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Die Erfindung betrifft eine Sendevorrichtung für einen Magnetresonanztomographen mit einem Sender, der in räumlicher Nähe zu einer mit diesem verbundenen Sendespule angeordnet ist.
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Magnetresonanztomographen umfassen zumindest eine Sendespule zur Erzeugung eines B1-Magnetfelds. Der Sender besteht üblicherweise aus einem analogen, linearen Klasse AB-Sender mit einem definierten Ausgangswiderstand (z.B. 50 Ω), einem Koaxialkabel mit definiertem Wellenwiderstand (z.B. 50 Ω) zum Transfer der Sendeleistung in die Sendespule, einem Leistungszirkulator mit Lastwiderstand zum Ableiten der durch eine Fehlanpassung der Sendespule reflektierten Leistung von dem Sender, und der Sendespule die das B1-Magnetfeld in dem zu untersuchenden Objekt erzeugt. Die Sendespule ist mit mindestens je einem Längs- und einem Querkondensator in der Mitte des gewünschten Frequenzbandes in Resonanz abgestimmt und an z.B. den 50 Ω Eingangswiderstand angepasst.
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Die Anordnung hat bei einer gegebenen Sendeleistung eine stark last- und frequenzabhängige B1-Magnetfeldamplitude. Es ist daher erforderlich, die Sendeleistung für die gewünschte Magnetfeldamplitude lastabhängig zu kalibrieren. Dieser Vorgang wird als „Adjustment-Scan“ bezeichnet. Ein Betrieb abseits der Resonanzfrequenz führt wegen der reaktiven Fehlanpassung an die Zirkulatorimpedanz zu einer Reduktion des B1-Magnetfelds. Die Sendespule wird daher üblicherweise vor der eigentlichen Messung an die lastabhängige Frequenzbandmitte resonant abgestimmt. Damit bleibt die erreichbare Bandbreite abhängig von der Spulengüte und damit dem in der Sendespule angeordneten Objekt, z.B. einer Person. Die Ausgangsleistung des Senders hat damit einen variablen Effekt in Bezug auf das erzeugte B1-Magnetfeld, was sowohl die Abstimmung als auch Kallibrierung der Ausgangsleistung des Senders nach jeder Veränderung der Last erforderlich macht.
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Ein weiterer Nachteil besteht darin, dass die Sendespule im Hinblick auf die in das Objekt übertragbare RF(Radio Frequency)-Energie und mittlere Leistung Grenzen aufweist. Beim Betrieb eines Magnetfeldtomographen sollten reduzierte RF-Amplituden als auch Tastverhältnisse ohne weitere Einschränkungen oder Degration möglich sein. Dies kann durch herkömmliche Klasse AB Sender nicht gewährleistet werden, bei denen der Wirkungsgrad und die mittlere Ausgangsleistung mit großen Tastverhältnissen stark abnimmt. Dies kann jedoch zu schlechteren Bildaufnahmen führen. Eine Überdimensionierung des Senders und dessen Stromversorgung zur Kompensation des Wirkungsgrads ist im Hinblick auf das maximale Ausgangsleistung und die Auswirkungen auf den zu untersuchenden Objekt in der Sendespule jedoch nicht ohne weiteres möglich.
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Eine solche Sendevorrichtung für einen Magnetresonanztomographen ist beispielsweise aus der
DE 101 27 266 C2 bekannt. Bei dieser Sendevorrichtung sind zur teilweisen Integration des Senders in die Sendespule deren felderzeugende Drahtschleifen über in sie eingebaute zeitlich verzögert angesteuerte Schaltelemente mit der Spannungsversorgung verbunden. Dadurch entfallen Anpass- und Übertragungsglieder einschließlich eines Übertragungskabels sowie Transformationsglieder zur Impedanzanpassung an die Spulen weitgehend.
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Es ist daher Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Sendevorrichtung für einen Magnetresonanztomographen anzugeben, bei der Schwierigkeiten mit Anpassungen der Sendespule sowie ausgangsleistungsmäßige Beschränkungen vermieden werden können und welche einen einfachen Aufbau aufweist.
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Diese Aufgabe wird gelöst durch eine Sendevorrichtung gemäß den Merkmalen des Patentanspruches 1. Vorteilhafte Ausgestaltungen ergeben sich aus den abhängigen Patentansprüchen.
