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Die Erfindung betrifft eine Schaltung zum Schutz vor Überspannungen, umfassend:
- – eine Eingangsseite, an der eine Eingangsspannung anlegbar ist,
- – eine Ausgangsseite, an der eine Ausgangsspannung abgreifbar ist, und
- – ein Überspannungsschutzelement, welches parallel zur Eingangsseite geschaltet ist und eingerichtet ist, bei Auftreten eines Überspannungsimpulses an der Eingangsseite zumindest einen Teil des Überspannungsimpulses über einen ersten Strompfad abzuleiten.
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Eine derartige Schaltung findet herkömmlich in elektronischen Geräten Anwendung, die mit elektrischer Energie über Versorgungsklemmen versorgt werden. Insbesondere elektronische Automatisierungsgeräte werden beispielsweise mit +24 V Gleichspannung versorgt. Unterschiedliche Ereignisse, wie Schalten von induktiven Lasten, Blitzeinschläge oder ein Einkoppeln von Störspannungen durch elektrische Leitungen, können dazu führen, dass in die Versorgungsspannung energiereiche Störimpulse (so genannte „Surges“) eingekoppelt werden. Die Impulsspannung von solchen Störimpulsen beziehungsweise Überspannungsimpulsen ist vergleichsweise sehr hoch und kann ohne geeignete Schutzmaßnahmen zur Zerstörung elektronischer Bauelemente in elektronischen Geräten führen.
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Elektronische Schaltungen müssen daher gegen diese Art von Störungen geschützt werden, um die Zerstörung von Bauelementen zu vermeiden. In industrieller Umgebung sind durch entsprechende Normen (zum Beispiel die Normen IEC/EN 61131-2 bzw. IEC/EN 61000-6-2) Überspannungsimpulse von z.B. 500 V für eine DC-versorgung angegeben. Bei einer Einkoppelung über einen Serienwiderstand von 2 Ohm kann dies theoretisch zu Stromimpulsen von bis zu 250 A führen.
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Zum Schutz elektronischer Bauteile vor derartigen Überspannungen sind Schaltungen der obigen Art bekannt. Standardmäßig werden als Überspannungsschutzelemente Varistoren, Thyristoren oder so genannte Suppressordioden eingesetzt. Diese Bauelemente leiten zumindest einen Teil eines Stromimpulses zu einem Bezugspotenzial ab und begrenzen einen Überspannungsimpuls auf einen deutlich niedrigeren Pegel. Je nach Art des Bauelementes können zum Beispiel Überspannungsimpulse bis auf etwa 50 bis 60 V (bei Suppressordioden) beziehungsweise etwa 100 V (bei Varistoren) unterdrückt werden.
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In Schutzschaltungen gemäß dem Stand der Technik, für die 1 beispielhaft eine Ausführungsform zeigt, werden neben Suppressordioden (vergleiche V2 in der Schutzschaltung S in 1) weitere Filterelemente, wie beispielsweise eine Serien-Filterspule L1 und ein Elektrolyt-Pufferkondensator C1 eingesetzt. Der Pufferkondensator C1 filtert zusätzlich einen Überspannungsimpuls u1 an einem Eingang 1 der Schaltung, so dass die tatsächliche Höhe eines Störimpulses nochmals herabgesetzt wird. Nachfolgende elektronische Bauelemente (siehe Spannungswandler NT in 1 oder weitere Komponenten, die an einer Betriebsseite 3 über eine VCC-Versorgungsspannung u3 versorgt werden können) sind dadurch geschützt.
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Im Falle von sehr kleinen bzw. kompakten Geräten mit stark begrenztem Bauraum oder in Fällen, in denen ein Elektrolytkondensator mit ausreichender Kapazität zur Filterung eines Überspannungsimpulses nicht vorhanden ist beziehungsweise aus Platzgründen nicht eingesetzt werden kann, ist der Einsatz einer Suppressordiode unter Umständen nicht ausreichend, um eine gänzliche Unterdrückung eines Überspannungsimpulses zu bewirken und eine Zerstörung empfindlicher Bauelemente zu vermeiden. In einem solchen Fall ist eine zusätzliche Schutzmaßnahme notwendig.
