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Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Bereitstellung einer trimmbaren Bandgap-Referenzspannung.
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In der elektronischen Schaltungstechnik werden zu unterschiedlichen Zwecken Referenzspannungen benötigt. Die Genauigkeitsanforderungen an die Stabilität aber auch den absoluten Wert der Referenzspannung wachsen häufig mit der Funktionsvielfalt der jeweiligen Schaltung. Während für einfache Anwendungen die Erzeugung einer Referenzspannung durch den an einer ZenerDiode auftretenden Spannungsabfall genügen kann, erfordern komplexe Schaltungen in der Regel eine ebenfalls aufwendige Schaltungsanordnung zur Bereitstellung einer präzisen Referenzspannung, die nur geringen Schwankungen unterworfen ist.
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In der Praxis wird bei hohen Genauigkeitsanforderungen an die Referenzspannung häufig eine sogenannte Bandgap-Referenzspannung genutzt, welche den Abstand zwischen zwei Energieniveaus im Halbleiter ausnutzt. Problematisch ist dabei, dass die Bandgap-Referenzspannung zwar grundsätzlich sehr stabil ist, eine Einstellung des Arbeitsbereiches auf bestimmte Temperaturbereiche und in Bezug auf einen gewünschten Absolutwert der Referenzspannung aber kompliziert ist und in vielen Fällen zahlreiche elektronische Bauelemente erfordert, wodurch der Energiebedarf solcher Schaltungen unerwünscht steigt.
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In Anwendungen, die nur einen minimalen Energieverbrauch gestatten, können herkömmliche Bandgap-Referenzspannungen daher kaum eingesetzt werden. Beispielsweise beim Einsatz von passiven RFID-Sensoren muss der Energiebedarf minimal gehalten werden, denn die vom Sensor RFID-benötigte Betriebsenergie wird regelmäßig aus den Funkwellen gewonnen, die von einem Sender an den RFID-Sensor gesendet werden. Dennoch muss die von solchen Sensoren in bestimmten Anwendungsfällen benötigte Referenzspannung unter allen Betriebsbedingungen sehr genau bereitgestellt werden, da sie Auswirkungen auf das vom Sensor gelieferte Sensorsignal hat.
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Im Stand der Technik sind bereits unterschiedliche Schaltungsanordnungen beschrieben, welche die Bereitstellung von Referenzspannungen bei geringem Energieverbrauch zum Ziel haben.
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Ueno, K u.a. beschreiben in IEEE Journal of Solid-State Circuits, vol. 44, no. 7, pp. 2047-2054, July 2009, "A 300 nW, 15 ppm/°C, 20 ppm/V CMOS Voltage Reference Circuit Consisting of Subthreshold MOSFETs", eine Schaltung zur Bereitstellung einer Referenzspannung, basierend auf MOSFET Transistoren. Allerdings kann damit keine hohe Genauigkeit der Referenzspannung erzielt werden, aufgrund der relativ einfachen Schaltungsstruktur.
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Ge, G. u.a. beschreiben in IEEE Journal of Solid-State Circuits, vol. 46, no. 11, pp. 2693-2701, Nov. 2011, "A Single-Trim CMOS Bandgap Reference With a 3σ Inaccuracy of ±0.15% From -40°C to 125°C" eine Schaltung zur Bereitstellung einer Bandgap-Referenzspannung mit einer Genauigkeit von ±0.15 % und 5-12 ppm/°C nach einem Trimmvorgang. Allerdings benötigt diese Schaltung einen Betriebsstrom von etwa 55 µA, was für einen Einsatz in RFID Anwendungen deutlich zu viel ist. Der in RFID Anwendungen maximal erlaubte Strom ist 1 µA.
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Die
US 2016/016197 A1 zeigt eine Schaltung zur Erzeugung einer Referenzspannung mit einer Bandgapschaltung. Die Bandgapschaltung ist zwischen einem ersten Betriebsspannungspotenzial und einem zweiten Betriebsspannungspotenzial geschaltet. Sie umfasst einen ersten Strompfad, der vom ersten Betriebsspannungspotenzial über eine Diode, einen Spannungsteiler mit einem ersten Widerstand und einem zweiten Widerstand zu einem Bandgap-Schaltknoten, und von dort weiter über einen Steuertransistor, zum zweiten Betriebsspannungspotenzial verläuft. Weiterhin ist ein zweiter Strompfad vorgesehen, der vom ersten Betriebsspannungspotenzial über eine weitere Diode und einen weiteren Widerstand an den Bandgap-Schaltknoten und von dort gemeinsam mit dem ersten Strompfad über den Steuertransistor zum zweiten Betriebsspannungspotenzial verläuft. Die gewünschte Referenzspannung steht am Bandgap-Schaltknoten bereit. Ein Trimmen der Referenzspannung in Bezug auf ihren Absolutwert ist nicht möglich.