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Zur Lösung dieser Aufgabe ist eine Sendevorrichtung für einen Magnetresonanztomographen mit einem Sender vorgesehen, der in räumliche Nähe zu einem diesen verbundenen Sendespule angeordnet ist. Erfindungsgemäß ist der Sender als Hochfrequenz-Stromquelle ausgebildet, welche direkt mit der Sendespule verbunden ist.
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Unter einer direkten Verbindung zwischen der Hochfrequenz-Stromquelle und der Sendespule ist zu verstehen, dass die Verbindung zwischen diesen Komponenten ohne ein Kabel mit definiertem Wellenwiderstand, z.B. 50 Ω, und ohne ein entsprechendes Anpassungsnetzwerk erfolgt. Der Verzicht auf eine definierte feste Speiseimpedanz ermöglicht einen lastimpedanzunabhängigen Strom durch die Sendespule und damit eine lastunabhängige B1-Magnetfeldamplitude. Die Sendespule, die mit einem Serienkondensator serienresonant abgestimmt ist, ändert ihre Reaktanz mit ihrer Verstimmung, d.h. einem breitbandigen Betrieb außerhalb der Resonanz, und einer resistiven Last im Inneren der Sendespule. Dies kann durch die Hochfrequenz-Stromquelle ausgeglichen werden, so dass die Magnetfeldamplitude konstant bleibt. Messungen und Einstellungen zur Impedanzanpassung und Resonanzverstimmung sind nicht erforderlich.
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Die Hochfrequenz-Stromquelle kann aus einer Spannungsquelle und einem diskreten λ/4-Transformator gebildet sein. Der diskrete λ/4-Transformator "übersetzt" die am Ausgang der Spannungsquelle anliegende Spannung in einem Strom.
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Der diskrete λ/4-Transformator ist dabei direkt mit der Sendespule verbunden. Der diskrete λ/4-Transformator kann ein Tiefpass, z.B. ein π-Glied, oder ein Hochpass oder eine λ/4-Leitung oder ein T-Glied sein. Die direkte Verbindung der Sendespule und der Hochfrequenz-Stromquelle kann über eine inhomogene Übertragungsleitung realisiert sein.
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Die Spannungsquelle kann aus einer getakteten Spannungsquelle (sog. Zerhackerschaltung) mit mehreren Schaltelementen gebildet sein, die im Betrieb der Sendevorrichtung aus einer Gleichspannungsquelle gespeist wird. Die Gleichspannungsquelle kann z.B. in Form eines Kondensators und eines Gleichrichters aus einem Wechselspannungsnetz gespeist werden. Die getaktete Schaltspannungsquelle kann beispielsweise als Schaltnetzteil realisiert sein.
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Die Schaltelemente der getakteten Spannungsquelle können im Betrieb der Sendevorrichtung digital oder synchron gesteuert werden, wodurch sich aus einem zeitlichen Muster der Ansteuerung der Schaltelemente und einer Frequenz eines Schalttakts eine Amplitudenmodulation ergibt. Dabei entstehen im Betrieb der Sendevorrichtung bei der Amplitudenmodulation zwei Seitenbänder symmetrisch um die Frequenz des Schalttakts, wobei ein Seitenband das zu sendende Frequenzband der Sendespule ist. Im Betrieb der Sendevorrichtung wird zweckmäßigerweise im anderen der zwei Seitenbänder keine Leistung umgesetzt. Dies bedeutet, dass das andere der beiden Seitenbänder im Spektrum an einer Parallelresonanzstelle des λ/4-Transformators mit angeschlossener serienresonanter Spule zum Liegen kommen sollte.
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Die Sendespule kann, wie oben bereits beschrieben, eine Induktivität und einen seriell zu dieser verschalteten Kondensator aufweisen, wobei die Induktivität und der Kondensator serienresonant abgestimmt sind. Im Betrieb der Sendevorrichtung kann der durch die Sendespule fließende Strom konstant gehalten werden, indem bei einer Veränderung der Reaktanz der Sendespule aufgrund einer Verstimmung und/oder einer resistiven Belastung die Speisespannung der Spannungsquelle variiert wird. Die Variation der Speisespannung der Spannungsquelle kann beim Auftreten einer Verstimmung und/oder einer resistiven Belastung automatisch erfolgen.
