DE102017212837B4 - Schaltungen und Verfahren zum Extrahieren eines Durchschnittslaststroms bei Gleichspannungs-Schaltwandlern - Google Patents

Schaltungen und Verfahren zum Extrahieren eines Durchschnittslaststroms bei Gleichspannungs-Schaltwandlern Download PDF

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Abstract

Durchschnittsstrom-Extraktionseinrichtungs-Schaltung (200), die dazu ausgebildet ist, einen Durchschnittslaststrom (IAVG) innerhalb eines Schaltnetzteils (SMPC) zu bestimmen, das mindestens eine Phase aufweist, wobei die Durchschnittsstrom- Extraktionseinrichtungs-Schaltung (200) Folgendes umfasst:mindestens einen Spitze-/Tal-Detektor (205a, ..., 205n der Fig. 4, 305a, ..., 305n der Fig. 9), der in Verbindung mit der mindestens einen Phase des SMPC steht und dazu ausgebildet ist, ein Strommesssignal (IL_SENSEder Fig. 1; IL_SENSE1, IL_SENSE2, ..., IL-SENSEnder Fig. 2) von der mindestens einen Phase des SMPC zu empfangen, das den Wert des durch einen Induktor (L1, L2, ..., Ln) der mindestens einen Phase des SMPC fließenden Stroms (IL) anzeigt, und dazu ausgebildet ist, eine Spitzen- oder eine Talstromamplitude (IPEAKoder IVALLEY) für das Strommesssignal (IL_SENSEder Fig. 1; IL_SENSE1, IL_SENSE2, ..., IL_SENSEnder Fig. 2) der mindestens einen Phase des SMPC zu bestimmen und beizubehalten;eine Induktorrippelstromkorrekturschaltung (215), die dazu verbunden ist, eine Eingangsspannung (Vi) und eine Ausgangsspannung (Vo) des SMPC mit mindestens einer Phase zu empfangen, und dazu ausgebildet ist, einen Kompensationsrampenstrom-Slope bzw. eine Kompensationsrampenstromsteigung (Icomp) aus einer Steuerschaltung des SMPC und einen Induktivitätswert (L) des Induktors (L1, L2, ..., Ln) der mindestens einen Phase des SMPC zu empfangen, und dazu ausgebildet ist, einen Spitze-zu-Durchschnittskorrekturstrom (P ⇒ A) zu bestimmen, um die Spitzen- oder die Talstromamplitude (IPEAKoder IVALLEY) des Strommesssignals (IL_SENSEder Fig. 1; IL_SENSE1, IL_SENSE2, ..., IL_SENSEnder Fig. 2) aus der Eingangsspannung (Vi), der Ausgangsspannung (Vo), dem Kompensationsrampenstrom-Slope bzw. der Kompensationsrampenstromsteigung (Icomp) und dem Induktivitätswert (L) der mindestens einen Phase des SMPC zu korrigieren; undeinen Durchschnittsstromgenerator (210), der in Verbindung mit dem mindestens einen Spitze-/Tal-Detektor (205a, ..., 205n der Fig. 4; 305a, ..., 305n der Fig. 9) steht, um die Spitzen- oder die Talstromamplitude (IPEAKoder IVALLEY) des Strommesssignals (IL_SENSEder Fig. 1; IL_SENSE1, IL_SENSE2, ..., IL-SENSEnder Fig. 2) zu empfangen, und in Verbindung mit der Induktorrippelstromkorrekturschaltung (215) steht, um den Durchschnittskorrekturstrom (ICOR) zu empfangen, und dazu ausgebildet ist, den Durchschnittslaststrom (IAVG) innerhalb eines Schaltnetzteils (SMPC) durch additives Kombinieren der Spitzen- oder Talstromamplitude (IPEAKoder IVALLEY) für das Strommesssignal (IL_SENSEder Fig. 1; IL_SENSE1, IL_SENSE2, ..., IL-SENSEnder Fig. 2) der mindestens einer Phase des SMPC und den Durchschnittskorrekturstrom (ICOR) zu bestimmen.

Description

  • Technisches Gebiet
  • Diese Offenbarung betrifft allgemein Schaltnetzteile (engl. „Switch Mode Power Converters“, SMPC). Insbesondere betrifft die vorliegende Offenbarung das Extrahieren von Laststromdaten aus Schaltnetzteilen. Ganz besonders betrifft diese Offenbarung Schaltungen und Verfahren für das sensorlose Extrahieren von momentanen Durchschnittslaststromdaten aus Schaltnetzteilen.
  • Hintergrund der Erfindung
  • 1 ist ein Schema eines sog. Abwärts-Schaltwandlers (Buck-Converter, auch Abwärtswandler oder Tiefsetzsteller genannt). Der Schaltwandler weist eine Steuerstufe 5, eine Schaltstufe 15 und eine Filterstufe 20 auf. Eine Eingangsspannungsquelle 10 wie z. B. eine Batterie weist einen ersten Anschluss auf, der mit dem Eingang der Schaltstufe 15 verbunden ist. Ein zweiter Anschluss der Eingangsspannungsquelle 10 ist mit Masse verbunden. Die Steuerstufe 5 liefert die notwendigen Signale zum Aktivieren und Deaktivieren der Schaltstufe 15, um den der Filterstufe 20 zugeführten Strom IL zu regeln. Die Steuerstufe 5 weist einen Fehlerverstärker auf (nicht gezeigt), der eine Rückkopplungsspannung empfängt, die die Ausgangsspannung VO des Ausgangsanschlusses 25 des Schaltwandlers anzeigt. Eine Sollreferenzspannungsquelle (nicht gezeigt) liefert eine Sollreferenzspannung an einem zweiten Eingang des Fehlerverstärkers. Die Differenz zwischen der Rückkopplungsspannung und der Sollreferenzspannung wird dazu verwendet, ein Fehlersignal zu erzeugen (nicht gezeigt), das eine Differenz zwischen der Ausgangsspannung VO des SMPC und der Sollreferenzspannung VREF anzeigt. Die Sollreferenzspannung ist ein Sollspannungsniveau für die Ausgangsspannung Vo des SMPC, und somit ist die Steuerstufe 5 derart aufgebaut, dass das Fehlersignal minimiert wird.
  • Der Ausgang des Fehlerverstärkers 20 ist mit dem Eingang eines Pulsweitenmodulations (PWM)-Generators (nicht gezeigt) verbunden. Der PWM-Generator weist einen PWM-Komparator (nicht gezeigt) und einen Rampengenerator (nicht gezeigt) auf. Der PWM-Komparator empfängt das Fehlersignal an einem nicht-invertierenden Eingang und ein von dem Rampengenerator gebildetes Rampentaktsignal am invertierenden Eingang. Der PWM-Komparator vergleicht das Fehlersignal und das Rampentaktsignal und erzeugt ein digitales PWM-Signal am Ausgang des PWM-Komparators. Wenn das an den nicht-invertierenden Eingang des Komparators angelegte Fehlersignal kleiner als das an den invertierenden Eingang angelegte Rampentaktsignal ist, ist das digitale PWM-Signal logisch 0. Sobald das Rampentaktsignal größer als das Fehlersignal wird, wird das digitale PWM-Signal logisch 1. Das Rampentaktsignal erzeugt das digitale PWM-Signal, das unter Gleichgewichtsbedingungen eine Pulsweite proportional zu Vo hat und auf dem Fehlersignal basiert.
  • Das digitale PWM-Signal wird weiter aufbereitet, um die Ansteuersignale Φ1 und Φ2 zu erzeugen, die zum Ansteuern der Schalttransistoren MP1 und MN1 der Schaltstufe 15 angelegt werden. Der Schalttransistor MP1 hat einen Source-Anschluss, der mit dem ersten Anschluss der Eingangsspannungsquelle 10 verbunden ist, und einen Gate-Anschluss, der zum Empfangen des Ansteuersignals Φ1 vorgesehen ist. Der Schalttransistor MN1 hat einen Drain-Anschluss, der mit dem Drain-Anschluss des Schalttransistors MP1 und dem Ausgangsanschluss der Schaltstufe 15 verbunden ist. Der Schalttransistor MP1 hat einen Gate-Anschluss, der zum Empfangen des Ansteuersignals Φ1 vorgesehen ist, und der Schalttransistor MN1 hat einen Gate-Anschluss, der zum Empfangen des Ansteuersignals Φ2 vorgesehen ist. Der Ausgangsanschluss der Schaltstufe 15 ist mit dem Eingangsanschluss der Filterstufe 20 und somit mit einem ersten Anschluss eines Induktors L1 verbunden. Der zweite Anschluss des Induktors L1 ist mit der ersten Platte des Kondensators CL und mit dem Ausgangsanschluss 25 der Filterstufe 20 verbunden. Der Ausgangsanschluss 25 der Filterstufe 20 ist mit dem Lastwiderstand RLOAD verbunden. Der Laststrom ILOAD ist der durch den Ausgangsanschluss 25 zu dem Lastwiderstand RLOAD fließende Strom.
  • 2 ist ein Schema eines mehrphasigen Schaltwandler-Schaltnetzteils. Die Schaltung des Schaltnetzteils ist als mehrphasiges Schaltwandler-Schaltnetzteil aufgebaut. Der mehrphasige Schaltwandler weist eine Steuerschaltung 105, mehrere Leistungsstufen 115a, ..., 115n und eine Filterstufe 120 auf. Die Steuerschaltung 105 empfängt eine Rückkopplungsspannung, die die Ausgangsspannung Vo des Ausgangsanschlusses 125 des mehrstufigen Schaltwandlers anzeigt. Die Steuerschaltung 105 vergleicht die Rückkopplungsspannung mit einer Referenzspannung und bestimmt ein Fehlersignal. Die Fehlerspannung, wie weiter oben für den einphasigen Schaltwandler beschrieben, wird mit einer Sollreferenzspannung verglichen, um die Differenz zwischen der Rückkopplungsspannung und der Sollreferenzspannung zu bestimmen und das Fehlersignal zu erzeugen, das eine Differenz zwischen der Ausgangsspannung VO des SMPC und der Sollreferenzspannung VREF anzeigt. Die Sollreferenzspannung ist ein Sollspannungsniveau für die Ausgangsspannung VO des SMPC, und somit ist die Steuerstufe 105 derart aufgebaut, dass das Fehlersignal minimiert wird.
  • Das Fehlersignal wird zu mehreren Pulsweitenmodulationsschaltungen übertragen. Jede Pulsweitenmodulationsschaltung ist einer der Leistungsstufen 115a, ..., 115n zugeordnet. Die Pulsweitenmodulationsschaltungen erzeugen jeweils die Ansteuersignale Φ11, Φ21, ..., Φ1n, Φ2n, die jeweils zum Ansteuern der Schalttransistoren MP1 und MN1 von einer der mehreren Leistungsstufen 115a, ..., 115n angelegt werden
  • Die Schalttransistoren MP1 haben jeweils einen Source-Anschluss, der mit dem ersten Anschluss der Eingangsspannungsquelle 110 verbunden ist. Jeder der Gate-Anschlüsse der Schalttransistoren MP1 und MN1 ist zum Empfangen der jeweiligen Ansteuersignale Φ11, Φ21, ..., Φ1n, Φ2n vorgesehen, um den Stromfluss durch den Induktor L1 der zugeordneten Phase der mehreren Leistungsstufen 115a, ..., 115n zu steuern. Die Drain-Anschlüsse der Schalttransistoren MP1 und MN1 sind miteinander und mit dem ersten Anschluss des Induktors L1 verbunden. Die Source-Anschlüsse der Schalttransistoren MN1 sind mit dem Masse-Anschluss verbunden.
  • Die Filterstufe ist im Wesentlichen unter den mehreren Leistungsstufen 115a, ..., 115n verteilt. Jede der mehreren Leistungsstufen 115a, ..., 115n weist einen der mehrstufigen Induktoren L1, ..., Ln auf, wobei die ersten Anschlüsse jedes der Induktoren L1, L2, ..., Ln mit einem gemeinsamen Anschluss der Drain-Anschlüsse der Schalttransistoren MP1 und MN1 der mehreren Leistungsstufen 115a, ..., 115n verbunden sind. Die zweiten Anschlüsse der Induktoren L1, L2, ..., Ln sind miteinander und mit der ersten Platte eines Lastkondensators CL verbunden und bilden somit die Filterstufe. Die zweite Platte des Lastkondensators CL ist mit dem Masse-Anschluss verbunden. Die miteinander verbundenen zweiten Anschlüsse der Induktoren L1, L2, ..., Ln und die erste Platte des Lastkondensators CL sind durch den Ausgangsanschluss 125 mit dem Lastwiderstand RLOAD verbunden. Der Laststrom ILOAD ist der durch den Ausgangsanschluss 125 zu dem Lastwiderstand RLOAD fließende Strom. Der Laststrom ILOAD ist der Gesamtstrom aus jeder der mehreren Leistungsstufen 115a, ..., 115n.
  • Die Steuerstufen 5 und 105 von 1 bzw. 2 in diversen Ausführungen weisen weitere Steuerschaltkreise zum Liefern von Kompensationssignalen und anderen Steuerfunktionen zum Verbessern der Rauschunempfindlichkeit, der Energieeffizienz und für weitere Funktionsverbesserungen auf. Einige dieser Ausführungen erfordern eine Messung des Induktorstroms und des Laststroms. Diverse Techniken für diese Messungen sind bekannt. Einige Verfahren sind direkte Messungen, wobei bekannte Widerstände in die Stromwege eingebracht werden, und der Stromfluss durch Bestimmen eines Spannungsabfalls über dem Widerstand bestimmt wird. Jedoch ist diese Technik bei integrierten Schaltungen ein Problem, da der Widerstand den Leistungsverbrauch erhöht und ein zusätzlicher Spannungsabfall im Netzwerk entsteht.
  • Die sensorlose Stromregelung (SCM) ist ein sog. Beobachterverfahren, das die Funktionsvorteile der Stromregelung ohne physikalisches Erfassen des Stroms bietet, wie in „Sensorless Current Mode Control - an Observer-Based Technique for DC-DC Converters“, Midya et al., IEEE Transactions on Power Electronics, Bd. 16, Nr. 4, pp. 522-526, Juli 2001 beschrieben, gefunden am 8/10/13 unter http://ieeexplore.ieee.org / stamp/stamp.jsp?tp = &arnumber = 931070&isnumber = 20140. Das Beobachterverfahren baut ein Modell des zu steuernden Systems auf und verwendet dann Zustandsinformationen von dem Modell. Bei der sensorlosen Stromregelung (SCM) wird ein Induktorstrom IL aus Spannungsinformationen rekonstruiert. Die Induktorspannung in einem SMPC ist normalerweise ein weit größeres Signal als der Ausgang eines Stromsensors, und ihr Bereich ändert sich nicht sehr als Funktion der Belastung. In der einfachsten Form rekonstruiert das Verfahren der SCM-Regelung einen Induktorstrom direkt durch Integrieren der Induktorspannung.
  • Der Spannungsabfall über dem SMPC-Induktor L von 1 von Midya et al. wird bestimmt und dazu verwendet, den Ausgangsstrom ILOAD unter Verwendung der Integration zu berechnen. Ein gespiegelter Strom der Ausgangsvorrichtung wird gebildet und für sowohl den NMOS- als auch den PMOS-Strom erfasst und dann kombiniert. Dieser Ansatz umfasst den Stromrippel, für den der Durchschnitt gebildet werden muss. Die Integration der Spannungsinformationen wird dazu verwendet, den Induktorstrom zu rekonstruieren. Diese Technik der Verwendung eines sensorlosen Stromerfassungsschemas resultiert in einer langsamen Ansprechzeit zum Erzeugen der Durchschnittsstrominformationen.
