KR101863891B1

KR101863891B1 - 자기 공명 스캐너를 위한 송신기 디바이스

Info

Publication number: KR101863891B1
Application number: KR1020160022095A
Authority: KR
Inventors: 올리버 하이드
Original assignee: 지멘스 악티엔게젤샤프트
Priority date: 2015-02-26
Filing date: 2016-02-24
Publication date: 2018-06-01
Also published as: DE102015203457A1; CN105929349A; KR20160104569A; US20160252593A1; US10338169B2; CN105929349B

Abstract

자기 공명 스캐너를 위한 송신기 디바이스 본 발명은, 공간적으로 송신 코일(10) 가까이 배열되는 송신기를 가진 자기 공명 스캐너를 위한 송신기 디바이스에 관한 것으로, 송신 코일(10)은 송신기에 연결된다. 송신기는 송신 코일(10)에 직접적으로 연결되는 고주파 전력원(20, 30)으로서 구현된다.

Description

자기 공명 스캐너를 위한 송신기 디바이스{TRANSMITTER DEVICE FOR A MAGNETIC RESONANCE SCANNER}

본 발명은, 공간적으로 송신 코일(transmission coil) 가까이 배열되는 송신기를 가진, 자기 공명 스캐너(magnetic resonance scanner)를 위한 송신기 디바이스(transmitter device)에 관한 것으로, 송신 코일은 송신기에 연결된다.

자기 공명 스캐너들은 B₁ 자기장을 발생시키기 위한 적어도 하나의 송신 코일을 포함한다. 송신기는 일반적으로, 정의된 출력 저항(예컨대, 50 Ω)을 가진 아날로그 선형 클래스 AB 송신기(analog linear class AB transmitter), 송신 전력(transmission power)을 송신 코일에 전달하기 위한 정의된 특성 저항(예컨대, 50 Ω)을 가진 동축 케이블(coaxial cable), 송신 코일의 부정확한 적응의 결과로서 반사된 전력을 송신기로부터 멀리 전도하기 위한 부하 저항(load resistance)을 가진 전력 서큘레이터(power circulator), 및 송신 코일로 이루어지며, 송신 코일은 검사될 대상물에서 B₁ 자기장을 발생시킨다. 송신 코일은 원하는 주파수 대역의 중심에서 공명되도록 적응되고, 그리고 각각의 경우에서 적어도 하나의 길이방향 커패시터(longitudinal capacitor) 및 하나의 가로방향 커패시터(transverse capacitor)를 이용하여 예컨대, 50 Ω 입력 저항에 적응된다.

어레인지먼트(arrangement)는 주어진 송신 전력을 위해 상당히 부하-종속적이고 그리고 주파수-종속적인 B₁ 자기장 진폭을 갖는다. 그러므로, 부하-종속적 방식으로 원하는 자기장 진폭을 위해 송신 전력을 교정할 필요가 있다. 이러한 프로세스(process)는 "조정 스캔(adjustment scan)"으로 지칭된다. 공명 주파수를 넘어선 동작은, 서큘레이터 임피던스(circulator impedance)에 대한 리액티브 부정확 적응(reactive incorrect adaptation) 때문에 B₁ 자기장의 감소를 초래한다. 그러므로, 송신 코일은 일반적으로, 실제 측정 전에 부하-종속적 주파수 대역 중심에 대해 공명하도록 조정된다. 그에 따라 달성될 수 있는 대역폭은, 코일 품질 및 그에 따른 송신 코일에 배열된 대상물, 예컨대, 사람에 계속 종속적이다. 그러므로, 송신기의 출력 전력은, 발생되는 B₁ 자기장에 대해 가변적 영향을 가지며, 이는 부하의 임의의 변화 후에 송신기의 출력 전력을 조정하고 그리고 교정하는 것 양쪽 모두를 필요하게 만든다.

