag. In der vorliegenden Ausgestaltung kann durch die Spulen L5, L6 zugleich auch elektrische Energie für den bestimmungsgemäßen Betrieb der Treiberschaltungen 24, 26 bereitgestellt werden, wie im Folgenden noch erläutert werden wird.
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Jede der Treiberschaltungen 24, 26 ist ausgebildet, das Schaltsignal mit einer vorgebbaren Einschaltzeit bereitzustellen. Die Einschaltzeit ist vorliegend unabhängig vom Steuersignal bereitgestellt. Mit dem Steuersignal wird lediglich ein zeitlicher Beginn des Einschaltsignals definiert. Das zugehörige zeitliche Ende der jeweiligen Einschaltzeit definiert die Treiberschaltung selbst, und zwar insbesondere im Wesentlichen unabhängig davon, welchen Zustand das Steuersignal einnimmt.
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Zu diesem Zweck umfasst jede der Treiberschaltungen 24, 26 eine monostabile Kippschaltung 36, die die vorgebbare Einschaltzeit definiert und im Betrieb der Schaltungsanordnung 10 bereitstellt. In der vorliegenden Ausgestaltung gemäß 1 umfasst die monostabile Kippschaltung 36 die Transistoren Q1, Q4 in der Treiberschaltung 24 beziehungsweise die Transistoren Q2, Q3 in der Treiberschaltung 26. Darüber hinaus umfasst die monostabile Kippschaltung 36 der Treiberschaltung 24 die elektrischen Widerstände R21, R22 und R23, den elektrischen Kondensator C22 sowie zwei Dioden D22 und D20, die in Serie an Emitteranschlüssen der jeweiligen als bipolare Transistoren ausgebildeten Transistoren Q1 und Q4 angeschlossen sind. In entsprechender Weise ist die monostabile Kippschaltung 36 der Treiberschaltung 26 ausgebildet, wobei hier entsprechend die elektrischen Widerstände R11, R12 und R13 sowie der Kondensator C12 und Dioden D12 und D10 umfasst sind. Die Schaltungsstruktur entspricht der, wie sie auch bei der Treiberschaltung 24 vorliegt. Die monostabile Kippschaltung 36 wird im Folgenden anhand der monostabilen Kippschaltung 36 der Treiberschaltung 24 weiter erläutert.
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Jede der Treiberschaltungen 24, 26 weist ferner eine Verzögerungsschaltung 38 auf, die zwischen dem Treiberanschluss 32, 34 und dem Eingangsanschluss 40 der jeweiligen monostabilen Kippschaltung 36 angeschlossen ist. Die Verzögerungsschaltung 38 ist ausgebildet, abhängig vom Steuersignal ein um eine vorgebbare Zeitspanne verzögertes Steuersignal am Eingangsanschluss 40 bereitzustellen. Vorliegend ist die Verzögerungsschaltung 38 durch eine elektrische Reihenschaltung aus einem elektrischen Widerstand R20 und einem elektrischen Kondensator C20 in der Treiberschaltung 24 beziehungsweise eine Reihenschaltung aus einem elektrischen Widerstand R10 und einem elektrischen Kondensator C10 in der Treiberschaltung 26 gebildet. Ein Verbindungsanschluss dieser beiden Bauelemente ist an dem jeweiligen Eingangsanschluss 40 der jeweiligen monostabilen Kippschaltung 36 angeschlossen. Der jeweilige Treiberanschluss 32, 34 ist an die jeweilige Spule L5 beziehungsweise L6 angeschlossen. Der Kondensator C10, C20 der jeweiligen Verzögerungsschaltung 38 ist an ein jeweiliges Bezugspotential 46 beziehungsweise 68 der jeweiligen Treiberschaltung 24 beziehungsweise 26 angeschlossen. An dieses Bezugspotential 46 beziehungsweise 68 ist auch die jeweilige Spule L5 beziehungsweise L6 angeschlossen.