  • DE 11 2012 007 201 T5 (Mcjimsey; Voltera Semiconductor Corporation [US]) beschreibt einen Maximum Power Point Tracking Controller. Der Maximum Power Point Tracking Controller umfasst einen Eingangsanschluss zur elektrischen Kopplung mit einer elektrischen Leistungsquelle, einen Ausgangsanschluss zur elektrischen Kopplung mit einer Last, eine Steuerschaltvorrichtung und ein Steuerungsuntersystem. Die Steuerschaltvorrichtung ist dazu geeignet, wiederholt zwischen ihrem leitenden und ihrem nicht leitenden Zustand umzuschalten, um Leistung von dem Eingangsanschluss an den Ausgangsanschluss zu übertragen. Das Steuerungsuntersystem ist dazu geeignet, das Schalten der Steuerschaltvorrichtung zumindest teilweise auf einem Signal basierend zu steuern, das einen Stromfluss aus dem Ausgangsanschluss repräsentiert, um eine Spannung über dem Eingangsanschluss zu regeln, um ein Signal zu maximieren, das Leistung aus dem Ausgangsanschluss repräsentiert.
  • DE 10 2015 112 809 A1 (Hofmann et al.; Infineon Technologies Austria AG) beschreibt ein Verfahren zum Betreiben eines Schaltwandlers, das Folgendes aufweist: Bestimmen eines Betriebsparameters des Schaltwandlers und Anpassen eines Steuerparameters, wenn der Betriebsparameter außerhalb eines ersten Betriebsbereichs liegt, um den Betriebsparameter derart anzupassen, dass er innerhalb des ersten Betriebsbereichs liegt. Der Betriebsparameter umfasst mindestens eines aus
  • DE 10 2015 226 526 A1 (Ozanoglu et. al.; Dialog Semiconductor (UK) Limited) veranschaulicht einen Hocheffizienz-DC-zu-DC-Wandler mit adaptiver Ausgangsstufe. Der DC-zu-DC-Wandler ist ein Abwärtswandler, der einen adaptiven Ausgang, einen adaptiven Transkonduktanzblock, der dazu konfiguriert ist, resistive Leistungsanteile zu evaluieren, einen Multiplizierblock, der dazu konfiguriert ist, kapazitive Leistungsanteile vorzusehen, und einen Komparator enthält, der dazu konfiguriert ist, die resistiven Leistungsanteile und die kapazitiven Leistungsanteile für die Bestimmung der Auswahl von Zweigen des adaptiven Ausgangs zu vergleichen.
  • DE 10 2016 117 492 A1 (Babazadeh; Infineon Technologies Austria AG) stellt eine Steuerschaltung bereit, die eine Leistungsversorgungsschaltung steuert, so dass sie eine Ausgangsspannung erzeugt. Während eines Betriebs der Leistungsversorgungsschaltung zur Erzeugung der Ausgangsspannung berechnet die Steuerschaltung eine Größe einer Kapazität der Ausgangskondensatorschaltung in der Leistungsversorgung. Die Steuerschaltung zieht eine berechnete Größe der Kapazität als Grundlage für die Anpassung der Einstellungen der Leistungsversorgungsschaltung heran.
  • Zusammenfassung
  • Eine Aufgabe dieser Offenbarung ist es, Schaltungen und Verfahren zum Bestimmen eines momentanen Durchschnittslaststroms innerhalb eines Schaltnetzteils (SMPC) anzugeben.
  • Um mindestens diese Aufgabe zu lösen, wird eine Berechnungsschaltung für einen Durchschnittslaststrom innerhalb einer Steuerschaltung eines SMPC bereitgestellt, das mindestens eine Phase aufweist. Die Berechnungsschaltung für einen Durchschnittslaststrom weist mindestens einen Spitze-/Tal-Detektor auf, der dazu ausgebildet ist, ein Strommesssignal von einer zugeordneten mindestens einen Phase des SMPC zu empfangen, und das den Wert des durch einen Induktor der mindestens einen Phase des SMPC fließenden Stroms anzeigt, und dazu ausgebildet ist, eine Spitzen- oder Talamplitude des Strommesssignals zu bestimmen und beizubehalten. Die Berechnungsschaltung für einen Durchschnittslaststrom weist eine Strom-Korrekturschaltung auf, die dazu ausgebildet ist, eine Eingangsspannung und eine Ausgangsspannung des SMPC mit mindestens einer Phase zu empfangen, und die dazu ausgebildet ist, einen Induktivitätswert des Induktors der mindestens einen Phase des SMPC zu empfangen, und die dazu ausgebildet ist, einen Durchschnittskorrekturstrom der Spitzen- oder Talamplitude des Strommesssignals aus der Eingangsspannung, der Ausgangsspannung und dem Induktivitätswert zu bestimmen.
  • Der mindestens eine Spitze-/Tal-Detektor und die Strom-Korrekturschaltung sind mit einem Durchschnittsstromgenerator verbunden. Bei einigen Ausführungsformen bestimmt die Strom-Korrekturschaltung einen Rippelstrom durch die Induktoren der mindestens einen Phase des SMPC und dividiert dann den Rippelstrom durch eine Hälfte und überträgt den Durchschnittskorrekturstrom zu dem Durchschnittsstromgenerator. Der Durchschnittsstromgenerator weist eine Summierschaltung auf, die die Spitzen- oder Talamplitude des Strommesssignals für jeden der jeder der Phasen der mehrfachen Phasen des SMPC zugeordneten Spitze-/Tal-Detektoren und den Durchschnittskorrekturstrom aufsummiert, um den momentanen Durchschnittsstrom des SMPC zu berechnen. Bei einem einphasigen SMPC kombiniert der Durchschnittsstromgenerator die einzige Spitzen- oder Talamplitude des Strommesssignals mit dem Durchschnittskorrekturstrom.
  • Wenn der Durchschnittskorrekturstrom als eine Hälfte des Rippelstroms des durch einen Induktor der mindestens einen Phase des SMPC fließenden Stroms bestimmt wird, wird der Rippelstrom durch folgende Gleichung bestimmt: Δ I L : = V o ( 1 − V o V i ) L ∗ T
    Figure DE102017212837B4_0001
  • Wobei:
    • ΔIL
    der Wert des Rippelstroms ist;
    Vo
    die Ausgangsspannung des SMPC ist;
    Vi
    die Eingangsspannung des SMPC ist;
    T
    die Schaltperiode des SMPC ist;
    L
    die Induktivität des Induktors der mindestens einen Phase des SMPC ist.
  • In diversen Ausführungsformen ist die Spitzenstrominformation um die Slope-Kompensation versetzt. Daher empfängt in diesen Ausführungsformen die Strom-Korrekturschaltung in Verbindung mit der Summierschaltung für die Strom-Korrekturschaltung einen Amplitudenwert eines Kompensationsrampenstrom-Slopes bzw. einer Kompensationsrampenstromsteigung (Icomp) von der Steuerschaltung des SMPC. Die Strom-Korrekturschaltung ist dazu ausgebildet, den Durchschnittsfehler für den Rippelstrom ΔIL durch folgende Gleichung zu bestimmen: I e r r o r = V o ( 1 − V o V i ) 2 L ∗ T + I c o m p * V 0 V i T
    Figure DE102017212837B4_0002
  • Wobei:
    • Ierror
    der Wert des Durchschnittsfehlers für den Rippelstrom ΔIL ist;
    Vo
    die Ausgangsspannung des SMPC ist;
    Vi
    die Eingangsspannung des SMPC ist;
    T
    die Schaltperiode des SMPC ist;
    L
    die Induktivität des Induktors der mindestens einen Phase des SMPC ist; und

    Icomp ein Kompensationsrampenstrom-Slope bzw. eine Kompensationsrampenstromsteigung in A/s ist.
  • In einigen Ausführungsformen wird ein einziger Fehlerstrom durch die Strom-Korrekturschaltung bestimmt, und der Durchschnittslaststromrechner weist einen Multiplikator auf, der dazu ausgebildet ist, den Wert des Durchschnittsstromfehlers und die Zahl der in dem SMPC aktiven Phasen zu empfangen. Der Multiplikator multipliziert den Wert des Durchschnittsstromfehlers mit der Zahl der aktiven Phasen, um den Gesamt-Fehlerstrom zu bestimmen. Der Gesamt-Fehlerstrom wird dann in dem Durchschnittsstromgenerator mit der Spitzen- oder Talamplitude des Strommesssignals additiv kombiniert, um den momentanen Durchschnittslaststrom zu bestimmen.
  • In diversen Ausführungsformen ist die Strom-Korrekturschaltung eine lineare Stromkorrekturschaltung, die dazu ausgebildet ist, einen Korrekturstrom durch folgende Gleichung zu bestimmen: I C O R = I o r i g − I p e d − G f i t ∗ ( V o − V m i n )
    Figure DE102017212837B4_0003
  • Wobei:
    • ICOR
    der lineare Korrekturstrom ist;
    Iorig
    die Spitzenstrommessung ist;
    Iped
    der Stromoffset bei einer minimalen Ausgangsspannung ist;
    Gfit
    eine empirisch bestimmte Konstante ist, die entsprechend bester Anpassung ausgewählt ist;
    Vo
    die ausgewählte Ausgangsspannung des SMPC ist;
    Vmin
    die niedrigste erlaubte Ausgangsspannung des SMPC ist.
  • Die lineare Stromkorrekturschaltung weist einen skalierten Differenzrechner auf, der dazu ausgebildet ist, den Ausdruck Gfit ∗ (Vo - Vmin) zu berechnen. Die SMPC-Ausgangsspannung Vo wird an den skalierten Differenzrechner angelegt, wobei die empirisch bestimmte Konstante und die niedrigste erlaubte Ausgangsspannung für den skalierten Differenzrechner vorprogrammiert sind.
  • Die lineare Stromkorrekturschaltung weist eine Skalierungsschaltung auf, die dazu ausgebildet ist, eine Angabe der Zahl der mehrfachen Phasen des SMPC, den Kompensationsstrom und eine Angabe des Werts der Induktivität des Induktors von jeder Phase der mehrfachen Phasen des SMPC zu empfangen. Die Skalierungsschaltung ist ferner dazu ausgebildet, den Spitze-zu-Durchschnitt-Einstellstrom durch Subtrahieren des Stromoffsets bei einer minimalen Ausgangsspannung Iped und des Ausgangssignals des skalierten Differenzrechners aus der Spitzenstrommessung zu bestimmen.
  • In weiteren Ausführungsformen ist die Strom-Korrekturschaltung eine quadratische Stromkorrekturschaltung, die dazu ausgebildet ist, durch folgende Gleichung einen Durchschnittsfehler für den Rippelstrom zu bestimmen: I e r r o r = V o 2 L T + ( n − 0.5 ) * V 0 L * V 0 V i T
    Figure DE102017212837B4_0004
  • Wobei:
    • Ierror
    der Wert des Durchschnittsfehlers für den Rippelstrom ist;
    Vo
    die Ausgangsspannung des SMPC ist;
    Vi
    die Eingangsspannung des SMPC ist;
    T
    die Schaltperiode des SMPC ist;
    L
    die Induktivität des Induktors der mindestens einen Phase des SMPC ist; und
    n
    eine Proportionalitätskonstante für den Spitzenstromwert der
  • Slope-Kompensation ist.
  • Die quadratische Stromkorrekturschaltung weist einen skalierten Differenzrechner auf, der dazu ausgebildet ist, den Ausdruck ( n − 0.5 ) * V 0 L * V 0 V i T
    Figure DE102017212837B4_0005
    aus der obigen Gleichung zu berechnen. Die SMPCAusgangsspannung VO und die Eingangsspannung Vi des SMPC werden an den skalierten Differenzrechner angelegt, wobei die Proportionalitätskonstante n für den skalierten Differenzrechner vorprogrammiert ist.
  • Die quadratische Stromkorrekturschaltung weist eine Skalierungsschaltung auf, die dazu ausgebildet ist, eine Angabe der Zahl der mehrfachen Phasen des SMPC, den Kompensationsstrom und eine Angabe des Werts der Induktivität des Induktors von jeder Phase der mehrfachen Phasen des SMPC zu empfangen. Die Skalierungsschaltung ist ferner dazu ausgebildet, den Durchschnittskorrekturstrom durch Addieren der Slope-Kompensation mit dem Spitzenstromwert der Slope-Kompensation zu bestimmen.
  • Die Strom-Korrekturschaltung weist einen dynamischen Slope-Kompensator auf, der dazu ausgebildet ist, von der Ausgangsspannung abhängige subharmonische Schwingungen zu reduzieren, wobei die Ausgangsspannung ihrerseits von dem Abwärts-Slope des Induktorstroms abhängig ist. Der dynamische Slope-Kompensator ist dazu ausgebildet, die Ausgangsspannung zu empfangen und den Betrag des Slope-Kompensationsstroms zu bestimmen: I c o m p = n □ V 0 L
    Figure DE102017212837B4_0006
  • Wobei:
    • Icomp
    ein Kompensationsrampenstrom-Slope-Strom bzw. ein Kompensationsrampenstromsteigungsstrom in A/s ist;
    Vo
    die Ausgangsspannung des SMPC ist;
    n
    eine Proportionalitätskonstante für den Spitzenstromwert der Slope-Kompensation ist und
    L
    die Induktivität des Induktors der mindestens einen Phase des SMPC ist.
  • In diversen Ausführungsformen ist der Spitze-/Tal-Detektor dazu ausgebildet, eine Amplitude einer maximalen Variation und einer minimalen Variation im Laststrom eines SMPC zu erfassen. Der mindestens eine Spitze-/Tal-Detektor ist dazu ausgebildet, eine erfasste Replikation des Induktorstroms der dem Spitze-/Tal-Detektor zugeordneten Phase des SMPC zu empfangen. Der Spitze-/Tal-Detektor ist dazu ausgebildet, die erfasste Replikation des Induktorstroms in eine Induktorstromamplituden-Spannung umzuwandeln und die Induktorstromamplituden-Spannung abzutasten und zu halten. Der Spitze-/Tal-Detektor ist dazu ausgebildet, die Induktorstromamplituden-Spannung in einen Strom zur Übertragung zu einer Summierschaltung umzuwandeln. Der aufsummierte Strom kombiniert den Spitzen- oder Talstrom mindestens einer Phase des SMPC mit einem Fehlerkorrektursignal, um den Durchschnittslaststrom zu bestimmen. Die Spitze-/Tal-Erfassungsschaltung ist dazu ausgebildet, die Amplitude des Spitzenstroms zu bestimmen, wenn ein Stromquellenschalter aktiviert wird, und die Amplitude des Talstroms zu bestimmen, wenn ein Stromsenkenschalter aktiviert wird.
  • In diversen Ausführungsformen, die mindestens diese Aufgabe lösen, weist ein Schaltnetzteil (SMPC), das mindestens eine Phase aufweist, eine Steuerschaltung mit einem Durchschnittslaststromrechner auf, der dazu ausgebildet ist, eine Spitze und ein Tal eines Laststroms innerhalb der Phase oder Phasen der mindestens einen Phase des SMPC zu bestimmen und einen momentanen Durchschnittslaststrom zu erzeugen. Der Durchschnittslaststromrechner ist aufgebaut, wie weiter oben beschrieben.
  • In diversen Ausführungsformen, die mindestens diese Aufgabe lösen, beginnt ein Verfahren zum Berechnen des Durchschnittslaststroms eines SMPC mit dem Erfassen der Phasenströme der einen Phase oder der mehreren Phasen eines SMPC. Der Spitzen- oder Talstrom der einen Phase oder der mehreren Phasen des SMPC wird erfasst und gehalten. Der Rippelstrom des SMPC ohne Slope-Kompensation wird aus der Eingangsspannung und der Ausgangsspannung bestimmt, falls ein SMPC eine Slope-Kompensationskorrektur wie weiter oben gezeigt aufweist. Die Spitzenströme oder Talströme werden aufsummiert, um den Gesamt-Spitzenstrom oder -Talstrom des SMPC zu bestimmen. Der Gesamt-SMPC-Spitzenstrom oder -Talstrom wird mit den Korrekturströmen additiv kombiniert, um den momentanen Durchschnittsstrom zu bestimmen. Der momentane Durchschnittsstrom wird entweder innerhalb des SMPC als Steuersignal des SMPC verwendet. Alternativ wird die Amplitude des Durchschnittslaststroms dann zu einem anderen Schaltkreis zum Optimieren/Regeln der Rückkopplungsschleifen des Schaltwandlers übertragen, um zu bestimmen, wie viel Strom eine mit dem SMPC verbundene Last zieht, und/oder um die Last der mehrfachen Phasen eines mehrphasigen SMPC geeignet auszubalancieren.
