DE102015122484A1

DE102015122484A1 - System und Verfahren zum Messen von Leistung in einem Leistungsfaktorwandler

Info

Publication number: DE102015122484A1
Application number: DE102015122484.4A
Authority: DE
Inventors: Shu Fan Lim; Josef Daimer; Prashant Sudhakar Gugle
Original assignee: Infineon Technologies Austria AG
Current assignee: Infineon Technologies Austria AG
Priority date: 2014-12-24
Filing date: 2015-12-22
Publication date: 2016-06-30
Also published as: US9632120B2; CN105738689B; CN105738689A; US20160190912A1

Abstract

Gemäß einer Ausführungsform umfasst ein Verfahren zum Messen einer Eingangsleistung eines Leistungsfaktorwandlers (PFC) das Bestimmen eines Durchschnitts eines gleichgerichteten Spannungssignals von einem Eingang des PFC, das Bestimmen eines Durchschnitts eines Induktivitätsstroms des PFC und das Bestimmen der Eingangsleistung durch Multiplizieren des Durchschnitts des gleichgerichteten Spannungssignals mit dem Durchschnitt des Induktivitätsstroms.

Description

Die vorliegende Offenbarung betrifft im Allgemeinen eine elektronische Vorrichtung und insbesondere ein System und Verfahren zum Messen von Leistung in einem Leistungsfaktorwandler (engl.: power factor converter).
Leistungsversorgungssysteme sind in vielen elektronischen Anwendungen von Computern bis hin zu Kraftfahrzeugen weit verbreitet. Im Allgemeinen werden Spannungen innerhalb eines Leistungsversorgungssystems durch das Durchführen einer Gleichstrom-Gleichstrom-(DC-DC), Gleichstrom-Wechselstrom-(DC-AC)- und/oder Wechselstrom-Gleichstrom-(AC-DC)-Wandlung erzeugt, indem ein mit einer Induktivität oder Transformator belasteter Schalter betätigt wird. Eine Klasse solcher Systeme umfasst getaktete Leistungsversorgungen (Switched Moder Power Supplies, SMPS). Eine getaktete Leistungsversorgung ist üblicherweise effizienter als andere Arten von Leistungsumwandlungssystemen, da die Leistungsumwandlung durch gesteuertes Laden und Entladen der Induktivität oder Transformators durchgeführt wird und Energieverlust aufgrund von durch ohmsche Spannungsabfälle erzeugte Verlustleistung reduziert.
Eine spezifische Anwendung eines SMPS ist die Umwandlung einer Wechselstrom-(AC)-Netzspannung in eine Gleichstrom-(DC)-Spannung. Ein Beispiel für ein solches System umfasst eine Anzahl von Stufen, einschließlich einer Gleichrichtungsstufe, eines Leistungsfaktorwandlers (Power Factor Converter, PFC) und eines Gleichstrom-Gleichstrom-Wandlers. Die Gleichrichtungsstufe, die unter Verwendung einer Diodenbrücke implementiert werden kann, wandelt die Wechselstrom-Netzspannung in ein unipolares, gleichgerichtetes Signal um. Der PFC erzeugt eine Zwischen-Gleichstrom-(DC)-Spannung von dem unipolaren, gleichgerichteten Signal, und der Gleichstrom-Gleichstrom-Wandler erzeugt eine zweite Gleichstrom-(DC)-Ausgangsspannung, zum Beispiel 12 V. Der Leistungsfaktorwandler kann ferner dazu ausgebildet sein, sicherzustellen, dass der Eingangsstrom des SMPS in Phase mit der Eingangsspannung ist, um Blindleistung zu minimieren.
Gemäß einer Ausführungsform umfasst ein Verfahren zum Messen einer Eingangsleistung eines Leistungsfaktorwandlers (PFC) das Bestimmen eines Durchschnitts eines gleichgerichteten Spannungssignals von einem Eingang des PFC, das Bestimmen eines Durchschnitts eines Induktivitätsstroms des PFC und das Bestimmen der Eingangsleistung durch Multiplizieren des Durchschnitts des gleichgerichteten Spannungssignals mit dem durchschnittlichen Induktivitätsstrom.
Zum umfassenderen Verständnis der vorliegenden Erfindung und ihrer Vorteile wird nun auf die folgenden Beschreibungen Bezug genommen, die in Verbindung mit den beiliegenden Zeichnungen zu lesen sind, in denen Folgendes gilt:
1 veranschaulicht ein Schaltbild einer Ausführungsform eines Leistungsversorgungssystems;
2 veranschaulicht ein Schaltbild einer Ausführungsform einer PFC-Steuerung;
3 veranschaulicht ein Wellenformdiagramm einer Ausführungsform eines PFC-Systems;
4 veranschaulicht ein Schaltbild und ein Zeigerdiagramm, die den Betrieb einer Ausführungsform eines Leistungsmessungssystems beschreiben;
5 veranschaulicht eine Ausführungsform einer PFC-Steuerung, die Leistung unter Verwendung durchschnittlicher Strom- und gleichgerichteter Spannungswerte berechnet;
6 veranschaulicht eine Ausführungsform einer PFC-Steuerung, die Leistung unter Verwendung gleichgerichteter Spannungswerte und eines Timing-Werts berechnet;
7 veranschaulicht eine weitere Ausführungsform einer PFC-Steuerung, die Leistung unter Verwendung gleichgerichteter Spannungswerte und eines Timing-Werts berechnet;
8 veranschaulicht eine Ausführungsform eines PFC-Steuerungs-Kalibrierungssystems; und
9a–9b veranschaulichen Flussdiagramme von Ausführungsformen des Verfahrens.
Übereinstimmende Bezugszeichen und Symbole in verschiedenen Figuren beziehen sich im Allgemeinen auf übereinstimmende Teile, wenn nicht anders angegeben. Die Figuren sind so gezeichnet, dass sie die relevanten Aspekte der bevorzugten Ausführungsformen deutlich veranschaulichen, und sind nicht notwendigerweise maßstäblich gezeichnet. Um bestimmte Ausführungsformen deutlicher zu veranschaulichen, kann ein Buchstabe, der Variationen derselben Struktur, desselben Materials oder Verfahrens anzeigt, auf eine Figurenzahl folgen.
Die Herstellung und Verwendung der vorliegenden bevorzugten Ausführungsformen werden unten detailliert diskutiert. Es versteht sich jedoch, dass die vorliegende Erfindung viele anwendbare erfindungsgemäße Konzepte bereitstellt, die in einer Vielzahl von spezifischen Kontexten ausgeführt sein können. Die diskutierten spezifischen Ausführungsformen sind lediglich veranschaulichend für spezifische Arten der Herstellung und Verwendung der Erfindung und schränken den Schutzumfang der Erfindung nicht ein.
Die vorliegende Erfindung wird in Bezug auf bevorzugte Ausführungsformen in einem spezifischen Kontext eines Systems und Verfahrens zum Messen von Leistung in einem getakteten Leistungsfaktorkorrektor beschrieben. Ausführungsformen der Erfindung können auch auf verschiedene Systeme angewendet werden, die Leistungsmessungen verwenden, wie etwa Leistungsübertragungssysteme und andere Arten von getaktete Leistungsversorgungen.
In Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung wird von einer Leistungsversorgung verbrauchte Wirkleistung durch Überwachen einer gleichgerichteten Eingangsspannung eines Leistungsfaktorkorrektors und eines weiteren variablenbezogenen Stroms, der innerhalb des Leistungsfaktorkorrektors fließt, gemessen. Diese strombezogene Variable kann ein durch eine Induktivität fließender durchschnittlicher Strom sein oder sich auf das Takten eines innerhalb des Leistungsfaktorkorrektors verwendeten Pulsweitenmodulators beziehen. In manchen Ausführungsformen werden diese gleichgerichtete Eingangsspannung und die strombezogene Variable mit relativ kostengünstigen Analog-Digital-Umsetzern unter Verwendung einer relativ niedrigen Abtastgeschwindigkeit abgetastet.
Manche Ausführungsformen von Leistungsfaktorkorrektoren können als Zielgruppe einen Niedrigkosten-Verbraucherelektronikmarkt vorgeben, in dem Leistungsmessungsmerkmale verwendet werden und bei dem Leistungsverhalten, Effizienz, Größe und einer Niedrigkosten-Materialstückliste (BOM) ein hoher Stellenwert zukommt. In manchen Ausführungsformen kann eine genaue Leistungsmessung unter Verwendung einer integrierten Niedrigkosten-Digitalleistungsregelungsschaltung erreicht werden, die beispielsweise ±3% Leistungsmessgenauigkeit für Eingangsleistung über 30 W erhält.
1 veranschaulicht eine Ausführungsform einer getakteten Wechselstrom/Gleichstrom-(DC-AC)-Leistungsversorgung (SMPS) 100, das einen EMI-Filter 104, eine Diodenbrücke 106, einen Leistungsfaktorkorrektor (PFC) 108, einen Gleichstrom/Gleichstrom-Wandler und einen durch eine Anwendung 112 dargestellten Lastkreis umfasst. In einer Ausführungsform wandelt das Leistungsversorgungssystem 100 ein durch die Spannungsquelle 102 dargestelltes Wechselstromsignal in eine durch die Anwendung 112 anwendbare Gleichspannung um. Der EMI-Filter 104 filtert Hochfrequenzkomponenten heraus, wie etwa Spannungsspitzen, die beim Eingang der Spannungsquelle 102 vorhanden sein können, und die Diodenbrücke 106 richtet die Eingangsspannung gleich, um eine gleichgerichtete Spannung zu erzeugen. Der PFC 108 wandelt die gleichgerichtete Spannung in eine durch den Gleichstrom/Gleichstrom-Wandler 110 verwendbare Gleichspannung um. Die digitale Steuerung 114 überwacht verschiedene Spannungen und Ströme innerhalb des PFC 108 und des Gleichstrom/Gleichstrom-Wandlers 110 und erzeugt Schaltsignale, die durch diese Leistungsumwandlungsstufen verwendbar sind. In manchen Ausführungsformen ist der PFC 108 unter Verwendung eines Verstärkungsleistungsfaktor-Korrektors PFC implementiert, der im nichtkontinuierlichen Leitungsmodus (DCM), kritischen Leitungsmodus (CrCM) oder quasi-resonanten Leitungsmodus (QRCM) arbeiten kann. Der Gleichstrom/Gleichstrom-Wandler 110 der zweiten Stufe kann beispielsweise unter Verwendung eines Sperr-, Vorwärts- oder LLC-Wandlers implementiert sein. Alternativ dazu können weitere auf dem Gebiet der Erfindung bekannte Leistungsversorgungsarchitekturen für den PFC 108 und Gleichstrom/Gleichstrom-Wandler 110 verwendet werden.
In einer Ausführungsform implementiert die digitale Steuerung 114 einen Leistungsmessungsalgorithmus, der den Eingangswirkleistungsverbrauch durch den PFC 108, den Gleichstrom/Gleichstrom-Wandler 110 und die durch die Anwendung 112 dargestellte Last schätzt. In manchen Ausführungsformen verwendet der Leistungsmessungsalgorithmus verfügbare Messsignale oder Steuerungsparameter ohne zusätzliche Messerfordernisse. Die Leistungsinformation kann an den Haupt-Mikrocontroller (MCU) der Anwendung 112 über den Universal-Asynchronous-Receiver/Transmitter(UART)-Pin gesendet werden. In alternativen Ausführungsformen können neben einer UART-Schnittstelle weitere digitale Schnittstellentypen verwendet werden. Beispielsweise kann eine digitale Schnittstelle für die digitale Steuerung 114 unter Verwendung einer parallelen digitalen Schnittstelle und/oder einer seriellen digitalen Schnittstelle wie etwa einem SPA, IIC oder einem anderen seriellen Schnittstellenstandard implementiert werden.