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Ferner umfasst jede der Treiberschaltungen 24, 26 eine eigene Energieversorgungseinheit 42, 44. Die Energieversorgungseinheit 42 der Treiberschaltung 24 umfasst vorliegend eine Reihenschaltung aus einer Diode D21 sowie einem Kondensator C21, die parallel zur Verzögerungsschaltung 38 an den Treiberanschluss 32 angeschlossen ist und eine Einweggleichrichtung bereitstellt. Am Kondensator C21 steht eine Versorgungsspannung für die Treiberschaltung 24 bereit. Ein elektrisches Bezugspotential 68 der ersten Treiberschaltung 24 ist an den Mittelanschluss 20 angeschlossen. Entsprechend ist für die Energieversorgungseinheit 44 der Treiberschaltung 26 eine Reihenschaltung aus einer Diode D11 und einem Kondensator C11 vorgesehen.
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Ferner ist eine nicht bezeichnete Anlaufschaltung vorgesehen, die dazu dient, bei einem Einschalten der Schaltungsanordnung 10 ein Anlaufen für einen bestimmungsgemäßen Betrieb zu gewährleisten. Zu diesem Zweck umfasst die Anlaufschaltung elektrische Widerstände R14, R24, einen ersten elektrischen Kondensator C9 sowie Dioden D5 und D7. Die Anlaufschaltung nutzt ferner Teile der monostabilen Kippschaltungen 36, insbesondere die Kondensatoren C12 und C22.
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Der elektrische Widerstand R24 ist an das positive Potential der ersten Potentialschiene 62 des Gleichspannungszwischenkreises 12 mit einem ersten Anschluss angeschlossen. Ein zweiter Anschluss des Widerstands R24 ist an den Kondensator C22 angeschlossen. Der elektrische Widerstand R14 ist mit einem ersten Anschluss am Mittelanschluss 20 der Reihenschaltung 14 angeschlossen. Ein zweiter Anschluss des Widerstands R14 ist an den Kondensator C12 angeschlossen. Die Funktion der Widerstände R14 und R24 wird im Folgenden noch weiter erläutert werden.
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Der erste Kondensator C9 ist zwischen dem Bezugspotential 46 und der negativen zweiten Potentialschiene 64 des Gleichspannungszwischenkreises 12 angeschlossen. Die erste Diode D7 ist derart angeordnet, dass sie im eingeschalteten Zustand des Schaltelements 18 zum Entladen des ersten Kondensators C9 zum ersten Kondensator C9 parallelgeschaltet ist. Zu diesem Zweck ist eine Anode der ersten Diode D7 mit dem Bezugspotential 46 elektrisch verbunden. Eine Kathode der ersten Diode D7 ist am Mittelanschluss 20 der Reihenschaltung 14 angeschlossen.
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Darüber hinaus ist das Bezugspotential 46 der Treiberschaltung 26 über eine zweite Diode D5 mit einem der beiden Wechselspannungsanschlüsse 56, 58 des Gleichrichters 52 elektrisch gekoppelt. Vorliegend ist dies der Wechselspannungsanschluss 58. Die zweite Diode D5 ist zu diesem Zweck mit einer Anode an dem Bezugspotential 46 angeschlossen, wohingegen eine Kathode der zweiten Diode D5 an dem Wechselspannungsanschluss 58 angeschlossen ist.
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Mit den Energieversorgungseinheiten 42, 44 kann die jeweilige monostabile Kippschaltung 36 während des bestimmungsgemäßen Betriebs der Schaltungsanordnung 10 mit elektrischer Energie versorgt werden. Die Energieversorgung kann über die jeweiligen Spulen L5 und L6 sowie die jeweiligen Einweggleichrichtungen mittels der Dioden-Kondensator-Kombinationen D21, C21 für die Treiberschaltung 24 sowie D11, C11 für die Treiberschaltung 26 erfolgen.
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Aus den jeweiligen Kondensatoren C11 beziehungsweise C21 werden die jeweiligen monostabilen Kippschaltungen 36 während des bestimmungsgemäßen Wandlungsbetriebs mit elektrischer Energie versorgt. Die grundlegende Funktion der monostabilen Kippschaltung 36 ist dem Fachmann bekannt, weshalb von ausführlichen weitergehenden Erläuterungen des Funktionsprinzips vorliegend abgesehen wird. Eine solche Schaltung ist zum Beispiel gelegentlich auch unter dem Begriff Monoflop beziehungsweise monostabiler Multivibrator bekannt und zum Beispiel in Lexikon Elektronik von Hans-Dieter Junge und Albrecht Möschwitzer, VCH Verlagsgesellschaft mbH Weinheim, 1994, offenbart.
