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Die Erfindung betrifft eine Antennenanordnung für ein Magnetresonanzgerät. Magnetresonanzgeräte zur Untersuchung insbesondere von Patienten durch Magnetresonanztomographie sind generell beispielsweise aus der
DE 103 14 215 B4 bekannt. Aus
US 2004/0 217 761 A1 ist eine Stripline-Antennenanordnung mit einer Impedanzanpassungsschaltung bekannt.
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Moderne Magnetresonanzanlagen (auch MR oder MRT genannt) arbeiten in der Regel mit mehreren verschiedenen Antennen (im Folgenden auch Spulen genannt) zum Aussenden von Hochfrequenzpulsen zur Kernresonanzanregung und/oder zum Empfang induzierter Magnetresonanzsignale. Häufig besitzt eine Magnetresonanzanlage eine größere, in der Regel fest im Gerät eingebaute sogenannte Ganzkörperspule, auch Body Coil genannt, sowie mehrere kleine Lokalspulen, auch Oberflächenspulen oder Local Coil genannt. Die Lokalspulen dienen im Gegensatz zu der Ganzkörperspule dazu, detaillierte Abbildungen von Körperteilen bzw. Organen eines Patienten aufzunehmen, die sich verhältnismäßig nahe an der Körperoberfläche befinden. Zu diesem Zweck werden die Lokalspulen direkt an der Stelle des Patienten appliziert, an der sich der zu untersuchende Bereich befindet.
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Antennen einer sogenannten Transmission-Line-Form (z. B. in einer offenen oder eher geschlossenen Stripline-Bauweise) mit Anwendung in der MR-Bildgebung sind allgemein bekannt. Eine ganz besondere Art dieser Antennenform nimmt die sogenannte aperiodische Antenne ein, bei der die Struktur nicht resonant ist, sondern eine Transmissionslinie darstellt, die an ihrem Ende impedanzrichtig terminiert ist. Die resistive Termination (Abschluss mit einem Impedanz-Widerstand) führt dazu, dass sich entlang der Antenne keine stehende Welle ausbildet. Die mit ihrer charakteristischen Impedanz reflexionsfrei abgeschlossene Leitung, die als Antennenstruktur dient, wird von einer fortschreitenden Welle durchlaufen und das für die Bildgebung relevante Feld wird von dem in der Antennenstruktur fliegenden Strom ohne jegliche Resonanzüberhöhung in der unmittelbaren Nähe des Leiters evanescent (als mit zunehmendem Abstand vom Leiter abklingendes Feld) erzeugt.
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In der Empfangsphase funktioniert die Antenne reziprok zur Sendephase, indem die reflexionsfrei abgeschlossene Leitung in ihrer Umgebung entstehende MR-Relaxations-Signale ohne Resonanzüberhöhung aufnimmt und sie an die an ihr impedanzrichtig angeschlossenen Vorverstärker zur Weiterverarbeitung überträgt.
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Im Folgenden wird im Allgemeinen von einem Element einer MR-Antenne die Rede sein. Eine MR-Antennenanordnung besteht üblicherweise aus einer ganzen Reihe solcher Antennen-Elemente, die um die zu untersuchenden Volumina angeordnet sind. Die Art und die Gestalt der Anordnung kann unterschiedlich sein. Durch eine geeignete Verkettung solcher Antennenelemente können entweder planare Strukturen (planare Spulen), oder solche, die das zu untersuchende Volumen umschließen (Volumenspulen) gebaut werden. Dabei werden im Sendefalle alle Antennenelemente phasenrichtig separat gespeist und im Empfangsfall durch separate Vorverstärker mit dem Empfänger der MR-Anlage unter Berücksichtigung der Phasenverhältnisse verbunden.
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Die Vorteile dieser Antennenform sind:
- • Niedrige Kosten
- • Einfachheit
- • Aufgrund der räumlich beschränkten Antennencharakteristik koppeln benachbarte Elemente nur sehr schwach miteinander, und somit ist die Verkettung mehrerer solcher Antennenelemente in 50 Ohm Technik sehr einfach (Array Bildung).
- • Breitbandigkeit (hinsichtlich der Spektroskopie von Interesse)
- • Wegen der Breitbandigkeit entfallen auch alle Abgleich und Abstimmarbeiten, die für eine resonante Antenne notwendig wären.
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Die Nachteile dieser Antennenform sind:
- • Geringer Wirkungsgrad:
Der größte Anteil der vom Verstärker erzeugten HF-Leistung wird im Sendefall von den Abschlusswiderständen thermisch dissipiert (abgebaut) und trägt nicht zur Erzeugung des für die Bildgebung notwendigen B1-Feldes bei.