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Im Ergebnis löst die erfindungsgemäß vorgeschlagene Sendevorrichtung das Problem der B1-Magnetfelderzeugung durch die Nutzung von Hochfrequenz-Stromquellen an einer durch einen Serienkondensator serienresonanten Spuleninduktivität (Sendespule). Die Hochfrequenz-Stromquelle wird durch eine λ/4-Transformation einer getakteten Spannungsquelle realisiert. Der Verzicht auf eine definierte feste Speiseimpedanz ermöglicht einen lastimpedanzunabhängigen Spulenstrom und damit die gesuchte lastunabhängige B1-Magnetfeldamplitude. Zu diesem Zweck ist der Sender direkt an der Sendespule angebracht, da ansonsten Leitungen signifikanter Länge zu Stehwellen führen würden, die entlang der Leitung hohe Spannungen und Ströme erzeugen würden. Die serienresonante Spule ändert ihre Reaktanz mit der Verstimmung, d.h. dem breitbandigen Betrieb außerhalb der Resonanz, und der resistiven Last innerhalb der Sendespule. Dieses führt nur zu einer Erhöhung des Speisespannungsbedarfs, während die B1-Magnetfeldamplitude konstant bleibt. Messungen und Kondensatoreinstellungen zur Impedanzanpassung und Resonanzverstimmung sind unnötig.
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Die Erfindung und deren Vorteile werden nachfolgend näher anhand eines Ausführungsbeispiels näher erläutert. Es zeigen:
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1 ein elektrisches Ersatzschaltbild einer herkömmlichen Sendevorrichtung,
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2 ein Diagramm, in dem ein Strom durch die Sendespule bei unterschiedlichen Lasten in Abhängigkeit einer Frequenz in der Sendevorrichtung aus 1 aufgetragen ist,
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3 ein schematisches Ersatzschaltbild einer erfindungsgemäß ausgebildeten Sendevorrichtung,
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4 ein Diagramm, in dem der Strom durch die Spule in Abhängigkeit unterschiedlicher Belastungen über die Frequenz aufgetragen ist, und
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5 ein Diagramm, aus dem die im Betrieb der Sendevorrichtung entstehenden Seitenbänder des Spulenstroms symmetrisch um eine Frequenz eines Schalttakts dargestellt sind.
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1 zeigt ein schematisches Ersatzschaltbild einer herkömmlichen Sendevorrichtung für einen Magnetresonanztomographen. Die Sendevorrichtung umfasst einen analogen Sender P1, z.B. in Gestalt eines analogen, linearen Klasse AB-Senders, der einen definierten Ausgangswiderstand, z.B. 50 Ω, aufweist. Die von dem Sender P1 erzeugte Sendeleistung wird über eine Übertragungsleitung K, z.B. ein Koaxialkabel mit definiertem Wellenwiderstand (z.B. 50 Ω), an eine Sendespule 10 übertragen. Die Sendespule 10, repräsentiert durch die Induktivität L1 ist transformatorisch (repräsentiert durch den Transformator T1) mit einer Last 40 gekoppelt. Die Last 40 ist beispielsweise ein Patient, der im elektrischen Ersatzschaltbild durch eine Induktivität L2 und einen parallel geschalteten Widerstand R1 repräsentiert ist. Die Sendespule 10 bzw. die Induktivität L1 ist mit einem Längskondensator C2 und einem Querkondensator C1 in der Mitte eines gewünschten Frequenzbandes in Resonanz abgestimmt und an den Wellenwiderstand der Übertragungsleitung K (z.B. 50 Ω) angepasst. Ein seriell zu dem Kondensator C2 verschalteter Widerstand R2 repräsentiert einen Widerstand der Sendespule 10. Zur Erfassung des durch die Sendespule 10 fließenden Stroms ist ferner eine Strommesseinrichtung IMess im Resonanzkreis vorhanden. In der Übertragungsleitung K ist ferner ein Leistungszirkulator X1 vorhanden, der mit seinem ersten Anschluss an den Sender P1, seinem zweiten Anschluss die Übertragungsleitung K und seinem dritten Anschluss an einen Lastwiderstand R3 angeschlossen ist. Der Zirkulator X1 ist an den Wellenwiderstand der Übertragungsleitung K angepasst und dient zum Ableiten der durch eine Fehlpassung der Sendespule 10 reflektierten Leistung vom Sender P1.