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Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht somit darin, eine verbesserte Schaltungsanordnung anzugeben, zur Bereitstellung einer Bandgap-Referenzspannung, die zumindest in Bezug auf die Temperaturabhängigkeit und in Bezug auf den absoluten Spannungswert trimmbar (einstellbar) sein soll, wobei der Energieverbrauch der Schaltungsordnung so gering sein soll, dass deren Einsatz auch in passiven RFID Sensorschaltungen oder ähnlichen Anwendungen möglich ist.
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Diese Aufgabe wird durch eine Schaltungsanordnung gemäß dem beigefügten Anspruch 1 und eine Schaltungsanordnung gemäß dem nebengeordneten Anspruch 10 gelöst.
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Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung verwendet dazu zunächst eine an sich bekannte Bandgapschaltung, die zwischen einem ersten Betriebsspannungspotenzial und einem zweiten Betriebsspannungspotenzial geschaltet ist und an einem Referenzspannungsknoten eine Referenzspannung liefert. Eine solche Bandgapschaltung umfasst einen ersten Strompfad, der vom ersten Betriebsspannungspotenzial über einen Transistor, einen Spannungsteiler mit einem ersten Widerstand und einem zweiten Widerstand zu einem Bandgap-Schaltknoten, und von dort weiter über einen ersten trimmbaren Widerstand und einen Steuertransistor, zum zweiten Betriebsspannungspotenzial verläuft. Weiterhin ist ein zweiter Strompfad vorgesehen, der vom ersten Betriebsspannungspotenzial über einen weiteren Transistor und einen weiteren Widerstand an den Bandgap-Schaltknoten und von dort gemeinsam mit dem ersten Strompfad über den trimmbarer Widerstand und den Steuertransistor zum zweiten Betriebsspannungspotenzial verläuft. Die gewünschte Referenzspannung steht am Bandgap-Schaltknoten bereit. Es ist für den Fachmann ersichtlich, dass hier nur die wesentlichen Elemente der Bandgapschaltung genannt sind und bei Bedarf Abwandlungen möglich sind, wie sie in Bezug auf derartige Bandgapschaltungen geläufig sind.
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Die Schaltungsanordnung umfasst weiterhin eine Steuerschaltung in der Art eines modifizierten Voll-Differenzial-Verstärkers. Dafür sind ein erster Spannung-Strom-Konverter, mindestens ein zweiter Spannung-Strom-Konverter und eine Strom-Spannungs-Wandlerstufe zusammengefasst. Die nicht-negierten Ausgänge aller Spannung-Strom-Konverter sind gemeinsam auf den ersten Eingang der Strom-Spannungs-Wandlerstufe geführt und die negierten Ausgänge aller Spannung-Strom-Konverter sind gemeinsam auf den zweiten Eingang der Strom-Spannungs-Wandlerstufe geführt. Der auf diese Weise modifizierte Voll-Differenzial-Verstärker besitzt damit mindestens zwei oder ggf. mehrere Eingangspaare, über welche gleichwertig verschiedenen Steuerparameter in die Steuerschaltung eingespeist werden, die dann für die Steuerung der Referenzspannung genutzt werden.
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Der erste Spannung-Strom-Konverter der Steuerschaltung ist mit seinen beiden Eingängen an die Bandgapschaltung angeschaltet, um Ausgangssignale zu liefern, die von der temperaturabhängigen Änderung der Spannung am Bandgap-Schaltknoten bestimmt sind. Damit wird die Temperaturabhängigkeit der Referenzspannung minimiert.
