DE102015119278A1

DE102015119278A1 - Aktiver Quasi-Zirkulator

Info

Publication number: DE102015119278A1
Application number: DE102015119278.0A
Authority: DE
Inventors: Christoph Wagner; Matthias Porranzl
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2014-11-27
Filing date: 2015-11-09
Publication date: 2016-06-02
Also published as: US20160156085A1; US9966931B2

Abstract

Hier wird eine HF-Quasi-Zirkulatorschaltung beschrieben. Gemäß einem Beispiel der Erfindung umfasst die Schaltung einen Empfangsport, einen Sendeport und einen Antennenport sowie eine Differenzverstärkerstufe mit einem ersten Eingang, einem zweiten Eingang und einem Ausgang, der mit dem Empfangsport gekoppelt ist. Die Schaltung umfasst des Weiteren ein erstes Phasenschieberelement und ein zweites Phasenschieberelement. Das erste Phasenschieberelement ist zwischen den Sendeport und den ersten Eingang des Differenzverstärkers gekoppelt, und das zweite Phasenschieberelement ist zwischen den Sendeport und den zweiten Eingang des Differenzverstärkers gekoppelt. Eine einstellbare Impedanz ist an den Differenzverstärker gekoppelt, und der Antennenport ist mit dem ersten Eingang des Differenzverstärkers gekoppelt. Die einstellbare Impedanz ist gesteuert, um die Dämpfung in einem Signalpfad vom Sendeport zum Empfangsport einzustellen.

Description

Die vorliegende Offenbarung betrifft das Gebiet der Hochfrequenz-(HF-)Schaltungen, insbesondere das Gebiet der aktiven Zirkulator- und Richtkopplerschaltungen.
Hochfrequenz-(HF-)Empfänger und Transceiver kann man in einer Vielzahl von Anwendungen finden, insbesondere im Gebiet der drahtlosen Kommunikation und der Radarsensoren. Beispielsweise besteht in der Automobilbranche eine größer werdende Nachfrage nach Radarsensoren, welche in sogenannten Abstandsregeltempomat-Systemen (adaptive cruise control (ACC) oder radar cruise control) verwendet werden. Derartige Systeme können dazu verwendet werden, um die Geschwindigkeit eines Automobils so anzupassen, dass ein sicherer Abstand zu anderen, vorausfahrenden Automobilen eingehalten wird.
Moderne Radarsysteme verwenden hochintegrierte HF-Schaltungen (MMICs, monolithic microwave integrated circuits, monolithisch integrierte Mikrowellenschaltungen), welche alle Kernfunktionen eines HF-Sende- und Empfangsmoduls (auch als „HF-Frontend” bezeichnet) eines Radar-Transceivers in einem einzigen Gehäuse (package) vereinigen (single chip transceiver, Einzelchip-Transceiver). Derartige HF-Frontends können unter anderem einen spannungsgesteuerten Oszillator (voltage controlled oscillator, VCO), Leistungsverstärker (power amplifiers, PA), Mischer und Analog-Digital-Wandler (analog-to-digital converters, ADC) sowie auch einen Zirkulator oder einen Richtkoppler enthalten.
Eine charakteristische Funktion eines Sende- und Empfangsmoduls (HF-Frontends) mit einer oder mehreren gemeinsamen Sende- und Empfangsantennen ist die Trennung des starken Sendesignals (TX) von dem schwachen Empfangssignal (RX). Traditionell wird diese Funktion mittels passiver Bauelemente (Zirkulatoren, Richtkoppler) implementiert, welche große physische Abmessungen haben. Des Weiteren weisen derartige passive Bauelemente üblicherweise unerwünschte Übertragungsverluste (transmission losses) auf.
Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, die erwähnten passiven Bauelemente durch aktive Bauelemente zu ersetzen, welche von geringerer Größe und effizienter im Hinblick auf Übertragungsverluste sind. Diese Aufgabe wird durch die HF-Quasi-Zirkulatorschaltung gemäß Anspruch 1 oder 12 gelöst. Verschiedene Ausführungsbeispiele und Weiterentwicklungen sind durch die abhängigen Ansprüche abgedeckt.
Hier wird eine HF-Quasi-Zirkulatorschaltung beschrieben. Gemäß einem Beispiel der Erfindung umfasst die Schaltung einen Empfangsport, einen Sendeport und einen Antennenport sowie eine Differenzverstärkerstufe mit einem ersten Eingang, einem zweiten Eingang und einem Ausgang, der mit dem Empfangsport gekoppelt ist. Die Schaltung umfasst des Weiteren ein erstes Phasenschieberelement und ein zweites Phasenschieberelement. Das erste Phasenschieberelement ist zwischen den Sendeport und den ersten Eingang des Differenzverstärkers gekoppelt, und das zweite Phasenschieberelement ist zwischen den Sendeport und den zweiten Eingang des Differenzverstärkers gekoppelt. Eine einstellbare Impedanz ist an den Differenzverstärker gekoppelt, und der Antennenport ist mit dem ersten Eingang des Differenzverstärkers gekoppelt. Die einstellbare Impedanz ist gesteuert, um die Dämpfung in einem Signalpfad vom Sendeport zum Empfangsport einzustellen.