In herkömmlichen Systemen kann eine genaue Wechselstrom-Leistungsmessung durch die direkte Berechnung der Effektiv-Eingangsleistung durchgeführt werden. Beispielsweise kann eine gleichgerichtete Eingangsspannung v_g über einen Hilfsbrückengleichrichter und einen Spannungsteiler gemessen werden und der gleichgerichtete Eingangsstrom i_g kann über den Stromrückpfad durch einen Messwiderstand gemessen werden. Die gleichgerichtete Eingangsspannung und der gleichgerichtete Eingangsstrom werden unter Verwendung von zwei Sigma-Delta-ADC erster Ordnung gemessen, die beispielsweise eine Abtastfrequenz von 1,6 MHz aufweisen. Die Effektiv-Eingangsspannungs- und die Effektiv-Eingangsstromwerte werden am Ende jeder Wechselstrom-Halbwelle durch Integrieren der jeweiligen momentanen Werte über jede Wechselstrom-Halbwelle berechnet. Typischerweise können die Effektiv-Eingangsspannung und der Effektiv-Eingangsstrom berechnet werden durch
wobei die Wechselstrom-Halbwellenspanne t₂ – t₁ als das Zeitintervall zwischen zwei Nulldurchgängen des Eingangsspannungssignals gemessen wird. Die Eingangsleistung wird am Ende jeder Wechselstrom-Halbwelle berechnet und ist durch P_in = V_g,rms × I_g,rms gegeben. Die Effektiv-Eingangsspannung, der Effektiv-Eingangsstrom und die Eingangsleistung können für eine konfigurierbare Anzahl von Wechselstrom-Vollwellen akkumuliert werden. Als Nächstes werden diese akkumulierten Werte dann über die ausgewählte Anzahl von Wechselstrom-Vollwellen gemittelt, um die durchschnittliche Effektiv-Eingangsspannung, den durchschnittlichen Effektiv-Eingangsstrom und die durchschnittliche Eingangsleistung zu erhalten. Es gilt anzumerken, dass die Berechnung der Effektiv-Eingangsleistung Quadratwurzeloperationen verwendet, die rechnerisch aufwändig sein können.
2 veranschaulicht eine PFC-Steuerung 200 gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, die verschiedene Details eines EMI-Filters 104 auf Schaltungsebene, einer Diodenbrücke 106, eines PFC 108 und einer digitalen Steuerung 114 sowie weitere verschiedene passive Bauelemente aufweist. Wie dargestellt, ist der EMI-Filter 104 als ein LC-Tiefpassfilter ausgebildet, der eine Induktivität L_f und Kondensator C_f umfasst. Der EMI-Filter 104 kann beispielsweise dazu ausgebildet sein, Hochfrequenzkomponenten des Eingangsleistungssignals abzuweisen. Die Diodenbrücke 106 ist unter Verwendung einer Brückenschaltung mit vier Dioden implementiert. Ferner können Gleichrichtungsdioden 103 und 105 verwendet werden, um eine gleichgerichtete Eingangsspannung v_g zur Verwendung durch die digitale Steuerung 114 zu erzeugen. 108 ist als ein Verstärkungs-PFC ausgebildet dargestellt und umfasst einen Serieninduktor L, eine Ausgangsgleichrichtungsdiode D₁, einen Schalttransistor S, einen Ausgangsfilterkondensator C₀ und einen Serienwiderstand R_s, der in Serie mit der Source des Schalttransistors S gekoppelt ist. Der Schalttransistor S kann unter Verwendung eines MOSFET oder eines anderen aktiven Bauelements implementiert werden. In einer Ausführungsform wird die Spannung am Serienwiderstand R_s gefiltert, um eine Spannung v_i zur Verwendung durch die digitale Steuerung 114 bereitzustellen, um den durch den Serieninduktor L fließenden Strom zu bestimmen. In Ausführungsformen, die im quasi-resonanten (QR) Betriebsmodus arbeiten, ist der Hilfsinduktor L_AUX mit dem Serieninduktor L magnetisch gekoppelt, um eine Nulldurchgangsdetektion für Valley-Umschaltungen bereitzustellen. Die Diode D₂ ist zwischen dem Eingang und dem Ausgang des PFC 108 gekoppelt, um die gleichgerichtete Eingangsspannung mit dem Ausgangsknoten v_o zu koppeln, falls die Ausgangsspannung beispielsweise während des Startens der PFC-Steuerung 200 unter die Eingangsspannung fällt.
Die Last des PFC 108 ist als Widerstand R_L, modelliert und eine Spannungsrückkopplungsstrecke vom Ausgangsknoten v_o zur digitalen Steuerung 114 wird unter Verwendung eines gefilterten Spannungsteilers ausgebildet, der Widerstände R_d3 und R_d4 und C_d3 umfasst. Diese Rückkopplungsspannung wird ferner unter Verwendung eines Tiefpassfilters gefiltert, der aus Widerstand R_fb und Kondensator C_fb innerhalb der digitalen Steuerung 114 besteht. Ein Verstärker 142 skaliert die Rückkopplungsspannung mit einer Verstärkung von K_VS. In alternativen Ausführungsformen können eine oder mehrere dieser Tiefpassfilterkomponenten und/oder der Verstärker 142 außerhalb der digitalen Steuerung 114 liegen. Es versteht sich, dass das Schaltbild der PFC-Steuerung 200 nur ein Beispiel von vielen möglichen Ausführungsformen von getakteten Leistungsversorgungen ist. In alternativen Ausführungsformen können andere Leistungsversorgungsarchitekturen und Schnittstellenschaltungen verwendet werden.
In einer Ausführungsform erzeugt die digitale Steuerung 114 ein impulsbreitenmoduliertes Schaltsignal am Pin PFCGD basierend auf der am Pin PFCVS gemessenen Ausgangsspannung-v_o-Rückkopplung, der am Pin PFCZCD gemessenen Taldetektionsrückkopplung, der am Pin HV gemessenen gleichgerichteten Eingangsspannung v_g. Wie dargestellt, wird das impulsbreitenmodulierte Schaltsignal unter Verwendung des Prozessors 136 erzeugt, der durch den PWM-Gate-Treiber 138 gepuffert wird. Die verschiedenen analogen Eingangssignale werden durch die Verstärker 130, 132, 140 und 142 gepuffert und unter Verwendung des Analog-Digital-Umsetzers 134 in den Digitalbereich umgewandelt. In einer Ausführungsform ist die digitale Steuerung 114 auf einer einzelnen integrierten Schaltung implementiert. Alternativ dazu kann die digitale Steuerung 114 unter Verwendung einer oder mehrerer integrierter Schaltungen und verschiedener externer diskreter Bauelemente unterteilt werden.
Während des Betriebs wird die gleichgerichtete Eingangsspannung v_g am HV-Pin der digitalen Steuerung 114 unter Verwendung eines ohmschen Spannungsteilers gemessen, der ein Teilungsverhältnis K_vg aufweist, das einen äußeren Widerstand R_d1 und einen internen Nebenwiderstand R_d2 umfasst. Das Teilungsverhältnis K_vg setzt die Eingangsspannung auf den Eingangsspannungsbereich des HV-Pins herab. Der Verstärker 130 weist eine Verstärkung K_HV auf, die die Eingangsspannung auf den Eingangsbereich des ADC skaliert, sodass die Stärke der gemessenen Eingangsspannung beim ADC durch v_gs = K_IIVK_vgv_g = K_vv_g gegeben ist. In einer Ausführungsform wird die Eingangsspannung bei einer Abtastfrequenz von f_s,vin im kHz-Bereich abgetastet. In manchen Ausführungsformen können einer oder beide der Widerstände R_d1 und R_d2 auf derselben integrierten Schaltung vorgesehen sein, wenn die restlichen Bauteile als einen Teil der digitalen Steuerung 114 bildend dargestellt sind. Alternativ dazu können die Widerstände R_d1 und R_d2 und/oder der Verstärker 130 als externe Bauteile implementiert sein.
In einer Ausführungsform ist der durchschnittliche gleichgerichtete Eingangsstrom i_g äquivalent mit dem durchschnittlichen gleichgerichteten Induktivitätsstrom i_L,ave in einem Verstärker-PFC. Der Induktivitätsstrom i_L fließt durch den Schalttransistor S während der Einschaltzeitspanne des Schalttransistors und fließt durch die Diode D₁ während der Ausschaltzeitspanne des Schalttransistors. Daher ist der durch den Schalttransistor S fließende Strom i_S äquivalent mit dem gleichgerichteten Eingangsstrom i_g während der Einschaltzeitspanne des MOSFET. Die äquivalente Spannung v_i mit i_S, der durch einen externen Messwiderstand R_s fließt, wird unter Verwendung des PFCCS-Pins der digitalen Steuerung 114 gemessen. Der Verstärker 140 weist eine Verstärkung K_CS auf, die die äquivalente Spannung v_i zum Eingangsbereich des ADC derart skaliert, dass die Stärke der gemessenen äquivalenten Spannung v_is, die den gemessenen Eingangsstrom beim ADC darstellt, durch v_is = K_CS R_si_s = K_CSR_si_g gegeben ist. Der Eingangsstrom wird bei einer Abtastfrequenz von f_s,vin im kHz-Bereich abgetastet.
3 veranschaulicht ein Wellenformdiagramm, das den Betrieb der PFC-Steuerung 200 von 2 in einem quasi-resonanten Betriebsmodus darstellt. Wie dargestellt, umfasst das Wellenformdiagramm Darstellungen des Induktivitätsstroms i_L, des Stroms i_S durch den Schalttransistor S und die Spannung v_PFCZCD am Pin PFCZCD. In einer Ausführungsform wird der Induktivitätsstrom i_L in der Mitte der Einschaltzeit t_on des Schalttransistors S bei einer Abtastfrequenz von f_s,vin abgetastet. Dies ergibt den durchschnittlichen Induktivitätsstrom i_L,ave während einer Schaltperiode im CCM- und CrCM-Betrieb. Allerdings ergibt es nicht den durchschnittlichen Induktivitätsstrom i_L,ave während einer Schaltperiode im DCM- und QRCM-Betrieb. In diesen Szenarien ergibt das Abtasten in der Mitte der Einschaltzeit des Schalttransistors S einen Wert, der höher als der durchschnittliche Induktivitätsstrom i_L,ave ist.