추가의 단점은, 송신 코일이, 대상물에 송신될 수 있는 무선 주파수(RF; radio frequency) 에너지(energy) 및 대상물에 송신될 수 있는 평균 전력에 대해 제한들을 갖는 것이다. 자기 공명 스캐너의 동작 동안, 감소된 RF 진폭들 및 펄스 듀티 비율(pulse duty ratio)들은, 추가의 제한들 또는 열화(degradation) 없이 용이하게 가능해야 한다. 이는, 큰 펄스 듀티 비율들에서 효율성 레벨(efficiency level) 및 평균 출력 전력이 크게 감소되는 종래의 클래스 AB 송신기들에 의해서는 보장될 수 없다. 그러나, 이는 상대적으로 열악한 이미지 레코딩(image recording)을 초래할 수 있다. 그러나, 효율성 레벨을 보상하기 위해 송신기 그리고 송신기의 전력 공급부를 오버디멘셔닝(overdimensioning)하는 것은, 최대 출력 전력 그리고 송신 코일에서 검사될 대상물에 대한 영향들의 관점에서 용이하게 가능하지 않다.

자기 공명 스캐너를 위한 이러한 송신기 디바이스는 예컨대, DE 101 27 266 C2로부터 알려져 있다. 이러한 송신기 디바이스에서는, 송신기를 송신 코일에 부분적으로 통합하기 위해, 그것의 필드-발생 와이어 루프(field-generating wire loop)들이 스위칭 엘리먼트(switching element)들에 의해 전압 공급부에 연결되고, 스위칭 엘리먼트들이 그 루프들에 설치되고 그리고 지연되어 작동된다. 결과적으로, 송신 케이블뿐만 아니라, 코일들에 대한 임피던스 매칭(impedance matching)을 위한 변환 엘리먼트(transformation element)들을 포함하는 적응 및 송신 엘리먼트들이 대부분 생략된다.

그러므로, 본 발명의 목적은, 송신 코일의 적응 및 출력 전력에 관한 제한들에 따른 어려움들이 회피될 수 있고 그리고 단순한 설계를 가진, 자기 공명 스캐너를 위한 송신기 디바이스를 명시하는 것이다.

이러한 목적은, 특허 청구항 제 1 항의 특징들에 따른 송신기 디바이스에 의해 달성된다. 유리한 개선들은 종속 특허 청구항들에서 발견될 수 있다.

이러한 목적을 달성하기 위해, 자기 공명 스캐너를 위한 송신기 디바이스에는 송신기가 제공되며, 송신기는 공간적으로 송신 코일 가까이 배열되고, 송신 코일은 송신기에 연결된다. 본 발명에 따르면, 송신기는 송신 코일에 직접적으로 연결되는 고주파 전력원(high-frequency power source)으로서 구현된다.

고주파 전력원과 송신 코일 사이의 직접적인 연결은, 이러한 컴포넌트(component)들 사이의 연결이, 정의된 특성 저항, 예컨대, 50 Ω을 가진 케이블 없이 그리고 대응하는 매칭 네트워크(matching network) 없이 이루어짐을 의미하는 것으로 이해될 것이다. 정의된 고정 피드 임피던스(fixed feed impedance)를 생략하는 것은, 송신 코일을 통한 부하-임피던스-독립적 전류(load-impedance-independent current) 및 그에 따른 부하-독립적 B₁ 자기장 진폭을 허용한다. 직렬 커패시터(series capacitor)에 대해 직렬-공명 방식(series-resonant fashion)으로 조정되는 송신 코일은 자신의 디튜닝(detuning), 즉, 공명 외측의 광대역 동작 및 송신 코일의 내부의 저항성 부하를 이용하여 자신의 리액턴스(reactance)를 변화시킨다. 이는, 고주파 전력원에 의해 보상될 수 있고, 그 결과로, 자기장 진폭이 일정하게 유지된다. 임피던스를 적응시키기 위한 그리고 공명을 조정하기 위한 측정들 및 설정들이 필요하지 않다.

고주파 전력원은 전압원 및 이산 λ/4 변환기(discrete λ/4 transformer)로 형성될 수 있다. 이산 λ/4 변환기는 전압원의 출력에 존재하는 전압을 전류로 "변환"한다.

이산 λ/4 변환기는 여기서 송신 코일에 직접적으로 연결된다. 이산 λ/4 변환기는 저역-통과 필터(low-pass filter), 예컨대, π 엘리먼트(π element), 또는 고역-통과 필터(high-pass filter) 또는 λ/4 라인(λ/4 line) 또는 T 엘리먼트일 수 있다. 송신 코일과 고주파 전력원의 직접적인 연결은 비-동질 송신 라인(non-homogeneous transmission line)을 통해 구현될 수 있다.