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Aus dem Stand der Technik ist bekannt, einen Feldeffekttransistor in einem Serienpfad der Schutzschaltung einzusetzen, welcher bei Erreichen einer bestimmten Eingangsspannungshöhe sperrt und somit die elektrisch nachgeschalteten Schaltungsteile schützt. Herkömmliche Lösungen haben den Nachteil, dass eine Eingangsspannung der Schutzschaltung deutlich höher dimensioniert sein muss als die Ausgangsspannung, damit der Feldeffekttransistor für einen Normalbetrieb geöffnet ist. Dies kann im konkreten Fall zum Beispiel einen Spannungsverlust von circa 3 V bedeuten. Zusätzlich wird auch bei relativ hohen Nennströmen (zum Beispiel circa 3 bis 4 A) die Verlustleistung des Feldeffekttransistors sehr hoch. Andere Lösungen der
US 8,068,321 B2 und der
CN 203415972 schlagen sehr spezielle Transistor-Bauweisen beziehungsweise komplexe Ansteuerungen für die Schutzfunktion vor, welche jedoch in der Praxis aufwendig und nachteilig sein können.
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Es ist somit die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Schaltung zum Schutz vor Überspannungen gemäß der eingangs erläuterten Art aufzuzeigen, die einfach, preiswert und platzsparend ist und dennoch einen ausreichenden Schutz vor Überspannungsimpulsen bietet.
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Diese Aufgabe wird durch eine Schaltung gemäß Anspruch 1 gelöst.
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Die erfindungsgemäße Schaltung ist dadurch gekennzeichnet, dass zusätzlich zum Überspannungsschutzelement ein Schutz-Transistor in der Schaltung eingesetzt wird. Der Schutz-Transistor ist parallel zur Ausgangsseite der Schaltung geschaltet und geht bei Auftreten eines Überspannungsimpulses an der Eingangsseite von einem Sperrbetrieb in einen leitenden Betrieb über. Dabei wird ein zum ersten Strompfad (am Überspannungsschutzelement) paralleler zweiter Strompfad entlang des Schutz-Transistors gebildet, so dass über den zweiten Strompfad im Wesentlichen der restliche Überspannungsimpuls abgeleitet werden kann.
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Der Wortlaut „im Wesentlichen der restliche Überspannungsimpuls“ soll im Kontext dieser Offenbarung verstanden werden als das Ableiten einer Überspannung derart, dass elektrisch nachgeschaltete Bauteile beziehungsweise Komponenten vor einer Überspannung beziehungsweise einem schädigenden Stromstoß geschützt werden. Dabei ist denkbar, vermittels der Schaltung der obigen Art den gesamten restlichen Überspannungsimpuls abzuleiten. Es ist unter der obigen Formulierung jedoch auch zu verstehen, dass ein signifikanter Anteil des restlichen Überspannungsimpulses über den zweiten Strompfad abgeleitet wird, wobei ein Rest des Überspannungsimpulses verbleibt, der nicht abgeleitet wird. So können je nach Anwendungsfall z.B. 60%, 70%, 80%, 90%, 95% oder nahezu 100% des restlichen Überspannungsimpulses als „im Wesentlichen restlicher Überspannungsimpuls“ angesehen werden. Je nach Auslegung und Dimensionierung der Bauteile in der Schaltung können z.B. 100 V als restlicher Überspannungsimpuls bis auf 40 V, bis auf 30 V, bis auf 20 V, bis auf 10V oder bis auf nahezu 0 V über den zweiten Strompfad abgeleitet werden.