Um den durchschnittlichen Induktivitätsstrom von dem abgetasteten Induktivitätsstrom im DCM- und QRCM-Betrieb zu erhalten, wird gemäß manchen Ausführungsformen der abgetastete Induktivitätsstromwert folgendermaßen kompensiert:
wobei i_L,sampled der in der Mitte der Einschaltzeit t_on des Schalttransistors S abgetastete Induktivitätsstrom ist, t_cyc die Zeit zwischen dem Beginn des Gate-on und dem Zeitpunkt, zu dem das erste Tal beim PFCZCD-Pin detektiert wird, plus eine Wartezeit von T_osc/4 ist, und T_sw die Schaltperiode ist. T_osc ist die Resonanzzeitspanne der Schwingung aufgrund des parasitären MOSFET-Kondensators und der Induktivität L. Falls die Zeitmessunt t_cyc nicht messbar oder stabil ist, kann alternativ dazu
berechnet werden, um den durchschnittlichen Induktivitätsstrom zu erhalten. Der Spitzeninduktivitätsstrom ist gegeben durch
Wenn die Gleichung umgeformt wird,
Dementsprechend
In manchen Ausführungsformen werden die Abtastwerte der PFC-Ausgangsspannung v_o und der gleichgerichteten Eingangswechselspannung v_g typischerweise durch verschiedene Widerstandsteilungsverhältnisse K_vo bzw. K_vg nach unten skaliert. Die Abtastwerte von v_o und v_g sind durch K_vov_o bzw. K_vgv_g gegeben. Dementsprechend werden v_o und v_g mit derselben Verstärkung nach unten skaliert, damit die obige Gleichung (3) direkt anwendbar ist. Daher wird die Gleichung (3) wie in (4) gezeigt modifiziert, um für den Fall mit verschiedenen Widerstandsteilungsverhältnissen für das Messen der Ausgangsspannung und Eingangsspannung wie folgt anwendbar zu sein:
In Gleichung (3) und (4) wird davon ausgegangen, dass für v_o und v_g dieselbe ADC-Auflösung angewendet wird. Wenn daher v_o unter Verwendung einer unterschiedlichen ADC-Auflösung gemessen wird, muss sie zu derselben ADC-Auflösung wie v_g umgewandelt werden.
In einer Ausführungsform werden Effektiv-Eingangsspannung und Effektiv-Eingangsstrom nicht direkt durch hoch aufgelöstes Messen von Spannung und Strom und rechnerisch intensive Effektivwert-(RMS)-Berechnung erhalten. Die Effektiv-Eingangsspannung und der Effektiv-Eingangsstrom werden indirekt über die durchschnittlichen Gleichstromwerte der gemessenen Messungen der gleichgerichteten sinusförmigen Eingangsspannung und des gleichgerichteten sinusförmigen Stroms erhalten. Dies trägt dazu bei, die Effektiv-Berechnung zu vereinfachen.
Die Fourier-Reihe eines gleichgerichteten sinusförmigen Signals f(t) = |V_msin(ωt)| ist
Um die äquivalenten Gleichstromwerte von den Wellenformen der durchschnittlichen gleichgerichteten Eingangsspannung und des durchschnittlichen gleichgerichteten Eingangsstroms zu erhalten, wird ein digitaler Tiefpassfilter verwendet, um die Frequenzkomponenten der doppelten Netzfrequenz und Frequenzkomponenten höherer Ordnung zu entfernen. Der Gleichstromwert des gemessenen gleichgerichteten Eingangsspannungssignals v_g ist gegeben durch
Der Gleichstromwert der kompensierten äquivalenten Spannung v_is, die das durchschnittliche gleichgerichtete Eingangsstromsignal an einem Messwiderstand darstellt, ist gegeben durch
Sowohl V_g,dc als auch V_Ig,dc können unter Verwendung digitaler Tiefpassfilter berechnet werden und werden bei jeder f_s,vin akkumuliert. Die akkumulierten Ergebnisse werden bei jeder f_s,vinacc in einem Bereich von mehreren Hundert Hz gemittelt, um Welligkeit bei der doppelten Netzfrequenz im Ausgang des Tiefpassfilters weiter zu reduzieren. In weiteren Ausführungsformen können auch andere Datenanhäufungs- und Durchschnittsermittlungsschemata verwendet werden.
Bei Leistungsversorgungen, die einen PFC als erste Stufe aufweisen, emuliert der PFC zum Wechselstromeingang eine ohmsche Last, sodass der Eingangsstrom mit der Eingangsspannung in Phase und Wellenform im Gleichlauf ist. Daher fließt der Wirkstrom in den PFC, während der Blindstrom durch den EMI-Filter fließt. Das Schaltbild von 4 veranschaulicht ein Beispiel für dieses Szenario, in dem der Strom i_g = i_L, den Wirkstrom darstellt und der Strom i_c den Blindstrom darstellt. Da der innerhalb der PFC-Schaltung fließende Strom und die Spannung beim Eingang des PFC gemessen werden, wird der in den PFC fließende Wirkstrom wie im Zeigerdiagramm von 4 veranschaulicht geschätzt. Die Phasenverschiebung zwischen der Eingangsspannung und dem Eingangsstrom wird primär durch die EMI-Filter-Kapazität verursacht. Daher beeinflusst die Phasenverschiebung die Leistungsschätzung im PFC nicht. Darüber hinaus werden in manchen Ausführungsformen Verzerrungsprodukte, die Oberschwingungen höherer Ordnung verursachen, durch den Tiefpassfilter herausgefiltert und beeinflussen die Leistungsschätzung im PFC nicht.
In einer Ausführungsform ergibt das Multiplizieren der Gleichstromwerte des gleichgerichteten Eingangsspannungs-Sinussignals mit der kompensierten Spannungsdarstellung des durchschnittlichen gleichgerichteten Eingangsstrom-Sinussignals
Dementsprechend kann die Eingangsleistung erhalten werden durch
In einer Ausführungsform hängt die Genauigkeit dieses Verfahrens von der ADC-Auflösung und der rechnerischen Auflösung ab. In manchen Fällen kann die Genauigkeit der Eingangsleistungsschätzung durch Systemkalibrierungen verbessert werden, die helfen kann, jegliche nicht berücksichtigte Nichtlinearitäten, Bauteiltoleranzen und Ungenauigkeit der Eingangsspannungsmessung zu kompensieren. Zur Systemkalibrierung wird die Eingangswirkleistung unter Verwendung eines Bezugsleistungsmessers für einen ausgewählten Eingangsspannungsbereich und -leistungsbereich gemessen. Die gemessenen Eingangsleistungswerte werden dann in Bezug auf die geschätzten Eingangsleistungswerte verglichen. Ein Kurvenanpassungsansatz unter Verwendung eines Abbildungsfunktionsverfahrens, wie etwa eine gebietsweise lineare Kurvenanpassung, kann verwendet werden, um die geschätzten Eingangsleistungswerte näher an den gemessenen Eingangsleistungswerten abzubilden. Bei Verwendung eines solchen Verfahrens spiegelt die Verstärkung der linearen Kurve einen Unterschied der Verstärkung von
in (9) wider und kann als ein Korrekturfaktor verwendet werden, um Bauteiltoleranzen zu kompensieren. Jeglichem nicht berücksichtigten Offset entlang des Messungspfads kann durch den Offset der gebietsweisen linearen Kurve ferner Rechnung getragen werden.
Alternativ dazu können in einer weiteren Ausführungsform die Eingangsleistungsberechnung in Gleichung (9) und Systemkalibrierung in einem einzigen Schritt kombiniert werden, um eine Multiplikationsberechnung einzusparen. Beispielsweise kann, anstatt die Eingangsleistung unter Verwendung von Gleichung (9) zu berechnen, stattdessen V_g,dc × V_Ig,dc gerechnet werden. So wird die Eingangswirkleistung unter Verwendung eines Bezugsleistungsmessers für einen ausgewählten Eingangsspannungsbereich und -leistungsbereich gemessen und dann werden die Eingangsleistungswerte mit den Werten aus V_g,dc × V_Ig,dc verglichen. Ein gebietsweise linearer Kurvenanpassungsansatz wird anschließend verwendet, um die Werte aus V_g,dc × V_Ig,dc auf die gemessenen Eingangsleistungswerten abzubilden. Dementsprechend ist die Verstärkung der linearen Kurve äquivalent mit
in Gleichung (9). Jeglichem nicht berücksichtigten Offset entlang des Messungspfads kann durch den Offset der gebietsweisen linearen Kurve Rechnung getragen werden.
Ein Vorteil einer solchen Ausführungsform des Verfahrens besteht darin, dass die Eingangsleistungsschätzung parameterunabhängig ist, wenn größere Bauteiltoleranzen bestehen könnten, insbesondere
in Bezug auf die Induktivität. Ein weiterer Vorteil ist es, dass dieses Verfahren verfügbare gemessene Signale verwendet, die für SMPS-Steuerung ohne zusätzliche Messerfordernisse wie etwa neue Messsignale oder hohe Abtastfrequenz des ADC verwendet werden. Zusätzlich dazu arbeitet dieses Verfahren in verschiedenen Modi, einschließlich CCM, CrCM, DCM und QRCM PFC. In CCM und CrCM gilt
und der durchschnittliche Eingangsstromwert ist gegeben, indem der Induktivitätsstrom in der Mitte der Einschaltzeit des MOSFET wie in (1) gezeigt abgetastet wird. In DCM und QRCM gilt.
und der durchschmttliche Induktivitätsstromwert ist durch die Gleichung (1) gegeben. Die Effektiv-Eingangsspannung und der Effektiv-Eingangsstrom werden indirekt über die durchschnittlichen Gleichstromwerte der gemessenen gleichgerichteten Sinuseingangsspannungs- und Strommessungen erhalten. Dies trägt dazu bei, die Effektiv-Berechnung im Vergleich zum herkömmlichen Ansatz zu vereinfachen.
5 veranschaulicht eine PFC-Steuerung 200 gemäß einer Ausführungsform, die Leistung unter Verwendung durchschnittlicher Gleichstromwerte der gleichgerichteten durchschnittlichen Stromwerte und der gleichgerichteten Spannungswerte berechnet. Wie dargestellt, umfasst die PFC-Steuerung 200 ein Leistungsmessungssystem 206 und einen Pulsweitenmodulator 204, die mit einem Block gekoppelt sind, der einen PFC-Steueralgorithmus 202 implementiert. Die Ausführungsform der PFC-Steuerung 200 kann beispielsweise unter Verwendung von auf dem Gebiet der Erfindung bekannten analogen und/oder digitalen Signalverarbeitungsschaltungen und -systemen implementiert werden. Das Leistungsmessungssystem 206 umfasst Abtast- und Halteblocks 208 und 209, Tiefpassfilter 210 und 211, einen Leistungsberechnungsblock 212 und einen Kalibrierungsspeicher 214. In einer Ausführungsform werden die Abtast- und Halteblocks 208 und 209 verwendet, um die Eingangsspannung v_gs und V_is abzutasten, die proportional zum Induktivitätsstrom des PFC ist. Spannung v_is (siehe 2) wird in der Mitte der Induktivitätsmagnetisierung abgetastet, zur Zeit t_on/2, wie in 3 in Bezug auf den Strom i_s gezeigt, stellt der Abtastwert eine Angabe des durchschnittlichen Induktivitätswerts während des CCM- oder CrCM-Betriebs bereit. Während DCM und QRCM wird v_is durch t_cyc/T_sw in Block 217 kompensiert, um ein Spannungsäquivalent des gleichgerichteten durchschnittlichen Induktivitätsstromwerts zu erhalten. Im CCM- und CrCM-Betrieb gilt: t_cyc/T_sw = 1 und der Abtastwert wird durch die Multiplikation nicht verändert. Das Spannungsäquivalent des gleichgerichteten durchschnittlichen Induktivitätsstromwerts wird durch einen Tiefpassfilter (LPF) 211 und einen Anhäufungs- und Durchschnittsblock 215 geführt, der den durchschnittlichen Gleichstromwert V_Ig,dc erzeugt. Der Tiefpassfilter 210, der unter Verwendung eines Digital- oder Analogfilters implementiert sein kann, wird verwendet, um die Ausgabe des Abtast- und Halteblocks 210 tiefpasszufiltern. Die Ausgabe des LPF 210 wird anschließend im Block 213 akkumuliert und gemittelt, um einen durchschnittlichen Gleichstromwert V_g,dc zu erzeugen. Der Kalibrierungsspeicher 214 kann unter Verwendung bekannter Speicherschaltungen und -systeme wie etwa SRAM, DRAM, ROM, EPROM und EEPROM implementiert werden, ohne darauf beschränkt zu sein. Im Kalibrierungsspeicher 214 gespeicherte Kalibrierungswerte können unter Verwendung hierin beschriebener Ausführungsformen von Kalibrierungsverfahren bestimmt und implementiert werden.