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Zum Inbetriebnehmen beziehungsweise Anlaufen sind die Kondensatoren C11 und C21 der Energieversorgungseinheiten 42, 44 noch nicht auf eine elektrische Spannung aufgeladen, die ein ausreichend langes Einschalten eines der Schaltelemente 16, 18 erlauben würde. Über die Spulen L5 und L6 steht noch keine Energie zur Verfügung. Um die Schaltungsanordnung in Betrieb zu setzen, ist deshalb die Anlaufschaltung vorgesehen, um eine Vorladung der Kondensatoren C11 und C21 aus dem Gleichspannungszwischenkreis 12 über die Widerstände R24 und R14 zu ermöglichen. Über diese wird zusätzlich der Kondensator C9 aufgeladen, bis das Schaltelement 18 einschaltet. Dadurch läuft die Schaltungsanordnung an und es kann aus elektrischen Spannungen, die durch die Spulen L5, L6 bereitgestellt werden, die Dioden-Kondensator-Kombination D21, C21 beziehungsweise D11, C11 aufgeladen werden, sodass die Treiberschaltungen 24, 26 im bestimmungsgemäßen Betrieb hierüber mit Energie versorgt werden können.
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Im bestimmungsgemäßen Wandlungsbetrieb wird der Kondensator C9 über die Diode D7 und das Schaltelement 18 im eingeschalteten Zustand periodisch entladen. Im eingeschalteten Zustand des Schaltelements 18 ist die erste Diode D7 zum Kondensator C9 somit parallelgeschaltet. Dadurch entspricht das Bezugspotential 46 im Wesentlichen auf dem elektrischen Potential an der zweiten Potentialschiene 64. Darüber hinaus erfolgt ebenso eine Entladung über die zweite Diode D5, abhängig von der jeweiligen Phasenlage der durch die Wechselspannungsquelle 54 bereitgestellten Wechselspannung.
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Die jeweilige monostabile Kippschaltung 36 ist ausgebildet, das Schaltsignal am jeweiligen Steueranschluss 28, 30 derart bereitzustellen, dass mittels Signalpegeln des Schaltsignals entsprechend zugeordnete Schaltzustände der Schaltelemente 16, 18 eingestellt werden können. Es ist also nicht mehr erforderlich, zusätzlich Treiber vorzusehen, die entsprechende Signalanpassungen vornehmen müssen.
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Durch die Verzögerungsschaltung 38 kann erreicht werden, dass eine Totzeit bereitgestellt wird, während der beide Schaltelemente 16, 18 im ausgeschalteten Zustand angesteuert werden. Dadurch kann sichergestellt werden, dass bei Übergangszuständen, insbesondere beim Wechsel von einem eingeschalteten Zustand in einen ausgeschalteten Zustand, durch die Reihenschaltung 14 kein Kurzschlussstrom fließt sowie das Einschalten eines jeweiligen der beiden Schaltelemente 16, 18 solange verzögert wird, bis die elektrische Spannung an deren jeweiligen Schaltstrecken nahezu null beträgt.
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Aus 1 ist ferner ersichtlich, dass zum Schaltelement 16 ein Kondensator C5 parallelgeschaltet ist. Dieser Kondensator C5 dient der Funkentstörung und der Schaltentlastung der beiden Schaltelemente 16, 18. Die Totzeit ist unter Berücksichtigung des Kondensators C5 zu wählen. Je größer der Kondensator C5 gewählt ist, desto größer sollte auch die Totzeit eingestellt werden.
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Ferner ist aus der 1 ersichtlich, dass parallel zum Kondensator C6 ein elektrischer Widerstand R1 geschaltet ist. Dieser dient dazu, den Kondensator C6 während eines Startvorgangs der Schaltungsanordnung 10 entladen zu halten, sodass ein zuverlässiges Anlaufen der Schaltungsanordnung 10 erreicht werden kann. Der Widerstand R1 kann einen vergleichsweise hohen Widerstandswert aufweisen, beispielsweise 560 kQ.