Eine weitere Ursache des geringen Wirkungsgrades ist der beschränkte Rückflussraum, der für das Erreichen der vergleichsweise niedrigen charakteristischen Impedanz von 50 Ohm der Transmissionslinie notwendig ist.
- • Beschränkte Antennencharakteristik:
Das von einer solchen Antenne erzeugte B1-Feld in der Sendephase beschränkt sich auf das unmittelbare Gebiet in der Nähe der Antennestruktur (das evanescente Feld der Transmissionslinie, das in das benachbarte Medium unmittelbar an der Leiterstruktur eindringt). Im Empfangsfall ist wegen der gleichen, begrenzten Antennencharakteristik die Signalausbeute auf einem superfiziellen Bereich in der Nähe der Antennenstruktur beschränkt.
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Bisher wird diese Antennenform stets mit einer Transmissionslinie verwendet, die der gängigen 50 Ohm Impedanz des HF-Teils der MR-Anlage angepasst ist. Dadurch wird ein sehr einfacher Aufbau erreicht, denn die Antenne, die nun 50 Ohm Ports hat, kann direkt an die Anlage angeschlossen werden. Somit entfallen aufwendige Anpassungen. (Siehe ISMRM Abstract #435 von 2008) Die Verwendung einer 50 Ohm Transmissionslinie als Antennenelement bringt aber auch Nachteile.
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Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist die Vermeidung dieser Nachteile bei gleichzeitiger Beibehaltung der Vorteile dieser Antennenform. Die Aufgabe wird durch den Gegenstand des Patentanspruchs 1 gelöst, vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.
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Die Erfindung umfasst eine Antennenanordnung für ein Magnetresonanztomographiegerät, welche eine Antenne und mindestens eine mit der Antenne verbundene Impedanztransformationsschaltung umfasst.
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Die Impedanztransformationsschaltung kann die Impedanz der Antenne nach außen hin (im Empfangsfall zum Empfangsverstärker oder im Sendefall zur Sendeeinrichtung eines MRT hin) an einen vorhandenen Empfangsverstärker oder eine vorhandene Sendeeinrichtung anpassen.
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Eine höher gewählte charakteristische Impedanz der Leitung führt zu einem günstigeren Wirkungsgrad der Antenne im Sendefall und zu einem höheren Signal zu Rauschen Verhältnis im Empfangsfall. Wegen der höher gewählten charakteristischen Impedanz des Antennenelements kann der Abstand zwischen Hin- und Rückleiter vergrößert werden, was den Feldrückflussraum erhöht. Ebenfalls kann zwischen Hin- und Rückleiter ein geschäumtes Dielektrikum mit einem geringeren Epsilon verwendet werden, das gleichzeitig auch geringere Verluste aufweist.
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Gemaß einer Ausführungsvariante der Erfindung wird vorgeschlagen, das Antennenelement in 200 Ohm-Technik zu gestalten. Dies erfordert für die Anpassung des Antennenelementes mit einer charakteristischen Impedanz von 200 Ohm ein oder zwei Anpassglieder mit einem Transformationsverhältnis von 1:4 bzw. 4:1. Sicherlich würde dies zunächst Augenscheinlich eine Einschränkung der Breitbandigkeit des Systems bedeuten. Es besteht aber die technische Möglichkeit, die Anpasseinheiten als Breitband-Transformatoren in Guanella- oder Ruthroff-Bauweise auch ohne Verwendung von Ferrit-Materialien zu gestalten, wenn auch zugegebenermaßen die ursprünglich uneingeschränkte, konstruktiv bedingte Breitbandigkeit des 50 Ohm Antennenelementes nicht wieder erreicht werden kann.
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In einer weiteren Ausführung kann das Antennenelement (das auch hier als Stripline-Struktur gestaltet sein kann) eine nicht fest vorgegebene charakteristische Impedanz haben. Im Allgemeinen wird diese nicht fest vorgegebene oder nicht näher definierte charakteristische Impedanz höher als 30 oder 50 Ohm, aber aus technischen Machbarkeitsgründen niedriger als 300 Ohm sein. Dabei wird die Anpassung dieses Antennenelementes an die 50 Ohm des MR-Systems durch eine vorzugsweise variable Anpasseinheit vorgenommen, oder ein einstellbares Transformationsverhältnis der Anpasseinheit (im Folgenden auch Impedanztranformationsschaltung genannt) vorgesehen.