In einer Ausführungsform implementiert der PFC-Steueralgorithmus 202 einen Steueralgorithmus für die getaktete Leistungsversorgung, der auf dem Gebiet der Erfindung bekannte PFC-Steueralgorithmen umfassen kann. Wie dargestellt, bestimmt der PFC-Steueralgorithmus eine gewünschte Einschaltzeit t_on, die als Eingabe für den Pulsweitenmodulator 204 verwendet wird, um ein Impulssignal PFCGD zu erzeugen. In manchen Ausführungsformen wird das Impulssignal PFCGD gepuffert und verwendet, um einen mit einer Induktivität im PFC gekoppelten Schalter anzusteuern. Der PFC-Steueralgorithmus 202 kann die Einschaltzeit t_on basierend auf dem Zustand des gleichgerichteten Eingangsspannungssignals V_gs, v_is, das proportional zum Induktivitätsstrom ist, und ein Spannungsrückkopplungssignal v_o sowie eine Nulldurchgangssignaldetektierung V_PFCZCD bestimmen, die verwendet wird, um Täler für quasi-resonante Betriebsmodi zu detektieren.
In einer Ausführungsform werden die gleichgerichtete Eingangsspannung und der gleichgerichtete Eingangsstrom wie oben beschrieben abgetastet. Um den durchschnittlichen Eingangs-/Induktivitätsstrom von dem abgetasteten Induktivitätsstrom im DCM und QRCM-Betrieb zu erhalten, wird der abgetastete Induktivitätsstromwert gemäß den Gleichungen (1), (3) oder (4) kompensiert.
In einer Ausführungsform werden Tiefpassfilter verwendet, um die äquivalenten Gleichstromwerte von den Wellenformen der durchschnittlichen gleichgerichteten Eingangsspannung und des durchschnittlichen gleichgerichteten Eingangsstroms zu erhalten. Abhängig von dem Erfordernis, auf Transienten zu reagieren, kann ein passender Tiefpassfilter ausgewählt werden. Wenn keine hohe Aktualisierungsgeschwindigkeit der Leistungsinformation erforderlich ist, kann ein Tiefpassfilter erster Ordnung verwendet werden. Wenn eine hohe Aktualisierungsgeschwindigkeit der Leistungsinformation erforderlich ist, kann ein Tiefpassfilter der zweiten Stufe mit zwei gestaffelten Polen verwendet werden.
Der äquivalente Gleichstromwert der durchschnittlichen gleichgerichteten Eingangsspannung V_g,dc und der äquivalente Gleichstromwert des durchschnittlichen gleichgerichteten Eingangsstroms V_Ig,dc können unter Verwendung von digitalen Tiefpassfiltern und durch Anhäufung der Ausgabe der Digitalfilter bei einer Abtastgeschwindigkeit von f_s,vin im kHz-Bereich berechnet werden. Das Abtasten und Akkumulieren im kHz-Bereich stellt sicher, dass die sinusförmige Wellenforminformation erhalten wird und genau ist. Die akkumulierten Ergebnisse werden bei jeder f_s,vinacc im Bereich von mehreren Hundert Hz gemittelt, um Welligkeit bei der doppelten Netzfrequenz im Ausgang des Tiefpassfilters weiter zu reduzieren. Es können auch andere Datenanhäufungs- und Durchschnittsermittlungsschemata verwendet werden.
Die Eingangsleistung kann gemäß Gleichung (9) berechnet werden, wenn V_g,dc und V_Ig,dc absolut skalierte Spannungswerte sind. Für die digitale Implementierung mit einem ADC besteht in (9) aufgrund des ADC ein zusätzlicher Verstärkung.
Wenn der ADC-Eingangsspannungsbereich v_ADC ist und es ein P-Bit-ADC ist, werden beide Gleichstromwerte durch eine Verstärkung von
skaliert. Die zusätzliche Verstärkung in (9) aufrund des ADC ist durch
gegeben und die Leistungsgleichung für die digitale Implementierung mit digital quantisierten Werten von V_g,dc und V_Ig,dc ist
Es sei
in Gleichung (10) von Q16-Format

Dementsprechend weist die berechnete P_in die Form XXXX YYYY H in Hexadezimal auf. Das obere Wort XXXX H ist der ganzzahlige Teil des absoluten Werts von P_in und das untere Wort YYYY H dividiert durch 2¹⁶ ist der Dezimalteil des absoluten Werts von P_in.
Beispielsweise gilt in einer Ausführungsform: P_in = 160 W, V_g,rms = 230 VAC, I_g,rms = P_in/V_g,rms = 0,69565 A, K_v = K_HVK_vg = 2 × 2,4213 × 10^–3, K_CSR_s = 4 × 0,08, v_ADC = 2,4 V, und ein 8-Bit-ADC mit P = 8 wird verwendet. Der durchschnittliche Gleichstromwert der durchschnittlichen gleichgerichteten Eingangsspannung in digitaler Form ist gegeben durch
Der durchschnittliche Gleichstromwert des durchschnittlichen gleichgerichteten Eingangsstroms in digitaler Form ist gegeben durch
Die Eingangsleistung in digitaler Form:
Im obigen Beispiel beträgt der Leistungsschätzungsfehler 160–156.96 / 160 × 100% = 1.9%. Erhöhte Berechnungsauflösung kann dazu beitragen, die Genauigkeit zu verbessern. Einschränkende Faktoren für die Genauigkeit der Leistungsschätzung sind ADC-Auflösung und Berechnungsauflösung.
Die Genauigkeit der Eingangsleistungsschätzung kann durch Systemkalibrierung verbessert werden. Zur Systemkalibrierung wird die Eingangswirkleistung unter Verwendung eines Bezugsleistungsmessers für einen ausgewählten Eingangsspannungsbereich und -leistungsbereich gemessen. Die gemessenen Eingangsleistungswerte werden anschließend in Bezug auf die berechneten Eingangsleistungswerte verglichen. Ein linearer, quadratischer oder gebietsweise linearer Kurvenanpassungsansatz kann verwendet werden, um die geschätzten Eingangsleistungswerte näher an den gemessenen Eingangsleistungswerten abzubilden. Eine gebietsweise lineare Kurve kann jedoch in manchen Ausführungsformen bevorzugt werden, da das Vorhandensein verschiedener Segmente einer linearen Kurve mehr Flexibilität beim näheren Anpassen der Daten bereitstellen kann und jegliche Unterschiede leicht auf die lineare Gleichung in Gleichung (10) rückbezogen werden können. Dementsprechend spiegelt die Verstärkung der linearen Kurve einen Unterschied der Verstärkung von
in Gleichung (10) wider und kann verwendet werden, um Bauteiltoleranzen zu kompensieren. Jeglichem nicht berücksichtigten Offset entlang des Messungspfads kann durch den Offset der gebietsweisen linearen Kurve Rechnung getragen werden.
Alternativ dazu können die Eingangsleistungsberechnung in Gleichung (10) und die Systemkalibrierung in einem einzigen Schritt kombiniert werden und eine Multiplikationsberechnung einsparen. Beispielsweise kann, anstatt die Eingangsleistung in Gleichung (10) zu berechnen, stattdessen V_g,dc × V_Ig,dc gerechnet werden. Die Eingangswirkleistung wird unter Verwendung eines Bezugsleistungsmessers für einen ausgewählten Eingangsspannungsbereich und -leistungsbereich gemessen. Die gemessenen Eingangsleistungswerte werden anschließend in Bezug auf die Werte aus V_g,dc × V_Ig,dc verglichen. Es kann ein linearer, quadratischer oder gebietsweise linearer Kurvenanpassungsansatz verwendet werden, um Werte aus V_g,dc × V_Ig,dc auf die gemessenen Eingangsleistungswerte abzubilden. Allerdings wird eine gebietsweise lineare Kurve bevorzugt. Die Verstärkung der linearen Kurve wäre äquivalent mit
in Gleichung (10). Jeglichem nicht berücksichtigtem Offset entlang des Messungspfads kann durch den Offset der gebietsweisen linearen Kurve Rechnung getragen werden.
Gemäß einer weiteren Ausführungsform kann die Leistungsschätzung basierend auf gleichgerichteten Sinuseingangsspannungs- und Zeitmessungen durchgeführt werden. In solchen Ausführungsformen wird der Eingangsstrom nicht direkt über Strommessungen erhalten, sondern wird indirekt über die gemessenen gleichgerichteten Sinuseingangsspannungs- und Zeitmessungen erhalten. Dies trägt dazu bei, eine Eingangsstrom-ADC-Umwandlung zu eliminieren, die für eine DCM-, CrCM- und QRCM PFC-Steuerung nicht erforderlich ist und die digitalen Leistungs-IC-Ressourcen für andere Aufgaben verfügbar machen kann. Zusätzlich dazu trägt dies dazu bei, Ungenauigkeiten aufgrund der ADC-Umwandlung von Eingangsstrom mit niedrigerer Auflösung von der Leistungsschätzungsberechnung zu reduzieren.
Die durchschnittliche Wirkleistung über eine definierte Zeitspanne ist gegeben als
wobei v_g die durchschnittliche gleichgerichtete Eingangsspannung ist und i_g der durchschnittliche gleichgerichtete Eingangsstrom ist. Wenn (2) in (1) eingesetzt wird, beträgt der durchschnittliche Eingangsstrom in einem Schaltzyklus
Daher ist die durchschnittliche Wirkleistung auch gegeben als
Alternativ dazu kann die durchschnittliche Wirkleistung berechnet werden aus
wobei N die Anzahl von akkumulierten Abtastwerten ist. Falls die Zeitmessung t_cyc nicht messbar oder stabil ist, kann
durch Gleichung (3) oder (4) ersetzt werden.
Die Genauigkeit dieses Verfahrens hängt von der Berechnungsauflösung und Toleranz der Induktivität L ab. Daher ist N in Ausführungsformen ausreichend groß eingestellt, um so viele Wechselstrom-Halbwellen wie möglich abzudecken, um Genauigkeit sicherzustellen. Die Genauigkeit der Eingangsleistungsschätzung kann durch Systemkalibrierung verbessert werden, die dazu beitragen kann, jegliche nicht berücksichtigte Nichtlinearitäten, Toleranz der Induktivität und Ungenauigkeit der Eingangsspannungsmessung zu kompensieren. Zur Systemkalibrierung wird die Eingangswirkleistung unter Verwendung eines Bezugsleistungsmessers für einen ausgewählten Eingangsspannungsbereich und -leistungsbereich gemessen. Die gemessenen Eingangsleistungswerte werden dann in Bezug auf die geschätzten Eingangsleistungswerte verglichen. Ein gebietsweise linearer Kurvenanpassungsansatz kann verwendet werden, um die geschätzten Eingangsleistungswerte näher auf die gemessenen Eingangsleistungswerte abzubilden. Dementsprechend spiegelt die Verstärkung der linearen Kurve einen Unterschied der Verstärkung von
in Gleichung (14) wider und kann verwendet werden, um die Toleranz der Induktivität zu kompensieren. Jeglichem nicht berücksichtigten Offset entlang des Messungspfads kann durch den Offset der gebietsweise linearen Kurve ferner Rechnung getragen werden.