전압원은 복수의 스위칭 엘리먼트(switching element)들을 가진 클로킹식 전압원(clocked voltage source)(예컨대, 초퍼 회로(chopper circuit))으로 형성될 수 있고, 상기 전압원은 송신기 디바이스의 동작 동안 직류 전압원으로부터 피딩된다(fed). 예컨대, 커패시터 및 정류기의 형태의 직류 전압원은 교류 전압 전력 시스템(alternating voltage power system)으로부터 피딩될 수 있다. 클로킹식 스위칭 전압원은 예컨대, 스위칭 전력 공급부(switching power supply)로서 구현될 수 있다.

클로킹식 전압원의 스위칭 엘리먼트들은 송신기 디바이스의 동작 동안 디지털 또는 동기 방식(digital or synchronous fashion)으로 제어될 수 있고, 그 결과로, 스위칭 엘리먼트들의 작동의 타이밍 패턴(timing pattern) 및 스위칭 클록(switching clock)의 주파수에 기초하여 진폭 변조가 생성된다. 이러한 맥락에서, 진폭 변조 동안의 송신기 디바이스의 동작 동안, 2개의 측파대(side band)들이 스위칭 클록의 주파수를 중심으로 대칭적으로 생성되는데, 하나의 측파대는 송신될 송신 코일의 주파수 대역이다. 송신기 디바이스의 동작 동안, 2개의 측파대들 중 다른 측파대에서는 편의상 어떠한 전력도 구현되지 않는다. 이는, 2개의 측파대들 중 다른 측파대가, 스펙트럼(spectrum)에 있어서 연결된 직렬-공명 코일(series-resonant coil)을 가진 λ/4 변환기의 병렬 공명 포인트(parallel resonance point)에 위치되어야 함을 의미한다.

위에서 이미 설명된 바와 같이, 송신 코일은 인덕터(inductor) 및 커패시터를 가질 수 있고, 커패시터는 인덕터와 직렬로 연결되며, 인덕터 및 커패시터는 직렬-공명 방식으로 조정된다. 송신기 디바이스의 동작 동안에는, 디튜닝(detuning) 및/또는 저항성 부하(resistive loading) 때문에 송신 코일의 리액턴스가 변화될 때 전압원의 피드 전압(feed voltage)이 가변된다는 점에서, 송신 코일을 통해 흐르는 전류는 일정하게 유지될 수 있다. 전압원의 피드 전압은, 디튜닝 및/또는 저항성 부하가 발생될 때 자동으로 가변될 수 있다.

결과적으로, 본 발명에 따라 제안되는 송신기 디바이스는, 직렬 커패시터의 결과로서 직렬-공명되는 코일 인덕터(송신 코일)에서의 고주파 전력원들의 사용을 통해 B₁ 자기장 발생의 문제를 해결한다. 고주파 전력원은 클로킹식 전압원의 λ/4 변환에 의해 구현된다. 정의된 고정 피드 임피던스의 생략은 부하-임피던스-독립적 코일 전류 및 그에 따른, 추구되는 부하-독립적 B₁ 자기장 진폭을 허용한다. 이러한 목적을 위해, 송신기는 송신 코일 상에 직접적으로 장착되는데, 그 이유는 그렇지 않으면 상당한 길이의 라인들이 정상파(standing wave)들을 발생시킬 것이고, 그 정상파들은 그 라인을 따라 높은 전압들 및 전류들을 발생시킬 것이기 때문이다. 직렬-공명 코일은 디튜닝, 즉, 공명 외측의 광대역 동작, 및 송신 코일 내의 저항성 부하를 이용하여 자신의 리액턴스를 변화시킨다. 이는 피드 전압 요건의 증가만을 발생시키는 한편, B₁ 자기장 진폭은 일정하게 유지된다. 임피던스를 조정하기 위한 그리고 공명을 디튜닝하기 위한 측정들 및 커패시터 설정들은 필요하지 않다.