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Diese Anpasseinheit kann, muss aber nicht variabel sein. Die Variabilität der Anpasseinheit würde dazu dienen, die Transmissionslinie im beladenen Zustand optimal an die 50 Ohm Impedanz des MRT-Systems anzupassen. Durch einen Anstieg des Wirkungsgrades und durch die Erhöhung der Penetrationstiefe des evanescenten Feldes der Transmissionslinie in die abzubildende Last (Körper des Patienten) ist anzunehmen, dass sich die Impedanz der Transmissionslinie im beladenen Fall erheblich von ihrer unbeladenen, charakteristischen Impedanz unterscheiden wird und vor allem, dass sie nicht mehr nur reine ohmsche- sondern auch reaktive Anteile aufweisen wird. Diese reaktiven Anteile zu kompensieren und in einem weiteren Schritt die resultierende ohmsche Wirk-Impedanz zur 50 Ohm Systemimpedanz abhängig von dem Beladungszustand anzupassen, wäre von einer variablen Anpasseinheit ermöglicht. Dass dabei die Forderung nach Breitbandigkeit nicht mehr uneingeschränkt angenommen werden können wird ist sehr wahrscheinlich, es können sind Szenarien vorstellbar, bei denen die Bandbreite des resultierenden Systems maximal ist bzw. für spezielle spektroskopische Anwendungen können die Eigenschaften von mehrfach resonanten Anpassnetzwerken ausgenutzt werden.
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Vorteile der Erfindung liegen in der Erhöhung der Wirksamkeit sowohl hinsichtlich der Energiebilanz als auch bezüglich der Feldstruktur, Eindringtiefe und Antennencharakteristik mit einer charakteristischen Impedanz höher als 50 Ohm, unter weitgehender Beibehaltung der Vorteile nichtresonanter Antennen in 50 Ohm Technik bei Einfachheit in der Herstellung und Handhabung und einer möglichst großen Bandbreite. Vorteile sind insbesondere auch:
- • eine Erhöhung des Wirkungsgrades
- • eine Verbesserung der Feldstruktur, Eindringtiefe und Antennencharakteristik
- • eine weitgehende Beibehaltung der Vorteile nichtresonanter Antennen im Allgemeinen.
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Es kann eine Anpassung der charakteristischen Impedanz des Antennenelementes zur gestellten Aufgabe vorgesehen sein. Für manche Aufgaben könnte sich eine charakteristische Impedanz von 200 Ohm mit einer festen Transformation zur 50 Ohm Systemimpedanz (von mit der Antenne verbindbaren/verbundenen MRT-Elementen) als günstig aufweisen. Für manche andere Aufgaben könnte eine weitere, nicht näher definierte charakteristische Impedanz des Antennenelementes von Vorteil sein, wobei gleichzeitig auch die durch die Last resultierenden reaktiven Anteile der Impedanz von einer variablen Anpasseinheit kompensiert werden könnten.
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Weitere mögliche Merkmale und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen anhand der Zeichnung. In der Zeichnung zeigt:
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1 eine Antenne mit 200 Ohm Impedanz und Anpassgliedern mit einem Transformationsverhältnis von 1:4
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2 eine Antenne mit nicht festgelegter Impedanz und Anpassgliedern mit einem variablen Transformationsverhältnis,
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3 eine alternative Terminierung für die Anordnung in 2 und
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4 ein Magnetresonanzgerät.
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Gemäß einer Ausführungsform (Stripline Antennenelement mit einer charakteristischen Impedanz von 200 Ohm und einer 1:4 Impedanztransformation) der Erfindung gemäß 1 weist ein Antennenelement 1 (hier ein stripline- Antennenelement) eine charakteristische Impedanz von 200 Ohm auf, wobei das Antennenelement an die MR-Anlagenimpedanz (einer die MRT-Anlage) von 50 Ohm über ein 1:4 Transformationsglied 2 und ein 4:1 Transformationsglied 3 angepasst wird. Stripline (oder Strip line) Antennen können z. B. Streifenleitungsantennen sein und z. B. planar oder flächig oder beliebig anders ausgebildet sein.
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Die sogenannten Common Mode Chokes 4 und 5 dienen der Symmetrietransformation und der Vermeidung von Masseschleifeä bzw. zum Dämpfen (als Mantelwellensperrglieder) einer Mantelwellenentstehung.
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Im Sendefall (wenn Schalter S1, S2, S3, S4, S5 und S6 in Tx Stellung sind) wird Hochfrequenzenergie HF von der linken Seite in 1 durch die 50 Ohm Koaxialverbindung 6 gespeist. Das Symmetrisierungselement 4 symmetrisiert die Speiseleitung 6. Das 1:4 Transformationsglied 2 transformiert die 50 Ohm Impedanz des Speisesystems 6 zur 4-fach höheren charakteristischen Impedanz der offenen Transmissionslinie, die als Antenne dient (Stripline Element Antenne 200 Ohm – 1 – in der Mitte der 1) und die an den mittleren, gemeinsamen Anschlüssen der Schalter S3 und S4 angeschlossen wird.