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Der zweite Spannung-Strom-Konverter der Steuerschaltung ist mit seinen beiden Eingängen an eine Absolutspannungseinheit angeschlossen, um Ausgangssignale zu liefern, die von der Spannungsänderung am Referenzspannungsknoten (VREF) bestimmt sind. Bevorzugt ist die Absolutspannungseinheit durch einen Spannungsteiler gebildet, insbesondere durch drei in Reihe geschaltete Widerstände, von denen einer als ein weiterer trimmbarer Widerstand ausgebildet ist, an den die beiden Eingänge des zweiten Spannung-Strom-Konverter geschaltet sind.
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Der Ausgang der Strom-Spannungs-Wandlerstufe der Steuerschaltung ist an die Steuerelektrode des Steuertransistors geschaltet.
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Ein wesentlicher Vorteil der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung besteht darin, dass basierend auf einer grundsätzlich bekannten, einfach aufgebauten und damit nur wenig Energie verbrauchenden Bandgapschaltung eine Bandgap-Referenzspannung bereit gestellt wird, die sowohl in Bezug auf den Arbeitstemperaturbereich als auch den gewünschten Absolutwert der Referenzspannung getrimmt werden kann. Damit steht eine Referenzspannung mit einem vorbestimmten Absolutwert und einer sehr geringer Temperaturdrift zur Verfügung. Gleichzeitig erhöht sich der Energiebedarf der Gesamtschaltung nur geringfügig gegenüber einer ungetrimmten Bandgapschaltung, da nur wenige weitere elektronische Bauelemente benötigt werden. Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung spart multiple Operationsverstärker und Buffer ein und die erreicht dennoch ähnliche Funktionalität.
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Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der Schaltungsanordnung ist jeweils ein Eingang des ersten Spannung-Strom-Konverters an die beiden Strompfade der Bandgapschaltung angeschaltet, um Ausgangssignale zu liefern, die von der temperaturabhängigen Spannungsdifferenz zwischen den beiden Strompfaden der Bandgapschaltung bestimmt sind. Dazu ist der erste Eingang bevorzugt an den Schaltknoten zwischen erstem und zweitem Widerstand des ersten Strompfades der Bandgapschaltung geschaltet, und der zweite Eingang ist an den Schaltknoten zwischen drittem Widerstand und Transistor des zweiten Strompfades der Bandgapschaltung angeschaltet.
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Bevorzugt ist der weitere trimmbare Widerstand der Absolutspannungseinheit über einen vierten Widerstand an den Referenzspannungsknoten und über einen sechsten Widerstand an das erste Betriebsspannungspotenzial geschaltet.
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Gemäß einer abgewandelten Ausführungsform sind die beiden Eingänge des zweiten Spannung-Strom-Konverters über einen Schalter bzw. eine Schalteinheit an den weiteren trimmbaren Widerstand geschaltet. Der Schalter ermöglicht ein Umschalten der beiden Eingänge, sodass sich die Polarität des am weiteren trimmbaren Widerstand abgegriffenen Spannungsabfalls am Eingang des zweiten Spannung-Strom-Konverters umkehren lässt.
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Weitergebildete Ausführungsformen der Schaltungsanordnung zeichnen sich dadurch aus, dass die Steuerschaltung mindestens einen dritten Spannung-Strom-Konverter umfasst, der mit seinen beiden Eingängen an eine weitere Kompensationseinheit, geschaltet ist, um Ausgangssignale zu liefern, die weitere Kompensationssignale in die Steuerungsschaltung einspeisen. Der dritte und ggf. jeder weitere Spannung-Strom-Konverter ist erneut parallel zum ersten Spannung-Strom-Konverter geschaltet. Insbesondere kann die weitere Kompensationseinheit eine Krümmungskompensationsschaltung sein, um Ausgangssignale zu liefern, die von der Steigungsänderung Referenzspannung bestimmt sind.
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Bei einer zweckmäßigen Ausführungsform umfasst die Schaltungsanordnung weiterhin eine Initialschaltung, welche vorbestimmte Potenziale bereitstellt, um die Schaltungsanordnung in einen vorbestimmten Anfangszustand zu bringen, sodass bei der Inbetriebnahme unbestimmte Zustände vermieden werden.
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Weiterhin ist es vorteilhaft, wenn sämtliche Bauelemente der Schaltungsanordnung außer den trimmbaren Widerständen in einem integrierten Schaltkreis realisiert sind. Die trimmbaren Widerstände können mit diesem integrierten Schaltkreis zu einem Hybridschaltkreis zusammengefasst sein.