본 발명 및 본 발명의 이점들은 예시적 실시예를 참조하여 아래에서 더 상세하게 설명된다. 도면들에서:
도 1은 종래의 송신기 디바이스의 전기적 등가 회로도를 도시하고,
도 2는 송신 코일을 통한 전류가 도 1로부터의 송신기 디바이스에서의 주파수의 함수로서 상이한 부하들에서 도시되는 도면을 도시하고,
도 3은 본 발명에 따라 구현된 송신기 디바이스의 개략적 등가 회로도를 도시하고,
도 4는 상이한 정도들의 부하의 함수로서 코일을 통한 전류가 주파수에 대해 도시되는 도면을 도시하고, 그리고
도 5는 송신기 디바이스의 동작 동안 발생되는 코일 전류의 측파대들이 스위칭 클록의 주파수를 중심으로 대칭적으로 예시되는 도면을 도시한다.

도 1은 자기 공명 스캐너를 위한 종래의 송신기 디바이스의 개략적 등가 회로도를 도시한다. 송신기 디바이스는, 정의된 출력 저항, 예컨대, 50 Ω을 가진 예컨대, 아날로그 선형 클래스 AB 송신기의 형태의 아날로그 송신기(P₁)를 포함한다. 송신기(P₁)에 의해 발생되는 송신 전력은 송신 라인(K), 예컨대, 정의된 특성 저항(예컨대, 50 Ω)을 가진 동축 케이블을 통해 송신 코일(10)에 송신된다. 인덕터(L₁)에 의해 표현되는 송신 코일(10)은 변환기(변환기(T₁)에 의해 표현됨)로서 부하(40)에 커플링된다(coupled). 부하(40)는 예컨대, 전기 등가 회로도에서 병렬로 연결된 인덕터(L₂) 및 저항기(R₁)에 의해 표현되는 환자이다. 송신 코일(10) 및 인덕터(L₁)는, 길이방향 커패시터(C₂) 및 가로방향 커패시터(C₁)를 이용하여 원하는 주파수 대역의 중심에서 공명하도록 조정되고, 그리고 송신 라인(K)의 특성 저항(예컨대, 50 Ω)에 적응된다. 커패시터(C₂)에 직렬로 연결되는 저항기(R₂)는 송신 코일(10)의 저항을 나타낸다. 송신 코일(10)을 통해 흐르는 전류를 검출하기 위해, 전류-측정 디바이스(I_Meas)가 또한 공명 회로에 존재한다. 추가로, 전력 서큘레이터(X₁)가 송신 라인(K)에 존재하고, 그리고 자신의 제 1 연결에 의해 송신기(P₁)에, 자신의 제 2 연결에 의해 송신 라인(K)에, 그리고 자신의 제 3 연결에 의해 부하 저항기(R₃)에 연결된다. 서큘레이터(X₁)는 송신 라인(K)의 특성 저항에 적응되고, 그리고 송신 코일(10)의 부정확한 적응에 의해 반사된 전력을 송신기(P₁)로부터 멀리 전도하도록 기능한다.

도 1에 도시되는 어레인지먼트는 송신기(P₁)의 주어진 송신 전력에 대한 상당히 부하-종속적이고 그리고 주파수-종속적인 B₁ 자기장 진폭을 갖는다. 그러므로, 송신 전력은 원하는 자기장 진폭을 위해 부하-종속적 방식으로 교정되어야 한다. 자기 공명 스캐너에서의 상이한 크기들의 부하들, 예컨대, 상이한 사이즈(size)들 및/또는 체중들의 환자들의 영향들은 송신 코일(10)을 통한 상이한 전류를 통해 명백해진다. 이는 예컨대, 도 2의 상이한 크기들의 부하들에 대한 곡선군(curve family)(40a, ..., 40k)으로부터 추론될 수 있으며, 인덕터(L₁)를 통해 흐르는 전류(I_Meas)는 주파수(f)의 함수로서 예시된다. 도 2로부터 용이하게 명백한 바와 같이, 송신 코일(10)은 단지 63.5 MHz 미만의 공명 주파수로 조정된다. 코일 전류의 및 그에 따른 부하의 함수로서의 자기장의 이러한 변동을 회피하기 위해, 부하-종속 주파수 대역 중심은 실제 측정 전에, 공명하도록 조정될 것이다. 추가로, 공명 주파수를 넘어선 동작은, 서큘레이터(X₁)의 서큘레이터 임피던스에 대한 리액티브 부정확 적응 때문에, B₁ 자기장의 감소를 초래한다.