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Der Schutz-Transistor wird in der erfindungsgemäßen Schaltung nicht als Serien-, sondern als Parallel-Element eingesetzt. Wenn ein Überspannungsimpuls an der Eingangsseite der Schaltung anliegt, so wechselt der Schutz-Transistor vom Sperrbetrieb in den leitenden Betrieb und leitet neben dem Überspannungsschutzelement einen weiteren Teil des Überspannungsimpulses über einen Strom zu einem Bezugspotenzial hin ab. Auf diese Weise bildet sich ein Gleichgewicht der ersten und zweiten Strompfade am Überspannungsschutzelement und am Schutz-Transistor, so dass letztendlich der Überspannungsimpuls an der Eingangsseite der Schutzschaltung im Wesentlichen unterdrückt werden kann. Elektrisch nachgeschaltete Bauteile beziehungsweise Komponenten werden somit vor einer Überspannung beziehungsweise einem schädigenden Stromstoß geschützt.
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Ein Vorteil der erfindungsgemäßen Schaltung besteht darin, dass der Schutz-Transistor nicht in Reihe mit dem Hauptstrom geschaltet ist. Auf diese Weise beeinflusst der Schutz-Transistor die normale Funktion der Schaltung nicht, egal wie hoch der Nennstrom ist. Die Verlustleistung der Schaltung ist auch bei höheren Strömen (zum Beispiel 4 A) sehr gering im Vergleich zu herkömmlichen Schutzschaltungen.
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Ferner hat die Schaltung den Vorteil, dass Elektrolytkondensatoren mit hoher Kapazität nicht eingesetzt werden müssen. Dies spart Bauraum. Die vorgestellte Schaltung stellt somit eine sehr einfache, preiswerte und platzsparende Lösung dar.
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Vorzugsweise ist der Schutz-Transistor ein Feldeffekttransistor, der mit seinen Drain- und Source-Anschlüssen zwischen einem Ausgangspotenzial an der Ausgangsseite liegt und einem Bezugspotenzial verschaltet ist. Bevorzugt ist der Schutz-Transistor ein Feldeffekttransistor vom Typ NMOS, wobei der Drain-Anschluss des Schutz-Transistors auf dem Ausgangspotenzial an der Ausgangsseite liegt und der Source-Anschluss des Schutz-Transistors auf dem Bezugspotenzial liegt.
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Es ist alternativ jedoch auch denkbar, einen Feldeffekttransistor vom Typ PMOS als Schutz-Transistor einzusetzen. Dann wären Drain- und Source-Anschlüsse entsprechend umgekehrt definiert, sodass der Source-Anschluss des Schutz-Transistors auf dem Ausgangspotenzial an der Ausgangsseite liegt und der Drain-Anschluss des Schutz-Transistors auf dem Bezugspotenzial liegt.
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Der Einsatz eines Feldeffekttransistors hat den Vorteil, dass er mit einem sehr kleinen Vorwärtswiderstand zwischen Drain- und Source-Anschluss (so genannter „Rdson“) dimensioniert werden kann. Auf diese Weise werden die Verlusteigenschaften am Schutz-Transistor minimiert, während die Ableitungseigenschaften eines elektrischen Stromstoßes aufgrund eines Überspannungsimpulses verbessert werden. Idealerweise arbeitet der Schutz-Transistor im leitenden Betrieb als Quasi-Kurzschluss, welcher Stromstöße aus einem Überspannungsimpuls wirksam zum Bezugspotenzial hin ableitet. Dies erhöht den Schutz elektrisch nachgeschalteter Bauteile und Komponenten, welche durch die Schaltung abgesichert sind.
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Vorzugsweise wird der Schutz-Transistor über eine Steuervorrichtung angesteuert, welche einen Übergang des Schutz-Transistors zwischen einem Sperrbetrieb und einem leitenden Betrieb steuert.
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Im Falle einer Bauart des Schutz-Transistors als Feldeffekttransistor ist die Steuervorrichtung zu den Drain- und Source-Anschlüssen des Schutz-Transistors parallel geschaltet, wobei die Steuervorrichtung eine Serienschaltung aus einer Zener-Diode und einem Widerstand umfasst, und wobei der Gate-Anschluss des Schutz-Transistors zwischen die Zener-Diode und den Widerstand geschaltet ist.