Gemäß einem anderen Beispiel der Erfindung umfasst die Schaltung einen Empfangsport, einen Sendeport und einen Antennenport. Sie umfasst des Weiteren eine erste Verstärkerstufe, welche den Sendeport und dem Antennenport koppelt und dazu ausgebildet ist, am Sendeport empfangene Signale an den Antennenport zu leiten. Eine zweite Verstärkerstufe koppelt den Antennenport und den Empfangsport. Die zweite Verstärkerstufe ist dazu ausgebildet, an dem Antennenport empfangene Signale an den Empfangsport zu leiten. Eine einstellbare Impedanz ist mit der zweiten Verstärkerstufe gekoppelt und ist gesteuert, um die Dämpfung in einem Signalpfad vom Sendeport zum Empfangsport einzustellen.
Die Erfindung lässt sich mit Bezugnahme auf die folgenden Zeichnungen und Erläuterungen besser verstehen. Die in den Abbildungen dargestellten Komponenten sind nicht notwendigerweise maßstabsgetreu; vielmehr wird Wert darauf gelegt, die der Erfindung zugrunde liegenden Prinzipien darzustellen. Des Weiteren bezeichnen in den Abbildungen gleiche Bezugszeichen korrespondierende Teile. Zu den Zeichnungen:
1 ist ein schematisches Diagramm eines Zirkulators;
2 ist ein vereinfachtes Schaltbild, das ein Beispiel eines aktiven Qusi-Zirkulators darstellt, der (unter anderem) aus zwei Bipolartransistoren aufgebaut ist;
3 ist ein Schaltbild, das ein Kleinsignalmodell eines in dem Zirkulator in 2 verwendeten Bipolartransistors darstellt;
4 ist ein vereinfachtes Schaltbild einer aktiven Quasi-Zirkulatorschaltung gemäß einem ersten Beispiel der vorliegenden Offenbarung;
5 ist ein vereinfachtes Schaltbild einer aktiven Quasi-Zirkulatorschaltung gemäß einem zweiten Beispiel der vorliegenden Offenbarung;
6 ist ein vereinfachtes Schaltbild einer aktiven Quasi-Zirkulatorschaltung gemäß einem weiteren Beispiel der vorliegenden Offenbarung;
7 ist ein Schaltbild, das die aktive Quasi-Zirkulatorschaltung aus 6 detaillierter darstellt;
8 ist ein Schaltbild, das ein Beispiel einer einstellbaren Impedanzschaltung darstellt, die in dem Ausführungsbeispiel aus 7 verwendet werden kann; und
9 ist ein vereinfachtes Schaltbild einer aktiven Quasi-Zirkulatorschaltung gemäß einem weiteren Beispiel der vorliegenden Offenbarung;
Wie oben erwähnt ist die Trennung des starken Sendesignals von dem schwachen Empfangssignal eine typische Funktion von Sende- und Empfangsmodulen (HF-Frontends) mit einer oder mehreren gemeinsamen Empfangsantennen. Zu diesem Zweck werden häufig passive Bauelemente (z. B. Zirkulatoren und Richtkoppler) verwendet. Solche passive Bauelemente benötigen jedoch oft viel Platz und weisen unerwünschte Übertragungsverluste auf. Ein Ansatz zur Verbesserung der Situation besteht in der Ersetzung der erwähnten passiven Bauelemente durch aktive Bauelemente, welche so ausgelegt werden können, dass sie im Hinblick auf Verluste effizienter sowie von geringerer Größe sind. Im Allgemeinen ist die Isolation zwischen einem RX-Port und einem TX-Port des Bauelements ein relevanter Parameter, da er den Pegel des Blocker-Signals (d. h. jenes Teils des Sendesignals, der von dem TX-Port zum RX-Port übertragen wird, im Idealfall ist das Blocker-signal null) der ersten Bauelemente in dem Empfangsteil bestimmt.
1 illustriert ein Beispiel eines Zirkulators in einem schematischen Diagramm. Im Allgemeinen hat eine Zirkulator für ein HF-Frontend in einer Radar- oder Kommunikationsvorrichtung drei Anschlüsse, welche üblicherweise als Ports bezeichnet werden. In dem Beispiel aus 1 hat der Zirkulator drei Ports P_TX, P_ANT und P_RX, wobei P_TX der Sendeport ist (an den das Sendesignal TX angelegt wird), P_ANT der Antennenport ist (der mit der Antenne gekoppelt ist) und P_RX der Empfangsport ist (an dem das Empfangssignal RX bereitgestellt wird). Beim Design eines aktiven Quasi-Zirkulators (quasi circulator, QC) besteht in allgemeines Designziel in der Erreichung eines hohen Isolation zwischen dem Sendeport P_TX und dem Empfangsport P_RX sowie einer hohen Verstärkung (keine oder wenige Verluste) in dem Übertragungspfad von dem Sendeport P_TX zu dem Antennenport P_ANT und von dem Antennenport P_ANT zu dem Empfangsport P_RX. Diese Designziele führen zu einer (idealen) Matrix von Streuparameter (S-Parameter):
wobei S₂₁ (= G₂₁) die Verstärkung vom Sendeport P_TX zum Antennenport P_ANT bezeichnet und S₃₂ (= G₃₂) die Verstärkung vom Antennenport P_ANT zum Empfangsport P_RX. Die Parameter S13 und S31 sind idealerweise null, was anzeigt, dass Empfangsport P_RX und Sendeport P_TX wechselseitig voneinander isoliert sind. Das allgemeine Konzept der S-Parameter zur Beschreibung der Eigenschaften von Multi-Port-Bauelementen ist als solches bekannt und wird hier nicht weiter diskutiert.