도 3은 자기 공명 스캐너를 위한 본 발명에 따른 송신기 디바이스의 개략적 등가 회로도를 도시한다. 이러한 개략도에서, 송신 코일(10)에는 전압원(20) 및 이산 λ/4 변환기(30)로 형성된 고주파 전력원으로부터의 전류가 공급된다. 인덕터(L₁), 인덕터(L₁)에 직렬로 연결되는 커패시터(C₁), 및 코일 저항기(R₁)에 의해 표현되는 송신 코일(10)은 대응하는 구성, 특히 커패시터(C₁)에 의해 직렬-공명 방식으로 조정된다. 송신 코일(10)은 직접적으로, 즉, 특정한 특성 저항에 대한 적응 없이 그리고 매칭 네트워크의 존재 없이, 연결된다. 더 정확히 말하면, 송신 코일(10)은 λ/4 변환기(30)를 통해 전압원(20)에 연결된다.

정의된 고정 피드 임피던스를 생략하는 것은, 송신 코일(10)의 부하-임피던스-독립적 코일 전류 및 그에 따른, 부하-독립적 B₁ 자기장 진폭을 허용한다. 직렬-공명 코일(10)은 디튜닝, 즉, 공명 외측의 광대역 동작 및 부하(도 3에 예시되지 않음)에 의한 저항성 부하를 이용하여 자신의 리액턴스를 변화시킨다. 도 1과 함께 예시된 바와 같이, 부하는 변환기로서 송신 코일(10)의 인덕터(L₁)에 커플링된다. 양쪽 모두가 피드 전압 요건의 증가를 초래하지만, B₁ 자기장 진폭은 일정하게 유지된다. 임피던스를 매칭(matching)시키기 위한 그리고 공명을 디튜닝하기 위한 측정들 및 커패시터 설정들이 필요하지 않다.

전압원(20)은 초퍼(chopper)들로 지칭되는 클로킹식 스위칭 전압원들에 기초하여 구현된다. 전압원에 의해 형성되는 전압은 λ/4 변환기(30)에 의해, 송신 코일(10)에 의해 요구되는 전류로 변환된다. 전압원(20)은 직류 전압원(더 이상 예시되지 않음)으로부터 피딩되는데, 이는 예컨대, 교류 전압 전력 시스템(또한 더 상세하게 예시되지 않음)으로부터 커패시터(C₃) 및 정류기(예시되지 않음)의 형태로 피딩된다.

클로킹식 스위칭 전압원들의 스위칭 엘리먼트들은 디지털 및 동기 방식으로 제어된다. 스위치 포지션(switch position)들의 타이밍 비트 패턴(timing bit pattern) 및 스위칭 클록(switching clock)은 AM 변조를 초래하며, AM 변조에서는 2개의 측파대들이 원하는 스위칭 클록 주파수를 중심으로 대칭적으로 생성된다. 이는 예컨대, 도 5의 도면으로부터 개략적으로 추론될 수 있다. 원하는 스위칭 클록 주파수는 여기서, ω₀을 특징으로 하고 그리고 대략 78 MHz이다. ω₁을 특징으로 하는 측파대는 (여기서, 예컨대, 대략 63 내지 64 MHz의 구역에서) 송신될 주파수 대역을 산출한다. 다른 측파대(ω₂)는 어떠한 전력도 구현하지 않고, 그러므로 또한, 스위칭 전류도 발생시키지 않는다. 이는, 측파대(ω₂)가, 스펙트럼에 있어서 연결된 직렬-공명 코일(송신 코일)을 가진 λ/4 변환기 회로의 병렬 공명 포인트(parallel resonance point)에 위치되게 한다.

도 4는, 주파수(f)에 대해 도시되는, 송신 코일(10)을 통해 흐르는 전류(I_Meas = I_coil) 및 코일 전류를 구동(drive)하기 위해 생성되는 고주파 전력원의 전류(I_Switch)가 예시된 도면을 도시한다. 용이하게 명백한 바와 같이, ω₀을 특징으로 하는 주파수 범위에서, 송신 코일(10)을 통해 흐르는 전류(I_Meas)는 사실상 부하와 무관하게 일정하다. 대조적으로, 고주파 전력원에 의해 공급되는 전류(I_Switch)가 송신 코일(10)에서 상이한 부하들, 예컨대, 환자들에 따라 가변되는 것이 명백하게 인식가능하다. 부하 변동은, 고주파 전력원의 전류의 상이한 곡선 프로파일(curve profile)을 가진 곡선군(curve family)으로부터 명백하다.