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Die in 1 gezeigte Anordnung hat bei einer gegebenen Sendeleistung des Senders P1 eine starke last- und frequenzabhängige B1-Magnetfeldamplitude. Daher muss die Sendeleistung für die gewünschte Magnetfeldamplitude lastabhängig kallibriert werden. Die Auswirkungen unterschiedlich großer Lasten, z.B. unterschiedlich große und/oder schwere Patienten in einem Magnetresonanztomographen, machen sich in einem unterschiedlichen Strom durch die Sendespule 10 bemerkbar. Dies kann beispielsweise der Kurvenschar für unterschiedlich große Lasten 40a, ..., 40k in 2 entnehmen, wobei der durch die Induktivität L1 fließender Strom IMess in Abhängigkeit der Frequenz f dargestellt ist. Die Sendespule 10 ist dabei, wie ohne weiteres aus 2 hervorgeht, auf eine Resonanzfrequenz von knapp unter 63,5 MHz abgestimmt. Um diese Variation des Spulenstroms und damit des Magnetfelds in Abhängigkeit der Last zu vermeiden, ist vor der eigentlichen Messung die lastabhängige Frequenzbandmitte resonant abzustimmen. Daneben führt ein Betrieb abseits der Resonanzfrequenz wegen der reaktiven Fehlanpassung an die Zirkulatorimpedanz des Zirkulators X1 zu einer Reduktion des B1-Magnetfeldes.
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3 zeigt ein schematisches Ersatzschaltbild einer erfindungsgemäßen Sendevorrichtung für einen Magnetresonanztomographen. In dieser schematischen Darstellung wird die Sendespule 10 von einer Hochfrequenz-Stromquelle mit Strom versorgt, welche aus einer Spannungsquelle 20 und einem diskreten λ/4-Transformator 30 gebildet ist. Die Sendespule 10, repräsentiert durch die Induktivität L1, einem seriell dazu verschalteten Kondensator C1 und einem Spulenwiderstand R1, ist durch entsprechende Auslegung, insbesondere des Kondensators C1 serienresonant abgestimmt. Die Sendespule 10 ist direkt, d.h. ohne eine Anpassung an einen bestimmten Wellenwiderstand und ohne das Vorhandensein eines Anpassungsnetzwerks, mit der Hochfrequenz-Stromquelle verbunden. Genauer ist die Sendespule 10 über den λ/4-Transformator 30 mit der Spannungsquelle 20 verbunden.
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Der Verzicht auf definierte feste Speiseimpedanz ermöglicht einen lastimpedanzunabhängigen Spulenstrom und damit eine lastunabhängige B1-Magnetfeldamplitude der Sendespule 10. Die serienresonante Spule 10 ändert ihre Reaktanz mit der Verstimmung, d.h. dem breitbandigen Betrieb außerhalb der Resonanz, und einer resistiven Belastung durch eine in 3 nicht dargestellte Last. Die Last koppelt transformatorisch, wie dies in Verbindung mit 1 dargestellt wurde, mit der Induktivität L1 der Sendespule 10. Beides führt zur Erhöhung des Speisespannungsbedarfs, während die B1-Magnetfeldamplitude konstant bleibt. Messungen und Kondensatoreinstellungen zur Impedanzanpassung und Resonanzverstimmung sind unnötig.
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Die Spannungsquelle 20 ist aus getakteten Schaltspannungsquellen als sog. Zerhacker realisiert. Die von der Spannungsquelle abgebildete Spannung wird durch den λ/4-Transformator 30 in den von der Sendespule 10 benötigten Strom transformiert. Die Spannungsquelle 20 wird aus einer nicht mehr dargestellten Gleichspannungsquelle gespeist, die z.B. in Form eines Kondensators (C3) und eines Gleichrichters (nicht dargestellt) aus einem ebenfalls nicht näher dargestellten Wechselspannungsnetz gespeist wird.