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Weitere Vorteile und Einzelheiten der Erfindung sowie insbesondere mehr Details zum Trimmvorgang, ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung bevorzugter Ausführungsformen, unter Bezugnahme auf die Zeichnung. Es zeigen:
- 1 einen vereinfachten Schaltplan einer ersten Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung zur Bereitstellung einer trimmbaren Bandgap-Referenzspannung;
- 2 einen vereinfachten Ablaufplan eines Trimmprozesses zum Trimmen der Schaltungsanordnung gemäß 1;
- 3 ein Diagramm mit dem prinzipiellen Verlauf einer Referenzspannung vor und nach zwei Trimmschritten;
- 4 einen vereinfachten Schaltplan einer erweiterten Ausführungsform der Schaltungsanordnung zur Bereitstellung einer trimmbaren Bandgap-Referenzspannung.
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1 zeigt einen vereinfachten Schaltplan einer ersten, besonders einfach gestalteten Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung zur Bereitstellung einer trimmbaren Bandgap-Referenzspannung. Zunächst umfasst die Schaltungsanordnung eine Bandgapschaltung BGS, deren Grundaufbau und Funktion dem Fachmann bekannt sind. Die Bandgapschaltung BGS verwendet zwei parallel Strompfade, die einen Stromspiegel bilden. Dazu verläuft der erste Strompfad von einem ersten Betriebsspannungspotenzial V- über einen Transistor bzw. eine Transistorgruppe QN, einen Spannungsteiler mit einem ersten Widerstand R1 und einem zweiten Widerstand R2a zu einem Bandgap-Schaltknoten BG und vor dort weiter über einen ersten trimmbarer Widerstand RT, einen Referenzspannungsknoten VREF, einen Steuertransistor QS zum zweiten Betriebsspannungspotenzial V+. Der zweite Strompfad der Bandgapschaltung BGS verläuft vom ersten Betriebsspannungspotenzial V- über einen weiteren Transistor Q1 und einen weiteren Widerstand R2b zum Bandgap-Schaltknoten BG und von dort aus gemeinsam mit dem ersten Strompfad über den ersten trimmbarer Widerstand RT und den Steuertransistor QS zum zweiten Betriebsspannungspotenzial V+.
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Die Transistoren QN, Q1 und die Widerstände R1, R2a, R2b bilden die herkömmliche Bandgap-Struktur. Zur Leistungsreduzierung ist R1 hochohmig ausgewählt, beispielsweise 1 MΩ, sodass der Strom, der proportional zur absoluten Temperatur ist, möglichst klein wird. Typischerweise sind die Widerstände R2a, R2b identisch und haben z. B. einen Wert von 5,4 MΩ. Der erste trimmbare Widerstand RT wird zur Minimierung der Temperaturabhängigkeit während des Herstellungsprozesses getrimmt, wie dies nachfolgend noch beschrieben ist, wobei z. B. ein Wert zwischen 0 - 200 kΩ einstellbar ist. Am Referenzspannungsknoten VREF, an den der trimmbare Widerstand RT und der Kollektor des Steuertransistors QS angeschaltet sind, steht die Referenzspannung VREF zur Verfügung.
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Weiterhin besitzt die Schaltungsanordnung eine Steuerschaltung STS, die in der Ausführungsform nach 1 einen ersten Spannung-Strom-Konverter gm1, einen zweiten Spannung-Strom-Konverter gm2 und eine Strom-Spannungs-Wandlerstufe rout umfasst. Die nicht-negierten Ausgänge der beiden Spannung-Strom-Konverter gm1, gm2 sind gemeinsam auf den ersten Eingang der Strom-Spannungs-Wandlerstufe rout geführt und die negierten Ausgänge der beiden Spannung-Strom-Konverter gm1, gm2 sind gemeinsam auf den zweiten Eingang der Strom-Spannungs-Wandlerstufe rout geführt. Der Ausgang der Strom-Spannungs-Wandlerstufe rout ist an die Steuerelektrode des Steuertransistors QS der Bandgapschaltung BGS geschaltet.