위에서 이미 설명된 바와 같이, 고주파 전력원이 자기 공명 스캐너의 송신 코일을 구동시키기 위해 이용되는 경우, 매칭 엘리먼트들 또는 서큘레이터들 또는 디버터 저항(diverter resistance)들이 제공될 필요가 없다. 결과적으로, 피드 라인(feed line)들이 또한 필요가 없는데, 그 이유는 송신기 디바이스가 공간적으로 송신 코일 가까이에 직접적으로 연결되기 때문이다. 고주파 전력원들의 사용의 결정적인 이점은, 부하 임피던스와 무관한 그들의 높은 효율성 레벨이다. 특히, 높은 펄스 듀티 비율들 및 낮은 진폭들의 경우에서 효율성 레벨을 보상하기 위해 오버디멘셔닝(overdimensioning)을 구현할 필요가 없다. 변조는 비교적 많은 수의 병렬 전력원들을 단지 부분적으로만 활성화시킴으로써 구현될 수 있다.

디지털 고주파 전력원들이 이와 같이 이용가능하지 않기 때문에, 위에서 설명된 바와 같이, 이들은 클로킹식 스위칭 전압원들로부터의 λ/4 변환에 의해 구현된다. 이러한 목적을 위해, 펄스 발생기 IC들로 지칭되는 것들이 이용될 수 있다. 이들은, 예컨대, 압전 초음파 송신기들을 구동시키기 위한 디지털 프로그램가능 방형파 전력 발생기 회로(digital programmable square-wave power generator circuit)들로 알려져 있다. 이러한 펄스 발생기들은 방형파 전압원들을 나타낸다. 이러한 전압원이 λ/4 변환기와 같은 임피던스 반전 회로(impedance inversion circuit)에 연결되는 경우, 전압원은 다음과 같은 부하 임피던스를 제공한다:

(1)

특성 임피던스(Z₀)는 실질적으로, 다음과 같은 고주파 입력 전압의 그리고 고주파 출력 전압의 비율을 결정한다:

(2)

펄스 발생기의 "개방" 출력은 RF 송신 코일(10)이 회로 단락되도록 야기할 것이다. 그러므로, 비활성 펄스 발생기들은 기준 전위에 활성으로 커플링되어야 한다. 초음파 펄스 발생기 IC들은 3개의 출력 레벨들, 즉, +Vc, 0 및 -Vc를 가지며, 상태 "0"은 기준 전위에 대한 활성 커플링(active coupling)이고, 이를 이용시, 전류의 양방향 흐름의 가능성이 존재한다.

임피던스의 역전(reversal)은 적절한 송신 라인들에 의해 초래될 수 있다. 이러한 λ/4 변환기들에 대한 적절한 토폴로지(topology)들은 여기서, T 엘리먼트들 또는 π-저역-통과 엘리먼트(π-low-pass element)들일 수 있다. 이는 예컨대, 공보[1]에서 설명된다. 코일(L₁)의 직렬-공명 조정을 위한 커패시터(C₂) 및 펄스 발생기(20)의 출력에서의 분로 커패시터(C₃)의 존재(도 3 비교) 때문에, 도 3에 예시된 바와 같이 단지 2개의 추가적인 엘리먼트들(L₂ 및 C₂)만을 가진 λ/4 변환기가 대처할 수 있다. 이러한 맥락에서 다음과 같다:

(3),

(4)

제 3 리액턴스 엘리먼트(Z₃)는 여기서,

의 범위의 펄스 발생기 스위치(pulse generator switch)의 큰 부하 임피던스를 초래하도록 기능한다. 리액턴스 엘리먼트(Z₃) 및 분로 커패시터(C₃)의 병렬 연결은

에서

의 조합된 리액턴스를 가져야 한다.

회로는 2개의 직렬 공명들을 초래하고, 이들은 측파대들(ω ₁ 및 ω ₂ )로 도 5에 의해 도시된 바와 같이, 동작 주파수 범위(ω ₀ ) 아래 및 위에 있다.