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Schaltelemente der getakteten Schaltspannungsquellen werden digital und synchron gesteuert. Das zeitliche Bitmuster der Schaltstellungen und der Schalttakt ergeben eine AM-Modulation, bei der zwei Seitenbänder symmetrisch um eine gewünschte Schalttaktfrequenz entstehen. Dies kann schematisch beispielsweise dem Diagramm der 5 entnommen werden. Die gewünschte Schalttaktfrequenz ist hierbei mit ω0 gekennzeichnet und liegt bei etwa 78 MHz. Das mit ω1 gekennzeichnete Seitenband ergibt das zu sendende Frequenzband (hier beispielhaft im Bereich von etwa 63 bis 64 MHz). Das andere Seitenband ω2 setzt keine Leistung um und verursacht damit auch keinen Schaltstrom. Dies hat zu Folge, dass das Seitenband ω2 im Spektrum an einer Parallelresonanzstelle der λ/4-Transformatorschaltung mit angeschlossener serienresonanter Spule (Sendespule) zum Liegen kommen sollte.
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4 zeigt ein Diagramm, bei dem ein durch die Sendespule 10 fließender Strom IMess = Icoil sowie der zum Treiben des Spulenstroms auftretende Strom ISchalt der Hochfrequenz-Stromquelle über der Frequenz f dargestellt sind. Wie ohne weiteres erkennbar ist, ist in dem mit ω0 gekennzeichneten Frequenzbereich, der durch die Sendespule 10 fließende Strom IMess, unabhängig von einer Last, nahezu konstant. Demgegenüber ist deutlich erkennbar, dass der von der Hochfrequenz-Stromquelle gelieferte Strom ISchalt mit unterschiedlichen Lasten, z.B. Patienten, in der Sendespule 10 variiert. Die Lastvariation geht aus der Kurvenschar mit unterschiedlichem Kurvenverlauf des Stroms der Hochfrequenz-Stromquelle hervor.
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Wie oben bereits beschrieben, besteht bei der Verwendung einer Hochfrequenz-Stromquelle zum Treiben einer Sendespule eines Magnetresonanztomographen keine Notwendigkeit Anpassglieder oder Zirkulatoren oder Ableitwiderstände vorzusehen. Dadurch werden auch keine Zuführleitungen benötigt, da die Sendevorrichtung in räumliche Nähe direkt mit der Sendespule verbunden ist. Ein entscheidender Vorteil der Verwendung von Hochfrequenz-Stromquellen besteht in ihrem hohen Wirkungsgrad, unabhängig von der Lastimpedanz. Insbesondere ist es nicht erforderlich, für eine Wirkungsgradkompensation bei hohen Tastverhältnissen bei geringen Amplituden eine Überdimensionierung vorzunehmen. Eine Modulation kann implementiert werden, indem eine größere Anzahl an parallelen Stromquellen nur teilweise aktiviert wird.
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Da digitale Hochfrequenz-Stromquellen als solches nicht verfügbar sind, wird diese, wie oben beschrieben, durch eine λ/4-Transformation aus getakteten Schaltspannungsquellen realisiert. Hierzu können sog. Impulsgenerator-ICs verwendet werden. Diese sind als digitale, programmierbare Rechteck-Leistungsgeneratorschaltungen zum Antreiben z.B. von piezoelektrischen Ultraschallübertragern bekannt. Solche Impulsgeneratoren stellen Rechteck-Spannungsquellen dar. Wird eine solche Spannungsquelle mit einer Impedanz-Inversionsschaltung, wie dem λ/4-Transformator verbunden, so sieht die Spannungsquelle eine Lastimpedanz von
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Die charakteristische Impedanz Z
0 bestimmt wesentlich das Verhältnis der Hochfrequenz-Eingangsspannung und des Hochfrequenz-Ausgangsstroms:
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Ein "offener Ausgang" des Impulsgenerators würde zu einem Kurzschließen der RF-Sendespule 10 führen. Inaktive Impulsgeneratoren müssen daher aktiv an ein Bezugspotential geklemmt werden. Ultraschall-Impulsgenerator-ICs weisen drei Ausgangsniveaus +Vc, 0 und –Vc auf, wobei der Zustand "0" eine aktive Klemmung zum Bezugspotential ist, bei dem die Möglichkeit eines bidirektionalen Stromflusses besteht.