6 veranschaulicht eine PFC-Steuerung 220 gemäß einer Ausführungsform, die Leistung unter Verwendung gleichgerichteter Spannungswerte und
wie oben beschrieben berechnet. Wie dargestellt, verwendet ein Leistungsberechnungsblock 222 einen gemessenen gleichgerichteten Spannungswert V_gs und Zeitwerte t_on,i, t_cyc,i, und t_sw,i, die durch den PFC-Steueralgorithmus 202 berechnet oder gemessen werden.
Alternativ dazu können die Eingangsleistungsberechnung in Gleichung (14) und Systemkalibrierung in einem einzigen Schritt kombiniert werden und eine Multiplikationsberechnung einsparen. Anstatt die Eingangsleistung in Gleichung (14) zu berechnen, kann stattdessen
berechnet werden. Die Eingangswirkleistung wird unter Verwendung eines Bezugsleistungsmessers für einen ausgewählten Eingangsspannungsbereich und -leistungsbereich gemessen. Die gemessenen Eingangsleistungswerte werden anschließend in Bezug auf Werte aus
berechnet. Ein gebietsweise linearer Kurvenanpassungsansatz kann verwendet werden, um Werte aus
auf die gemessenen Eingangsleistungswerte abzubilden. Die Verstärkung der linearen Kurve ist äquivalent mit
in Gleichung (14). Jeglichern nicht berücksichtigten Offset entlang des Messungspfads kann durch den Offset der gebietsweise linearen Kurve Rechnung getragen werden.
Die Eingangsleistung kann gemäß Gleichung (14) berechnet werden, wenn alle Größen in unskalierten absoluten Spannungs- und Zeitwerten angegeben sind. Für die digitale Implementierung mit einem ADC besteht eine zusätzliche Verstärkung in Gleichung (14) aufgrund des ADC, der Verstärkung der Eingangsspannung und des Taktintervalls des Prozessors in der digitalen Steuerung IC abfühlt.
Wenn die Messverstärkung der Eingangsspannung K_v = K_IIVK_vg ist, der ADC-Eingangsspannungsbereich v_ADC ist und es ein P-Bit-ADC ist, wird der digital quantisierte Wert von v 2 / g,i durch eine Verstärkung von
skaliert. Wenn das Taktintervall des Prozessors T_clk ist, werden die digital quantisierten Werte von t_on,i, t_cyc,i und T_sw,i durch eine Verstärkung von 1/T_clk skaliert. Um daher die Leistung basierend auf digital quantisierten Werten von v 2 / g,i , t_on,i, t_cyc,i und T_sw,i in Gleichung (14) zu berechnen, ist eine zusätzliche Verstärkung von
in Gleichung (14) in manchen Ausführungsformen zu multiplizieren. Dementsprechend lautet die Leistungsgleichung für eine digitale Implementierung:
Die Verstärkung
in Gleichung (1) weist eine Stärke der Ordnung 10^–8 auf. In manchen Ausführungsformen wird eine geeignete Quantisierung durchgeführt, um eine ausreichende Berechnungsauflösung sicherzustellen, um P_in zu erhalten. In CrCM gilt:
und t_on,i kann durch die Leistungs-IC gemessen werden oder durch die PFC-Spannungssteuerung berechnet werden. In DCM oder QRCM, bei denen
können t_cyc,i und T_sw,i durch die Leistungs-IC gemessen werden und t_on,i kann durch die Leistungs-IC gemessen werden oder durch die PFC-Spannungssteuerung berechnet werden. Falls die Zeitmessung t_cyc nicht messbar oder stabil ist, kann
durch Gleichung (3) oder Gleichung (4) ersetzt werden.
In einer Ausführungsform wird das Produkt von
bei einer Abtastfrequenz von f_s,vin im kHz-Bereich für N-Abtastwerte akkumuliert. Abtasten und Akkumulieren im kHz-Bereich kann sicherstellen, dass die Sinussignalinformation erhalten wird und genau ist. In Ausführungsformen ist N groß genug eingestellt, um so viele Wechselstrom-Halbwellen wie möglich abzudecken, um Genauigkeit sicherzustellen. Die Auswahl von N ist abhängig von der Abtastfrequenz f_s,vin und den in der digitalen Steuerplattform verfügbaren Berechnungsressourcen. Beispielsweise in einer Ausführungsform mit 16-Bit-Registern und einer 32-Bit-Arithmetik-Logik-Einheit ist N auf 4096 eingestellt, wenn die Abtastgeschwindigkeit 128us beträgt, und auf 512, wenn die Abtastgeschwindigkeit 1024us beträgt.
Die Genauigkeit dieses Verfahrens ist abhängig von der Berechnungsauflösung und Toleranz der Induktivität L. Die Genauigkeit der Eingangsleistungsschätzung kann durch Systemkalibrierung verbessert werden. Zur Systemkalibrierung wird die Eingangswirkleistung unter Verwendung eines Bezugsleistungsmessers für einen ausgewählten Eingangsspannungsbereich und -leistungsbereich gemessen. Die gemessenen Eingangsleistungswerte werden dann in Bezug auf die geschätzten Eingangsleistungswerte verglichen. Ein linearer, quadratischer oder gebietsweise linearer Kurvenanpassungsansatz kann verwendet werden, um die geschätzten Eingangsleistungswerte näher auf die gemessenen Eingangsleistungswerte abzubilden. Allerdings wird eine gebietsweise lineare Kurve bevorzugt, da das Vorhandensein verschiedener Segmente einer linearen Kurve mehr Flexibilität beim näheren Anpassen der Daten bereitstellen kann und jegliche Unterschiede leicht auf die lineare Gleichung in Gleichung (15) rückbezogen werden können. Die Verstärkung der linearen Kurve spiegelt daher einen Unterschied der Verstärkung von
in Gleichung (15) wider und kann verwendet werden, um Bauteiltoleranzen, insbesondere jene der Induktivität, auszugleichen. Jeglichem nicht berücksichtigten Offset entlang des Messungspfads kann durch den Offset der gebietsweise linearen Kurve Rechnung getragen werden.
Alternativ dazu können die Eingangsleistungsberechnung in Gleichung (15) und Systemkalibrierung in einem einzigen Schritt kombiniert werden und eine Multiplikationsberechnung einsparen. Anstatt die Eingangsleistung in Gleichung (15) zu berechnen, kann stattdessen
berechnet werden. Die Eingangswirkleistung wird unter Verwendung eines Bezugsleistungsmessers für einen ausgewählten Eingangsspannungsbereich und -leistungsbereich gemessen. Die gemessenen Eingangsleistungswerte werden anschließend in Bezug auf die Werte aus
verglichen. Ein gebietsweise linearer Kurvenanpassungsansatz kann verwendet werden, um Werte aus
auf die gemessenen Eingangsleistungswerte abzubilden. Die Verstärkung der linearen Kurve wäre äquivalent mit
in Gleichung (15). Jeglichem nicht berücksichtigten Offset entlang des Messungspfads kann durch den Offset der gebietsweise linearen Kurve Rechnung getragen werden.
Gemäß einer weiteren Ausführungsform kann das Steuersignal, das verwendet wird, um eine optimierte Einschaltzeit t_on für den Pulsweitenmodulator 204 zu erhalten, verwendet werden, um die Eingangsleistung des PFC zu berechnen. In manchen Ausführungsformen können die Schaltungen und Systeme verwendet werden, wie in der US-Anmeldung Nr. 13/970.414 mit dem Titel „Power Factor Correction Circuit and Method” offenbart, die durch Verweis hierin zur Gänze aufgenommen ist. In einer Ausführungsform beträgt die Ausgabe der Spannungssteuerung
Daher wird (13) zu
In einer beispielhaften Ausführungsform kann eine Genauigkeit von ±3% für eine Eingangsleistung über 30 W bei 110 V WS ± 10% und 230 V WS ± 10%. erreicht werden. Ein Vorteil einer solchen Ausführungsform besteht darin, dass sie verfügbare Messsignale und Steuerparameter verwendet, die für eine SMPS-Steuerung ohne zusätzliche Messerfordernisse wie etwa neue Messsignale oder hohe Abtastfrequenz des ADC verwendet werden. Dieses Verfahren kann mit CrCM, DCM und QRCM PFC funktionieren. Der Eingangsstrom wird indirekt über die gemessenen gleichgerichteten Sinuseingangsspannungs- und Zeitmessungen erhalten. Dies trägt dazu bei, eine Eingangsstrom-ADC-Umwandlung einzusparen, die in manchen Ausführungsformen für DCM-, CrCM- und QRCM PFC-Steuerung nicht erforderlich ist und die digitalen Leistungs-IC-Ressourcen für andere Aufgaben verfügbar machen kann. Zusätzlich trägt dies dazu bei, aufgrund der Umwandlung des Eingangsstroms mit niedrigerer Auflösung auftretende Ungenauigkeiten der Leistungsschätzungsberechnung zu reduzieren.
7 veranschaulicht eine Ausführungsform der PFC-Steuerung 230, die verwendet werden kann, um einen PFC zu implementieren, der Eingangsleistung basierend auf der gewünschten Impulsbreite T_onDesired berechnet. Wie gezeigt, verwendet der Leistungsberechnungsblock 232 das gleichgerichtete Eingangssignal V_gs und die gewünschte Impulsbreite T_onDesired, um die berechnete Eingangsleistung P_in zu erhalten. In einer Ausführungsform berechnet der Leistungsberechnungsblock 232 diese Eingangsleistung gemäß Gleichung (17).
In alternativen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung kann die Leistungsberechnung zeitkontinuierlich anstatt zeitdiskret in Bezug auf die Ausführungsformen der 5–7 durchgeführt werden. Beispielsweise können in der Ausführungsform von 5 die Abtast- und Halteblöcke 206 und/oder 209 in zeitkontinuierlichen Ausführungsformen weggelassen werden, die Gleichung (9) umsetzen. Dementsprechend können die Tiefpassfilter 210 und 211 unter Verwendung zeitkontinuierlicher Filter unter Verwendung von beispielsweise Widerständen und Kondensatoren implementiert werden, und die Anhäufungs- und Durchschnittsermittlungsblöcke können unter Verwendung zeitkontinuierlicher Integratoren implementiert werden. Eine zeitkontinuierliche Schaltung kann verwendet werden, um einen Leistungsberechnungsblock 212 zu implementieren. In einem weiteren Beispiel kann die Ausführungsform von 6 durch das Weglassen des Abtast- und Halteblocks 208 und unter Verwendung von zeitkontinuierlichen Berechnungsschaltungen modifiziert werden, um den Leistungsberechnungsblock 222 zu implementieren, um Gleichung (13) zu implementieren. In einer weiteren Ausführungsform kann das System von 7 auch modifiziert werden, um den Abtast- und Halteblock 208 wegzulassen und zeitkontinuierliche Berechnungsschaltungen zu verwenden, um den Leistungsberechnungsblock 232 zu implementieren. Eine solche Ausführungsform könnte verwendet werden, um eine zeitkontinuierliche Version von Gleichung (17) zu implementieren.