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In den folgenden 2 bis 7 sind eine Reihe von schematischen Diagrammdarstellungen mit Graphen dargestellt, die die Funktion der Schaltungsanordnung 10 gemäß 1 weiter verdeutlichen.
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2 zeigt ein Spannungs-Zeit-Diagramm, bei dem eine Abszisse der Zeit in µs und eine Ordinate einer elektrischen Spannung in V zugeordnet sind. Mit einem Graphen 88 ist eine elektrische Spannung dargestellt, die während des bestimmungsgemäßen Betriebs der Schaltungsanordnung 10 an der Spule L5 anliegt. Ein Graph 70 stellt die elektrische Spannung am Kondensator C21 dar, der der Energieversorgungseinheit 42 zugeordnet ist. Diese Spannung steht als Versorgungsspannung für die monostabile Kippschaltung 36 der Treiberschaltung 24 zur Verfügung.
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3 zeigt ein weiteres Diagramm, bei dem die Abszisse 94 wie bei 2 der Zeit und die Ordinate 96 einem elektrischen Strom in mA zugeordnet ist. Mit einem ersten Graphen 72 ist in 3 der Strom durch das Schaltelement 16 und mit einem Graphen 74 der Strom durch das zweite Schaltelement 18 dargestellt. Zwei parallele Achsen 76, 78 zur Ordinate definieren einen Zeitraum, der einer Totzeit entspricht.
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Zur 3 sind die Diagramme der 4 und 5 zeitlich zugeordnet. Sie weisen die gleichen Abszissen 94 als Zeitachsen wie 3 auf. Die jeweiligen Ordinaten 96 sind Spannungen zugeordnet, die die jeweilige Spannung in V wiedergeben. In den Diagrammen der 4 und 5 sind ebenfalls die Achsen 76, 78 dargestellt, die den Zeitraum für die Totzeit zeigen.
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In 4 ist mit dem Graphen 88 wieder die Spannung an der Spule L5 dargestellt. Mit einem zweiten Graphen 80 ist die elektrische Spannung am Kondensator C20 der Energieversorgungseinheit 42 dargestellt. Die Spannung am Kondensator C20 entspricht der Spannung am Eingangsanschluss der monostabilen Kippschaltung 36, die an der Basis des bipolaren Transistors Q4 anliegt. Wie aus dem Diagramm gemäß 4 ersichtlich ist, kann die Spannung einen negativen Wert von weit unter -10 V erreichen. Um die Basis-Emitter-Strecke des bipolaren Transistors Q4 vor einer Spannungsüberlastung zu schützen, ist die Diode D21 vorgesehen. Entsprechendes ist für die Basis-Emitter-Strecke des weiteren bipolaren Transistors Q1 vorgesehen. Dies gilt gleichermaßen auch für die monostabile Kippschaltung 36 der Treiberschaltung 26.
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5 zeigt in einem weiteren Diagramm wie 4, welches den Diagrammen der 3 und 4 zeitlich zugeordnet ist, mit einem Graphen 82 eine elektrische Spannung an der Spule L6. Entsprechend ist eine elektrische Spannung am Kondensator C10 mit einem Graphen 84 dargestellt. Dem Grunde nach entspricht der Spannungsverlauf an der Spule L6 dem, wie er bereits im Diagramm gemäß 4 dargestellt ist, wobei dieser jedoch um 180 Grad phasenverschoben ist.
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Aus den Diagrammen der 4 und 5 ist mit den Graphen 80 und 84 erkennbar, dass die jeweilige Spannung nur geringfügig über null ansteigt.
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In der vorliegenden Ausgestaltung wird die Haltefunktion der jeweiligen monostabilen Kippschaltung 36 durch die jeweils durch die Spulen L5, L6 in Verbindung mit der jeweiligen Verzögerungsschaltung 38 bereitgestellten Spannungen erreicht. Ein entsprechendes Netzwerk, wie es bei gewöhnlichen monostabilen Kippschaltungen ansonsten üblich ist, kann deshalb eingespart werden.