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An der anderen, rechten Seite der Antenne 6 werden in umgekehrter Reihenfolge die bereits erwähnten Komponenten an den Tx Anschlüssen der Schalter S5 und S6 angeschlossen. Zunächst ein 4:1 Transformator, der die 200 Ohm (der Antenne) auf 50 Ohm herunter transformiert, dann eine Mantelwellensperre und durch die Tx-Stellung des Schalters S2 eine weitere Koaxialverbindung, die zu einem Lastwiderstand von 50 Ohm führt. Dabei kann diese Koaxialverbindung sehr kurz sein oder gar entfallen. Der 50 Ohm Lastwiderstand an dieser Stelle ist für die impedanzrichtige Terminierung der Transmissionslinie vorgesehen und wird derart dimensioniert, dass er gegebenenfalls die gesamte zur Verfügung stehende Sendeleistung des Verstärkers in Wärme umwandeln kann.
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An dieser Stelle soll erwähnt werden, das die Komponenten auf der rechten Seite des Antennenelementes, rechts von den Tx Anschlüssen der Schalter S5 und S6 alternativ mit einem großen 200 Ohm Lastwiderstand ersetzt werden können. Dies vereinfacht erheblich den Aufbau, verhindert aber die Verwendung des zusätzlichen Empfangskanals, der vom Rx Anschluss des Schalters S2 durch den Vorverstärker P2 hindurch zur MR-Anlage geht.
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Im Empfangsmodus werden alle Schalter S1, S2, S3, S4, S5 und S6 in der Stellung Rx gebracht. Dabei sind übrigens nicht alle Schalter notwendig, sondern sie stellen alternative Empfangsmöglichkeiten dar: es ist wahlweise entweder die Verwendung der Schalter S1 und S2 oder die Verwendung der Schalter S3 bis S6 möglich.
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Schalter S1 und S2:
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Zunächst wird die Empfangssituation mit den Schaltern S1 und S2 beschrieben: Das 200 Ohm Antennenelement 1 wird über die Rx-Anschlüsse der Schalter S1 bzw. S2 auf beiden Seiten zu den Vorverstärkern P1 bzw. P2 geführt. In einer ersten Variante entfallen die Elemente PDN1 bzw. PDN2. In dieser Variante haben die Vorverstärker P1 und P2 eine Eingangsimpedanz von 50 Ohm und bilden somit eine impedanzrichtige Termination der Antenne, deren Impedanz nach außen auf 50 Ohm herunter transformiert wurde.
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Eine weitere Alternative bilden die Elemente PDN (PDN1, PDN2, PDN3, PDN4), die sogenannten Preamp-Decoupling-Networks (Vorverstärkerentkopplungsnetzelemente) PDN1 und PDN2. Durch diese wird eine Vorverstärkerentkopplung erzeugt, die dazu dient, die in der Antenne induzierten Ströme im Empfangsfall zu minimieren und gleichzeitig ein maximales Signal-zu-Rauschen Verhältnis zu erreichen. Ein Nachteil dieser Methode könnte sein, dass es die Breitbandigkeit der Anordnung einschränken würde, es sei denn, man würde separate PDN und P Elemente für jede in Frage kommende Frequenz schaltbar oder abwechselnd austauschbar benutzen.
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Durch den optionalen sogenannten Combiner (Kombinierer) & werden die Signale der zwei Vorverstärker phasenrichtig überlagert und zur weiteren Auswertung (Rx-Output) zum Empfängersystem der MR-Anlage geführt.
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Schalter S3, S4, S5 und S6:
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In diesem Fall sind S1, S2 und die angeschlossenen Vorverstärker P1 und P2 nicht vorhanden, und auch nicht notwendig.
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Zunächst wird eine Verwendung ohne die Vorverstärkerentkopplungselemente PDN3 und PDN4 erklärt. Die Vorverstärker P3 und P4 haben Eingangsimpedanzen von 200 Ohm und schließen damit die Antenne auf beide Seiten impedanzrichtig ab. Die Verhältnisse sind ähnlich mit dem vorherigen Fall, bis auf das Detail, dass die hier eingesetzte Vorverstärker symmetrisch ausgelegt sind und dadurch eventuell auftretende Gleichtaktstörungen wirksam und breitbandig unterdrücken – ohne die Notwendigkeit einer Mantelwellensperre wie im vorherigen Fall.