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Nachfolgend wird eine Topologie bei Verwendung eines NMOS-Schutz-Transistors dargestellt. Die Funktionsweise einer derartigen Topologie ist folgendermaßen. Wenn an der Eingangsseite der Schaltung ein Überspannungsimpuls anliegt, steigt der Strom durch das Überspannungsschutzelement und somit auch die Spannung an der Steuervorrichtung an. Erreicht diese Spannung die Durchbruchspannung der in Sperrrichtung verschalteten Zener-Diode der Steuervorrichtung, so bricht diese durch. Steigt die Spannung an der Steuervorrichtung weiter, so folgt die Spannung am Widerstand dieser, abzüglich der Durchbruchspannung an der Zener-Diode, wobei durch den Widerstand der Steuervorrichtung ein entsprechender Strom zum Bezugspotenzial hin fließt. Die Spannung am Widerstand entspricht dem Betrag der Gate-Source-Spannung am Schutz-Transistor. Erreicht diese Spannung eine Schwell-Spannung (Threshold) des Schutz-Transistors, so schaltet der Schutz-Transistor vom Sperrbetrieb in den leitenden Betrieb. Dabei wird der zweite Strompfad entlang des Schutz-Transistors gebildet, sodass ein Strom aus dem Überspannungsimpuls gleichzeitig über das Überspannungsschutzelement und den Schutz-Transistor in Richtung des Bezugspotenzial abfließen kann. Auf diese Weise unterdrückt der Schutz-Transistor, gesteuert durch die Steuervorrichtung, einen Überspannungsimpuls an der Eingangsseite der Schutzschaltung. Es bildet sich ein Gleichgewicht der zwei Strompfade, so dass der Überspannungsimpuls abflaut, ohne dass Störströme elektrisch nachgeschaltete Bauelemente oder Komponenten belasten.
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In einem Normalbetrieb ist die Zener-Diode der Steuervorrichtung jedoch in einem Sperrbetrieb, so dass kein signifikanter Strom durch den Widerstand der Steuervorrichtung fließt. Der Widerstand zieht daher die Gate-Source-Spannung des Schutz-Transistors auf das Bezugspotential. Dadurch wird die Gate-Source-Spannung des Schutz-Transistors auf einem Niveau unterhalb einer Schwell-Spannung gehalten. Somit ist der Schutz-Transistor im Normalbetrieb im Sperrbetrieb und beeinflusst die an der Ausgangsseite der Schaltung anliegende Ausgangsspannung zur Versorgung nachgeschalteter Komponenten nicht.
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Der Schutz-Transistor könnte alternativ zur Bauweise als Feldeffekttransistor auch in Bipolarbauweise ausgeführt sein, wobei Kollektor und Emitter parallel zur Ausgangsseite der Schaltung geschaltet sind. In diesem Falle wäre die Steuervorrichtung zumindest derart abzuwandeln, dass sie zu den Kollektor- und Emitter-Anschlüssen des Schutz-Transistors parallel geschaltet ist, wobei der Basis-Anschluss des Schutz-Transistors über einen Basiswiderstand zwischen die Zener-Diode und den Widerstand der Steuervorrichtung geschaltet ist. Vermittels der Zener-Diode kann dann am Basiswiderstand ein Basisstrom eingestellt werden, welcher den Schutz-Transistor zwischen dem Sperrbetrieb und dem leitenden Betrieb für die Funktion der Schutzschaltung steuert.
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Vorteilhaft wird die erläuterte Schaltung in einer Anordnung mit zumindest einem Spannungswandler eingesetzt, wobei der Spannungswandler an der Ausgangsseite der Schaltung angeschlossen ist zum Wandeln einer eingangsseitigen Versorgungsspannung in eine Betriebsspannung für dem Spannungswandler elektrisch nachgeschaltete Komponenten. Vorteilhaft wird eine derartige Anordnung wiederum in einem elektronischen Gerät eingesetzt. Das elektronische Gerät kann jegliche Art von Gerät umfassen. Beispielsweise ist eine entsprechende Schaltungsanordnung in einer industriellen speicherprogrammierbaren Steuerung (so genannte SPS) eingesetzt.