8 veranschaulicht ein Kalibrierungstestsystem 300, das verwendet werden kann, um Systemkalibrierung für die verschiedenen oben beschriebenen Ausführungsformen zu implementieren. Wie dargestellt, umfasst das Kalibrierungstestsystem 300 eine Ausführungsform eines Leistungsversorgungssystems 302, das einen PFC als Frontstufe aufweist, und eine Ausführungsform eines Leistungsversorgungssteuerung 304, die ein Leistungsberechnungssystem 306, das eine der verschiedenen oben beschriebenen Ausführungsformen eines Leistungsmessungsverfahrens implementiert, einen Kalibrierungsspeicher 308, einen PFC-Steuerblock 307 und einen Gleichstrom/Gleichstrom-Steuerblock 309 umfasst. Während der Kalibrierung stellt eine konfigurierbare Wechselstrom-Leistungsversorgung 310 einem Leistungsversorgungssystem 302 ein Wechselstromsignal bereit und der Leistungsmesser 312 wird verwendet, um die Leistungsmenge, die dem Leistungsversorgungssystem 302 bereitgestellt wird, zu messen. In einer Ausführungsform wird ein Personal Computer (PC) 314 verwendet, um die konfigurierbare Leistungsversorgung 310 zu steuern, eine konfigurierbare elektronische Last 316 zu steuern, um eine gewünschte Eingangsleistung zu erhalten, Messungen vom Leistungsmesser 312 zu sammeln und in einen Kalibrierungsspeicher 308 einzuschreiben. Alternativ dazu kann ein Mikrocontroller, ein Produktionstestsystem oder eine andere auf dem Gebiet der Erfindung bekannte digitale Steuerschaltung anstelle des PC 314 verwendet werden. Basierend auf diesen Messungen werden gemäß den verschiedenen oben beschriebenen Kalibrierungsverfahren Kalibrierungswerte in den Kalibrierungsspeicher 308 geschrieben.
9a veranschaulicht ein Flussdiagramm 400 einer Ausführungsform eines Verfahrens zum Messen einer Eingangsleistung eines Leistungsfaktorwandlers (PFC). In Schritt 402 wird ein Durchschnitt eines gleichgerichteten Spannungssignals von einem Eingang des PFC bestimmt. Ein solcher Durchschnittswert kann beispielsweise durch Tiefpassfiltern der gleichgerichteten Eingangsspannung des PFC bestimmt werden. In Schritt 404 wird ein Durchschnitt des Induktivitätsstroms des PFC bestimmt. Ein solcher Durchschnittswert kann beispielsweise durch Mitteln oder Tiefpassfiltern einer Messung des Induktivitätsstroms bestimmt werden. In manchen Ausführungsformen kann diese Messung des Induktivitätsstroms durch Abtasten des Induktivitätsstroms in der Mitte eines Ladezyklus bestimmt werden. Beispielsweise kann der Induktivitätsstrom zur Zeit t_on/2 abgetastet werden, um i_L,sampled wie in 3 gezeigt zu erhalten. Um den durchschnittlichen Eingangs-/Induktivitätsstrom von dem abgetasteten Induktivitätsstrom im DCM- und QRCM-Betrieb zu erhalten, wird der abgetastete Induktivitätsstromwert gemäß den Gleichungen (1), (3) oder (4) kompensiert. In Schritt 406 wird die Eingangsleistung durch Multiplizieren des Durchschnitts des gleichgerichteten Spannungssignals mit dem Durchschnitt des Induktivitätsstroms bestimmt, um einen ersten Messwert zu bilden. Diese Berechnung kann beispielsweise durch Berechnen der obigen Gleichung (9) erhalten werden.
9b veranschaulicht ein Flussdiagramm 420 einer Ausführungsform eines Verfahrens zum Messen einer Eingangsleistung eines Leistungsfaktorwandlers (PFC). In Schritt 422 wird eine gleichgerichtete Spannung von einem Eingang des PFC überwacht. In manchen Ausführungsformen kann das Überwachen der gleichgerichteten Spannung das Abtasten der gleichgerichteten Spannung umfassen, um Abtastwerte zu erhalten. Solche Abtastwerte können beispielsweise unter Verwendung eines Analog-Digital-Umsetzers erhalten werden. In Schritt 424 wird ein Impulszeitgebungswert des PFC bestimmt. Ein solcher Impulszeitgebungswert kann beispielsweise T_onDesired oder
wie oben beschrieben umfassen. In Schritt 426 wird die Eingangsleistung des PFC durch Multiplizieren der überwachten gleichgerichteten Spannung mit den Impulszeitgebungswerten des PFC bestimmt, um multiplizierte Werte zu bilden, und Integrieren der multiplizierten Abtastwerte, um einen ersten Messwert zu erhalten. In manchen Ausführungsformen wird dies durch Multiplizieren der Abtastwerte mit den Impulszeitgebungswerten des PFC, um multiplizierte Abtastwerte zu bilden, und Akkumulieren der multiplizierten Abtastwerte, um die Leistungsmessung zu bilden, erreicht. Alternativ dazu kann das Verfahren 420 unter Verwendung kontinuierlicher Zeitoperationen implementiert werden. In einer Ausführungsform kann diese Leistungsmessung unter Verwendung der Gleichungen (14) oder (17) wie oben beschrieben bestimmt werden.
In einer Ausführungsform wird Leistung in einer getakteten Leistungsversorgung unter Verwendung durchschnittlicher Gleichstromwerte der gleichgerichteten Sinuseingangsspannungs- und Strommessungen und eines Verfahrens zur Leistungsschätzung basierend auf gleichgerichteten Sinuseingangsspannungs- und Zeitmessungen geschätzt. In manchen Ausführungsformen werden Gleichstromwerte der gleichgerichteten Sinuseingangsspannung und des gleichgerichteten Sinuseingangsstroms unter Verwendung analoger und/oder digitaler Tiefpassfilter erhalten; Gleichstromwerte werden akkumuliert und gemittelt, um durchschnittliche Gleichstromwerte zu erhalten, und Wirkleistung wird gemäß Gleichung (9) unter Verwendung der durchschnittlichen Gleichstromwerte berechnet. Hier werden die Effektiv-Eingangsspannung und der Effektiv-Eingangsstrom indirekt über die durchschnittlichen Gleichstromwerte der gemessenen gleichgerichteten Sinuseingangsspannung- und Strommessungen erhalten. Eine solche Ausführungsform kann beispielsweise langwierige Effektivberechnungen vereinfachen.
In einer weiteren Ausführungsform wird die Wirkleistung gemäß Gleichung (13) unter Verwendung von Eingangsspannungs- und Zeitmessungen berechnet. Der Eingangsstrom wird indirekt über die gemessenen gleichgerichteten Sinuseingangsspannungs- und Zeitmessungen erhalten, um eine ADC-Umwandlung eines Eingangsstroms einzusparen und Ungenauigkeit aufgrund der ADC-Umwandlung von Eingangsstrom mit niedrigerer Auflösung zu reduzieren.
Gemäß verschiedenen Ausführungsformen können Schaltungen oder Systeme dazu ausgebildet sein, bestimmte Operationen oder Vorgänge dadurch durchzuführen, dass Hardware, Software, Firmware oder eine Kombination davon auf dem System installiert wird, die im Betrieb das System veranlassen, die Vorgänge durchzuführen. Ein allgemeiner Aspekt umfasst ein Verfahren zum Messen einer Eingangsleistung eines Leistungsfaktorwandlers (PFC). Das Verfahren umfasst das Bestimmen eines Durchschnitts eines gleichgerichteten Spannungssignals von einem Eingang des PFC, das Bestimmen eines Durchschnitts des Induktivitätsstroms des PFC und das Bestimmen der Eingangsleistung durch Multiplizieren des Durchschnitts des gleichgerichteten Spannungssignals mit dem Durchschnitt des Induktivitätsstroms, um einen ersten Messwert zu bilden. Weitere Ausführungsformen dieses Aspekts umfassen entsprechende Schaltungen und Systeme, die dazu ausgebildet sind, die verschiedenen Vorgänge des Verfahrens durchzuführen.
Implementierungen können eines oder mehrere der folgenden Merkmale umfassen. Das Verfahren, bei dem das Bestimmen des Durchschnitts des gleichgerichteten Spannungssignals das Empfangen einer gleichgerichteten Eingangsspannung von einem mit dem Eingang des PFC gekoppelten Gleichrichters und das Filtern der empfangenen gleichgerichteten Eingangsspannung umfasst. In manchen Ausführungsformen wird auch der Durchschnitt des Induktivitätsstroms des PFC gefiltert. Das Verfahren kann ferner das Umwandeln des empfangenen gleichgerichteten Spannungssignals in den Digitalbereich umfassen, um eine digitalisierte gleichgerichtete Eingangsspannung zu bilden; und das Filtern der empfangenen gleichgerichteten Eingangsspannung umfasst digitales Filtern der digitalisierten gleichgerichteten Eingangsspannung. In einer Ausführungsform umfasst das Bestimmen des Durchschnitts des Induktivitätsstroms des PFC das Abtasten eines Induktivitätsstroms während eines Mittelpunkts einer Einschaltzeit eines mit einer Induktivität des PFC gekoppelten Schalters. Das Abtasten des Induktivitätsstroms kann das Messen einer Spannung an einem Widerstand umfassen, der mit dem Schalter, der mit dem der Induktivität des PFC gekoppelt ist, in Serie gekoppelt ist. In manchen Ausführungsformen umfasst das Bestimmen der Eingangsleistung ferner das Multiplizieren des ersten Messwerts mit einem ersten Skalierungsfaktor, um einen skalierten Messwert zu bilden.
In einer Ausführungsform umfasst das Verfahren ferner das Korrigieren des skalierten Messwerts unter Verwendung eines Korrekturfaktors. Das Verfahren kann ferner das Bestimmen des Korrekturfaktors umfassen, das Folgendes umfasst: Bereitstellen eines Testsignals an den PFC, Messen einer Eingangsleistung des PFC unter Verwendung eines Bezugsleistungsmessers, um eine Bezugsmessung zu bilden, Vergleichen der Bezugsmessung mit einem skalierten Messwert und Bestimmen des Korrekturfaktors basierend auf dem Vergleich. Implementierungen können ferner das Verfahren umfassen, bei dem das Bestimmen des Korrekturfaktors ferner das Durchstimmen einer Amplitude des Testsignals über eine Vielzahl von Amplituden und das Bestimmen einer Vielzahl von Korrekturfaktoren entsprechend der Vielzahl von Amplituden umfasst. Das Bestimmen der Eingangsleistung kann ferner auch das Abbilden des multiplizierten Werts auf eine kalibrierte Eingangsleistung unter Verwendung einer Abbildungsfunktion umfassen.
Das Verfahren kann ferner das Bestimmen der Abbildungsfunktion durch Bereitstellen eines Testsignals an den PFC, das Messen einer Eingangsleistung des PFC unter Verwendung eines Bezugsleistungsmessers, um eine Bezugsmessung zu bilden, das Vergleichen der Bezugsmessung mit einem skalierten Messwert und das Bestimmen der Abbildungsfunktion basierend auf dem Vergleich umfassen. In einer Ausführungsform umfasst die Abbildungsfunktion eine gebietsweise lineare Abbildungsfunktion. Das Verfahren kann ferner das Kompensieren des bestimmten durchschnittlichen Induktivitätsstroms gemäß
umfassen, worin i_L,sampled ein Induktivitätsstrom ist, der in einer Mitte der Einschaltzeit t_on eines Schalters des PFC abgetastet wird, T_sw eine Schaltperiode des Schalters in dem PFC t_cyc ist, v_o eine Ausgangsspannung des PFC ist und v_g das gleichgerichtete Spannungssignal des PFC ist.