Ein Ausführungsbeispiel einer Quasi-Zirkulator-(QC-)Schaltung mit drei Ports ist ein 2 dargestellt. Demnach ist die QC-Schaltung unter anderem aus zwei Bipolartransistoren T₁, T₂, zwei λ/4-Übertragungsleitungen TL_λ/4 und einem Widerstand R₀ aufgebaut. Der Sendeport P_TX, an den das Sendesignal TX angelegt wird, wird von dem Basisanschluss des Bipolartransistors T₁ und einem Masseanschluss GND gebildet, der mit einem Referenzpotential gekoppelt ist (z. B. Massepotential). Der Emitteranschluss des Bipolartransistors T₁ ist auch mit einem Masseanschluss GND gekoppelt; der Kollektoranschluss ist mit einem Schaltungsknoten verbunden, der in 2 mit P1 bezeichnet ist. Der Schaltungsknoten P1 ist mit dem Basisanschluss des zweiten Bipolartransistors T₂ über eine erste λ/4-Übertragungsleitung TL_λ/4 verbunden. Der Schaltungsknoten P1 ist des Weiteren mit dem Emitteranschluss des zweiten Bipolartransistors T₂ über eine zweite λ/4-Übertragungsleitung TL_λ/4 verbunden. Der Antennenport P_ANT, mit dem die Antenne verbunden ist, wird durch den Emitteranschluss des Bipolartransistors T₂ und einem Masseanschluss GND. Der Basisanschluss des Bipolartransistors T₂ ist mit einem Versorgungsspannungsanschluss VDD gekoppelt. Der Kollektoranschluss des Bipolartransistors T₂ ist mit dem Versorgungsspannungsanschluss VDD über eine Spule L₁ verbunden. Der Empfangsport P_RX wird durch einen Ausgangsanschluss, der mit dem Kollektor des Bipolartransistors T₂ über einen Kondensator C₅ verbunden ist, und einen Masseanschluss GND gebildet. Das Empfangssignal RX wird an dem Empfangsport bereitgestellt.
In der folgenden Beschreibung wird die Funktion der Quasi-Zirkulator(QC-)Schaltung detaillierter erläutert. Um die Erläuterung einfach zu halten, werden der Empfangspfad (Port P_ANT zum Port P_RX) und der Sendepfad (Port P_TX zum Port P_ANT) nacheinander betrachtet. Der Bipolartransistor T₁ arbeitet als Transkonduktanzverstärkerstufe, die dazu ausgebildet ist, das Sendesignal TX zu verstärken. Am Schaltungsknoten P1 wird das verstärkte Signal auf zwei Zweige verteilt und in zwei Signale TX_A und TX_B aufgespalten. Diese beiden Signale TX_A und TX_B sind beide einer Phasendrehung von 90° unterworfen, welche von den zwei Übertragungsleitungen TL_λ/4 bewirkt werden. Als Ergebnis ist der Spannungsabfall zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors T₂ null (der Transistor T₂ bleibt folglich aus). Daher wird kein Anteil des Sendesignals TX hin zu dem Empfangsport P_RX übertragen, und die Isolation ist (in einem idealen Fall) perfekt. Die Isolationsbedingung (Basis-Emitter-Spannung des Transistors T₂ ist null) ist erfüllt, wenn das Sendesignal TX gleichmäßig in zwei Teile TX_A und TX_B aufgeteilt wird (wobei TX_A = TX_B). In anderen Worten, die Hälfte der Signalleistung des Sendesignals TX wird über die erste Übertragungsleitung TL_λ/4 geleitet (zum Abschlusswiderstand R₀) und die Hälfte der Signalleistung wird über die zweite Übertragungsleitung TL_λ/4 geleitet (zum Antennenport). Dies wird dann der Fall sein, wenn der Widerstandswert des Widerstands R₀ an die Systemimpedanz Z₀ (d. h. R₀ = Z₀) und die Antennenimpedanz (vorhanden am Antennenport P_ANT) angepasst ist.
Ein von der Antenne empfangenes Antennensignal ANT wird an den Emitteranschluss des Bipolartransistors T2 angelegt und (mit 180° Phasendrehung) auch an den Basisanschluss des Transistors T₂ geleitet. Der Signalpfad von dem Antennenport P_ANT zu dem Basisanschluss des Transistors T₂ bewirkt eine Phasendrehung von 180° aufgrund der beiden λ/4-Übertragungsleitung TL_λ/4. Folglich haben die Signale an dem Emitter und an der Basis des Transistors T₂ relativ zueinander eine Phasenverschiebung von 180°, und der Transistor T₂ arbeitet effektiv als Differenzverstärker (für die von der Antenne kommenden Signale), der allgemein als Differenzverstärker AMP bezeichnet wird. Das verstärkte Antennensignal kann an dem Empfangsport P_RX abgegriffen werden. Die Spule L₁ und der Kondensator C₅ werden verwendet, um den Empfangsport P_RX von der Versorgungsgleichspannung (DC-Versorgungsspannung) zu entkoppeln sowie den DC-Versorgungsanschluss von jeglichen AC-Signalen zu entkoppeln. Im Allgemeinen hat ein Differenzverstärker zwei Eingänge und ist dazu ausgebildet, die Differenz der an den Eingängen anliegenden Signale zu verstärken; die verstärkte Differenz wird am Verstärkerausgang bereitgestellt. Ein Fachmann kennt viele verschiedene Möglichkeiten der Implementierung eines Differenzverstärkers, der folglich hier nicht detaillierter diskutiert wird. In dem Beispiel aus 1 (sowie in den Beispielen aus 2 und 4–9) wird ein Einzeltransistor T₂ als Differenzverstärker betrieben.