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Eine Impedanzumkehrung kann erreicht werden durch geeignete Übertragungsleitungen. Geeignete Topologien für solche λ/4-Transformatoren können dabei T- oder π-Tiefpass-Glieder sein. Dies ist beispielsweise in der Veröffentlichung [1] beschrieben. Aufgrund des Vorhandenseins einer Shunt-Kapazität C
3 (vergleiche
3) am Ausgang des Impulsgenerators
20 und der Kapazität C
2 zur serienresonanten Abstimmung der Spule L
1 kann der λ/4-Transformator mit lediglich zwei zusätzlichen Elementen L
2 und C
2, wie in
3 dargestellt, auskommen. Dabei sind
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Ein drittes Reaktanzelement Z3 dient dazu, eine große Lastimpedanz des Impulsgeneratorschalters im Bereich von ωs – ω0 zu erzielen. Die Parallelschaltung des Reaktanzelements Z3 und der Shunt-Kapazität C3 muss eine kombinierte Reaktanz von –jZ0 bei ù0 aufweisen.
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Diese Schaltung führt zu zwei Serienresonanzen, welche unter- und oberhalb des Betriebsfrequenzbereichs ω
0 liegt, wie
5 mit den Seitenbändern ω
1 und ω
2 zeigt. Mit
beträgt die Impulsgeneratorlastadmitanz
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Für hohe Spulengüten Q → ∞ beträgt die Serienresonanz daher
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Die Parallelresonanz bei ωp = ω0√2 + σ kann genutzt werden, um unerwünschte AM-Modulationsseitenbänder bei |2ω0 – ωs| (8) zu unterdrücken, wenn der Impulsgenerator mit einer festen Frequenz ωs betrieben wird.
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Der Spulenstrom beträgt
so dass das Stromtransformationsverhältnis
ist. Bei der Operationsfrequenz s = j ergibt dies
in Übereinstimmung mit Formel (2).
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Aus der Publikation [2] ist bekannt, dass es unmöglich ist, die Spulenserienreaktanz L
1 über ein breiteres Frequenzband zu kompensieren als dies mit einer einzigen Serienresonanz möglich ist. Die Reaktanz X eines Serienresonanzkreises C
1L
1 hat die Frequenzabhängigkeit
∂X / ∂ω(ω0) = 2L1 (12) nahe der Resonanzfrequenz
Eine moderate Abweichung erhöht den Spulenspeisespannungsbedarf
Ucoil = (R1 + 2j∆ωL1)Icoil (13) und verursacht einen zusätzlichen reaktiven Laststrom
an dem Impulsgenerator. Dies kann es erforderlich machen, dass eine größere Anzahl an parallel geschalteten Impulsgeneratoren
30 benötigt wird.
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Ultraschallimpulsgenerator-ICs sind üblicherweise auf eine Uhrenfrequenz ωp synchronisiert. Das Impulsmuster erzeugt symmetrische spektrale AM-Modulationsseitenbänder ω0, 2ωp – ω0 unterhalb und oberhalb der Frequenz ω2 beim unterdrückten bzw. ausgeblendeten Träger. Dies bedingt einen Schalttakt ω0 außerhalb des Frequenzbands des Magnetresonanztomographen. Eines der Seitenbänder (ω1) ist das erwünschte Frequenzspektrum, das andere (ω2) wird derart gewählt, dass keine zusätzlichen Verluste oder Ströme in der Sendespule L1 auftreten (siehe Strom I Schalt bei ω2). Wird ein Tiefpass-Impedanzinverter, wie in 3 dargestellt genutzt, ist es zweckmäßig, die Schaltfrequenz zu verwenden, so dass unbenötigte Seitenbänder nahe der zweiten Eingangsparallelresonanzfrequenz liegen. Die Schalttaktfrequenz sollte dann bei ωp ungefähr 1,2 ω0 liegen. Das Alias-Spektrum bei ωp – ω0 = 0,2ω0 ist aufgrund der Impulsgenerator-Shunt-Induktanz L3 unbedeutend.
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Ein Bitmuster steuert den Hochfrequenz-Ausgangsstrom in Phase und Amplitude. Der Einfluss einer spektralen Energieverteilung in den einzelnen Pulsen kann durch Vorverzerrung korrigiert werden. Eine nummerische Optimierung des Bitmusters ist im Hinblick auf Zeit und Frequenz zweckmäßig.
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Referenzliste
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ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur
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ist. Bei der Operationsfrequenz s = j ergibt dies
in Übereinstimmung mit Formel (2).