  • Figurenliste
    • 1 ist ein Schema eines Schaltwandler-Schaltnetzteils, das die Prinzipien dieser Offenbarung einsetzt.
    • 2 ist ein Schema eines mehrphasigen Schaltwandler-Schaltnetzteils, das die Prinzipien dieser Offenbarung einsetzt.
    • 3 ist eine Darstellung des Laststroms gegenüber der Zeit, die den Spitzenstrom und den Durchschnittsstrom eines Schaltwandlers darstellt, der die Prinzipien dieser Offenbarung einsetzt.
    • 4 ist ein Blockdiagramm einer in einem Schaltwandler eingesetzten Durchschnittsstrom-Extraktionseinrichtung, die die Prinzipien dieser Offenbarung einsetzt.
    • 5 ist ein Blockdiagramm einer Spitze-/Tal-Detektorschaltung der in einem Schaltwandler eingesetzten Durchschnittsstrom-Extraktionseinrichtung nach 4, die die Prinzipien dieser Offenbarung einsetzt.
    • 6 ist ein Blockdiagramm einer linearen Ausführung des Korrekturblocks für den Rippelstrom des Induktors der in einem Schaltwandler eingesetzten Durchschnittsstrom-Extraktionseinrichtung nach 4, die die Prinzipien dieser Offenbarung einsetzt.
    • 7 ist ein Blockdiagramm einer quadratischen Ausführung des Korrekturblocks für den Rippelstrom des Induktors der in einem Schaltwandler eingesetzten Durchschnittsstrom-Extraktionseinrichtung nach 4, die die Prinzipien dieser Offenbarung einsetzt.
    • 8 ist ein Blockdiagramm einer dynamischen Slope-Kompensations-Ausführung des Korrekturblocks für den Rippelstrom des Induktors der in einem Schaltwandler eingesetzten Durchschnittsstrom-Extraktionseinrichtung nach 4, die die Prinzipien dieser Offenbarung einsetzt.
    • 9 ist ein Blockdiagramm einer bevorzugten Ausführung einer in einem Schaltwandler eingesetzten Durchschnittsstrom-Extraktionseinrichtung, die die Prinzipien dieser Offenbarung einsetzt.
    • 10 ist ein Blockdiagramm einer Rippelstrom-Korrekturschaltung der bevorzugten Ausführung der in einem Schaltwandler eingesetzten Durchschnittsstrom-Extraktionseinrichtung nach 9, die die Prinzipien dieser Offenbarung einsetzt.
    • 11 ist eine Darstellung des berechneten Rippelstroms vor der Stromkorrektur gegenüber der Ausgangsspannung für diverse Eingangsspannungen eines Schaltwandlers.
    • 12 ist eine Darstellung des berechneten Spitze-zu-Durchschnitt-Stromfehlers vor der Stromkorrektur gegenüber der Ausgangsspannung für diverse Eingangsspannungen eines Schaltwandlers.
    • 13 ist eine Darstellung des berechneten Spitze-zu-Durchschnitt-Stromfehlers nach der Korrektur gegenüber der Ausgangsspannung für diverse Eingangsspannungen eines Schaltwandlers, der die Prinzipien dieser Offenbarung einsetzt.
    • 14 ist eine schematische Zeichnung einer Prüfstand-Fehlerkorrekturschaltung zum Simulieren der bevorzugten Ausführung der in einem Schaltwandler eingesetzten Durchschnittsstrom-Extraktionseinrichtung nach 9, die die Prinzipien dieser Offenbarung einsetzt.
    • 15 ist eine Darstellung des simulierten Durchschnittsstromfehlers der in einem Schaltwandler eingesetzten Durchschnittsstrom-Extraktionseinrichtung nach 9, die die Prinzipien dieser Offenbarung einsetzt.
    • 16a ist eine Darstellung des simulierten einphasigen Spulenstroms gegenüber der Zeit des Schaltwandlers, der die Prinzipien dieser Offenbarung einsetzt.
    • 16b ist eine Darstellung des korrigierten einphasigen Laststroms der in einem Schaltwandler eingesetzten Durchschnittsstrom-Extraktionseinrichtung nach 9, die die Prinzipien dieser Offenbarung einsetzt.
    • 17 ist eine Darstellung des simulierten einphasigen Spitze-zu-Durchschnitt-Fehlers nach der Korrektur der in einem Schaltwandler eingesetzten Durchschnittsstrom-Extraktionseinrichtung nach 9, die die Prinzipien dieser Offenbarung einsetzt.
    • 18a ist eine Darstellung des simulierten zweiphasigen Spulenstroms der in einem Schaltwandler eingesetzten Durchschnittsstrom-Extraktionseinrichtung nach 9, die die Prinzipien dieser Offenbarung einsetzt.
    • 18b ist eine Darstellung des simulierten zweiphasigen korrigierten Laststroms der in einem Schaltwandler eingesetzten Durchschnittsstrom-Extraktionseinrichtung nach 9, die die Prinzipien dieser Offenbarung einsetzt.
    • 19 ist eine Darstellung des simulierten zweiphasigen Spitze-zu-Durchschnitt-Fehlers nach der Korrektur der in einem Schaltwandler eingesetzten Durchschnittsstrom-Extraktionseinrichtung nach 9, die die Prinzipien dieser Offenbarung einsetzt.
    • 20 ist ein Flussdiagramm eines Verfahrens zum Berechnen des Durchschnittslaststroms eines SMPC, das die Prinzipien dieser Offenbarung einsetzt.
  • Ausführliche Beschreibung
  • In den Schaltungen und Verfahren, die die Prinzipien dieser Offenbarung einsetzen, liefert der durch die innere Rückkopplungsschleife des SMPC bestimmte jeweilige Spitzenstrom die momentane Durchschnittsstrominformation. Die Laststrominformation ist ein wichtiger Parameter für Schaltnetzteile (SMPC), die oft zum Optimieren und Regeln von Rückkopplungsschleifen von Schaltwandlern eingesetzt werden. In diversen Anwendungen wird die Laststrominformation verwendet, um zu bestimmen, wie viel Strom durch die mit einem SMPC verbundene Last gezogen wird. Zusätzlich wird bei einem mehrphasigen SMPC die Laststrominformation dazu verwendet, die Lastströme in jeder der Phasen geeignet auszubalancieren. Die Schaltungen und Verfahren, die die Prinzipien dieser Offenbarung einsetzen, liefern eine robuste Technik zur Extraktion von momentanen Durchschnittslaststrominformationen unter Verwendung von Spulenstrominformationen für mehrphasige SMPCs. Diese Technik ist auf alle SMPC-Typen anwendbar, wird aber explizit für Abwärts-Schaltwandler erläutert.
  • Diese Offenbarung ist wie folgt gestaltet: der erste Abschnitt liefert den analytischen Hintergrund des Konzepts der Prinzipien, die diese Offenbarung einsetzt. Ein zweiter Abschnitt definiert den Schaltkreis einer allgemeinen Ausführungsform des Konzepts, das die Prinzipien dieser Offenbarung einsetzt. Ein dritter Abschnitt definiert eine bevorzugte Ausführungsform unter Verwendung eines Schaltkreises mit linearer Korrektur und stellt die Simulationsergebnisse dar, die die Prinzipien demonstrieren, die diese Offenbarung einsetzt.
  • Das fundamentale Konzept, das die Prinzipien dieser Offenbarung einsetzt, besteht im Extrahieren von Durchschnittsstrominformationen aus Spitzen- oder Talinformationen in einem mehrphasigen Schaltwandler. Die folgende Analyse setzt Information über den Spitzeninduktorstrom IPEAK ein, um den momentanen Durchschnittslaststrom IAVG zu bestimmen, jedoch gelten die Berechnungen auch für den Talstrom. Der Durchschnittslaststrom IAVG wird gemäß der folgenden Gleichung bestimmt: I A V G = I P E A K − Δ I L 2
    Figure DE102017212837B4_0007
  • Wobei:
    • IAVG
    der momentane Durchschnittsstrom ist;
    IPEAK
    die gemessene Spitze des Stroms durch den Induktor des SMPC
    ist; ΔIL
    der Rippelstrom des Stroms durch den Induktor des SMPC ist.
  • 1 stellt ferner dar, dass in diversen Ausführungen eines Abwärts-Schaltwandlers ein Stromsensor 30 dazu ausgebildet ist, den durch den Induktor L1 fließenden Strom IL zu überwachen. Der Wert des Induktorstroms IL wird als Induktorstrommesssignal IL_SENSE zurück zu der Steuerstufe 5 übertragen. Das Induktorstrommesssignal IL_SENSE wird durch die Steuerstufe 5 bearbeitet, um die Rippelstrom-Komponente ΔIL des Induktorstroms IL zu bestimmen. Die Durchschnittsstrom-Extraktionseinrichtung 200 bearbeitet den Rippelstrom ΔIL, um den momentanen Durchschnittsstrom IAVG am Ausgangsanschluss 230 der Durchschnittsstrom-Extraktionseinrichtung 200 zu bestimmen, wie im Folgenden erläutert. In ähnlicher Weise stellt 2 dar, dass in diversen Ausführungen eines mehrphasigen Schaltwandlers ein Stromsensor 130a, 130b, ..., 130n ausgebildet ist, den durch jeden der Induktoren L der mehreren Leistungsstufen 115a, 115b, ..., 115n fließenden Strom IL zu überwachen. Die Werte der Induktorströme IL werden als Induktorstrommesssignale IL_SENSE1, IL_SENSE2, ..., IL_SENSEn zurück zu der Steuerstufe 105 übertragen. Die Induktorstrommesssignale IL_SENSE1, IL_SENSE2, ..., IL-SENSEn werden durch die Steuerstufe 5 bearbeitet, um die Rippelstrom-Komponenten ΔIL der Induktorströme IL zu bestimmen. Wie für 1 beschrieben, bearbeitet die Durchschnittsstrom-Extraktionseinrichtung 200 den Rippelstrom ΔIL, um den momentanen Durchschnittsstrom IAVG zu bestimmen, wie im Folgenden erläutert.
  • 3 ist eine Darstellung des Induktorstroms ILϕn gegenüber der Zeit, die den Spitzenstrom IPEAK und den Durchschnittsstrom IAVG eines Schaltwandlers darstellt, der die Prinzipien dieser Offenbarung einsetzt. Die Korrelation zwischen dem Spitzenstrom IPEAK und dem Durchschnittsstrom IAVG ist derart, dass der Durchschnittsstrom gleich einer Hälfte des Rippelstroms ΔIL ist. Die Variablen für den Rippelstrom ΔIL sind bei Schaltwandlern gut bekannt. Der Rippelstrom ΔIL für einen Schaltwandler ohne Slope-Kompensation ist: I L = V o ( 1 − V o V i ) L ∗ T
    Figure DE102017212837B4_0008
  • Wobei:
    • Vo
    die Ausgangsspannung ist;
    Vi
    die Eingangsspannung ist;
    T
    die Schaltperiode des SMPC ist;
    L
    der Induktivitätswert der Induktoren L1, L2, ..., Ln ist.
  • Die obige Technik ist nicht auf den diskontinuierlichen Betriebsmodus für den Schaltwandler anwendbar.
  • Wenn eine Slope-Kompensation verwendet wird, gibt es einen weiteren Faktor, der den Rippelstrom ΔIL beeinflusst. Der Beitrag des Slope-Kompensationsstroms ΔILSLOPECOMP zu dem Rippelstrom ΔIL ist: Δ I L S L O P E C O M P = I C O M P ∗ V 0 V i T
    Figure DE102017212837B4_0009
  • Wobei:
    • ICOMP der Kompensationsrampenstrom-Slope bzw. die Kompensationsrampenstromsteigung in A/s ist.
  • Mit der Slope-Kompensation bleibt der Rippelstrom ΔIL, wie in Gleichung (2) gezeigt. Daher wird die Rückkopplungsinformation von Spitze zu durchschnittlichem Fehler für den Rippelstrom ΔIL wie folgt: I e r r o r = V o ( 1 − V o V i ) 2 L □ T + I c o m p □ V 0 V i T
    Figure DE102017212837B4_0010
  • Wobei:
    • Ierror der durchschnittliche Fehler für den Rippelstrom ΔIL ist;
    • Icomp der Kompensationsrampenstrom-Slope bzw. die Kompensationsrampenstromsteigung in A/s ist.
  • Der Slope-Kompensationsstrom ΔILSLOPECOMP muss berücksichtigt werden, je nachdem, wie die Spitzenstrominformation IPEAK bestimmt wird. In einigen Ausführungen kann die Spitzenstrominformation IPEAK direkt aus dem Spulenstrom IL extrahiert werden. In anderen Ausführungen ist die Spitzenstrominformation IPEAK um den Slope-Kompensationsstrom ΔILSLOPECOMP versetzt.
  • Normalerweise wird der Kompensationsrampenstrom-Slope bzw. die Kompensationsrampenstromsteigung ICOMP variiert, um die beste Reduktion der subharmonischen Schwingungen zu erhalten. Wenn jedoch der beste Wert gefunden ist, wird er festgehalten. Ein weiterer Ansatz ist es, den Kompensationsrampenstrom-Slope bzw. die Kompensationsrampenstromsteigung ICOMP dynamisch zu variieren, wenn die Ausgangsspannung sich ändert. Der ideale Kompensationsrampenstrom ICOMP ist von der Ausgangsspannung Vo abhängig, da er von dem Abwärts-Slope des Spulenstroms abhängt, der von der Ausgangsspannung Vo abhängig ist.
  • Bei einem kritisch kompensierten System ist der Slope-Kompensationsspitzenstrom I c o m p = 2 * V 0 L .
    Figure DE102017212837B4_0011
    Daher kann man den Kompensationsrampenstrom-Slope bzw. die Kompensationsrampenstromsteigung ICOMP als proportional zu V 0 L
    Figure DE102017212837B4_0012
    ansehen. Durch Ersetzen des Kompensationsrampenstrom-Slopes bzw. der Kompensationsrampenstromsteigung ICOMP durch I c o m p = n V 0 L
    Figure DE102017212837B4_0013
    wird dann der durchschnittliche Fehlerstrom Ierror wie folgt umgeschrieben als: I e r r o r : = V o 2 L T □ ( 1 − V o V i ) + n V o L □ V o V i T = V o □ T 2 □ L + n V o L □ V o V i T − V o 2 L □ V o □ T V i
    Figure DE102017212837B4_0014
    oder I e r r o r = V o 2 L T + ( n − 0.5 ) □ V o L □ V o V i T
    Figure DE102017212837B4_0015
  • Im Fall eines SMPC-Systems, das keine signifikante Kompensation von subharmonischen Schwingungen benötigt, kann n auf n = 0,5 gesetzt werden. In diesem Fall wird ΔIL einfach ein Faktor erster Ordnung von Vo und L und T.
  • Bei mehrphasigen Systemen wird, wenn die Spitzenströme aufsummiert werden, der Spitze-zu-Durchschnitt-Stromfehler mit der Zahl der Phasen multipliziert. Als Ergebnis muss die Kompensation des Spitze-zu-Durchschnitt-Fehlers einzeln pro Phase durchgeführt werden, oder die Korrektur der aufsummierten Phasen muss entsprechend korrigiert werden.