In der folgenden Beschreibung wird die Schaltung aus 2 unter Bezugnahme auf die in 3 dargestellte VCCS-Ersatzschaltung (VCCS = voltage controlled current source, spannungsgesteuerte Stromquelle), die den Transistor T₂ repräsentiert, analytisch analysiert. In 3 repräsentiert die Impedanz Z_π den differentiellen Basis-Emitter-Widerstand im Arbeitspunkt des Transistors T₂. Die Stromquelle Q_π stellt einen Strom i₃ bereit, der proportional zum Spannungsabfall V_π über der Impedanz Z_π ist, d. h. i3 = V_π·g_m und g_m ist die differentielle Transkonduktanz des Transistors T₂ im Arbeitspunkt. Vi bezeichnet die am Basisanschluss des Transistors T₂ vorhandene Spannung, V₂ die am Emitter des Transistors T₂ vorhandene Spannung und V₃ die Spannung am Kollektor des Transistors T₂. Die Ersatzschaltung aus 3 wird repräsentiert durch die folgende Matrix Y_VCCS von Admittanzparametern (Y-Parameter):
Die λ/4-Übertragungsleitungen TL_λ/4 werden repräsentiert durch die Matrix Y_TL von Y-Parametern (Y-Matrix)
wobei Z₁ die Impedanz der Übertragungsleitung bezeichnet und j die imaginäre Einheit ist. Unter Verwendung der Gleichungen 1 und 2 kann die Y-Matrix Y_QC des gesamten Quasi-Zirkulators aus 2 wie folgt berechnet werden:
Die Y-Matrix Y_QC kann in eine korrespondierende Matrix von S-Parametern (S-Matrix) transformiert werden, wobei S₁₂ = S₃₁ = 0 (Isolationsbedingung) und Y₀ = Z₀ ^–1 = (50 Ω)^–1:
Als Folge der Anpassungs-Bedingung (matching condition) S₁₁ = 0 (keine Reflexion am Port P_TX) erhält man für die Impedanz Z₁ der Übertragungsleitungen TL_λ/4 Z₁ = Z₀√2 = 50 Ω√2 und die S-Matrix S_QC vereinfacht sich zu:
Unter der Annahme, dass der Transistor T₁ unilateral ist, kann der S-Parameter S12 vernachlässigt werden, z. B. S₁₂ = 0. Die einzigen Parameter, welche von der Größe und dem Biasing (d. h. dem Arbeitspunkt) des Transistors T₂ (d. h. von der Impedanz Z_π und der Transkonduktanz g_m des Transistors T₂) abhängen, sind S32 (d. h. die Verstärkung von dem Antennenport P_ANT zu dem Empfangsport P_RX) und S22 (der Anpassung des Antennenports). In Gleichung 6 kann man sehen, dass eine Hälfte der Leistung des Sendesignals in dem Abschlusswiderstand R₀ terminiert wird, und die andere Hälfte zu der Antenne geleitet wird (S₂₁ = –j/√2).
Man hat herausgefunden, dass die Millerkapazität C_μ (siehe 3), die zwischen der Basis und dem Kollektor des Transistors T₂ wirkt, sogar noch eine größere Auswirkung auf die S-Parameter-Matrix S_QC hat als die Kapazität C_π. Das Vorhandensein dieser parasitären Kapazität C_π hat zur Folge, dass die erwähnte Isolationsbedingung (S₁₃ = S₃₁ = 0) mit Y₀ = 1/50 Ω nicht erfüllt ist, da die Schaltung in Bezug auf den Schaltungsknoten P1 (siehe 2) nicht länger symmetrisch (balanced) ist. Weitere parasitäre Kondensatoren (e. g. Substrat-Kapazitäten) können die Schaltung ebenso aus der Symmetrie (out-of-balance) bringen. Diese parasitäre Kapazitäten können nicht genau bestimmt und im Schaltungsdesign berücksichtigt werden. Um die Situation zu verbessern, kann der Abschlusswiderstand R₀ durch eine Tuner-Schaltung (tuner circuit) ersetzt werden, wie es in den unten beschriebenen Beispielen dargestellt ist.
4 zeigt ein Implementierungsbeispiel eines Quasi-Zirkulators gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Die Funktion der Schaltung aus 4 ist grundsätzlich dieselbe wie in dem vorherigen Beispiel aus 2. Das vorliegende Beispiel beinhaltet jedoch nur einen Differenzverstärker AMP (welcher der in 2 vom Transistor T₂ gebildeten Verstärkerstufe entspricht) zur Verstärkung des am Antennenport P_ANT einfallenden Signals ANT. Der Verstärkerausgang ist mit dem Empfangsport P_RX gekoppelt, an dem das empfangene Signal abgegriffen werden kann.
Der Differenzverstärker AMP hat zwei Eingänge (einen invertierenden Eingang und einen nicht-invertierenden Eingang). Jeder der beiden Eingänge ist mit dem Sendeport P_TX über 90°-Phasenschieberelemente verbunden, welche beispielsweise λ/4-Übertragungsleitungen TL_λ/4 sein können. im vorliegenden Beispiel ist der nicht-invertierende Eingang des Differenzverstärkers AMP mit dem Antennenport P_ANT gekoppelt, und der invertierende Eingang des Differenzverstärkers ist mit der Versorgungsspannung VDD über eine einstellbare (abstimmbare) Abschlussimpedanz Z_TUNE gekoppelt. Die einstellbare Abschlussimpedanz Z_TUNE wird grundsätzlich für denselben Zweck verwendet wie der in 2 gezeigte Abschlusswiderstand R₀. Jedoch kann die Impedanz Z_TUNE abgestimmt werden, um sicherzustellen, dass die Gesamtschaltung (näherungsweise) symmetrisch (balanced) ist. Ein am Sendeport P_TX einfallendes Signal TX wird mit einer Phasenverschiebung von 90° (über eines der 90°-Phasenschieberelemente) an den Antennenport P_ANT geleitet. Jedoch wird das am Sendeport P_TX einfallendes Signal TX nicht an den Empfangsport P_RX geleitet, da das am Differenzverstärker anliegende Differenzsignal null ist (beide Eingangssignal des Differenzverstärkers AMP sind derselben Phasenverschiebung unterworfen). Ein am Antennenport P_ANT einfallendes Signal ANT wird – aufgrund der beiden Phasenschieberelemente, die eine Gesamtphasenverschiebung von 180° zwischen den beiden Eingängen des Differenzverstärkers AMP bewirken – verstärkt und an dem Empfangsport P_RX ausgegeben. Die einstellbare Impedanz wird unter Bezugnahme auf 6, 7 und 8 noch detaillierter diskutiert.