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Weitere vorteilhafte Aspekte und zusätzliche Ergänzungen sowie bevorzugte Ausführungsformen werden in den Unteransprüchen sowie in der nachfolgenden Figurenbeschreibung offenbart.
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Die Erfindung wird nachfolgend anhand mehrerer Zeichnungen näher erläutert.
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Es zeigen:
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1 eine Schaltungsanordnung zum Schutz vor Überspannungen nach dem Stand der Technik,
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2 eine erste Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Schutzschaltung,
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3 eine weitere Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Schutzschaltung und
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4 eine Anordnung mit einer Schutzschaltung gemäß 2 und weiterer Komponenten.
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1 zeigt eine Schaltungsanordnung zum Schutz vor Überspannungen nach dem Stand der Technik, wie sie bereits eingangs kurz erläutert worden ist. Die Anordnung umfasst eine Schaltung S mit einer Eingangsseite 1, an der eine Eingangsspannung u1 von +24 V Gleichspannung im Normalbetrieb anliegt. An der Ausgangsseite 2 der Schaltung S ist die Ausgangsspannung u2 abgreifbar. An der Ausgangsseite 2 ist ein Spannungswandler NT verschaltet, der seinerseits an einer Betriebsseite 3 eine VCC-Betriebsspannung u3 für elektrisch nachgeschaltete Komponenten in einem elektronischen Gerät bereitstellt. Beispielsweise kann eine Betriebsspannung für integrierte Bauelemente auf einem Systemboard eines elektronischen Gerätes zur Verfügung gestellt werden.
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Die Schaltung S umfasst ein Überspannungsschutzelement V2, welches gemäß 1 als Suppressordiode ausgeführt ist und parallel zur Eingangsseite 1 verschaltet ist. In einem nachgeschalteten Serienpfad sind eine Verpolungsschutzdiode V1 sowie eine Serien-Filterspule L1 in Serie geschaltet. Weiterhin ist an der Ausgangsseite 2 der Schaltung S ein Pufferkondensator C1 parallel geschaltet. Der Pufferkondensator C1 kann beispielsweise als Elektrolytkondensator ausgeführt sein.
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Wie bereits eingangs erläutert, wird über diese herkömmliche Schaltung S ein Überspannungsimpuls an der Eingangsseite derart unterdrückt, dass über einen ersten Strompfad i1 vermittels der Suppressordiode V2 ein elektrischer Strompuls zum Bezugspotenzial (0 V) abgeleitet wird. Der restliche Überspannungsimpuls wird über die Filterelemente L1 und C1 gefiltert, so dass idealerweise der Überspannungsimpuls unterdrückt werden kann. Nachfolgende Komponenten, wie der Spannungswandler NT oder andere Komponenten an der Betriebsseite 3, werden vor einem Schaden geschützt. Negative Überspannungsimpulse an der Eingangsseite 1 werden vermittels der Verpolungsschutzdiode V1 unterdrückt, welche in einem derartigen Zustand sperrt.
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Eine derartige Schaltung S nach dem Stand der Technik hat den Nachteil, dass ein Pufferkondensator C1 für Überspannungsimpulse einer vorbestimmten Norm eine sehr große Kapazität aufweisen muss und damit einen entsprechenden Bauraum benötigt. Somit ist eine derartige Schaltung in miniaturisierten Bauformen von Kleinstgeräten kaum realisierbar.
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2 zeigt eine erste Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Schaltung S, welche sich im Wesentlichen dadurch auszeichnet, dass anstelle der Filterelemente L1 und C1 gemäß der Anordnung aus 1 nunmehr ein Schutz-Transistor T1 sowie eine Steuervorrichtung SV in Parallelschaltung zwischen der Eingangsseite 1 und der Ausgangsseite 2 der Schaltung eingerichtet sind.