  • Bei mehrphasigen SMPCs ist der Spitzenstromfehler: I A V G : = I P K I − I e r r o r 1 + I P K 2 − I e r r o r 2 + □ I P K n − I e r r o r n
    Figure DE102017212837B4_0016
     I A V G : = ∑ I P K − ∑ I e r r o r
    Figure DE102017212837B4_0017
  • Der Spitzeninduktorstrom IPEAK zum durchschnittlichen Fehlerstrom Ierror wird hinzuaddiert, und daher muss dieser Fehler beim Hinzufügen oder Entfernen von Phasen entsprechend wie folgt korrigiert werden:
    Figure DE102017212837B4_0018
  • Bei mehrphasigen SMPC-Systemen ist der Gesamtfehler bei der Durchschnittsstrommessung stark übertrieben. Normalerweise versucht ein Entwickler, die Spuleninduktivität eines bestimmten Abwärts-Schaltwandlers zu minimieren. Jedoch nimmt bei einer bestimmten Schaltfrequenz der Rippelstrom ΔIL zu, wenn der Wert der Induktoren L1, L2, ..., Ln abnimmt. Als Ergebnis ist der Rippelstrom ΔIL normalerweise ein signifikanter Anteil (1/10 - 3/10) des Maximalstroms des Abwärts-Schaltwandlers. Bei mehrphasigen SMPC-Systemen muss beim Spitzenstrom IPEAK relativ zum Durchschnittsstrom IAVG die Korrektur des berechneten durchschnittlichen Fehlerstroms Ierror mit der Zahl der Phasen multipliziert werden. Als Ergebnis wäre ohne Korrektur der Fehler des Spitzenstroms IPEAK relativ zum Durchschnittsstrom IAVG ein signifikanter Anteil des maximalen Laststroms ILOAD. Dies ist signifikant, wenn man eine Genauigkeit der Strommessung in der Größenordnung von 10 % oder darunter benötigt.
  • 4 ist ein Blockdiagramm einer in einer Steuerstufe 105 des Schaltwandlers von 1 und 2 eingebauten Durchschnittsstrom-Extraktionseinrichtung 200, die die Prinzipien dieser Offenbarung einsetzt. In der allgemeinen Ausführungsform wird das SMPC mit einer Information über den durch jede der mehreren Leistungsstufen 115a, ..., 115n des SMPC von 2 gelieferten Induktorstrom IL versehen. Die Durchschnittsstrom-Extraktionseinrichtung 200 ist dazu ausgebildet, die Induktorstrommesssignale IL_SENSE1, IL_SENSE2, ..., IL_SENSEn von den mehreren Leistungsstufen 115a, ..., 115n zu empfangen. Die Induktorstrommesssignale IL_SENSE1, IL_SENSE2, ..., IL_SENSEn werden jeweils einem Spitze-/Tal-Detektor 205a, ..., 205n zugeführt. Die in 1 dargestellte Durchschnittsstrom-Extraktionseinrichtung 200 weist einen einzigen Spitze-/Tal-Detektor 205a auf.
  • 5 ist ein Blockdiagramm einer Spitze-/Tal-Detektorschaltung 205, welche die Spitze-/Tal-Detektorschaltungen 205a, ..., 205n der Durchschnittsstrom-Extraktionseinrichtung 200 von 4 veranschaulicht, wie in einem Abwärts-Schaltwandler eingesetzt, der die Prinzipien dieser Offenbarung einsetzt. Das Induktorstrommesssignal IL_SENSE ist der Eingang zu dem Strom-Spannungs-Wandler 235. Der Strom-Spannungs-Wandler 235 ist ein Transimpedanzverstärker, der unter Verwendung eines Operationsverstärkers ausgeführt sein kann. Der Strom-Spannungs-Wandler 235 wird mit dem Stromsensor 130a, 130b, ..., 130n verwendet, der ein Stromansprechverhalten aufweist, das linearer als sein Spannungsansprechverhalten ist. Der Strom-Spannungs-Wandler 235 ist derart ausgebildet, dass er eine niedrige Impedanz für den Stromsensor 130a, 130b, ..., 130n darstellt und ihn von der Ausgangsspannung des Strom-Spannungs-Wandlers 235 isoliert. Der Ausgang des Strom-Spannungs-Wandlers 235 ist der Eingang zu der Abtast-Halte-Schaltung („Sample and Hold“) 240. Die Abtast-Halte-Schaltung 240 empfängt einen von dem Schaltereignissignal (GSE) 237 der Ausgangsspannung Vo abhängiges Gatesignal, das als Abtastsignal für den Spannungsausgang VPEAK des Strom-Spannungs-Wandlers 235 wirkt. Das GSE 237 weist eine signifikant kleinere Periode als die Periode des Induktorrippelstroms ΔIL auf. Der Ausgang der Abtast-Halte-Schaltung von einer Stromabtastung wird mit der vorherigen Abtastung verglichen. Um die Spitzenspannung VPEAK zu erfassen, wenn der Vergleich anzeigt, dass die gegenwärtige Abtastung der Spitzenspannung VPEAK größer als die vorherige Abtastung ist, wird die gegenwärtige Abtastung der Spitzenspannung VPEAK an dem Ausgang beibehalten. Falls die Stromabtastung der Spitzenspannung VPEAK nicht größer ist, wird die vorherige Abtastung der Spitzenspannung VPEAK an dem Ausgang der Abtast-Halte-Schaltung beibehalten. Um die Talspannung VVALLEY von 3 zu erfassen, wenn die gegenwärtige Abtastung der Talspannung VVALLEY kleiner als die vorherige Abtastung ist, wird die Stromabtastung der Talspannung VVALLEY am Ausgang der Abtast-Halte-Schaltung 240 beibehalten. Falls die Stromabtastung der Spitzenspannung VPEAK größer ist, wird die vorherige Abtastung der Talspannung VPEAK am Ausgang der Abtast-Halte-Schaltung 240 beibehalten. Das Ausgangssignal VL-SAMP der Abtast-Halte-Schaltung 240 ist entweder die Spitzenspannung VPEAK oder die Talspannung VVALLEY und wird zu dem Spannungs-Strom-Wandler 245 übertragen. Der Spannungs-Strom-Wandler 245 ist im Wesentlichen eine spannungsgesteuerte Stromquelle, wobei der Ausgangsanschluss 207 das Amplitudensignal des Spitzenstroms IPEAK oder des Talstroms IVALLEY ausgibt, wie durch die Abtast-Halte-Schaltung 240 bestimmt. Die Amplitude der Spannung des Ausgangssignals VL-SAMP der Abtast-Halte-Schaltung 240 bestimmt das Amplitudensignal des Spitzenstroms IPEAK oder des Talstroms IVALLEY auf Grundlage eines Verstärkungsfaktors des Spannungs-Strom-Wandlers 245.
  • Zurück zu 4. Die Ausgangsanschlüsse 207a, 207b, ..., 207n der Spitze-/Tal-Detektoren 205a, ..., 205n liefern das Amplitudensignal des Spitzenstroms IPEAK oder des Talstroms IVALLEY für jede der mehreren Leistungsstufen 115a, ..., 115n des mehrphasigen SMPC an die additive Kombinierschaltung 210. Die additive Kombinierschaltung 210 empfängt einen Korrekturstrom ICOR auf der Verbindung 227 von dem Korrekturblock 215 des Korrektur-Induktorrippelstroms ΔIL durch die Multiplizierschaltung 225 der Zahl von Phasen, der additiv mit den Amplitudensignalen des Spitzenstroms IPEAK oder des Talstroms IVALLEY von den Spitze-/Tal-Detektoren 205a, ..., 205n zu kombinieren ist, um den Durchschnittsstrom IAVG zu bestimmen, der am Ausgangsanschluss 230 der Durchschnittsstrom-Extraktionseinrichtung 200 zur Übertragung an einen externen Schaltkreis ansteht.
  • Der Korrekturblock 215 für den Induktorrippelstrom ΔIL korrigiert den Fehler zwischen der Spitzen- und der Durchschnittsstrommessung unter Verwendung des theoretisch erwarteten Verhaltens der Schaltung, wie in den Gleichungen (6) und (9) definiert. Die Schaltung kann von dem theoretisch erwarteten Verhalten wegen Fehlern bei der Erfassung der Spitze, beim Aufsummieren und/oder wegen Multiplikationsungenauigkeiten abweichen. Der Korrekturblock 215 für den Induktorrippelstrom ΔIL kann sehr einfach oder komplexer gestaltet werden, je nach der geforderten Genauigkeit ebenso wie der Eingangsspannung Vi, der Ausgangsspannung Vo, der Toleranz der Induktoren L1, L2, ..., Ln und den Slope-Kompensationseigenschaften des Gleichspannungswandlers.
  • 6 ist ein Blockdiagramm eines linearen Korrekturblocks 215a für den Induktorrippelstrom ΔIL, der eine Ausführung des Korrekturblocks 215 für den Induktorrippelstrom ΔIL der Durchschnittsstrom-Extraktionseinrichtung von 4 ist, wie in einem Abwärts-Schaltwandler verwendet, der die Prinzipien dieser Offenbarung einsetzt. Der Korrekturblock 215a für den Induktorrippelstrom ΔIL ist eine lineare Korrekturschaltung, die den benötigten Korrekturstrom ICOR am Ausgangsanschluss 227 des Digital-Analog-Wandlers 260 bestimmt. Der Korrekturblock 215a für den Induktorrippelstrom ΔIL in Verbindung mit der Multiplizierschaltung 225 der Zahl der Phasen sind digitale Schaltungen, die den gesamten Spitze-zu-Durchschnitt-Korrekturstromwert (P ⇒ A) an dem Ausgang 262 der Multiplizierschaltung 225 der Zahl von Phasen bestimmen. Der gesamte Spitze-zu-Durchschnitt-Korrekturstromwert P ⇒ A an dem Ausgang 262 der Multiplizierschaltung 225 der Zahl von Phasen wird an den Digital-Analog-Wandler 260 angelegt, der den gesamten Spitze-zu-Durchschnitt-Korrekturstromwert P ⇒ A an dem Ausgang 262 der Multiplizierschaltung 225 der Zahl von Phasen in das Analogsignal umwandelt, das den Korrekturstrom ICOR an dem Ausgangsanschluss 227 des Digital-Analog-Wandlers 260 repräsentiert.
  • Der Korrekturblock 215a für den Induktorrippelstrom ΔIL ist dazu ausgebildet, einen Korrekturstrom durch folgende Gleichung zu bestimmen: I C O R = I o r i g − I p e d − G f i t ∗ ( V o − V m i n )
    Figure DE102017212837B4_0019
  • Wobei:
    • ICOR
    der lineare Korrekturstrom ist;
    Iorig
    die Spitzenstrommessung ist;
    Iped
    der Stromoffset bei einer minimalen Ausgangsspannung ist;
    Gfit
    eine empirisch bestimmte Konstante ist, die entsprechend bester Anpassung ausgewählt ist;
    Vo
    die ausgewählte Ausgangsspannung des SMPC ist;
    Vmin
    die niedrigste erlaubte Ausgangsspannung des SMPC ist.
  • Der Korrekturblock 215a für den Induktorrippelstrom ΔIL weist eine Digital-Analog-Nachschlagtabelle 250, die durch einen digitalisierten Wert Vo[X:0] der Ausgangsspannung Vo adressiert ist, für den Zugriff auf den Inhalt der Digital-Analog-Nachschlagtabelle 250 auf, das heißt, den Wert des Ausdrucks Gfit ∗ (Vo - Vmin). Eine Digital-Analog-Nachschlagtabelle 250 ist der schnellste Weg zum Ausführen einer digitalen Subtraktion. Der digitale Wert des Ausdrucks Gfit∗(Vo-Vmin) ist der Eingang zu der Skalierungsfaktorschaltung 255. Die Skalierungsfaktorschaltung 255 empfängt die digitalen Werte L der Induktoren L1, L2, ..., Ln und den digitalen Wert des Kompensationsrampenstrom-Slopes bzw. der Kompensationsrampenstromsteigung Icomp. Die digitalen Werte L der Induktoren L1, L2, ..., Ln und der digitale Wert des Kompensationsstrom Slopes bzw. der Kompensationsrampenstromsteigung Icomp werden mit dem Ausdruck Gfit∗(Vo-Vmin) kombiniert, um den Spitze-zu-Durchschnitt-Korrekturfaktor 220 für eine einzige Phase des SMPC zu bilden. Der einphasige Spitze-zu-Durchschnitt-Korrekturfaktor 220 wird an die Multiplizierschaltung 225 der Zahl der Phasen angelegt. Die Multiplizierschaltung 225 der Zahl der Phasen multipliziert den einphasigen Spitze-zu-Durchschnitt-Korrekturfaktor 220 mit dem Signal Nϕ der Zahl der Phasen, um den digitalen Wert des Spitze-zu-Durchschnitt-Korrekturfaktors 262 der gesamten Phasen zu bilden. Der Spitze-zu-Durchschnitt-Korrekturfaktor 262 der gesamten Phasen wird an den Digital-Analog-Wandler 260 angelegt, um den Korrekturstrom ICOR an dem Ausgangsanschluss des Digital-Analog-Wandlers 260 zu erzeugen.
  • 7 ist ein Blockdiagramm einer quadratischen Ausführung des Korrekturblocks 215b für den Induktorrippelstrom ΔIL, das eine Ausführung des Korrekturblocks 215 für den Induktorrippelstrom ΔIL der Durchschnittsstrom-Extraktionseinrichtung von 4 ist, wie in einem Abwärts-Schaltwandler verwendet, der die Prinzipien dieser Offenbarung einsetzt. Wie in 6 wird der Fehlerkorrekturstrom ICOR durch die Lösung von Gleichung (7) bestimmt, außer dass nun der Ausdruck ( n V 0 L * V 0 V i T − V 0 2 L * V 0 ∗ T V i )
    Figure DE102017212837B4_0020
    unter Verwendung sowohl des digitalisierten Werts Vo[X:0] der Ausgangsspannung Vo als auch des digitalisierten Werts Vi[X:0] der Eingangsspannung Vi gelöst wird. Der digitalisierte Wert Vo[X:0] der Ausgangsspannung Vo adressiert die Zeilen der Digital-Analog-Nachschlagtabelle 265, und der digitalisierte Wert Vi[X:0] der Eingangsspannung Vi adressiert die Spalten der Digital-Analog-Nachschlagtabelle 265. Der Inhalt jeder Zelle der Digital-Analog-Nachschlagtabelle 265 ist der Wert des Ausdrucks n V 0 L * V 0 V i T − V 0 2 L * V 0 ∗ T V i
    Figure DE102017212837B4_0021
    der Gleichung (6). Der digitale Ausdruck n V 0 L * V 0 V i T − V 0 2 L * V 0 ∗ T V i
    Figure DE102017212837B4_0022
    von Gleichung (6) am Ausgang der Digital-Analog-Nachschlagtabelle 265 wird an den Eingang der Skalierungsfaktorschaltung 270 angelegt. Die Skalierungsfaktorschaltung 270 empfängt die digitalen Werte L der Induktoren L1, L2, ..., Ln und den digitalen Wert des Kompensationsrampenstrom-Slopes bzw. der Kompensationsrampenstromsteigung Icomp. Die digitalen Werte L der Induktoren L1, L2, ..., Ln und der digitale Wert des Kompensationsrampenstrom-Slopes bzw. der Kompensationsrampenstromsteigung Icomp werden mit dem Ausdruck n V 0 L * V 0 V i T − V 0 2 L * V 0 ∗ T V i
    Figure DE102017212837B4_0023
    kombiniert, um den Spitze-zu-Durchschnitt-Korrekturfaktor, der an dem Ausgang 262 der Skalierungsfaktorschaltung 270 besteht, für eine einzige Phase des SMPC zu bilden. Der einphasige Spitze-zu-Durchschnitt-Korrekturfaktor, der an dem Ausgang 262 der Skalierungsfaktorschaltung 270 besteht, wird an die Multiplizierschaltung 225 der Zahl der Phasen angelegt. Die Multiplizierschaltung 225 der Zahl der Phasen multipliziert den einphasigen Spitze-zu-Durchschnitt-Korrekturfaktor 220 mit dem Signal Nϕ der Zahl der Phasen, um den digitalen Wert des Spitze-zu-Durchschnitt-Korrekturfaktors der gesamten Phasen an dem Ausgang 262 der Multiplizierschaltung 225 der Zahl der Phasen zu bilden. Der Spitze-zu-Durchschnitt-Korrekturfaktor der gesamten Phasen an dem Ausgang 262 der Skalierungsfaktorschaltung 270 wird an den Digital-Analog-Wandler 260 angelegt, um den Korrekturstrom ICOR an dem Ausgangsanschluss 227 des Digital-Analog-Wandlers 260 zu erzeugen.