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6 zeigt ein weiteres Spannungs-Zeit-Diagramm, bei dem eine Abszisse 94 wieder als Zeitachse ausgebildet ist und einer Zeit in µs zugeordnet ist. Eine Ordinate 96 ist wieder einer Spannung in V zugeordnet. Mit dem Graphen 88 ist wieder die Spannung an der Spule L5 dargestellt. Mit einem weiteren Graphen 86 ist hingegen eine Spannung an einer Basis des bipolaren Transistors Q1 gegenüber dem Bezugspotential 68 dargestellt. Zu erkennen ist hier die Steuerungsfunktion des Transistors Q1.
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Zeitlich zugeordnet stellt 7 ein Diagramm mit einer Zeitachse als Abszisse 94 wie 6 dar. Eine Ordinate 96 ist wieder wie in 6 der Spannung in V zugeordnet. Ein Graph 82 im Diagramm der 7 stellt wieder die elektrische Spannung an der Spule L6 dar, wie sie bereits anhand von 5 erläutert worden ist. Ein Graph 90 stellt die Spannung an der Basis des bipolaren Transistors Q2 gegenüber dem Bezugspotential 46 dar. Mit einem weiteren Graphen 92 wird die Spannung am Schaltelement 16 dargestellt. Zu erkennen ist, wie mittels der monostabilen Kippschaltung 36 die entsprechende Steuerung der Schaltelemente, hier das Schaltelement 18, erreicht werden kann.
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Das Ausführungsbeispiel dient lediglich der Erläuterung der Erfindung und soll diese nicht beschränken. Natürlich können für die Realisierung der erfindungsgemäßen Funktion auch andere Funktionseinheiten vorgesehen sein, mittels denen die vorgegebene Einschaltzeit für die Schaltelemente realisiert werden kann.
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Darüber hinaus ist vorliegend vorgesehen, dass die Schaltelemente 16, 18 eine integrierte Freilaufdiode aufweisen, die nicht separat dargestellt ist. Es kann vorgesehen sein, dass je nach Art des gewählten Schaltelements eine separate Freilaufdiode vorzusehen ist. Darüber hinaus können natürlich die Funktionseinheiten auch in dualer Weise ausgebildet sein. In dem vorliegenden Ausführungsbeispiel sind n-Kanal MOSFET's als Schaltelemente 16, 18 vorgesehen. Alternativ kann die Schaltung natürlich auch mit p-Kanal MOSFET's ausgebildet sein. In diesem Zusammenhang können die Treiberschaltungen 24, 26 ebenfalls dual ausgebildet sein.
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Bezugszeichenliste
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- 10
- Schaltungsanordnung
- 12
- Gleichspannungszwischenkreis
- 14
- Reihenschaltung
- 16
- Schaltelement
- 18
- Schaltelement
- 20
- Mittelanschluss
- 22
- Schwingkreis
- 24
- Treiberschaltung
- 26
- Treiberschaltung
- 28
- Steueranschluss
- 30
- Steueranschluss
- 32
- Treiberanschluss
- 34
- Treiberanschluss
- 36
- monostabile Kippschaltung
- 38
- Verzögerungsschaltung
- 40
- Eingangsanschluss
- 42
- Energieversorgungseinheit
- 44
- Energieversorgungseinheit
- 46
- Bezugspotential
- 48
- Bezugspotentialanschluss
- 50
- Brückengleichrichter
- 52
- Gleichrichter
- 54
- Wechselspannungsquelle
- 56
- Wechselspannungsanschluss
- 58
- Wechselspannungsanschluss
- 60
- Leuchteinrichtung
- 62
- erste Potentialschiene
- 64
- zweite Potentialschiene
- 66
- Masse
- 68
- Bezugspotential
- 70
- Graph
- 72
- Graph
- 74
- Graph
- 76
- Achse
- 78
- Achse
- 80
- Graph
- 82
- Graph
- 84
- Graph
- 86
- Graph
- 88
- Graph
- 90
- Graph
- 92
- Graph
- 94
- Abszisse
- 96
- Ordinate
- D50
- Leuchtmittel
- C1, C5 bis C8, C10 bis C12, C20 bis C22
- Kondensator
- D1 bis D5, D7, D10 bis D12, D20 bis D22, D30 bis D31
- Diode
- R1, R10 bis R13, R20 bis R23
- Widerstand
- Q1 bis Q4
- Transistor
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ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur
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- DE 19548506 A1 [0005, 0006, 0007, 0016]