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Der Schutz-Transistor T1 ist gemäß 2 als Feldeffekttransistor in NMOS-Bauweise ausgeführt. Der Drain-Anschluss D des Schutz-Transistors T1 ist auf ein Ausgangspotenzial 24V-2 gelegt, während der Source-Anschluss S des Schutz-Transistors T1 auf dem Bezugspotenzial 0 V liegt. Somit ist der Schutz-Transistor T1 mit seinen Drain- und Source-Anschlüssen D und S parallel zur Ausgangsseite 2 der Schaltung S verschaltet.
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Die Steuervorrichtung SV zur Ansteuerung des Schutz-Transistors T1 umfasst vom höheren Potenzial zum Bezugspotenzial 0 V betrachtet eine Serienschaltung aus einer in Sperrrichtung geschalteten Zener-Diode V5 und einem elektrischen Widerstand R1. Der Gate-Anschluss G des Schutz-Transistors T1 ist zwischen die Zener-Diode V5 und den Widerstand R1 geschaltet.
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Die Funktion der Suppressordiode V4 sowie der Verpolungsschutzdiode V3 gemäß 2 ist im Wesentlichen gleich zur Funktion der entsprechenden Elemente V2 und V1 aus 1.
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Die Schaltung S gemäß der Ausführungsform aus 2 besitzt die folgende Funktionalität.
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Im Normalbetrieb arbeitet die Schaltung S mit einer Versorgungsgleichspannung von +24 V an der Eingangsseite 1. Wenn an der Eingangsseite 1 die Eingangsspannung u1 über Gebühr ansteigt, so dass ein Überspannungsimpuls vorliegt, so gerät die Suppressordiode V4 bei Überschreiten einer entsprechenden Durchbruchspannung in einen leitenden Betrieb. Über einen ersten Strompfad i1 wird ein entsprechender Strompuls zum Bezugspotenzial 0 V hin abgeleitet. Auf diese Weise wird zumindest ein Teil eines Überspannungsimpulses an der Eingangsseite 1 über die Suppressordiode V4 unterdrückt.
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Die an der Suppressordiode V4 ansteigende Spannung hat zudem einen Spannungsanstieg an der parallel geschalteten Steuervorrichtung SV zur Folge, der lediglich um die Vorwärtsspannung an der Verpolungsschutzdiode V3 reduziert ist (üblicherweise circa 0,7 V). Übersteigt die Spannung Uz an der Zener-Diode V5 deren Durchbruchspannung, so fließt durch die Zener-Diode V5 und den Widerstand R1 in Richtung Bezugspotenzial 0 V ein elektrischer Strom. Dies führt dazu, dass am Widerstand R1 eine elektrische Spannung abfällt. Diese Spannung entspricht der Gate-Source-Spannung Ugs am Schutz-Transistor T1. Überschreitet diese Spannung eine Schwell-Spannung (Threshold), so geht der Schutz-Transistor T1 von einem anfänglichen Sperrbetrieb über in einen leitenden Betrieb, wobei ein zum ersten Strompfad i1 paralleler zweiter Strompfad i2 entlang des Schutz-Transistors T1 gebildet wird. Auf diese Weise stellt sich ein Gleichgewicht der beiden Strompfade i1 und i2 entlang der jeweiligen Überspannungsschutzelemente V4 und T1 ein, so dass der Überspannungsimpuls an der Eingangsseite 1 durch die Schaltung S wirksam unterdrückt werden kann.
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Folgende Beispielrechnung soll die Wirkungsweise der Schaltung S nochmals verdeutlichen. Die Zener-Diode V5 ist beispielsweise derart dimensioniert, dass sie eine Durchbruchspannung Uz von 33 V aufweist. Erhöht sich demnach die Eingangsspannung u1 an der Eingangsseite 1 der Schaltung S über +24 V und übersteigt die Spannung u2 an der Steuervorrichtung SV einen Betrag von 33 V (so dass an der in Sperrrichtung verschalteten Zener-Diode V5 schließlich die Durchbruchspannung Uz von 33 V überschritten wird), so steigt die Spannung am Widerstand R1 auf u2 – Uz. Erreicht diese Spannung die Schwell-Spannung Ugsth des Schutztransistors T1, in der Regel etwa 2V, so geht dieser vom Sperrbetrieb über in einen leitenden Betrieb, wie erläutert. Die Schutz-Schwelle ist somit Uz + Ugsth, in diesem Beispiel ca. 35V.