  • 8 ist ein Blockdiagramm einer Kompensationsschaltung 215c mit dynamischer Slope-Kompensation des Korrekturblocks 215 für den Induktorrippelstrom ΔIL der Durchschnittsstrom-Extraktionseinrichtung von 4, wie in einem Schaltwandler verwendet, der die Prinzipien dieser Offenbarung einsetzt. Bei einem SMPC, das mit dynamischer Slope-Kompensation gestaltet ist, stellt die dynamische Slope-Kompensation die Slope-Kompensation des Systems als Funktion der Ausgangsspannung ein. Als Ergebnis kann die Kompensation des Spitze-zu-Durchschnitt-Stroms eine lineare Beziehung von der Ausgangsspannung werden. Die dynamische Slope-Kompensation kann für SMPCs mit einem niedrigen maximalen Tastgrad verwendet werden. Somit kann ein niedriger Wert für die Slope-Kompensation verwendet werden, wobei der Multiplikator „n“ der Slope-Kompensation, wie in Gleichung (7) definiert, auf n = 1 oder niedriger gesetzt werden kann. In diesem Fall wird der Kompensationsrampenstrom-Slope bzw. die Kompensationsrampenstromsteigung Icomp dynamisch eingestellt, so dass: I c o m p D A : = V o L T
    Figure DE102017212837B4_0024
  • Wobei:
    • IcompDA ein dynamisch angepasster Kompensationsrampenstrom-Slope bzw. eine dynamisch angepasste Kompensationsrampenstromsteigung Icomp ist.
  • Dann reduziert sich der Slope-Kompensationsfehler ΔIL auf: Δ I L : = V o L T + ( 1 − 1 ) * V 0 L * V 0 V i T
    Figure DE102017212837B4_0025
    Oder Δ I L : = V o L T
    Figure DE102017212837B4_0026
  • Dies erlaubt einen sehr genauen Korrekturstrom ICOR unter Verwendung eines linearen Korrekturalgorithmus. Die Kompensationsschaltung 215c mit dynamischer Slope-Kompensation weist eine Digital-Analog-Nachschlagtabelle 275 auf, die den digitalisierten Wert Vo[X:0] der Ausgangsspannung Vo zum Adressieren der Digital-Analog-Nachschlagtabelle 275 empfängt. Der Inhalt jeder Zellenposition der Digital-Analog-Nachschlagtabelle 275 ist die Lösung für die Gleichung (14), das heißt, für den Spitze-zu-Durchschnitt-Korrekturfaktor 220 für die einzige Phase des SMPC. Der einphasige Spitze-zu-Durchschnitt-Korrekturfaktor 220 wird an die Multiplizierschaltung 225 der Zahl der Phasen angelegt. Die Multiplizierschaltung 225 der Zahl der Phasen multipliziert den einphasigen Spitze-zu-Durchschnitt-Korrekturfaktor 220 mit dem Signal Nϕ der Zahl der Phasen, um den digitalen Wert des Spitze-zu-Durchschnitt-Korrekturfaktors der gesamten Phasen an dem Ausgang 262 der Multiplizierschaltung 225 der Zahl der Phasen zu bilden. Der Spitze-zu-Durchschnitt-Korrekturfaktor der gesamten Phasen an dem Ausgang 262 der Multiplizierschaltung 225 der Zahl der Phasen wird an den Digital-Analog-Wandler 262 angelegt, um den Korrekturstrom ICOR an dem Ausgang 227 des Digital-Analog-Wandlers 260 zu erzeugen.
  • 9 ist ein Blockdiagramm einer bevorzugten Ausführung einer Durchschnittsstrom-Extraktionseinrichtung 300, wie in einem Schaltwandler verwendet, der die Prinzipien dieser Offenbarung einsetzt. Die fundamentale Struktur der Durchschnittsstrom-Extraktionseinrichtung 300 ist grundsätzlich identisch mit der der Durchschnittsstrom-Extraktionseinrichtung 200 von 4. Die Spitze-/Tal-Detektoren 305a, ..., 305n sind aufgebaut und arbeiten, wie in 5 gezeigt. Der Korrekturblock 315 für den Induktorrippelstrom ΔIL empfängt den digitalisierten Wert Vo[X:0] der Ausgangsspannung Vo und das Phasen-Aktivierungs-/Deaktivierungssignal PH_EN. Das Phasen-Aktivierungs-/Deaktivierungssignal PH_EN wird derart festgelegt, dass die Durchschnittsstrom-Extraktionseinrichtung 300 für entweder ein einphasiges oder ein mehrphasiges SMPC arbeitet. Wenn das SMPC in einem Mehrphasenmodus arbeitet, aktiviert das Phasen-Aktivierungs-/Deaktivierungssignal PH_EN den Mehrphasenmodus. Der Ausgang 362 des Korrekturblocks 315 für den Induktorrippelstrom ΔIL überträgt den Korrekturstrom ICOR zu der additiven Kombinierschaltung 310. Die additive Kombinierschaltung 310 empfängt einen Korrekturstrom ICOR auf der Verbindung 362 von dem Korrekturblock 315 für den Induktorrippelstrom ΔIL, der additiv mit den Amplitudensignalen des Spitzenstroms IPEAK oder des Talstroms IVALLEY von den Spitze-/Tal-Detektoren 305a, ..., 305n zu kombinieren ist, um den Durchschnittsstrom IAVG zu bestimmen, der am Ausgangsanschluss 330 der Durchschnittsstrom-Extraktionseinrichtung 300 zur Übertragung an einen externen Schaltkreis ansteht.
  • Der Korrekturblock 315 für den Induktorrippelstrom ΔIL verwendet in dieser Ausführung einen linearen Korrekturansatz zum Erzeugen des Korrekturstroms ICOR. Obwohl der Fehler sich wegen der Ausgangsspannung Vo und der Eingangsspannung Vi quadratisch ändert, wie in Gleichung (4) gezeigt, ist eine akzeptable Reduktion des Spitze-zu-Durchschnitt-Fehlers durch Verwendung einer linearen Korrektur mit bester Anpassung erzielt worden. Für die lineare Korrektur wird eine generische lineare Gleichung mit bester Anpassung verwendet. Die linearen Gleichungsparameter werden empirisch eingestellt, um die beste Anpassung mit dem simulierten/berechneten Spitze-zu-Durchschnitt-Stromfehler zu erhalten. Die verallgemeinerte lineare Korrekturgleichung ist in Gleichung (11) gezeigt.
  • 10 ist ein Blockdiagramm eines Korrekturblocks 315 für den Induktorrippelstrom ΔIL der bevorzugten Ausführung der Durchschnittsstrom-Extraktionseinrichtung von 9, wie in einem Schaltwandler verwendet, der die Prinzipien dieser Offenbarung einsetzt. Der digitalisierte Wert Vo[X:0] der Ausgangsspannung Vo wird auf die Digital-Analog-Nachschlagtabelle 350 angewendet. Der Inhalt jeder Zellenposition der Digital-Analog-Nachschlagtabelle 250 umfasst den Ausdruck Iped - Gfit ∗ (Vo - Vmin), der zu dem Ausgang der Digital-Analog-Nachschlagtabelle 350 und dann zu dem Eingang der Skalierungsschaltung 335 übertragen wird. Die Skalierungsschaltung 335 empfängt das Phasen-Aktivierungs-/Deaktivierungssignal PH_EN, das anzeigt, dass die Skalierungsschaltung 335 mit entweder einem einphasigen oder einem zweiphasigen SMPC arbeitet. Das Phasen-Aktivierungs-/Deaktivierungssignal PH_EN wird an die Skalierungsschaltung 335 angelegt, um die Skalierungsschaltung 335 zum Arbeiten mit dem einphasigen oder zweiphasigen SMPC zu aktivieren oder deaktivieren. Falls die Skalierungsschaltung 335 mit einem einphasigen SMPC arbeitet, ist das Spitze-zu-Durchschnitt-Korrektursignal der Inhalt der adressierten Zellenposition der Digital-Analog-Nachschlagtabelle 350, wie auf die Skalierungsschaltung 335 angewendet. Die Skalierungsschaltung 335 deaktiviert die Multiplikation, und der Inhalt der adressierten Zellenposition wird als Spitze-zu-Durchschnitt-Korrekturstromwert P ⇒ A zu dem Ausgang 327 der Skalierungsschaltung 335 übertragen. Falls die Skalierungsschaltung 335 mit dem zweiphasigen SMPC arbeitet, ist das Spitze-zu-Durchschnitt-Korrektursignal der Inhalt der adressierten Zellenposition der Digital-Analog-Nachschlagtabelle 350, wie auf die Skalierungsschaltung 335 angewendet. Die Skalierungsschaltung 335 multipliziert den Inhalt der adressierten Zellenposition mit einem Faktor von 2 und überträgt den Spitze-zu-Durchschnitt-Korrekturstromwert P ⇒ A am Ausgang 327 der Skalierungsschaltung 335. Der Spitze-zu-Durchschnitt-Korrekturstromwert P ⇒ A am Ausgang 327 der Skalierungsschaltung 335 wird an den Eingang des Digital-Analog-Wandlers 360 angelegt, der den digitalen Spitze-zu-Durchschnitt-Korrekturstromwert P ⇒ A in den analogen Korrekturstrom ICOR umwandelt.
  • Zurück zu 9. Der analoge Korrekturstrom ICOR am Ausgang 362 des Korrekturblocks 315 für den Induktorrippelstrom ΔIL wird an die additive Kombinierschaltung 310 angelegt, um mit den Amplitudensignalen des Spitzenstroms IPEAK oder des Talstroms IVALLEY von den Spitze-/Tal-Detektoren 305a, ..., 305n additiv kombiniert zu werden, um den Durchschnittsstrom IAVG zu bestimmen, der am Ausgangsanschluss 330 der Durchschnittsstrom-Extraktionseinrichtung 300 zur Übertragung an einen externen Schaltkreis ansteht.
  • In der bevorzugten Ausführung von 9 wurde das Korrekturschema ausgewählt, das den Fehler bei typischen Betriebsbedingungen reduziert. Das SMPC ist derart gestaltet, dass es einen Wert der Induktoren L1, L2, ..., Ln gleich 1 µH und einen Kompensationsrampenstrom-Slope bzw. eine Kompensationsrampenstromsteigung Icomp gleich 1,5 MA/s aufweist. Die lineare Korrektur wurde zunächst unter Verwendung von berechneten Spitze-zu-Durchschnitt-Fehlern bestimmt und dann empirisch unter Verwendung von Simulationsergebnissen eingestellt. 11 ist eine Darstellung des berechneten Rippelstroms ΔIL gegenüber der Ausgangsspannung Vo für Eingangsspannungen Vi von 2,8 V, 3,8 V und 4,8 V eines Abwärts-Schaltwandlers vor der Stromkorrektur. 12 ist eine Darstellung des berechneten Spitze-zu-Durchschnitt-Stromfehlers IERROR gegenüber der Ausgangsspannung Vo für Eingangsspannungen Vi von 2,8 V, 3,8 V und 4,8 V des Abwärts-Schaltwandlers vor der Stromkorrektur. 13 ist eine Darstellung des berechneten Spitze-zu-Durchschnitt-Korrekturstromfehlers ICOR gegenüber der Ausgangsspannung Vo für Eingangsspannungen Vi von 2,8 V, 3,8 V und 4,8 V eines Abwärts-Schaltwandlers, der die Prinzipien dieser Offenbarung einsetzt.
  • Unter Bezug auf die obige Gleichung (11) kann aus Gleichung (5) gezeigt werden, dass der Rippelstrom ΔIL nur dann null ist, wenn die Ausgangsspannung Vo 0 V oder gleich der Eingangsspannung Vi ist. Als Ergebnis wird ein Stromoffset Iped in die Gleichung eingeführt, um für eine bessere lineare Anpassung zu sorgen. Gfit ist eine empirisch bestimmte Konstante, die entsprechend bester Anpassung ausgewählt ist. Der in diesem Beispiel verwendete spezifische Korrekturalgorithmus ist I C O R : = I o r i g − 0.16 − 0.24 □ ( V o − 0.5 )
    Figure DE102017212837B4_0027
  • Es wurde gefunden, dass die Schaltung von 9 innerhalb von ±30 mA genau ist, wie in 13 gezeigt. Das Ergebnis ist recht genau für eine Stromlast IL, die im Bereich von 0 - 2 A pro Phase liegen kann. Um die Durchschnittsstrom-Extraktionseinrichtung 300 von 9 noch weiter zu bewerten, wie sie in einem Abwärts-Schaltwandler verwendet wird, wurde die Durchschnittsstrom-Extraktionseinrichtung 300, wie sie in einem Abwärts-Schaltwandler verwendet wird, zum Bewerten der berechneten Ergebnisse simuliert. 14 ist eine schematische Zeichnung einer Prüfstand-Schaltung zum Simulieren der bevorzugten Ausführung der Durchschnittsstrom-Extraktionseinrichtung 300 von 9. Die Prüfstand-Schaltung weist einen Phasen-Aktivierungs-/Deaktivierungsgenerator 400 zum Bilden des Phasen-Aktivierungs-/Deaktivierungssignals PH_EN auf. Der Spannungsquellenanschluss 402 ist zwischen dem Substrat-Spannungsquellenanschluss Vss und dem Eingang zum Inverter I1 angeschlossen. Der Spannungsquellenanschluss 402 führt die Spannung VBAT zu und bildet das Phasen-Aktivierungs-/Deaktivierungssignal PH_EN. Der Inverter I1 ergänzt das Phasen-Aktivierungs-/Deaktivierungssignal PH_EN, um das logische Komplement PH_EN_n des Phasen-Aktivierungs-/Deaktivierungssignals PH_EN zu bilden.
  • Die analoge Eingangsspannung VDAC wird an den Analog-Digital-Wandler 405 angelegt. Der Referenz-Spannungsquellenanschluss 407 erzeugt die Referenzspannung VREF, die ebenso an den Analog-Digital-Wandler 405 angelegt wird. Der Analog-Digital-Wandler 405 wandelt die analoge Eingangsspannung VDAC in eine digitale Darstellung der analogen Eingangsspannung VDAC um, die an einen Eingang des Strom- Digital-Analog-Wandlers 410 angelegt wird. Das Phasen-Aktivierungs-/Deaktivierungssignal PH_EN wird als zweiter Eingang des Strom-Digital-Analog-Wandlers 410 angelegt. Ein Offset-Spannungsquellenanschluss 409 erzeugt eine Offsetspannung VOFF, die ein Eingang zu dem Strom-Digital-Analog-Wandler 410 zur Verwendung in dem Prüfstand zwecks Variation des Betriebs auf Grundlage der Offsetspannung VOFF ist. Der Referenz-Spannungsquellenanschluss 407 und der Offset-Spannungsquellenanschluss 409 sind mit der Substrat-Referenzspannung Vss verbunden.
  • Der Ausgang des Strom-Digital-Analog-Wandlers 410 ist ein Stromeingang zu der Korrekturschaltung 430. Ein Stromquellenanschluss 415 erzeugt den Offsetstrom IPED, der beim minimalen Niveau der Ausgangsspannung Vo vorliegt.