(5)

위의 (5)의 경우에서, 펄스 발생기 부하 어드미턴스(pulse generator load admittance)는 아래와 같다:

(6)

높은 코일 품질들(

)에 대해, 직렬 공명은 그러므로 아래와 같다:

(7)

펄스 발생기가 고정 주파수(ω _S )로 동작하는 경우,

일 때의 병렬 공명은, 아래 (8)과 같을 때, 원하지 않는 AM 변조 측파대들을 억제하기 위해 이용될 수 있다:

(8)

코일 전류는 아래와 같고,

(9)

그 결과로, 전류 변환 비율은 다음과 같다:

(10)

동작 주파수

인 경우에, 이는 공식(2)에 따라 아래의 (11)을 초래한다.

(11)

단일 직렬 공명을 이용하여 가능한 것보다 더 넓은 주파수 대역에 걸쳐 코일 직렬 리액턴스(L₁)를 보상하는 것이 불가능하다는 것이 공보[2]로부터 알려져 있다. 직렬 공명 회로(C₁L₁)의 리액턴스(X)는 아래와 같은 주파수 종속성을 가지며:

(12)

이는 공명 주파수

에 가깝다. 적당한 편차(moderate deviation)는 아래와 같이 코일 피드 전압 요건을 증가시키고,

(13)

그리고, 펄스 발생기에서 아래와 같은 추가의 리액티브 부하 전류(reactive load current)를 발생시킨다.

(14)

이는, 병렬로 연결되는 비교적 많은 수의 펄스 발생기들(30)이 요구될 필요가 있게 만들 수 있다.

초음파 펄스 발생기 IC들은 일반적으로, 클록 주파수(

)에 동기화된다. 펄스 패턴은, 억제된 또는 게이트-아웃된 캐리어(suppressed or gated-out carrier)에서 주파수(ω₂) 미만의 그리고 초과의 대칭적인 스펙트럼 AM 변조 측파대(symmetrical spectral AM modulation side band)들(

)을 발생시킨다. 이는 자기 공명 스캐너의 주파수 대역 외측의 스위칭 클록(ω₀)을 요구한다. 측파대들 중 하나(ω₁)는 원하는 주파수 스펙트럼이고, 그리고 다른 측파대(ω₂)는, 어떠한 추가의 손실들 또는 전류들도 송신 코일(L₁)에서 발생되지 않는 방식으로 선택된다(ω₂에서의 전류 I 스위치 참조). 도 3에 예시된 바와 같은 저역-통과 임피던스 인버터(low-pass impedance inverter)가 이용되는 경우, 스위칭 주파수를 이용하는 것이 편리하고, 그 결과로, 불필요한 측파대들은 제 2 입력 병렬 공명 주파수 가까이 위치된다. 그 다음으로, 스위칭 클록 주파수는

에서 대략

이어야 한다. 펄스 발생기 분로 인덕턴스(pulse generator shunt inductance)(L₃) 때문에,

에서의 에일리어스 스펙트럼(alias spectrum)은 무의미하다.

비트 패턴은 고주파 출력 전류를 위상 및 진폭에 있어서 제어한다. 개별 펄스들에서의 스펙트럼 에너지 분포(spectral energy distribution)의 영향은 사전-정정(pre-correction)에 의해 정정될 수 있다. 비트 패턴의 수치적 최적화는 시간 및 주파수의 측면에서 편리하다.

참조문헌들의 목록
[1] C.G. Brennecke: "Equivalent T and Pi Sections for the Quarter-Wavelength Line", Proc. IRE, Vol. 32, pages 15 to 17, January 1944.
[2] R.M. Foster: "A reactance theorem", Bell System Technical Journal, Vol. 3, No. 2, pages 259 to 267, 1924.