Ein weiterer allgemeiner Aspekt umfasst ein Verfahren zum Messen einer Eingangsleistung eines Leistungsfaktorwandlers (PFC). Das Verfahren kann das Überwachen eines gleichgerichteten Spannungssignals von einem Eingang des PFC, das Bestimmen eines Impulszeitgebungswerts des PFC und das Bestimmen der Eingangsleistung durch Multiplizieren der überwachten gleichgerichteten Spannung mit dem Impulszeitgebungswert des PFC, um multiplizierte Werte zu bilden, und das Integrieren der multiplizierten Abtastwerte, um einen ersten Messwert zu bilden, umfassen. Weitere Ausführungsformen dieses Aspekts umfassen entsprechende Schaltungen und Systeme, die dazu ausgebildet sind, die verschiedenen Vorgänge der Verfahren durchzuführen.
Ausführungsformen können eines oder mehrere der folgenden Merkmale umfassen. Das Verfahren, bei dem das Überwachen des gleichgerichteten Spannungssignals von einem Eingang des PFC das Abtasten eines gleichgerichteten Spannungssignals von einem Eingang des PFC umfasst, um Abtastwerte zu erhalten, das Multiplizieren des überwachten gleichgerichteten Spannungssignals mit dem Impulszeitgebungswert des PFC, um multiplizierte Werte zu bilden, das Multiplizieren der Abtastwerte mit dem Impulszeitgebungswert des PFC umfasst, um multiplizierte Abtastwerte zu bilden, und das Integrieren der multiplizierten Abtastwerte, um den ersten Messwert zu bilden, das Akkumulieren der multiplizierten Abtastwerte umfasst, um den ersten Messwert zu bilden. In einer Ausführungsform wird die Eingangsleistung durch Multiplizieren der Abtastwerte mit dem Impulszeitgebungswert des PFC bestimmt, um multiplizierte Abtastwerte zu bilden, und das Akkumulieren der multiplizierten Abtastwerte, um einen ersten Messwert zu bilden.
Implementierungen können das Verfahren umfassen, bei dem der Impulszeitgebungswert gemäß:
bestimmt wird und bei dem t_on eine Einschaltzeit eines Schalters in dem PFC ist, t_cyc eine Zeit ist, während der Strom in einer Induktivität des PFC fließt, und T_sw eine Schaltperiode des Schalters in dem PFC ist. In manchen Ausführungsformen wird der Impulszeitgebungswert von einem Eingangssignal eines Pulsweitenmodulators des PFC erhalten. Das Bestimmen der Eingangsleistung kann ferner das Multiplizieren des ersten Messwerts mit einem Skalierungsfaktor umfassen, um einen skalierten Messwert zu bilden. Das Verfahren kann ferner einen skalierten Messwert unter Verwendung eines Korrekturfaktors umfassen.
In einer Ausführungsform umfasst das Verfahren ferner das Bestimmen des Korrekturfaktors durch das Bereitstellen eines Testsignals an den PFC, das Messen einer Eingangsleistung des PFC unter Verwendung eines Bezugsleistungsmessers, um eine Bezugsmessung zu bilden, das Vergleichen der Bezugsmessung mit einem skalierten Messwert und das Bestimmen des Korrekturfaktors basierend auf dem Vergleich. Das Bestimmen des Korrekturfaktors kann ferner das Durchstimmen einer Amplitude des Testsignals über eine Vielzahl von Amplituden und das Bestimmen einer Vielzahl von Korrekturfaktoren entsprechend der Vielzahl von Amplituden umfassen.
In einer Ausführungsform umfasst das Bestimmen der Eingangsleistung ferner das Abbilden des multiplizierten Wertes auf eine kalibrierte Eingangsleistung unter Verwendung einer Abbildungsfunktion. Das Bestimmen der Abbildungsfunktion kann das Bereitstellen eines Testsignals an den PFC, das Messen einer Eingangsleistung des PFC unter Verwendung eines Bezugsleistungsmessers, um eine Bezugsmessung zu bilden, das Vergleichen der Bezugsmessung mit einem skalierten Messwert; und das Bestimmen der Abbildungsfunktion basierend auf dem Vergleich umfassen. Die Abbildungsfunktion kann eine gebietsweise lineare Abbildungsfunktion umfassen. Ein weiterer allgemeiner Aspekt umfasst eine Leistungsversorgungssteuerung, die eine erste Schnittstelle aufweist, welche dazu ausgebildet ist, mit einer gleichgerichteten Eingangsspannung eines Leistungsfaktorwandlers (PFC) gekoppelt zu werden, und einen Pulsweitenmodulator, der einen Ausgang an einer zweiten Schnittstelle aufweist, der dazu ausgebildet ist, einen Schalttransistor des PFC zu aktivieren, wobei die Leistungsversorgungssteuerung dazu ausgebildet ist, die gleichgerichtete Eingangsspannung abzutasten, um Abtastwerte zu erhalten, einen Impulszeitgebungswert zu bestimmen und eine Eingangsleistung durch Multiplizieren der Abtastwerte mit dem Impulszeitgebungswert, um multiplizierte Abtastwerte zu bilden, und Akkumulieren der multiplizierten Abtastwerte, um einen ersten Messwert zu bilden, zu bestimmen. Weitere Ausführungsformen dieses Aspekts umfassen entsprechende Schaltungen und Systeme, die dazu ausgebildet sind, die verschiedenen Vorgänge der Verfahren durchzuführen.
Implementierungen können eines oder mehrere der folgenden Merkmale umfassen. Die Leistungsversorgungssteuerung, bei der der Impulszeitgebungswert gemäß:
bestimmt wird, bei dem t_on eine Einschaltzeit eines Schalters in dem PFC ist, t_cyc eine Zeit ist, während der Strom in einer Induktivität des PFC fließt und T_sw eine Schaltperiode des Schalters in dem PFC ist. Die Leistungsversorgungssteuerung, bei der der Impulszeitgebungswert von einem Eingangssignal eines Pulsweitenmodulators des PFC ist.
In einer Ausführungsform ist die Steuerung ferner dazu ausgebildet, die Eingangsleistung durch Multiplizieren des ersten Messwerts mit einem ersten Skalierungsfaktors zu bestimmen, um einen skalierten Messwert zu bilden. Die Steuerung kann ferner dazu ausgebildet sein, den skalierten Messwert unter Verwendung eines Korrekturfaktors zu korrigieren. Das Bestimmen der Eingangsleistung kann auch das Abbilden des multiplizierten Werts auf eine kalibrierte Eingangsleistung unter Verwendung einer Abbildungsfunktion umfassen. In manchen Ausführungsformen umfasst diese Abbildungsfunktion eine gebietsweise lineare Abbildungsfunktion.
In manchen Ausführungsformen umfasst die Leistungsversorgung ferner einen Analog-Digital-Umsetzer, der einen mit der ersten Schnittstelle gekoppelten Eingang aufweist, und/oder kann auch den PFC umfassen. Implementierungen der beschriebenen Verfahren können Hardware, ein Verfahren oder einen Prozess oder Computersoftware auf einem Computer-zugänglichen Medium umfassen.
Vorteile mancher Ausführungsformen umfassen die Fähigkeit, eine genaue Wirkleistungsmessung ohne den Berechnungsaufwand der Durchführung einer Quadratwurzelfunktion im Zuge der Berechnung der Effektiv-Eingangsleistung durchzuführen. Ein weiterer Vorteil umfasst die Fähigkeit, ADC geringerer Auflösung mit niedrigeren Abtastgeschwindigkeiten zu verwenden, wodurch ein niedrigerer Leistungsverbrauch ermöglicht wird, beispielsweise im Vergleich mit einer direkt berechneten Effektivmessung. Ein weiterer Vorteil umfasst die Fähigkeit der Leistungsmessungsschaltung und der digitalen PFC-Steuerschaltung, auf einer einzelnen integrierten Schaltung integriert zu sein.
Weitere Vorteile von Ausführungsformen umfassen die Fähigkeit, hohe Genauigkeit zu erreichen, wenn Systemkalibrierung durchgeführt wird, auch mit ADC mit niedrigerer Auflösung und niedrigeren Abtastgeschwindigkeiten. Dadurch wird ermöglicht, dass das Leistungsmessungsmerkmal für den Niedrigkosten-Verbraucherelektronikmarkt verfügbar gemacht wird, bei dem niedrigen Kosten und hohem Leistungsverhalten gleichermaßen ein hoher Stellenwert zukommt. Im Niedrigkosten-Verbraucherelektronikmarkt ist es schwierig, High-End-ADC mit hoher Auflösung und hohen Abtastgeschwindigkeiten zu implementieren, da solche ADC kostenintensiv sind und einen höheren Leistungsverbrauch aufweisen. Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung können ohne zusätzliche Messerfordernisse einfach integriert werden und bieten dennoch eine hohe Genauigkeit.
In einem oder mehreren Beispielen können die hierin beschriebenen Funktionen zumindest teilweise in Hardware implementiert werden, wie etwa spezifischen Hardwarekomponenten oder einem Prozessor. Allgemeiner können die Verfahren in Hardware, Software, Firmware oder jeglicher Kombination davon implementiert werden. Wenn sie in Software implementiert werden, können die Funktionen als ein oder mehrere Befehle oder Codes auf einem Computer-lesbaren Medium gespeichert oder über ein solches übertragen werden und durch eine Hardware-basierte Verarbeitungseinheit ausgeführt werden. Computer-lesbare Medien können ein Computer-lesbares Speichermedium, das einem greifbaren Medium wie etwa einem Datenspeichermedium entspricht, oder ein Kommunikationsmedium umfassend jegliches Medium, das die Übertragung eines Computerprogramms von einem Ort zu einem anderen erleichtert, umfassen, z. B. gemäß einem Kommunikationsprotokoll. Auf diese Weise können Computer-lesbare Medien im Allgemeinen (1) einem greifbaren Computer-lesbaren Speichermedium, das nichtflüchtig ist, oder (2) einem Kommunikationsmedium wie etwa einer Signal- oder Trägerwelle entsprechen. Ein Datenspeichermedium kann jegliches verfügbare Medium sein, auf das durch einen oder mehrere Computer oder einen oder mehrere Prozessoren zugegriffen werden kann, um Befehle, Code und/oder Datenstrukturen zur Implementierung der in dieser Offenbarung beschriebenen Verfahren abzurufen. Ein Computerprogrammprodukt kann ein Computer-lesbares Medium umfassen.