  • Der Spitzenstromgenerator 425 erzeugt die Spitzenströme IPK0 und IPK1, die die Spitzen- und Talströme IPK0 und IPK1 darstellen, wie durch den Spitze-/Tal-Detektor 205 von 4 erfasst. Die über Dioden angeschlossenen PMOS-Transistoren MP3 und MP4 liefern die Spitzen- und Talströme IPK0 und IPK1. Die über Dioden angeschlossenen PMOS-Transistoren MP3 und MP4 sind Referenzanschlüsse, die die Referenzströme für die Korrekturschaltung des Durchschnittsstroms 430 liefern. Das Niveau der Spitzen- und Talströme IPK0 und IPK1 wird extern an den Ausgangsanschlüssen des Spitzenstromgenerators 425 eingestellt. Die Source-Anschlüsse der über Dioden angeschlossenen PMOS-Transistoren MP3 und MP4 sind mit dem Anschluss der Eingangsstromversorgung Vl verbunden. Die Gate-Anschlüsse und die Drain-Anschlüsse der über Dioden angeschlossenen PMOS-Transistoren MP3 und MP4 sind mit den Ausgangsanschlüssen des Spitzenstromgenerators 425 und mit den Eingängen der Korrekturschaltung des Durchschnittsstroms 430 verbunden.
  • Die Korrekturschaltung des Durchschnittsstroms 430 empfängt das komplementäre Phasen-Aktivierungs-/Deaktivierungssignal PH_EN_n und den Ausgang des Strom-Digital-Analog-Wandlers 410. Der Ausgang des Strom-Digital-Analog-Wandlers 410 ist an den Drain-Anschluss des PMOS-Transistors MP8 angelegt, und das komplementäre Phasen-Aktivierungs-/Deaktivierungssignal PH_EN_n ist an den Gate-Anschluss des PMOS-Transistors MP8 angelegt. Der Source-Anschluss des PMOS-Transistors MP8 ist an den Drain-Anschluss des PMOS-Transistors MP7 angelegt. Der Gate-Anschluss des PMOS-Transistors MP7 ist mit dem Gate-Anschluss und dem Drain-Anschluss des PMOS-Transistors MP3 verbunden, und der PMOS-Transistor MP7 führt die Spiegelzweigfunktion des mit dem PMOS-Transistor MP3 gebildeten Stromspiegels aus.
  • Der Ausgang des Strom-Digital-Analog-Wandlers 410 ist an den Drain-Anschluss des PMOS-Transistors MP6 angelegt, und der Gate-Anschluss des PMOS-Transistors MP6 ist mit dem Substrat-Spannungsquellenanschluss Vss verbunden. Der Source-Anschluss des PMOS-Transistors MP6 ist mit dem Drain-Anschluss des PMOS-Transistors MP5 verbunden. Der Gate-Anschluss des PMOS-Transistors MP5 ist mit dem Gate-Anschluss und dem Drain-Anschluss des PMOS-Transistors MP4 verbunden, und der PMOS-Transistor MP3 führt die Spiegelzweigfunktion des mit dem PMOS-Transistor MP4 gebildeten Stromspiegels aus. Die Source-Anschlüsse der über Dioden angeschlossenen PMOS-Transistoren MP3 und MP7 sind mit dem Anschluss der Stromversorgung VDD verbunden.
  • Der Drain-Anschluss des NMOS-Transistors MN3 ist derart angeschlossen, dass er den Ausgang des Strom-Digital-Analog-Wandlers 410 empfängt, verbunden mit den Drain-Anschlüssen des PMOS-Transistors MP6 und des PMOS-Transistors MP8, um die Spiegelströme der zwei Stromquellenanschlüsse zu empfangen. Der Spiegelstrom durch den PMOS-Transistor MP3 ist von dem Zustand des komplementären Phasen-Aktivierungs-/Deaktivierungssignals PH_EN_n zum Ein- oder Ausschalten des PMOS-Transistors MP3 abhängig, um den Strom durch den NMOS-Transistor MN3 zu steuern.
  • Der Gate-Anschluss und der Drain-Anschluss des NMOS-Transistors MN3 sind mit dem Gate-Anschluss des NMOS-Transistors MN4 verbunden. Der NMOS-Transistor MN3 und der NMOS-Transistor MN4 bilden einen Stromspiegel mit dem NMOS-Transistor MN3, was der Referenzzweig zum Aufnehmen des Stroms von dem Strom-Digital-Analog-Wandler 410 und der Ströme von dem durch den PMOS-Transistor MP4 und den PMOS-Transistor MP3 gebildeten Stromspiegel und von dem durch den PMOS-Transistor MP3 und den PMOS-Transistor MP7 gebildeten Stromspiegel ist. Der NMOS-Transistor MN4 ist der Referenzzweig des Stromspiegels, der den Korrekturstrom ICOR liefert, um den momentanen Durchschnittsstrom IAVG am Ausgang des Korrekturblocks 215 für den Induktorrippelstrom ΔIL zu entwickeln.
  • 15 ist eine Darstellung des simulierten Durchschnittsstromfehlers (IPK - IAVG) der Durchschnittsstrom-Extraktionseinrichtung von 9 gegenüber der analogen Eingangsspannung VDAC der Prüfstand-Schaltung von 14, wie in einem Abwärts-Schaltwandler verwendet. Die analoge Eingangsspannung VDAC wird verändert, um die SMPC-Ausgangsspannung Vo darzustellen. Der Rippelstrom ΔIL ändert sich als Funktion der SMPC-Ausgangsspannung Vo und der SMPC-Eingangsspannung Vl, und somit ändert sich der durchschnittliche Fehlerstrom Ierror mit der SMPC-Ausgangsspannung Vo und der SMPC-Eingangsspannung Vi. 15 zeigt die Veränderung der SMPC-Ausgangsspannung Vo auf der x-Achse, und die Eingangsspannung Vl ist separat für Eingangsspannung Vi = 2,8 V, Vi = 3,8 V und Vi = 4,8 V dargestellt.
  • 16a ist eine Darstellung des simulierten Spulenstroms des einphasigen SMPC gegenüber der Zeit. 16b ist eine Darstellung des korrigierten Laststroms des einphasigen SMPC der Durchschnittsstrom-Extraktionseinrichtung von 9, wie in einem SMPC eingesetzt. 16a ist eine transiente Simulation des einphasigen SMPC, die den Spulenstrom IL zeigt. 16b ist die transiente Simulation eines einphasigen SMPC, die den korrigierten Korrekturstrom ICOR zeigt. Die transienten Simulationen für 16a und 16b sind für diverse Werte der SMPC-Eingangsspannung Vl und der SMPC-Ausgangsspannung Vo wiederholt. Es wird angemerkt, dass die Streuung des korrigierten Korrekturstroms ICOR sehr klein ist.
  • 17 ist eine Darstellung des simulierten einphasigen Spitze-zu-Durchschnitt-Fehlers nach der Korrektur der Durchschnittsstrom-Extraktionseinrichtung von 9, wie in einem SMPC eingesetzt, extrahiert aus der transienten Simulation von 16a und 16b. 17 zeigt die SMPC-Ausgangsspannung Vo auf der x-Achse, und die Eingangsspannung Vl ist separat für Vi = 2,8 V, Vi = 3,8 V und Vi = 4,8 V dargestellt, was die Verbesserung beim durchschnittlichen Fehlerstrom Ierror zeigt.
  • 18a ist eine Darstellung des simulierten zweiphasigen Spulenstroms der Durchschnittsstrom-Extraktionseinrichtung von 9, wie in einem SMPC eingesetzt. 18b ist eine Darstellung des simulierten zweiphasigen korrigierten Laststroms der Durchschnittsstrom-Extraktionseinrichtung von 9, wie in einem SMPC eingesetzt. 18a ist eine transiente Simulation des zweiphasigen SMPC, die den Spulenstrom IL zeigt. 18b ist eine transiente Simulation des zweiphasigen SMPC, die den korrigierten Korrekturstrom ICOR zeigt. Die transienten Simulationen für 16a und 16b sind für diverse Werte der SMPC-Eingangsspannung Vl und SMPC-Ausgangsspannung Vo wiederholt. Es wird angemerkt, dass die Streuung des korrigierten Korrekturstroms ICOR sehr klein ist.
  • 19 ist eine Darstellung des simulierten zweiphasigen Spitze-zu-Durchschnitt-Fehlers nach der Korrektur der Durchschnittsstrom-Extraktionseinrichtung von 9, wie in einem SMPC eingesetzt, extrahiert aus der transienten Simulation von 18a und 18b. 18 zeigt die zweiphasige SMPC-Ausgangsspannung Vo auf der x-Achse, und die Eingangsspannung Vl ist separat für Vi = 2,8 V, Vi = 3,8 V und Vi = 4,8 V dargestellt, was die Verbesserung beim durchschnittlichen Fehlerstrom Ierror zeigt.
  • 20 ist ein Flussdiagramm eines Verfahrens zum Berechnen des Durchschnittslaststroms eines SMPC, das die Prinzipien dieser Offenbarung einsetzt. Das Verfahren beginnt mit dem Erfassen (Block 500) der Phasenströme der einen Phase oder der mehreren Phasen eines SMPC. Der Spitzen- oder Talstrom der einen Phase oder der mehreren Phasen des SMPC wird erfasst und beibehalten (Block 505). Der Rippelstrom ΔIL für das SMPC ohne Slope-Kompensation wird aus der Eingangsspannung Vi und der Ausgangsspannung Vo gemäß Gleichung (2) bestimmt (Block 510). Falls ein SMPC eine Slope-Kompensationskorrektur aufweist, wie durch (Block 515) bestimmt, wird die Slope-Kompensation durch Gleichung (5) bestimmt (Block 520). Falls das SMPC keine Slope-Kompensation aufweist, wie durch (Block 515) bestimmt, oder die Slope-Kompensationskorrektur durch (Block 520) bestimmt wird, werden die Spitzenströme oder die Talströme aufsummiert (Block 525), um den Gesamt-Spitzenstrom oder -Talstrom des SMPC zu bestimmen. Die Summe des SMPC-Spitzenstroms oder -Talstroms wird additiv mit den Korrekturströmen von Gleichung (2) oder Gleichung (5) kombiniert (Block 530), um den momentanen Durchschnittsstrom IAVG zu bestimmen. Der momentane Durchschnittsstrom IAVG wird entweder innerhalb des SMPC als Steuersignal des SMPC verwendet oder zu einem externen Schaltkreis zur Verwendung mit einem mit dem SMPC verbundenen und von diesem gespeisten elektronischen System übertragen.
  • Während diese Offenbarung insbesondere mit Bezug auf deren bevorzugte Ausführungsformen gezeigt und beschrieben worden ist, versteht es sich für Fachleute auf diesem Gebiet, dass diverse Änderungen in Form und Einzelheiten vorgenommen werden können, ohne vom Geist und Schutzbereich der Offenbarung abzuweichen.

Claims (32)

  1. Durchschnittsstrom-Extraktionseinrichtungs-Schaltung (200), die dazu ausgebildet ist, einen Durchschnittslaststrom (IAVG) innerhalb eines Schaltnetzteils (SMPC) zu bestimmen, das mindestens eine Phase aufweist, wobei die Durchschnittsstrom- Extraktionseinrichtungs-Schaltung (200) Folgendes umfasst: mindestens einen Spitze-/Tal-Detektor (205a, ..., 205n der 4, 305a, ..., 305n der 9), der in Verbindung mit der mindestens einen Phase des SMPC steht und dazu ausgebildet ist, ein Strommesssignal (IL_SENSE der 1; I L_SENSE1, IL_SENSE2, ..., IL-SENSEn der 2) von der mindestens einen Phase des SMPC zu empfangen, das den Wert des durch einen Induktor (L1, L2, ..., Ln) der mindestens einen Phase des SMPC fließenden Stroms (IL) anzeigt, und dazu ausgebildet ist, eine Spitzen- oder eine Talstromamplitude (IPEAK oder IVALLEY) für das Strommesssignal (IL_SENSE der 1; IL_SENSE1, IL_SENSE2, ..., IL_SENSEn der 2) der mindestens einen Phase des SMPC zu bestimmen und beizubehalten; eine Induktorrippelstromkorrekturschaltung (215), die dazu verbunden ist, eine Eingangsspannung (Vi) und eine Ausgangsspannung (Vo) des SMPC mit mindestens einer Phase zu empfangen, und dazu ausgebildet ist, einen Kompensationsrampenstrom-Slope bzw. eine Kompensationsrampenstromsteigung (Icomp) aus einer Steuerschaltung des SMPC und einen Induktivitätswert (L) des Induktors (L1, L2, ..., Ln) der mindestens einen Phase des SMPC zu empfangen, und dazu ausgebildet ist, einen Spitze-zu-Durchschnittskorrekturstrom (P ⇒ A) zu bestimmen, um die Spitzen- oder die Talstromamplitude (IPEAK oder IVALLEY) des Strommesssignals (IL_SENSE der 1; I L_SENSE1, IL_SENSE2, ..., IL_SENSEn der 2) aus der Eingangsspannung (Vi), der Ausgangsspannung (Vo), dem Kompensationsrampenstrom-Slope bzw. der Kompensationsrampenstromsteigung (Icomp) und dem Induktivitätswert (L) der mindestens einen Phase des SMPC zu korrigieren; und einen Durchschnittsstromgenerator (210), der in Verbindung mit dem mindestens einen Spitze-/Tal-Detektor (205a, ..., 205n der 4; 305a, ..., 305n der 9) steht, um die Spitzen- oder die Talstromamplitude (IPEAK oder IVALLEY) des Strommesssignals (IL_SENSE der 1; IL_SENSE1, IL_SENSE2, ..., IL-SENSEn der 2) zu empfangen, und in Verbindung mit der Induktorrippelstromkorrekturschaltung (215) steht, um den Durchschnittskorrekturstrom (ICOR) zu empfangen, und dazu ausgebildet ist, den Durchschnittslaststrom (IAVG) innerhalb eines Schaltnetzteils (SMPC) durch additives Kombinieren der Spitzen- oder Talstromamplitude (IPEAK oder IVALLEY) für das Strommesssignal (IL_SENSE der 1; IL_SENSE1, IL_SENSE2, ..., IL-SENSEn der 2) der mindestens einer Phase des SMPC und den Durchschnittskorrekturstrom (ICOR) zu bestimmen.
  2. Durchschnittsstrom-Extraktionseinrichtungs-Schaltung (200) nach Anspruch 1, wobei, wenn das SMPC zwei oder mehr Phasen umfasst, der Durchschnittsstromgenerator (210) eine Summierschaltung (225) umfasst, die dazu ausgebildet ist, die Spitzen- oder die Talstromamplitude (IPEAK oder IVALLEY) für das Strommesssignal (IL_SENSE der 1; IL_SENSE1, IL_SENSE2, ..., IL-SENSEn der 2) für jede der zwei oder mehr Phasen des SMPC aufzusummieren, und wobei der Durchschnittsstromgenerator (210) dazu ausgebildet ist, ein Angabesignal (Nϕ) für die Zahl der Phasen zu empfangen, und dazu ausgebildet ist, das Angabesignal (Nϕ) für die Zahl der Phasen mit dem Spitze-zu-Durchschnittskorrekturstrom (P ⇒ A) zu multiplizieren, um einen Gesamt-Durchschnittskorrekturstrom (ICOR) für die zwei oder mehr Phasen des SMPC zu bestimmen.
  3. Durchschnittsstrom-Extraktionseinrichtungs-Schaltung (200) nach Anspruch 1 oder 2, wobei der Durchschnittskorrekturstrom (ICOR) eine Hälfte eines Rippelstroms (ΔIL) des durch einen Induktor (L1, L2, ..., Ln) der mindestens einen Phase des SMPC fließenden Stroms (IL) ist, und der Rippelstrom (ΔIL) durch folgende Gleichung bestimmt wird: Δ I L : = V o ( 1 − V o V i ) L ∗ T
    Figure DE102017212837B4_0028
    Wobei: ΔIL der Wert des Rippelstroms ist; Vo die Ausgangsspannung des SMPC ist; Vi die Eingangsspannung des SMPC ist; T die Schaltperiode des SMPC ist; L die Induktivität des Induktors (L1, L2, ..., Ln) der mindestens einen Phase des SMPC ist.