Der Differenzverstärker kann unter Verwendung eines Bipolartransistors T₂ wie in dem Beispiel in 5 dargestellt implementiert werden. Die Basis und der Emitter des Transistors T₂ können als Eingänge des Differenzverstärkers AMP angesehen werden, wohingegen der Kollektor, der über eine komplexwertige Impedanz L₁ mit der Versorgungsspannung V_DD gekoppelt ist, als Ausgang des Differenzverstärkers AMP angesehen werden kann. Der Empfangsport P_RX ist mir dem Kollektor des Transistors T₂ über den Kondensator C₁ gekoppelt, welcher DC-Signalkomponenten von dem Port P_RX entkoppelt. Wie in dem vorherigen Beispiel wird ein am Sendeport P_TX einfallendes Signal TX mit einer Phasenverschiebung von 90° (über ein 90°-Phasenschieberelement) zum Antennenport P_ANT geleitet, jedoch nicht zum Empfangsport P_RX, da das zwischen Basis und Emitter des Transistors T₂ anliegende Differenzsignal null ist (beide Eingangssignale des Differenzverstärkers AMP unterliegen der gleichen Phasenverschiebung). Ein am Antennenport P_ANT einfallendes Signal ANT wird – aufgrund der beiden Phasenschieberelemente, die eine Gesamtphasenverschiebung von 180° zwischen Basis und Emitter des Transistors T₂ bewirken – verstärkt und am Empfangsport P_RX ausgegeben.
Die Schaltung aus 6 ist ähnlich wie die grundlegende Schaltung aus 2. Des Weiteren ist die Schaltung aus 6 auch sehr ähnlich zu dem vorherigen Beispiel aus 5. Anders als in dem Beispiel aus 5 hat das vorliegende Beispiel ein zusätzliche Eingangsverstärkerstufe PRA (wie in dem Beispiel aus 1), welche als Transkonduktanzverstärkerstufe implementiert ist. Verglichen mit dem Beispiel aus 1 wurde der Widerstand R₀ (der eine reellwertige Impedanz hat) wie bereits in den Beispielen aus 4 und 5 ersetzt durch eine Schaltung, die eine einstellbare Impedanz Z_TUNE repräsentiert. Bei geeigneter Abstimmung kann die einstellbare Impedanz Z_TUNE (zumindest teilweise) die negativen Effekte der oben erwähnten parasitären Kapazitäten (siehe 3) kompensieren und folglich die Zirkulatorschaltung so ausbalancieren, dass die Hälfte der Leistung des Signals TX zum Antennenport geleitet und die Hälfte der Leistung in der Terminierung, die von der einstellbaren Impedanz bereitgestellt wird, dissipiert wird. Eine solche Ausbalancierung der Quasi-Zirkulatorschaltung zieht eine Verbesserung der Isolation zwischen dem Sendeport P_TX und dem Empfangsport P_RX nach sich (d. h. der Streuparameter S₃₁ wird minimiert und ist idealerweise null).
Die einstellbare Impedanz Z_TUNE kann auch eine Fehlanpassung (mismatch) zwischen der Antennenimpedanz und der Systemimpedanz Z₀ kompensieren. Eine derartige Fehlanpassung der Antennenimpedanz würde ebenso die Schaltung aus der Symmetrie bringen und verschlechtert die Isolation zwischen dem Sendeport P_TX und dem Empfangsport P_RX. Abgesehen von der einstellbaren Impedanz Z_TUNE arbeitet die Schaltung aus 6 auf die gleiche Weise wie die Schaltung aus 1 und es wird auf die zugehörige Beschreibung oben Bezug genommen. Testmessungen haben gezeigt, dass die Transmissionsdämpfung (transmission attenuation) zwischen dem Sendeport P_TX und dem Empfangsport P_RX von 14 dB (ohne einstellbare Impedanz) auf 30 dB oder sogar 40–50 dB mit geeigneter Feinabstimmung verbessert wird.
7 ist ein Beispiel einer praktischen Implementierung der grundlegenden schaltung gemäß 6. Im Prinzip entspricht die Schaltung aus 7 dem vorherigen Beispiel aus 6 mit zusätzlichen Schaltkreisen zum Einstellen des Arbeitspunktes (biasing) der Transistoren und zum Entkoppeln von DC-Signalkomponenten von den Ports P_TX, P_RX und P_ANT. Ähnlich zu dem Beispiel aus 6 ist die QC-Schaltung unter anderem aufgebaut aus zwei Bipolartransistoren T₁, T₂, zwei λ/4-Übertragungsleitungen TL_λ/4 zum Koppeln der beiden Transistoren T₁, T₂, der einstellbaren Impedanz Z_TUNE und die erwähnten Schaltkreise zum Biasing der Transistoren T₁, T₂ und Entkoppeln von DC-Signalkomponenten von den Ports.