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Der erste Spannung-Strom-Konverter gm1 ist mit seinen beiden Eingängen an die Bandgapschaltung BGS angeschaltet, wobei der nicht-negierte Eingang die Spannung am Knoten VP1 zwischen dem ersten Widerstand R1 und dem zweiten Widerstand R2a abgreift, während der negierte Eingang die Spannung am Knoten VN1 zwischen dem Kollektor des Transistors Q1 und dem weiteren Widerstand R2b abgreift. Basiselektrode und Emitter der Transistoren QN und Q1 sind gemeinsam auf das erste Betriebsspannungspotenzial V- geschaltet, sodass die Transistoren QN, Q1 als Halbleiterdioden arbeiten. Der erste Spannung-Strom-Konverter gm1 liefert somit an die Eingänge der Strom-Spannungs-Wandlerstufe rout Stromsignale, die von der temperaturabhängigen Änderung der Spannung am Bandgap-Schaltknoten BG bestimmt sind.
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Der zweite Spannung-Strom-Konverter gm2 ist mit seinen beiden Eingängen an eine Absolutspannungseinheit AVS angeschlossen, um Ausgangssignale zu liefern, die von der absoluten Spannungsänderung am Referenzspannungsknoten VREF bestimmt sind.
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Die Absolutspannungseinheit AVS ist bei der in 1 dargestellten Ausführungsform durch einen Spannungsteiler gebildet, welcher zwischen der Referenzspannung VREF und dem ersten Betriebsspannungspotenzial V- geschaltet ist und aus einer Reihenschaltung aus einem vierten Widerstand R4 (mit z. B. 7 MΩ), einem weiteren trimmbaren Widerstand RV (mit z. B. 0 - 700 kΩ) und einem sechsten Widerstand R6 (mit z. B. 7 MΩ) besteht. Der Gesamtwiderstand des Spannungsteilers ist groß, um den Strom und damit den Energieverbrauch klein zu halten. Der weitere trimmbare Widerstand RV wird bevorzugt im Fertigungsprozess getrimmt, wie es nachfolgend noch beschrieben wird.
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Die beiden Eingänge des zweiten Spannung-Strom-Konverters gm2 sind entweder direkt oder über einen Schalter S1 an den weiteren trimmbaren Widerstand RV angeschaltet, der nicht-negierte Eingang an den Knoten VP2 und der negierte Eingang an den Knoten VN2. Der Schalter S1 gestattet die Umschaltung der Eingänge des zweiten Spannung-Strom-Konverters gm2 zu den Anschaltknoten VP2, VN2 am trimmbaren Widerstand RV.
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Schließlich ist in der Schaltungsanordnung noch eine Initialschaltung INS vorgesehen, welche vorbestimmte Potenziale bereitstellt, um die Schaltungsanordnung beim Start in einen definierten Anfangszustand zu bringen.
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Die hohe Genauigkeit der von der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung bereitgestellten Referenzspannung VREF wird durch das zweifache Trimmen erreicht, welche das Trimmen in Bezug auf den Temperaturkoeffizienten und in Bezug auf den absoluten Spannungswert gestattet. Das Trimmen der beiden trimmbaren Widerstände RT, RV erfolgt üblicherweise bereits während der Herstellung der Schaltungsanordnung, beispielsweise durch Konfektionieren einer digital abstimmbaren Widerstandseinheit. Dem Fachmann sind aber auch andere Trimmprozesse bekannt, die hierzu einsetzbar sind.
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Das Trimmen in Abhängigkeit vom Temperaturkoeffizienten erfolgt durch Anpassung des ersten trimmbaren Widerstands RT, dessen Wert z. B. im Bereich zwischen 0 - 200 kΩ einstellbar ist. Die Erhöhung von RT führt zu einer Erhöhung des Temperaturkoeffizienten der Bandgap-Kurve über der Temperatur; die Verringerung von RT führt hingegen zu einer Verringerung des Temperaturkoeffizienten.
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Das Trimmen in Bezug auf den absoluten Wert der gewünschten Referenzspannung VREF erfolgt durch Abgleich des weiteren trimmbaren Widerstands RV. Die über RV abfallende Spannung ist proportional zur Referenzspannung im gesamten Temperaturbereich und durch das Trimmen einstellbar. Am Eingangspaar des zweiten Spannung-Strom-Konverters gm2 liegt dies Spannung über RV an. Die ausgegebene Referenzspannung VREF lässt sich wie folgt beschreiben:
wobei
- VBE1
- Basis-Emitter-Spannung an Transistor Q1,
- ΔVBE1,N
- Spannungs-Differenz zwischen Q1 und QN,
- VAV
- Eingangsspannung am Spannung-Strom-Konverter gm2.