Beispielhalber, aber nicht einschränkend können solche Computer-lesbaren Speichermedien RAM, ROM, EEPROM, CD-ROM oder andere Bildplatten(Optical-Disk-)speicher-Magnetplatten(Magnetic-Disk-)speicher- oder andere Magnetspeichervorrichtungen, Flash Memory oder jegliches andere Medium umfassen, das verwendet werden kann, um gewünschten Programmcode in Form von Befehlen oder Datenstrukturen zu speichern und auf das durch einen Computer zugegriffen werden kann. Zusätzlich dazu wird jede Verbindung richtigerweise als Computer-lesbares Medium, d. h. ein Computer-lesbares Übertragungsmedium bezeichnet. Wenn beispielsweise Befehle von einer Website, einem Server oder einer anderen entfernten Quelle unter Verwendung eines Koaxialkabels, eines Glasfaserkabels, Twisted-Pair-Kabels, Digital Subscriber Line (DSL) oder drahtloser Technologien wie Infrarot-, Radio- und Mikrowellen übertragen werden, dann sind das Koaxialkabel, Glasfaserkabel, Twisted-Pair-Kabel, DSL oder die drahtlosen Technologien wie Infrarot-, Radio- und Mikrowellen in der Definition des Mediums inkludiert. Es versteht sich jedoch, dass die Computer-lesbaren Speichermedien und Datenspeichermedien nicht Verbindungen, Trägerwellen, Signale oder andere flüchtigen Medien umfassen, sondern stattdessen nichtflüchtige, greifbare Speichermedien betreffen. Disk und Disc, wie hierin verwendet, umfassen Compact Disc (CD), Laser Disc, Optical Disc, Digital Versatile Disc (DVD), Floppy Disk und Blu-ray Disc, wobei Disks üblicherweise Daten magnetisch wiedergeben, während Discs Daten optisch mit Laser wiedergeben. Kombinationen der oben Genannten sollten auch im Schutzumfang der Computer-lesbaren Medien enthalten sein.
Befehle können durch einen oder mehrere Prozessoren, wie etwa eine oder mehrere zentrale Verarbeitungseinheiten (CPU), Digitalsignalprozessoren (DSP), Allzweckmikroprozessoren, anwendungsspezifische integrierte Schaltungen (ASIC), frei programmierbare logische Felder (FPGA) oder andere äquivalente integrierte oder diskrete logische Schaltungen ausgeführt werden. Dementsprechend kann sich der Begriff „Prozessor” wie hierin verwendet auf jegliche der vorangegangenen Strukturen oder jegliche andere Struktur beziehen, die zur Implementierung der hierin beschriebenen Verfahren geeignet sind. Zusätzlich dazu kann die hierin beschriebene Funktionalität in manchen Aspekten innerhalb zweckbestimmter Hardware- und/oder Softwaremodulen bereitgestellt sein, die zum Codieren oder Decodieren ausgebildet sind oder in einem kombinierten Codec enthalten sind. Zusätzlich dazu könnten die Verfahren in einer oder mehreren Schaltungen oder Logikelementen voll implementiert sein.
Die Verfahren dieser Offenbarung können in einer Vielzahl von Vorrichtungen oder Apparaturen, einschließlich eines drahtlosen Handgeräts, einer integrierten Schaltung (IC) oder einem Satz von IC (z. B. einem Chipsatz) implementiert werden. Verschiedene Bauteile, Module oder Einheiten sind in dieser Offenbarung beschrieben, um funktionale Aspekte von Vorrichtungen zu hervorzuheben, die dazu ausgebildet sind, die offenabarten Verfahren durchzuführen, jedoch nicht notwendigerweise eine Umsetzung durch verschiedene Hardwareeinheiten erfordern. Wie oben beschrieben können vielmehr verschiedene Einheiten in eine einzige Hardwareeinheit kombiniert werden oder durch eine Sammlung intraoperativer Hardwareeinheiten, einschließlich eines oder mehrerer oben beschriebener Prozessoren, in Verbindung mit passender Software und/oder Firmware bereitgestellt werden.

Claims

Verfahren zum Messen einer Eingangsleistung eines Leistungsfaktorwandlers (PFC), wobei das aufweist: Bestimmen eines Durchschnitts eines gleichgerichteten Spannungssignals von einem Eingang des PFC; Bestimmen eines Durchschnitts eines Induktivitätsstroms des PFC; und Bestimmen der Eingangsleistung durch Multiplizieren des Durchschnitts des gleichgerichteten Spannungssignals mit dem Durchschnitt des Induktivitätsstroms.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem das Bestimmen des Durchschnitts des gleichgerichteten Spannungssignals aufweist: Empfangen einer gleichgerichteten Eingangsspannung von einem Gleichrichter, der an den Eingang des PFC gekoppelt ist; und Filtern der empfangenen gleichgerichteten Eingangsspannung.
Verfahren nach Anspruch 2, bei dem: das Verfahren ferner das Umwandeln des empfangenen gleichgerichteten Spannungssignals in den Digitalbereich zum Bilden einer digitalisierten gleichgerichteten Eingangsspannung aufweist; und das Filtern der empfangenen gleichgerichteten Eingangsspannung ein digitales Filtern der digitalisierten gleichgerichteten Eingangsspannung aufweist.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem das Bestimmen des Durchschnitts des Induktivitätsstroms des PFC das Abtasten eines Induktivitätsstroms während einer Mitte einer Einschaltzeit eines mit einer Induktivität des PFC gekoppelten Schalters und das Filtern des abgetasteten Induktivitätsstroms aufweist.
Verfahren nach Anspruch 4, bei dem das Abtasten des Induktivitätsstroms das Messen einer Spannung an einem Widerstand aufweist, der zu dem mit der Induktivität des PFC gekoppelten Schalters in Reihe geschaltet ist.
Verfahren nach einem der vorangegangenen Ansprüche, das weiterhin das Kompensieren des bestimmten durchschnittlichen Induktivitätsstroms gemäß
aufweist, wobei t_L,sampled ein in einer Mitte der Einschaltzeit t_on eines Schalters des PFC abgetasteter Induktivitätsstrom ist, T_sw eine Schaltperiode des Schalters in dem PFC t_cyc ist, v_o eine Ausgangsspannung des PFC ist und v_g das gleichgerichtete Spannungssignal des PFC ist.
Verfahren zum Messen einer Eingangsleistung eines Leistungsfaktorwandlers (PFC), wobei das Verfahren aufweist: Überwachen eines gleichgerichteten Spannungssignals von einem Eingang des PFC; Bestimmen eines Impulszeitgebungswerts des PFC; und Bestimmen der Eingangsleistung durch Multiplizieren der überwachten gleichgerichteten Spannung mit dem Impulszeitgebungswert des PFC zum Bilden multiplizierter Werte und Integrieren der multiplizierten Abtastwerte.
Verfahren nach Anspruch 7, bei dem: das Überwachen des gleichgerichteten Spannungssignals von einem Eingang des PFC das Abtasten eines gleichgerichteten Spannungssignals von einem Eingang des PFC zum Erhalten von Abtastwerten aufweist; das Multiplizieren des überwachten gleichgerichteten Spannungssignals mit dem Impulszeitgebungswert des PFC zum Bilden multiplizierter Werte das Multiplizieren der Abtastwerte mit dem Impulszeitgebungswert des PFC zum Bilden multiplizierter Abtastwerte aufweist; und das Integrieren der multiplizierten Abtastwerte das Akkumulieren der multiplizierten Abtastwerte umfasst.
Verfahren nach Anspruch 7 oder 8, bei dem der Impulszeitgebungswert bestimmt wird gemäß:
wobei t_on eine Einschaltzeit eines Schalters in dem PFC ist, t_cyc eine Zeit ist, während der Strom in einer Induktivität des PFC fließt, und T_sw eine Schaltperiode des Schalters in dem PFC ist.
Verfahren nach Anspruch 7, bei dem der Impulszeitgebungswert von einem Eingangssignal eines Pulsweitenmodulators des PFC erhalten wird.
Verfahren nach einem der Ansprüche 7–10, das ferner das Multiplizieren der bestimmten Eingangsleistung mit einem ersten Skalierungsfaktor zum Bilden eines skalierten Messwerts aufweist.
Verfahren nach Anspruch 11, das ferner das Korrigieren des skalierten Messwerts unter Verwendung eines Korrekturfaktors aufweist.
Verfahren nach Anspruch 12, bei dem das Bestimmen des Korrekturfaktors aufweist: Bereitstellen eines Testsignals an den PFC; Messen einer Eingangsleistung des PFC unter Verwendung eines Bezugsleistungsmessers zum Bilden einer Bezugsmessung; Vergleichen der Bezugsmessung mit einem skalierten Messwert; und Bestimmen des Korrekturfaktors basierend auf dem Vergleich.
Verfahren nach Anspruch 13, bei dem das Bestimmen des Korrekturfaktors ferner aufweist: Durchstimmen einer Amplitude des Testsignals über eine Vielzahl von Amplituden; und Bestimmen einer Vielzahl von Korrekturfaktoren entsprechend der Vielzahl von Amplituden.
Verfahren nach einem der Ansprüche 7–14, bei dem das Bestimmen der Eingangsleistung ferner das Abbilden des multiplizierten Werts auf eine kalibrierte Eingangsleistung unter Verwendung einer Abbildungsfunktion aufweist.
Verfahren nach Anspruch 15, bei dem das Bestimmen der Abbildungsfunktion aufweist: Bereitstellen eines Testsignals an den PFC; Messen einer Eingangsleistung des PFC unter Verwendung eines Bezugsleistungsmessers zum Bilden einer Bezugsmessung; Vergleichen der Bezugsmessung mit einem skalierten Messwert; und Bestimmen der Abbildungsfunktion basierend auf dem Vergleich.
Verfahren nach Anspruch 16, bei dem die Abbildungsfunktion eine gebietsweise lineare Abbildungsfunktion aufweist.
Leistungsversorgungssteuerung, die aufweist: eine erste Schnittstelle, die dazu ausgebildet ist, an eine gleichgerichtete Eingangsspannung eines Leistungsfaktorwandlers (PFC) gekoppelt zu werden; und einen Pulsweitenmodulator, der einen Ausgang an einer zweiten Schnittstelle aufweist, der dazu ausgebildet ist, einen Schalttransistor des PFC zu aktivieren, wobei die Leistungsversorgungssteuerung dazu ausgebildet ist, die gleichgerichtete Eingangsspannung abzutasten, um Abtastwerte zu erhalten, einen Impulszeitgebungswert zu bestimmen und eine Eingangsleistung durch Multiplizieren der Abtastwerte mit dem Impulszeitgebungswert, um multiplizierte Abtastwerte zu bilden, und Akkumulieren der multiplizierten Abtastwerte zu bestimmen.
Leistungsversorgungssteuerung nach Anspruch 18, bei dem der Impulszeitgebungswert bestimmt wird gemäß:
wobei t_on eine Einschaltzeit eines Schalters in dem PFC ist, t_cyc eine Zeit ist, während der Strom in einer Induktivität des PFC fließt, und T_sw eine Schaltperiode des Schalters in dem PFC ist.
Leistungsversorgungssteuerung nach Anspruch 18, bei der der Impulszeitgebungswert von einem Eingangssignal eines Pulsweitenmodulators des PFC erhalten wird.
Leistungsversorgungssteuerung nach einem der Ansprüche 18–20, bei der die Steuerung ferner dazu ausgebildet ist, die akkumulierten multiplizierten Abtastwerte mit einem ersten Skalierungsfaktor zu multiplizieren, um einen skalierten Messwert zu bilden.
Leistungsversorgungssteuerung nach Anspruch 21, bei dem die Steuerung ferner dazu ausgebildet ist, den skalierten Messwert unter Verwendung eines Korrekturfaktors zu korrigieren.
Leistungsversorgungssteuerung nach einem der Ansprüche 18–22, die ferner das Abbilden der akkumulierten multiplizierten Abtastwerte auf eine kalibrierte Eingangsleistung unter Verwendung einer Abbildungsfunktion aufweist.
Leistungsversorgung nach einem der Ansprüche 18–23, die ferner einen Analog-Digital-Umsetzer aufweist, der einen mit der ersten Schnittstelle gekoppelten Eingang aufweist.
Leistungsversorgung nach einem der Ansprüche 18–24, die ferner den PFC aufweist.