Claims

자기 공명 스캐너(magnetic resonance scanner)를 위한 송신기 디바이스(transmitter device)로서,
송신기
를 가지며,
상기 송신기는 공간적으로 송신 코일(transmission coil)(10) 가까이 배열되고,
상기 송신 코일(10)은 상기 송신기에 연결되고,
상기 송신기는 상기 송신 코일(10)에 직접적으로 연결되는 고주파 전력원(high-frequency power source)(20, 30)으로서 구현되고, 그리고
상기 고주파 전력원은 전압원(20) 및 이산 λ/4 변환기(discrete λ/4 transformer)(30)로 형성되고, 상기 이산 λ/4 변환기(30)는 상기 전압원(20)의 출력에서의 전압을 전류로 변환하는,
자기 공명 스캐너를 위한 송신기 디바이스.
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제 1 항에 있어서,
상기 이산 λ/4 변환기(30)는 상기 송신 코일(10)에 직접적으로 연결되는,
자기 공명 스캐너를 위한 송신기 디바이스.
제 1 항 또는 제 3 항에 있어서,
상기 이산 λ/4 변환기(30)는 저역-통과 필터(low-pass filter) 또는 고역-통과 필터(high-pass filter) 또는 λ/4 라인(λ/4 line) 또는 T 엘리먼트(T element)인,
자기 공명 스캐너를 위한 송신기 디바이스.
제 1 항 또는 제 3 항에 있어서,
상기 송신 코일(10)과 상기 고주파 전력원(20, 30)의 직접적인 연결은 비-동질 송신 라인(non-homogeneous transmission line)을 통해 구현되는,
자기 공명 스캐너를 위한 송신기 디바이스.
제 1 항 또는 제 3 항에 있어서,
상기 전압원(20)은 복수의 스위칭 엘리먼트(switching element)들을 가진 클로킹식 스위칭 전압원(clocked switching voltage source)으로 형성되고,
상기 전압원(20)은 상기 송신기 디바이스의 동작 동안 교류 전압원으로부터 피딩되는(fed),
자기 공명 스캐너를 위한 송신기 디바이스.
제 6 항에 있어서,
상기 클로킹식 스위칭 전압원의 스위칭 엘리먼트들은 상기 송신기 디바이스의 동작 동안 디지털 동기 방식(digital synchronous fashion)으로 제어되고, 그 결과로, 상기 스위칭 엘리먼트들의 작동의 타이밍 패턴(timing pattern) 및 스위칭 클록(switching clock)의 주파수에 기초하여 진폭 변조가 생성되는,
자기 공명 스캐너를 위한 송신기 디바이스.
제 7 항에 있어서,
상기 진폭 변조 동안의 상기 송신기 디바이스의 동작 동안, 2개의 측파대(side band)들(ω₁, ω₂)이 상기 스위칭 클록의 주파수(ω₀)를 중심으로 대칭적으로 생성되고,
상기 측파대들 중 하나의 측파대(ω₁)는, 송신될 상기 송신 코일(10)의 주파수 대역인,
자기 공명 스캐너를 위한 송신기 디바이스.
제 8 항에 있어서,
상기 송신기 디바이스의 동작 동안, 상기 2개의 측파대들(ω₁, ω₂) 중 다른 측파대(ω₂)에서는 어떠한 전력도 구현되지 않는,
자기 공명 스캐너를 위한 송신기 디바이스.
제 1 항 또는 제 3 항에 있어서,
상기 송신 코일(10)은 인덕터(inductor)(L₁) 및 커패시터(capacitor)(C₂)를 포함하고, 상기 커패시터(C₂)는 상기 인덕터(L₁)와 직렬로 연결되고,
상기 인덕터(L₁) 및 상기 커패시터(C₂)는 직렬-공명 방식(series-resonant fashion)으로 조정되는,
자기 공명 스캐너를 위한 송신기 디바이스.
제 1 항 또는 제 3 항에 있어서,
상기 송신기 디바이스의 동작 동안, 디튜닝(detuning) 또는 저항성 부하(resistive loading) 중 적어도 하나 때문에 상기 송신 코일(10)의 리액턴스(reactance)가 변화될 때, 상기 전압원(20)의 피드 전압(feed voltage)이 가변되므로, 상기 송신 코일(10)을 통해 흐르는 전류는 일정하게 유지되는,
자기 공명 스캐너를 위한 송신기 디바이스.
제 10 항에 있어서,
상기 전압원(20)의 피드 전압은, 디튜닝 또는 저항성 부하 중 적어도 하나가 발생될 때, 자동적으로 가변되는,
자기 공명 스캐너를 위한 송신기 디바이스.