  4. Durchschnittsstrom-Extraktionseinrichtungs-Schaltung (200) nach einem vorhergehenden Anspruch, wobei das SMPC eine dynamische Slope-Kompensationsschaltung (215c) umfasst, die dazu ausgebildet ist, einen Kompensationsrampenstrom-Slope bzw. eine Kompensationsrampenstromsteigung (Icomp) aus einer Steuerschaltung (105) des SMPC zu empfangen, wobei die Induktorrippelstromkorrekturschaltung (215) dazu ausgebildet ist, den Durchschnittskorrekturstrom (ICOR) durch folgende Gleichung zu bestimmen: I C O R = V o ( 1 − V o V i ) 2 L ∗ T + I c o m p * V 0 V i T
    Figure DE102017212837B4_0029
    Wobei: ICOR der Wert des Durchschnittskorrekturstroms ist; Vo die Ausgangsspannung des SMPC ist; vi die Eingangsspannung des SMPC ist; T die Schaltperiode des SMPC ist; L die Induktivität des Induktors (L1, L2, ..., Ln) der mindestens einen Phase des SMPC ist; und Icomp der Amplitudenwert eines Kompensationsrampenstrom-Slopes bzw. einer Kompensationsrampenstromsteigung in A/s ist.
  5. Durchschnittsstrom-Extraktionseinrichtungs-Schaltung (200) nach einem vorhergehenden Anspruch, wobei die Induktorrippelstromkorrekturschaltung (215) eine lineare Stromkorrekturschaltung (215a der 6) ist, die dazu ausgebildet ist, den Durchschnittskorrekturstrom (ICOR) durch folgende Gleichung zu bestimmen: I C O R = I o r i g − I p e d − G f i t ∗ ( V o − V m i n )
    Figure DE102017212837B4_0030
    Wobei: ICOR der lineare Korrekturstrom ist; Iorig die Spitzenstrommessung ist; Iped der Stromoffset bei einer minimalen Ausgangsspannung ist; Gfit eine empirisch bestimmte Konstante ist, die entsprechend bester Anpassung ausgewählt ist; Vo die ausgewählte Ausgangsspannung des SMPC ist; Vmin die niedrigste erlaubte Ausgangsspannung des SMPC ist.
  6. Durchschnittsstrom-Extraktionseinrichtungs-Schaltung (200) nach Anspruch 5, wobei, wenn die Induktorrippelstromkorrekturschaltung (215) eine lineare Stromkorrekturschaltung ist, die Induktorrippelstromkorrekturschaltung (215a der 6) einen skalierten Differenzrechner (255) umfasst, der dazu ausgebildet ist, bei Empfang der Ausgangsspannung (Vo) des SMPC den Ausdruck Gfit∗(Vo-Vmin) zu berechnen.
  7. Durchschnittsstrom-Extraktionseinrichtungs-Schaltung (200) nach Anspruch 6, wobei die Induktorrippelstromkorrekturschaltung (215a der 6) ferner eine Skalierungsschaltung (335) umfasst, die dazu ausgebildet ist, eine Angabe (Nϕ) der Zahl der Phasen des SMPC mit mindestens einer Phase, den Kompensationsrampenstrom-Slope bzw. die Kompensationsrampenstromsteigung (Icomp) und eine Angabe des Werts der Induktivität (L) des Induktors (L1, L2, ..., Ln) von jeder Phase der mehrfachen Phasen des SMPC zu empfangen, und ferner dazu ausgebildet ist, den Durchschnittskorrekturstrom (ICOR) durch additives Kombinieren des Stromoffsets bei einer minimalen Ausgangsspannung (Vo) und des Ausgangssignals (220) des skalierten Differenzrechners (255) aus der Spitzen- oder der Talstromamplitude (IPEAK oder IVALLEY) für das Strommesssignal (IL_SENSE der 1; IL_SENSE1, IL_SENSE2, ..., IL-SENSEn der 2) zu bestimmen.
  8. Durchschnittsstrom-Extraktionseinrichtungs-Schaltung (200) nach einem vorhergehenden Anspruch, wobei die Induktorrippelstromkorrekturschaltung (215) eine quadratische Stromkorrekturschaltung (215b der 7) ist, die dazu ausgebildet ist, den Durchschnittskorrekturstrom durch folgende Gleichung zu bestimmen: I C O R = V o 2 L T + ( n − 0.5 ) * V 0 L * V 0 V i T
    Figure DE102017212837B4_0031
    Wobei: ICOR der Wert des Durchschnittskorrekturstroms ist; Vo die Ausgangsspannung des SMPC ist; Vi die Eingangsspannung des SMPC ist; T die Schaltperiode des SMPC ist; L die Induktivität des Induktors (L1, L2, ..., Ln) der mindestens einen Phase des SMPC ist; und n eine Proportionalitätskonstante für den Stromwert der Slope-Kompensation ist.
  9. Durchschnittsstrom-Extraktionseinrichtungs-Schaltung (200) nach Anspruch 8, wobei die Induktorrippelstromkorrekturschaltung (215b der 7) einen skalierten Differenzrechner (265) aufweist, der dazu ausgebildet ist, den Ausdruck ( n − 0.5 ) * V 0 L * V 0 V i T
    Figure DE102017212837B4_0032
    aus der obigen Gleichung zu berechnen, wobei die Ausgangsspannung (Vo) und die Eingangsspannung (Vi) des SMPC an den skalierten Differenzrechner (255) angelegt werden, wobei die Proportionalitätskonstante für den skalierten Differenzrechner (255) vorprogrammiert ist.
  10. Durchschnittsstrom-Extraktionseinrichtungs-Schaltung (200) nach Anspruch 9, wobei die Induktorrippelstromkorrekturschaltung (215b der 7) eine Skalierungsschaltung (270 der 7) umfasst, die dazu ausgebildet ist, den Kompensationsrampenstrom-Slope bzw. die Kompensationsrampenstromsteigung (Icomp) und eine Angabe des Werts der Induktivität (L) des Induktors (L1, L2, ..., Ln) von jeder Phase der mehrfachen Phasen des SMPC zu empfangen, und ferner dazu ausgebildet ist, den Spitze-zu-Durchschnittskorrekturstrom (P ⇒ A) durch Kombinieren des Kompensationsrampenstrom-Slopes bzw. der Kompensationsrampenstromsteigung (Icomp), des Wertes der Induktivität (L) des Induktors (L1, L2, ..., Ln) und den Ausgang des skalierten Differenzrechners (265) zu bestimmen.
  11. Durchschnittsstrom-Extraktionseinrichtungs-schaltung (200) nach einem vorhergehenden Anspruch, wobei die Stromfehler-Korrekturschaltung (215) eine dynamische Slope- bzw. Steigungs-kompensierte Kompensationsschaltung (215c) aufweist, die dazu ausgebildet ist, von der Ausgangsspannung (Vo) abhängige subharmonische Schwingungen zu reduzieren, wobei die Ausgangsspannung (Vo) ihrerseits von einem Abwärts-Slope des Induktorstroms (IL) abhängig ist, und die dazu ausgebildet ist, die Ausgangsspannung (Vo) zu empfangen und den Betrag des Kompensationsrampenstrom-Slopes bzw. der Kompensationsrampenstromsteigung durch folgende Gleichung zu bestimmen: I c o m p = n □ V o L
    Figure DE102017212837B4_0033
    Wobei: Icomp ein Kompensationsrampenstrom-Slope bzw. eine Kompensationsrampenstromsteigung in A/s ist; Vo die Ausgangsspannung des SMPC ist; n eine Proportionalitätskonstante für den Spitzenstromwert der Slope-Kompensation ist; T die Schaltperiode des SMPC ist; und L die Induktivität des Induktors (L1, L2, ..., Ln) der mindestens einen Phase des SMPC ist.
  12. Durchschnittsstrom-Extraktionseinrichtungs-schaltung (200) nach einem vorhergehenden Anspruch, wobei der mindestens eine Spitze-/Tal-Detektor (205a, ..., 205n der 4; 305a, ..., 305n der 9) dazu ausgebildet ist, eine erfasste Replikation des Induktorstroms (IL) der mindestens einen Phase des zugeordneten SMPC zu empfangen, und wobei der Spitze-/Tal-Detektor (205a, ..., 205n der 4, 305a, ..., 305n der 9) Folgendes umfasst: - einen Strom-Spannungs-Wandler (235), der dazu ausgebildet ist, die erfasste Replikation des Induktorstroms (IL) in eine Induktorstrom-(IL)-Amplituden-Spannung umzuwandeln; - eine Abtast-Halte-Schaltung (240) („Sample and Hold“), die dazu ausgebildet ist, die Induktorstrom-(IL)-Amplituden-Spannung (VL_SAMP) abzutasten und zu halten, - einen Spannungs-Strom-Wandler (245), der dazu ausgebildet ist, die abgetastete und gehaltene Induktorstromamplituden-Spannung (VL_SAMP) in eine Spitzen- oder eine Talstrom-(IPEAK oder IVALLEY)-Amplitude umzuwandeln, der die Spitzen- oder die Talstrom-(IPEAK oder IVALLEY)-Amplitude des Strommesssignals (IL_SENSE der 1; IL_SENSE1, IL_SENSE2, ..., IL-SENSEn der 2) darstellt.
  13. Durchschnittsstrom-Extraktionseinrichtungs-Schaltung (200) nach Anspruch 12, wobei der Durchschnittsstromgenerator (210) den Spitzen- oder den Talstrom (IPEAK oder IVALLEY) mindestens einer Phase des SMPC mit dem Durchschnittskorrekturstrom (ICOR) kombiniert, um den Durchschnittslaststrom (IAVG) zu bestimmen.
  14. Steuerschaltung für ein Schaltnetzteil (SMPC) umfassend; eine Durchschnittsstrom-Extraktionseinrichtungs-Schaltung (200), der dazu ausgebildet ist, einen Durchschnittslaststrom (IAVG) innerhalb eines Schaltnetzteils (SMPC), das mindestens eine Phase aufweist, zu bestimmen, umfassend: - mindestens einen Spitze-/Tal-Detektor (205a, ..., 205n der 4, 305a, ..., 305n der 9), der in Verbindung mit der mindestens einen Phase des SMPC steht und dazu ausgebildet ist, ein Strommesssignal (IL_SENSE der 1; IL_SENSE1, IL_SENSE2, ..., IL_SENSEn der 2) von der mindestens einen Phase des SMPC zu empfangen, das den Wert des durch einen Induktor (L1, L2, ..., Ln) fließenden Stroms (IL) der mindestens einen Phase des SMPC anzeigt, und dazu ausgebildet ist, eine Spitzen- oder eine Talstrom-(IPEAK oder IVALLEY)-Amplitude des Strommesssignals (IL_SENSE der 1; IL_SENSE1, IL_SENSE2, ..., IL_SENSEn der 2) der mindestens einen Phase des SMPC zu bestimmen und beizubehalten; - eine Induktorrippelstromkorrekturschaltung (215), die dazu verbunden ist, eine Eingangsspannung (Vi) und eine Ausgangsspannung (Vo) des SMPC mit mindestens einer Phase zu empfangen, und die dazu ausgebildet ist, einen Kompensationsrampenstrom-Slope bzw. eine Kompensationsrampenstromsteigung (Icomp) aus einer Steuerschaltung (105) des SMPC und einen Induktivitätswert (L) des Induktors (L1, L2, ..., Ln) der mindestens einen Phase des SMPC zu empfangen, und die dazu ausgebildet ist, einen Durchschnittskorrekturstrom (ICOR) zu bestimmen, um die Spitzen- oder die Talstrom-(IPEAK oder IVALLEY)-Amplitude des Strommesssignals (IL_SENSE der 1; IL_SENSE1, IL_SENSE2, ..., IL_SENSEn der 2) aus der Eingangsspannung (Vi), der Ausgangsspannung (Vo), dem Kompensationsrampenstrom-Slope bzw. der Kompensationsrampenstromsteigung (Icomp) und dem Induktivitätswert (L) der mindestens einen Phase des SMPC zu korrigieren; und - einen Durchschnittsstromgenerator (210), der in Verbindung mit dem mindestens einen Spitze-/Tal-Detektor (205a, ..., 205n der 4, 305a, ..., 305n der 9) steht, um die Spitzen- oder die Talstrom-(IPEAK oder IVALLEY)-amplitude des Strommesssignals (IL_SENSE der 1; IL_SENSE1, IL_SENSE2, ..., IL_SENSEn der 2) zu empfangen, und der in Verbindung mit der Induktorrippelstromkorrekturschaltung (215) steht, um den Spitze-zu-Durchschnittskorrekturstrom (P ⇒ A) zu empfangen, und der dazu ausgebildet ist, den Durchschnittslaststrom (IAVG) innerhalb eines Schaltnetzteils (SMPC) durch additives Kombinieren der Spitzen- oder der Talstrom-(IPEAK oder IVALLEY)-Amplitude des Strommesssignals (IL_SENSE der 1; IL_SENSE1, IL_SENSE2, ..., IL_SENSEn der 2) der mindestens einen Phase des SMPC und des Durchschnittskorrekturstroms (ICOR) zu bestimmen.
  15. Steuerschaltung für ein Schaltnetzteil (SMPC) nach Anspruch 14, wobei, wenn das SMPC zwei oder mehr Phasen umfasst, der Durchschnittsstromgenerator (210) eine Summierschaltung umfasst, die dazu ausgebildet ist, die Spitzen- oder die Talstrom-(IPEAK oder IVALLEY)-Amplitude des Strommesssignals (IL_SENSE der 1; IL_SENSE1, IL_SENSE2, ..., IL_SENSEn der 2) für jede der zwei oder mehr Phasen des SMPC aufzusummieren, und der Durchschnittsstromgenerator (210) dazu ausgebildet ist, ein Angabesignal (Nϕ) für die Zahl der Phasen zu empfangen, und dazu ausgebildet ist, das Angabesignal (Nϕ) für die Zahl der Phasen mit dem Spitze-zu-Durchschnittskorrekturstrom (P ⇒ A) zu multiplizieren, um einen Gesamt-Durchschnittskorrekturstrom (ICOR) für die zwei oder mehr Phasen des SMPC zu bestimmen.
  16. Steuerschaltung für ein Schaltnetzteil (SMPC) nach Anspruch 14 oder 15, wobei der Spitze-zu-Durchschnittskorrekturstrom (P ⇒ A) eine Hälfte eines Rippelstroms (ΔIL) des durch einen Induktor fließenden Stroms (IL) der mindestens einen Phase des SMPC ist, und der Rippelstrom (ΔIL) durch folgende Gleichung bestimmt wird: Δ I L : = V o ( 1 − V o V i ) L ∗ T
    Figure DE102017212837B4_0034
    Wobei: ΔIL der Wert des Rippelstroms ist; Vo die Ausgangsspannung des SMPC ist; Vi die Eingangsspannung des SMPC ist; T die Schaltperiode des SMPC ist; L die Induktivität des Induktors (L1, L2, ..., Ln) der mindestens einen Phase des SMPC ist.
  17. Steuerschaltung für ein Schaltnetzteil (SMPC) nach einem der Ansprüche 14 bis 16, wobei eine Steuerschaltung (105) des SMPC eine Slope-Kompensationsschaltung umfasst, die dazu ausgebildet ist, den Kompensationsrampenstrom-Slope bzw. die Kompensationsrampenstromsteigung (Icomp) zu erzeugen, wobei die Induktorrippelstromkorrekturschaltung (215) dazu ausgebildet ist, den Durchschnittskorrekturstrom (ICOR) durch folgende Gleichung zu bestimmen: I C O R = V o ( 1 − V o V i ) 2 L ∗ T + I c o m p * V 0 V i T
    Figure DE102017212837B4_0035
    Wobei: ICOR der Wert des Durchschnittskorrekturstroms ist; Vo die Ausgangsspannung des SMPC ist; Vi die Eingangsspannung des SMPC ist; T die Schaltperiode des SMPC ist; L die Induktivität des Induktors (L1, L2, ..., Ln) der mindestens einen Phase des SMPC ist; und Icomp der Amplitudenwert eines Kompensationsrampenstrom-Slopes bzw. einer Kompensationsrampenstromsteigung in A/s ist.