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Die Eingangsspannung VAV kann angesehen werden als: VAV = kVREF Der Koeffizient k repräsentiert den Widerstandstrimmbereich z. B. k=[-0.05, +0.05], sodass VREF zum Ausgleich der prozessbedingten Änderungen einstellbar ist.
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Der zweifache Trimmvorgang kann auch unter Bezug auf die 2 und 3 beschrieben werden. Der Trimmvorgang wird beispielsweise für zwei Temperaturen durchgeführt, die den Arbeitsbereich der Schaltungsanordnung begrenzen, beispielsweise bei Raumtemperatur (25°C) und erhöhter Betriebstemperatur (60°C). Bei beiden Temperaturen werden die Spannungswerte aufgezeichnet und der erste trimmbare Widerstand RT wird so eingestellt, dass die Referenzspannung bei den Temperaturen konstant ist. Damit besteht im Arbeitstemperaturbereich Unabhängigkeit von der jeweils vorliegenden Temperatur. In 3 ist ersichtlich, dass die Kurve 01, welche den Verlauf der Referenzspannung VREF über der Temperatur T vor dem Trimmen zeigt, durch Trimmen des Widerstands RT verlagert wird. Nach dem Trimmen von RT resultiert die Kurve 02, welche eine temperaturunabhängige Referenzspannung bei einem Wert unterhalb von 1,2 V zeigt.
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Nachfolgend wird durch Trimmen des weiteren trimmbaren Widerstands RV der Absolutwert der Referenzspannung auf den gewünschten Wert eingestellt. Dazu wird die Referenzspannung VREF mit einer externen Referenz verglichen und der Widerstand RV eingestellt, vorzugsweise auf Basis eines SAR Algorithmus, also unter schrittweiser Annäherung an den Wert der externen Referenz. In 3 ist ersichtlich, dass durch Trimmen des Widerstands RV die Kurve 02 parallel verschoben wird bis die Kurve 03 erreicht ist, d. h. die Referenzspannung VREF liegt in diesem Fall bei dem gewünschten Wert von 1,2 V. Der Trimmprozess ist damit beendet.
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4 zeigt einen vereinfachten Schaltplan gemäß einer erweiterten Ausführungsform der Schaltungsanordnung zur Bereitstellung einer trimmbaren Bandgap-Referenzspannung. Der wesentliche Unterschied zu der Ausführungsform nach 1 besteht darin, dass die Steuerschaltung STS einen dritten Spannung-Strom-Konverter gm3 und einen vierten Spannung-Strom-Konverter gm4 umfasst, die beide mit ihren beiden Ausgängen parallel zu den Ausgängen der ersten beiden Spannung-Strom-Konverter gm1, gm2 an die Strom-Spannungs-Wandlerstufe rout geführt sind. Die beiden Eingänge des dritten Spannung-Strom-Konverters gm3 sind an eine Krümmungskompensationsschaltung CCS geschaltet, sodass der dritte Spannung-Strom-Konverter gm3 Ausgangssignale liefert, die von der Steigungsänderung der Referenzspannung VREF bestimmt sind. Auf diese Weise lässt sich die Genauigkeit der Referenzspannung noch weiter erhöhen. Wie durch den vierten Spannung-Strom-Konverter gm4 angedeutet ist, können weitere Störgrößen in die Steuerung einbezogen werden.
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ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
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Zitierte Patentliteratur
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Zitierte Nicht-Patentliteratur
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- Ueno, K u.a. beschreiben in IEEE Journal of Solid-State Circuits, vol. 44, no. 7, pp. 2047-2054, July 2009, “A 300 nW, 15 ppm/°C, 20 ppm/V CMOS Voltage Reference Circuit Consisting of Subthreshold MOSFETs” [0006]
- Ge, G. u.a. beschreiben in IEEE Journal of Solid-State Circuits, vol. 46, no. 11, pp. 2693-2701, Nov. 2011, “A Single-Trim CMOS Bandgap Reference With a 3σ Inaccuracy of ±0.15% From -40°C to 125°C” [0007]