Das Biasing des Transistors T₁ wird bewirkt von einer Bias-Spannungsquelle, die eine erste Bias-Spannung V_BIAS1 bereitstellt, welche über den Widerstand R1 mit der Basis des Transistors T₁ verbunden ist, und von einer Stromquelle CS₁, die zwischen den Emitter des Transistors T₁ und Massepotential (am Masseanschluss GND) geschaltet ist. Ein Kondensator C₆ ist parallel zu der Stromquelle CS₁ geschaltet, um HF-Signale vorbeizuleiten (die Kapazität C₆ kann als Kurzschluss für HF-Signale angesehen werden). Der Arbeitspunkt des Transistors T₁ wird von der Stromquelle CS₁, dem Widerstand R₁ und der ersten Bias-Spannung V_BIAS1 bestimmt. Der Sendeport P_TX, an dem das Sendesignal TX anliegt, ist über den Kondensator C₁ mit dem Basisanschluss des Bipolartransistors T₁ gekoppelt. Die Verzögerungsleitung TL_S1 kann zur Impedanzanpassung am Sendeport P_TX verwendet werden. Wie in dem vorherigen Beispiel aus 6 ist der Kollektoranschluss mit einem als P1 bezeichneten Schaltungsknoten verbunden.
Das Biasing des Transistors T₂ wird bewirkt von einer Bias-Spannungsquelle, die eine zweite Bias-Spannung V_BIAS2 bereitstellt, welche über den Widerstand R₂ mit der Basis des Transistors T₂ verbunden ist. Kondensator C₂ ist zwischen die Basis des Transistors T₂ und dem gemeinsamen Schaltungsknoten P2 der einstellbaren Impedanz Z_TUNE und einer der Übertragungsleitungen TL_λ/4 geschaltet; Kondensator C₂ wird folglich verwendet, um DC-Signalkomponenten (Basisgleichspannung des Transistors T₂) vom Schaltungsknoten P2 zu entkoppeln. Jedoch ist die Basis des Transistors T₂ (mittels des Kondensators C₂) mit dem Versorgungspotential V_DD über die einstellbare Impedanz Z_TUNE wechselstromgekoppelt (AC coupled). Der Kondensator C₃ wird verwendet, um DC-Signalkomponenten (Emittergleichspannung des Transistors T₂) von dem Schaltungsknoten P3 zu entkoppeln, der mit dem Antennenport gekoppelt ist. Kondensator C₄ bewirkt eine DC-Entkopplung von der Antenne, und die Verzögerungsleitung TL_S2 (zusammen mit dem Kondensator C₄ und dem Antennen-Pad P, das sich wie ein zwischen Antennenport P_ANT und Masse geschalteter Kondensator verhält) kann zur Impedanzanpassung verwendet werden.
Der Schaltungsknoten P1 (d. h. der Ausgang der vom Transistor T₁ gebildeten ersten Transistorstufe) ist mit den Schaltungsknoten P2 und P3 über zwei λ/4-Übertragungsleitungen TL_λ/4 verbunden. Ähnlich zu dem grundlegenden Beispiel aus 6 ist der Schaltungsknoten P1 folglich (über die beiden λ/4-Übertragungsleitungen TL_λ/4) mit der Basis und dem Emitter des Transistors T₂ verbunden. Diese Verbindung ist jedoch nur für HF-Signale verfügbar, wohingegen DC-Signale durch die Kondensatoren C₂ bzw. C₃ geblockt werden. Eine weitere λ/4-Übertragungsleitung TL_λ/4 ist zwischen den Emitter des Transistors T₂ und Masse (Masseanschluss GND) geschaltet, um eine DC-Kopplung des Emitters mit Masse herzustellen (wobei HF-Signale wie oben erwähnt mit dem Schaltungsknoten P3 über den Kondensator C₃ verbunden sind).
Im Vergleich zu der grundlegenden Schaltung aus 6 wurde die Spule L₁ durch die Übertragungsleitungen TL_L1 und TL_S3 ersetzt, die zwischen den Kollektor des Transistors T₂ und einem Versorgungsspannungsterminal, der eine zweite Versorgungsspannung V_DD2 liefert, gekoppelt sind. Demnach ist der gemeinsame Schaltungsknoten zwischen den beiden Übertragungsleitungen TL_L1 und TL_S3 mit dem Empfangsport über den Kondensator C₅ verbunden. Der Zweck des Kondensators C₅ ist der gleiche wie in dem Beispiel aus 6, nämlich DC-Signale vor dem Empfangsport P_RX zu blocken. Ganz allgemein kann das vorliegende Beispiel als praktische Implementierung der grundlegenden Schaltung aus 6 angesehen werden.
In dem vorliegenden Beispiel kann die Größe sowie die Bias-Spannung V_BIAS1 des Transistors T₁ (Transkonduktanzstufe) ausgelegt werden für einen Eingang von 1 dBm, der als 1 dB-Kompressionspunkt (1 dB compression point) bezeichnet wird. Die Basis des Transistors T₁ ist mit einem Schaltungsknoten verbunden, an dem die Bias-Spannung V_BIAS1 angelegt wird. Um einen linearen Betrieb zu erreichen, ist der Emitter des Transistors T₁ mit einer Bias-Schaltung gekoppelt, die die oben erwähnte Stromquelle CS₁ beinhaltet.