  18. Steuerschaltung für ein Schaltnetzteil (SMPC) nach einem der Ansprüche 14 bis 17, wobei die Induktorrippelstromkorrekturschaltung (215) eine lineare Stromkorrekturschaltung (215a) der 6 ist, die dazu ausgebildet ist, den linearen Durchschnittskorrekturstrom (ICOR) durch folgende Gleichung zu bestimmen: I C O R = I o r i g − I p e d − G f i t ∗ ( V o − V m i n )
    Figure DE102017212837B4_0036
    Wobei: ICOR der lineare Korrekturstrom ist; Iorig die Spitzenstrommessung ist; Iped der Stromoffset bei einer minimalen Ausgangsspannung ist; Gfit eine empirisch bestimmte Konstante ist, die entsprechend bester Anpassung ausgewählt ist; Vo die ausgewählte Ausgangsspannung des SMPC ist; Vmin die niedrigste erlaubte Ausgangsspannung des SMPC ist.
  19. Steuerschaltung für ein Schaltnetzteil (SMPC) nach Anspruch 18, wobei, wenn die Induktorrippelstromkorrekturschaltung (215) eine lineare Stromkorrekturschaltung (215a der 6) ist, die Induktorrippelstromkorrekturschaltung (215a der 6) einen skalierten Differenzrechner (255) umfasst, der dazu ausgebildet ist, bei Empfang der Ausgangsspannung (Vo) des SMPC den Ausdruck Gfit∗(Vo-Vmin) zu berechnen.
  20. Steuerschaltung für ein Schaltnetzteil (SMPC) nach Anspruch 19, wobei die Induktorrippelstromkorrekturschaltung (215a der 6) ferner eine Skalierungsschaltung (335) umfasst, die dazu ausgebildet ist, eine Angabe (Nϕ) der Zahl der Phasen des SMPC mit mindestens einer Phase, den Kompensationsrampenstrom-Slope bzw. die Kompensationsrampenstromsteigung (Icomp) und eine Angabe des Werts der Induktivität (L) des Induktors (L1, L2, ..., Ln) von jeder Phase der mehrfachen Phasen des SMPC zu empfangen, und die ferner dazu ausgebildet ist, den Durchschnittskorrekturstrom (ICOR) durch additives Kombinieren des Stromoffsets bei einer minimalen Ausgangsspannung (Vo) und des Ausgangssignals (220) des skalierten Differenzrechners (255) aus der Spitzen- oder Talstrom-(IPEAK oder IVALLEY)-Amplitude des Strommesssignals (IL_SENSE der 1; IL_SENSE1, IL_SENSE2, ..., IL_SENSEn der 2) zu bestimmen.
  21. Steuerschaltung für ein Schaltnetzteil (SMPC) nach einem der Ansprüche 14 bis 20, wobei die Induktorrippelstromkorrekturschaltung (215) eine quadratische Stromkorrekturschaltung (215b der 7) ist, die dazu ausgebildet ist, den Durchschnittskorrekturstrom (ICOR) durch folgende Gleichung zu bestimmen: I C O R = V o 2 L T + ( n − 0.5 ) * V 0 L * V 0 V i T
    Figure DE102017212837B4_0037
    Wobei: ICOR der Wert des Durchschnittskorrekturstroms ist; Vo die Ausgangsspannung des SMPC ist; Vi die Eingangsspannung des SMPC ist; T die Schaltperiode des SMPC ist; L die Induktivität des Induktors (L1, L2, ..., Ln) der mindestens einen Phase des SMPC ist; und n eine Proportionalitätskonstante für den Stromwert der Slope-Kompensation ist.
  22. Steuerschaltung für ein Schaltnetzteil (SMPC) nach Anspruch 21, wobei die Induktorrippelstromkorrekturschaltung (215b der 7) einen skalierten Differenzrechner (255) aufweist, der dazu ausgebildet ist, den Ausdruck ( n − 0.5 ) * V 0 L * V 0 V i T
    Figure DE102017212837B4_0038
    zu berechnen, wobei die Ausgangsspannung (Vo) und die Eingangsspannung (Vi) des SMPC an den skalierten Differenzrechner (255) angelegt werden, wobei die Proportionalitätskonstante für den skalierten Differenzrechner (255) vorprogrammiert ist.
  23. Steuerschaltung für ein Schaltnetzteil (SMPC) nach einem der Ansprüche 14 bis 22, wobei die Induktorrippelstromkorrekturschaltung (215b der 7) eine Skalierungsschaltung (270 der 7) umfasst, die dazu ausgebildet ist, den Kompensationsrampenstrom-Slope bzw. die Kompensationsrampenstromsteigung (Icomp) und eine Angabe des Werts der Induktivität (L) des Induktors (L1, L2, ..., Ln) von jeder Phase der mehrfachen Phasen des SMPC zu empfangen, und die ferner dazu ausgebildet ist, den Spitze-zu-Korrekturstrom (P ⇒ A) durch Kombinieren des Kompensationsrampenstrom-Slopes bzw. der Kompensationsrampenstromsteigung (Icomp), des Wertes der Induktivität (L) des Induktors (L1, L2, ..., Ln) und des Ausgangs des skalierten Differenzrechners (265) zu bestimmen.
  24. Steuerschaltung für ein Schaltnetzteil (SMPC) nach einem der Ansprüche 14 bis 23, wobei die Stromfehler-Korrekturschaltung (215) eine dynamische Slope-kompensierte Kompensationsschaltung (215c) aufweist, der dazu ausgebildet ist, von der Ausgangsspannung (Vo) abhängige subharmonische Schwingungen zu reduzieren, wobei die Ausgangsspannung (Vo) ihrerseits von einem Abwärts-Slope des Induktorstroms (IL) abhängig ist, und der dazu ausgebildet ist, die Ausgangsspannung (Vo) zu empfangen und den Kompensationsrampenstrom-Slope bzw. die Kompensationsrampenstromsteigung durch folgende Gleichung zu bestimmen: I c o m p = n □ V o L
    Figure DE102017212837B4_0039
    Wobei: Icomp ein Kompensationsrampenstrom-Slope bzw. eine Kompensationsrampenstromsteigung in A/s ist; Vo die Ausgangsspannung des SMPC ist; n eine Proportionalitätskonstante für den Spitzenstromwert der Slope-Kompensation ist; T die Schaltperiode des SMPC ist; und L die Induktivität des Induktors (L1, L2, ..., Ln) der mindestens einen Phase des SMPC ist.
  25. Steuerschaltung für ein Schaltnetzteil (SMPC) nach einem der Ansprüche 14 bis 24, wobei der mindestens eine Spitze-/Tal-Detektor (205a, ..., 205n der 4, 305a, ..., 305n der 9) dazu ausgebildet ist, eine erfasste Replikation des Induktorstroms (IL) der mindestens einen Phase des zugeordneten SMPC zu empfangen, und wobei der Spitze-/Tal-Detektor (205a, ..., 205n der 4, 305a, ..., 305n der 9) Folgendes umfasst: - einen Strom-Spannungs-Wandler (235), der dazu ausgebildet ist, die erfasste Replikation des Induktorstroms (IL) in eine Induktorstromamplituden-Spannung umzuwandeln; - eine Abtast-Halte-Schaltung (240) („Sample and Hold“), die dazu ausgebildet ist, die Induktorstromamplituden-Spannung abzutasten und zu halten, - einen Spannungs-Strom-Wandler (245), der dazu ausgebildet ist, die abgetastete und gehaltene Induktorstromamplituden-Spannung in einen Spitzen- oder Talstrom (IPEAK oder IVALLEY) umzuwandeln, der die Spitzen- oder Talamplitude des Strommesssignals (IL_SENSE der 1; IL_SENSE1, IL_SENSE2, ..., IL-SENSEn der 2) darstellt.
  26. Steuerschaltung für ein Schaltnetzteil (SMPC) nach Anspruch 25, wobei der Durchschnittsstromgenerator (210) den Spitzen- oder Talstrom (IPEAK oder IVALLEY) mindestens einer Phase des SMPC mit dem Durchschnittskorrekturstrom (ICOR) kombiniert, um den Durchschnittslaststrom (IAVG) zu bestimmen.
  27. Verfahren zum Bestimmen eines momentanen Durchschnittslaststroms (IAVG) eines SMPC mit mindestens einer Phase, das die folgenden Schritte umfasst: - Erfassen (500) des mindestens einen Induktorstroms (IL) der mindestens einen Phase des SMPC; - Empfangen eines Kompensationsrampenstrom-Slopes bzw. einer Kompensationsrampenstromsteigung (Icomp) von einer Steuerschaltung (105) des SMPC; - Empfangen eines Induktivitätswerts (L) des Induktors (L1, L2, ..., Ln) der mindestens einen Phase des SMPC; - Erfassen (505) eines Spitzen- oder eines Talstroms (IPEAK oder IVALLEY) des mindestens einen Induktorstroms (IL); - Halten (500) des Spitzen- oder des Talstroms (IPEAK oder IVALLEY) des mindestens einen Induktorstroms (IL); - Empfangen eines Angabesignals (Nϕ) der Zahl der Phasen, wenn es mindestens zwei Phasen des SMPC gibt; - Aufsummieren der Spitzen- oder der Tal-Ströme (IPEAK oder IVALLEY), wenn mindestens zwei Phasen des SMPC vorliegen; - Bestimmen (510) eines Spitze-zu-Durchschnittskorrekturstroms (P =>A), um die Spitzen- bzw. die Talstromamplitude (IPEAK oder IVALLEY) des Strommesssignals (IL_SENSE der 1; IL-SENSE1, IL_SENSE2, ..., IL_SENSEn, der 2) aus einer Eingangsspannung (Vi) und einer Ausgangsspannung (Vo) des SMPC zu korrigieren, dem Kompensationsrampenstrom-Slope bzw. der Kompensationsrampenstromsteigung (Icomp) und dem Induktivitätswert (L) des mindestens einen Induktors (L1, L2, ..., Ln) der mindestens einen Phase des SMPC; - wenn es zwei oder mehr Phasen des SMPC gibt, Multiplizieren (525) des Angabesignals (Nϕ) für die Zahl der Phasen mit dem Spitze-zu-Tal-Durchschnittkorrekturstrom (220), um einen Gesamtdurchschnittskorrekturstrom (ICOR) für die zwei oder mehr Phasen des SMPC zu bestimmen; und - Bestimmen des momentanen Durchschnittslaststroms (IAVG) eines SMPC durch additives Kombinieren des Spitzen- oder des Talstroms (IPEAK oder IVALLEY) des mindestens einen Induktorstroms (IL) und des Durchschnittskorrekturstroms (ICOR).
  28. Verfahren zum Bestimmen des momentanen Durchschnittslaststroms (IAVG) nach Anspruch 27, wobei beim Bestimmen (510) ein Spitze-zu-Durchschnittskorrekturstrom (P ⇒ A) als eine Hälfte eines Rippelstroms (ΔIL) des durch einen Induktor der mindestens einen Phase des SMPC fließenden Stroms (IL) bestimmt wird, und der Rippelstrom (ΔIL) durch folgende Gleichung bestimmt wird: Δ IL : = V o ( 1 − V o V i ) L ∗ T
    Figure DE102017212837B4_0040
    Wobei: ΔIL der Wert des Rippelstroms ist; Vo die Ausgangsspannung des SMPC ist; Vi die Eingangsspannung des SMPC ist; T die Schaltperiode des SMPC ist; L die Induktivität des Induktors (L1, L2, ..., Ln) der mindestens einen Phase des SMPC ist.
  29. Verfahren zum Bestimmen des momentanen Durchschnittslaststroms (IAVG) nach Anspruch 27 oder 28, wobei Erzeugen (510) eines Kompensationsrampenstrom-Slopes bzw. einer Kompensationsrampenstromsteigung (Icomp) von einer Steuerschaltung (105) des SMPC, wobei der Schritt des Bestimmens (530) des Durchschnittskorrekturstroms (ICOR) durch folgende Gleichung durchgeführt wird: I C O R = V o ( 1 − V o V i ) 2 L ∗ T + I c o m p * V 0 V i T
    Figure DE102017212837B4_0041
    Wobei: ICOR der Wert des Durchschnittskorrekturstroms ist; Vo die Ausgangsspannung des SMPC ist; Vi die Eingangsspannung des SMPC ist; T die Schaltperiode des SMPC ist; L die Induktivität des Induktors (L1, L2, ..., Ln) des SMPC ist; und Icomp der Amplitudenwert eines Kompensationsrampenstrom-Slopes bzw. einer Kompensationsrampenstromsteigung in A/s ist.
  30. Verfahren zum Bestimmen des momentanen Durchschnittslaststroms (IAVG) nach einem der Ansprüche 27 bis 29, wobei beim Bestimmen (530) ein Durchschnittskorrekturstrom (ICOR) linear durch folgende Gleichung bestimmt wird: I C O R = I o r i g − I p e d − G f i t ∗ ( V o − V m i n )
    Figure DE102017212837B4_0042
    Wobei: ICOR der lineare Korrekturstrom ist; Iorig die Spitzenstrommessung ist; Iped der Stromoffset bei einer minimalen Ausgangsspannung ist; Gfit eine empirisch bestimmte Konstante ist, die entsprechend bester Anpassung ausgewählt ist; Vo die ausgewählte Ausgangsspannung des SMPC ist; und Vmin die niedrigste erlaubte Ausgangsspannung des SMPC ist.
  31. Verfahren zum Bestimmen des momentanen Durchschnittslaststroms (IAVG) nach einem der Ansprüche 27 bis 30, wobei beim Bestimmen (530) ein Durchschnittskorrekturstrom (ICOR) quadratisch durch folgende Gleichung bestimmt wird: I C O R = V o 2 L T + ( n − 0.5 ) * V 0 L * V 0 V i T
    Figure DE102017212837B4_0043
    Wobei: ICOR der Wert des Durchschnittskorrekturstroms ist; Vo die Ausgangsspannung des SMPC ist; Vi die Eingangsspannung des SMPC ist; T die Schaltperiode des SMPC ist; L die Induktivität des Induktors (L1, L2, ..., Ln) des SMPC ist; und n eine Proportionalitätskonstante für den Stromwert der Slope-Kompensation ist.
  32. Verfahren zum Bestimmen des momentanen Durchschnittslaststroms (IAVG) nach einem der Ansprüche 27 bis 31, wobei bei dem Schritt des Bestimmens (530) eines Durchschnittskorrekturstroms (ICOR) der Schritt des Erstellens einer dynamischen Slope-Kompensation enthalten ist, um von der Ausgangsspannung (Vo) abhängige subharmonische Schwingungen zu reduzieren, wobei die Ausgangsspannung (Vo) ihrerseits von einem Abwärts-Slope des Induktorstroms (IL) abhängig ist, indem der Kompensationsrampenstrom-Slope bzw. die Kompensationsrampenstromsteigung (Icomp) durch folgende Gleichung bestimmt wird: I c o m p = n □ V o L
    Figure DE102017212837B4_0044
    Wobei: Icomp ein d Kompensationsrampenstrom-Slope bzw. eine Kompensationsrampenstromsteigung in A/s ist; Vo die Ausgangsspannung des SMPC ist; n eine Proportionalitätskonstante für den Spitzenstromwert der Slope-Kompensation ist; T die Schaltperiode des SMPC ist; und L die Induktivität des Induktors (L1, L2, ..., Ln) des SMPC ist.
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