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Auch hier könnte eine optionale, per definitionem schmalbandige Vorverstärkerentkopplung zu einer Anhebung des Signal-zu-Rauschen-Verhältnisses (SNR) dienen zu Lasten der Breitbandigkeit. Der Combiner & hat hier ebenfalls die Rolle der Signalüberlagerung und ebenso wie im vorher diskutierten Beispiel kann ein Teil der Anordnung (S5, S6, PDN4 und P4) bei einem anzunehmenden Verlust an Empfangssignal zur Minimierung des Schaltungsaufwandes mit einem Lastwiderstand von 200 Ohm ersetzt werden.
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Eine weitere Ausführungsvariante der Erfindung gemäß 2 (Stripline Antennenelement mit einer beliebigen Impedanz und einer variablen Impedanztransformation) der Erfindung unterscheidet sich von der vorher beschriebenen dadurch, dass die charakteristische Impedanz der offenen Transmissionslinie, die das Antennenelement darstellt, nicht näher definiert ist. Diese Freiheit ist vorteilhaft, um die Antenne für spezielle Anwendungsfälle optimal zu gestalten, wobei von Fall zu Fall eine unterschiedliche Impedanz im Bereich von 30 bis 300 Ohm vorteilhaft für die Optimierung eines oder mehreren Kriterien wäre.
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Optimierungskriterien können z. B. sein:
- • Energiebilanz (Wirkungsgrad) im Sendefall
- • Lokale oder/und globale SAR-Belastung des Patienten
- • Signal-zu-Rausch-Verhältnis im Empfangsfall
- • Breitbandigkeit
- • Spezielle Spektroskopische Erfordernisse
- • Kosten
- • Schaltungsaufwand
- • Kompatibilität mit weiteren Spulen
- • Array-Bildung.
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Darüber hinaus lässt sich in dieser Variante wegen der Einstellbarkeit der Anpass- und Transformationsglieder (auch bezeichnet als Variabler Z-Match 21/22 der Einfluss der abzubildenden Beladung (durch einen Patienten etc) bei der Anpassung der Impedanz berücksichtigen und auch dynamisch kompensieren. Dadurch werden optimale Verhältnisse hinsichtlich der Impedanzanpassung geschaffen, zu Lasten der Breitbandigkeit des Systems. Auch in diesem Fall lassen sich in geeigneter Art und Weise durch Verwendung doppel- und mehrfachtresonanter Anpassglieder mehrere Frequenzen gleichzeitig abdecken.
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Die Schaltmimik der Schalter S1 bis S6 und die Eigenschaften jeder Variante (S1 und S2 oder S3 bis S6) ist analog zu der vorhin zum Falle in 1 beschriebenen. Als gesonderte Alternative bietet sich hier gemäß 3 die Bestückung rechts von den Schaltern S5 und S6 (anstatt des Elements 22) mit einer einstellbaren Terminierung (=Termination) bestehend aus den Elementen RV (Impedanz), XV S (einstellbare Spule) und XV P (einstellbare Spule). Ein Beispiel ist ein Netzwerk (zur Terminierung) bestehend aus einem variablen Lastwiderstand und weitere einstellbare Reaktanzen, die in Serie bzw. parallel angeordnet sind. Dadurch sollen beliebige, auch reaktive Impedanzen am S5, S6-Ende der Transmissionslinie 1 wirksam angepasst werden. Somit sollen Variationen, die durch die Beladung mit dem bildgebenden Objekt bzw. durch die Wechselwirkung mit anderen Antennen sich ergeben können auch wirksam kompensiert werden können. Die Erfindung ist für Antennen in Ganzkörperspulen, Lokalspulen, Volumenspulen und Flächenspulen einsetzbar.
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4 zeigt beispielhaft, wo die Erfindung einsetzbar ist:, 4 zeigt ein an sich bekanntes Magnetresonanzgerät MRT 41 mit einer Ganzkörperspule 42 mit einem Rohr-förmigen Raum 43 in welchen eine Patientenliege 44 mit z. B. einem Patienten 45 und einer Lokalspulenanordnung 46 in Richtung des Pfeiles z gefahren werden kann, um Aufnahmen des Patienten 45 zu generieren. Auf dem Patienten ist hier ein Lokalspulenarray 46 (mit mehreren Lokalspulen und Kanälen für Signale von den Lokalspulen) aufgelegt, mit welcher in einem lokalen Bereich gute Aufnahmen ermöglicht werden, und deren Signale von einer an sich bekannten, über Koaxialkabel etc anschließbaren Auswerteeinrichtung ausgewertet (in Bilder umgesetzt usw.) werden können.