In dem Schaltungsdesign kann jedes beliebige parasitäre Element zwischen Transistor T₁ und Kondensator C₆ berücksichtigt werden, da sie eine Auswirkung auf die Verstärkung und die Impendanzanpassung der vom Transistor T₁ gebildeten Transkonduktanzstufe haben können. Die Größe des Transistors T₂ sollte klein genug gewählt werden, so dass seine Miller-Kapazität C_μ (siehe 3) keine signifikante Auswirkung auf die Symmetrie (balance) der gesamten QC-Schaltung hat. Nichtsdestotrotz kann das Biasing des Transistors T₂ für die Bereitstellung eines guten Signal-Rausch-Verhältnis ausgelegt werden. Die mit dem Emitter des Transistors T₂ verbundene Impedanz ist niedrig, was einen negativen Effekt auf den Reflexionskoeffizienten am Antennenport P_ANT haben kann. Daher sollte der Kondensator C₃ klein sein.
8 zeigt ein Ausführungsbeispiel der einstellbaren Impedanz Z_TUNE, welche in der Schaltung aus 7 verwendet werden kann. Die grundlegende Idee ist die Parallelschaltung zweier Varaktordioden D_V1, D_V1' und D_V2, D_V2'. Die in 8 gezeigten Verzögerungsleitungen TL_S1 und TL_S2 werden verwendet, um statische Kapazitäten zu kompensieren, um den Dynamikbereich der einstellbaren Impedanz zu verbessern. Die Verzögerungsleitungen TL₁ und TL₂ dienen zur Impedanztransformation der Kapazitäten der Varaktordioden.
9 zeigt eine weitere Implementierung eines Quasi-Zirkulators, der eine Alternative zu dem vorherigen Beispiel aus 6 darstellt. Der vorliegende Quasi-Zirkulator ist beinahe identisch mit dem vorherigen Beispiel, abgesehen davon, dass ein fester Abschlusswiderstand R₀ zwischen dem Schaltungsknoten P2 und dem Versorgungsanschluss für die Versorgungsspannung V_DD verwendet wird. In diesem Fall ist die einstellbare Impedanz Z_TUNE an den Antennenport P_ANT gekoppelt. Genauer gesagt ist eine Serienschaltung aus einstellbarer Impedanz Z_TUNE und einem Kondensator C₁' am Antennenport P_ANT parallel zu der Antenne geschaltet. In diesem Beispiel sollte die einsellbare Impedanz Z_TUNE einen größeren Abstimmbereich (tuning range) aufweisen als in dem vorherigen Beispiel aus 6. Des Weiteren kann die einstellbare Impedanz nicht eine beliebige Impedanzfehlanpassung der Antenne kompensieren, da sie parallel zu der Antenne geschaltet ist.
Obwohl diese Offenbarung mit Bezug auf eine oder mehrere Implementierungen beschrieben und dargestellt wurde, können an den dargestellten Beispielen Änderungen und Modifizierungen vorgenommen werden, ohne den Geist und den Umfang der beigefügten Ansprüche zu verlassen. Insbesondere bezüglich der verschiedenen Funktionen, die von den oben beschriebenen Komponenten oder Strukturen (Baugruppen, Vorrichtungen, Schaltungen, Systemen, usw.) ausgeführt werden, sollen die Bezeichnungen (einschließlich des Bezugs auf ein „Mittel”), die verwendet werden, um solche Komponenten zu beschreiben, auch jeder anderen Komponente oder Struktur entsprechen, die die spezifizierte Funktion der beschriebenen Komponente ausführt (d. h. die funktional gleichwertig ist), auch wenn sie der offenbarten Struktur, die in den hier dargestellten beispielhaften Ausführungsformen der Offenbarung die Funktion ausführt, nicht strukturell gleichwertig ist. Des Weiteren, obwohl vielleicht eine bestimmte Eigenschaft der Offenbarung nur in Bezug auf eine von mehreren Aufführungsformen offenbart wurde, können solche Eigenschaften mit einer oder mehreren Eigenschaften der anderen Ausführungsformen kombiniert werden, falls wünschenswert oder vorteilhaft für eine beliebige oder bestimmte Anwendung. Des Weiteren, insoweit Bezeichnungen wie „einschließlich”, einschließen”, „aufweisend”, „hat”, „mit” oder Variationen derselben entweder in der detaillierten Beschreibung oder in den Ansprüchen verwendet werden, sollen solche Bezeichnungen einschließend verstanden werden, ähnlich der Bezeichnung „umfassen”.

Claims

Eine HF-Quasi Zirkulatorschaltung, die aufweist: einen Empfangsport, einen Sendeport und einen Antennenport; eine Differenzverstärkerstufe mit einem ersten Eingang, einem zweiten Eingang und einem Ausgang der mit dem Empfangsport gekoppelt ist; ein erstes Phasenschieberelement und ein zweites Phasenschieberelement, wobei das erste Phasenschieberelement zwischen den Sendeport und den ersten Eingang des Differenzverstärkers gekoppelt ist und wobei das zweite Phasenschieberelement zwischen den Sendeport und den zweiten Eingang des Differenzverstärkers gekoppelt ist; und eine einstellbare Impedanz, die mit dem Differenzverstärker gekoppelt ist, wobei der Antennenport mit dem ersten Eingang des Differenzverstärkers gekoppelt ist und wobei die einstellbare Impedanz gesteuert wird, um eine Dämpfung in einem Signalpfad vom Sendeport zum Empfangsport einzustellen.
Die HF-Quasi Zirkulatorschaltung gemäß Anspruch 1, wobei die einstellbare Impedanz gesteuert wird, um die Dämpfung in dem Signalpfad vom Sendeport zum Empfangsport zu maximieren.
Die HF-Quasi Zirkulatorschaltung gemäß Anspruch 1 oder 2, wobei das erste Phasenschieberelement und das zweite Phasenschieberelement jeweils eine Phasenverschiebung von 90° bereitstellen.
Die HF-Quasi Zirkulatorschaltung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei zumindest eines des ersten und zweiten Phasenschieberelements eine Verzögerungsleitung ist.
Die HF-Quasi Zirkulatorschaltung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 5, der weiter aufweist: eine zusätzliche Verstärkerstufe umfassend einen Eingang, der mit dem Empfangsport gekoppelt ist, und einen Ausgang, der mit dem ersten und dem zweiten Phasenschieberelement gekoppelt ist, wobei der Antennenport mit dem Ausgang der zusätzlichen Verstärkerstufe über das erste Phasenschieberelement gekoppelt ist.
Die HF-Quasi Zirkulatorschaltung gemäß Anspruch 5, wobei die zusätzliche Verstärkerstufe zumindest eine Transistorstufe mit einem oder mehreren Transistoren umfasst.
Die HF-Quasi Zirkulatorschaltung gemäß Anspruch 6, wobei die zusätzliche Verstärkerstufe zumindest eine Transkonduktanzstufe umfasst mit einem Ausgangsknoten, der mit dem Antennenport über das erste Phasenschieberelement gekoppelt ist und der mit der einstellbaren Impedanz über das zweite Phasenschieberelement gekoppelt ist.
Die HF-Quasi Zirkulatorschaltung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 7, wobei der Antennenport mit dem ersten Eingang des Differenzverstärkers gekoppelt ist, wobei das erste und das zweite Phasenschieberelement zwischen dem ersten und dem zweiten Eingang des Differenzverstärkers für Signale, die am Antennenport einfallen, eine gesamte Phasenverschiebung von 180° bewirken.
Die HF-Quasi-Zirkulatorschaltung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 8, wobei die einstellbare Impedanz mit dem zweiten Eingang des Differenzverstärkers oder mit dem Antennenport gekoppelt ist.
Die HF-Quasi-Zirkulatorschaltung gemäß Anspruch 9, wobei die einstellbare Impedanz parallel zu dem Antennenport oder in Serie mit einer Antenne geschaltet ist.
Die HF-Quasi-Zirkulatorschaltung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 10, wobei die einstellbare Impedanz zumindest eine abstimmbare Kapazität aufweist.
Eine HF-Quasi-Zirkulatorschaltung, die aufweist: einen Empfangsport, einen Sendeport und einen Antennenport; eine erste Verstärkerstufe, die den Sendeport mit dem Antennenport koppelt und die dazu ausgebildet ist, am Sendeport empfangene Signale an den Antennenport zu leiten; eine zweite Verstärkerstufe, welche den Antennenport an den Empfangsport koppelt, und die dazu ausgebildet ist, am Antennenport empfangene Signale an den Empfangsport zu leiten; und eine einstellbare Impedanz, die mit der zweiten Verstärkerstufe gekoppelt ist, wobei die einstellbare Impedanz gesteuert wird, um eine Dämpfung im Signalpfad vom Sendeport zum Empfangsport zu steuern.
Die HF-Quasi Zirkulatorschaltung gemäß Anspruch 12, wobei die einstellbare Impedanz gesteuert wird, um die Dämpfung im Signalpfad vom Sendeport zum Empfangsport zu maximieren.
Die HF-Quasi-Zirkulatorschaltung gemäß Anspruch 12 oder 13, wobei die erste Verstärkerstufe eine Transkonduktanzstufe ist mit einem Ausgangsknoten, der mit dem Antennenport über eine erste Übertragungsleitung gekoppelt ist und der mit der einstellbaren Impedanz über ein Phasenschieberelement gekoppelt ist.
Die HF-Quasi-Zirkulatorschaltung gemäß einem der Ansprüche 12 bis 14, wobei die zweite Verstärkerstufe eine Differenzverstärkerstufe ist.
Die HF-Quasi-Zirkulatorschaltung gemäß Anspruch 15, wobei die Differenzverstärkerstufe zumindest einen zweiten Transistor aufweist mit einer Basis und einem Emitter, wobei der Antennenport mit dem Emitter des zweiten Transistors gekoppelt und mit der Basis des Transistors über einen Signalpfad gekoppelt ist, der einen Phasenversatz von 180° bewirkt.
Die HF-Quasi-Zirkulatorschaltung gemäß einem der Ansprüche 12 bis 16, wobei die einstellbare Impedanz parallel zum Antennenport oder in Serie zu einer Antenne gekoppelt ist.
Die HF-Quasi-Zirkulatorschaltung gemäß Anspruch 17, wobei die einstellbare Impedanz zumindest eine Kapazität umfasst.
Die HF-Quasi-Zirkulatorschaltung gemäß Anspruch 17 oder 18, wobei die einstellbare Impedanz zumindest Varaktordiode aufweist.
Die HF-Quasi-Zirkulatorschaltung gemäß Anspruch 14, wobei das Phasenschieberelement zumindest eine Verzögerungsleitung aufweist.
Die HF-Quasi-Zirkulatorschaltung gemäß Anspruch 16, wobei der Signalpfad, der einen 180° Phasenversatz bewirkt zumindest eine Verzögerungsleitung beinhaltet.
Die HF-Quasi-Zirkulatorschaltung gemäß Anspruch 16, wobei die Basis des zweiten Transistors mit einem Versorgungspotential über die einstellbare Impedanz wechselstromgekoppelt ist.