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Sinkt die Eingangsspannung u1 wieder ab, so dass die Gate-Source-Spannung Ugs die Schwelle Ugsth unterschreitet, so geht der Schutz-transistor T1 vom leitendem Betrieb wieder in den Sperrbetrieb über. Sinkt die Spannung u1 weiter unter Uz, so sperrt auch die Zenerdiode V5 und dadurch fließt kein Strom mehr. Die Spannung an R1 ist dann 0V.
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Eine Dimensionierung der Suppressordiode V4 und der Steuervorrichtung SV sowie des Schutz-Transistors T1 ist derart zu wählen, dass eine ausreichende Unterdrückung eines Überspannungsimpulses gewährleistet werden kann.
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Durch die in 2 erläuterte Schaltung S werden somit elektronische Komponenten, die an der Ausgangsseite 2 angeschlossen sind (nicht dargestellt), wirksam vor Störimpulsen geschützt. Ferner hat die Schaltung S den entscheidenden Vorteil, dass aufgrund einer Parallelschaltung des Schutz-Transistors T1 dieser im Normalbetrieb der Schaltung S quasi „unsichtbar“ ist und keinen Anteil an der Verlustleistung hat. Denn im Normalbetrieb verhält sich der Schutz-Transistor T1 quasi wie ein Leerlauf, während er lediglich im Überspannungsfall Quasi-Kurzschlusseigenschaften besitzt. Die Verlustleistung der Schaltung S ist gemäß 2 lediglich auf die Vorwärtsspannung der Verpolungsschutzdiode V3 beschränkt. Auch entfallen bei der Schaltung nach 2 kostenintensive und bauraumaufwändige Elektrolyt-Pufferkondensatoren, wie sie bei herkömmlichen Schaltungen nach dem Stand der Technik gemäß 1 notwendig sind.
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Gemäß einer zu 2 alternativen Ausführungsform (nicht dargestellt) kann der Schutz-Transistor T1 anstelle eines NMOS-Transistors auch als PMOS-Transistor ausgeführt sein. In diesem Fall liegt der Source-Anschluss S von T1 auf dem Ausgangspotential 24V-2 und der Drain-Anschluss D auf dem Bezugspotential 0 V. Ferner ist die Steuervorrichtung SV derart auszuführen, dass die Verschaltung der Zener-Diode V5 und des Widerstands R1 umgekehrt zu der in 2 dargestellten Form ist. In diesem Fall ist der Widerstand R1 zwischen dem Ausgangspotential 24V-2 und dem Gate-Anschluss G von T1 verschaltet, während die Zener-Diode V5 zwischen dem Gate-Anschluss G von T1 und dem Bezugspotential 0 V verschaltet ist.
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3 zeigt eine alternative Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Schaltung S, welche sich zur Schaltung S aus 2 lediglich in einer veränderten Verpolungsschutzschaltung unterscheidet.
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Anstelle einer Verpolungsschutzdiode V3 gemäß 2 ist ein Verpolungsschutz in der Schaltung S in 3 durch einen Feldeffekttransistor T2 im Serienpfad zwischen der Suppressordiode V4 und der Steuervorrichtung SV für den Schutz-Transistor T1 realisiert. Der Feldeffekttransistor T2 ist in PMOS-Bauform ausgeführt. Der Drain-Anschluss D des Transistors T2 ist in Richtung der Eingangsseite 1 der Schaltung 1 orientiert, während der Source-Anschluss S des Transistors T2 in Stromrichtung zur Ausgangsseite 2 hin orientiert ist. Mit seinem Gate-Anschluss G ist der Transistor T2 über einen zweiten Widerstand R2 mit dem Bezugspotenzial 0 V verschaltet. Parallel zu den Source- und Gate-Anschlüssen S, G des Transistors T2 ist eine weitere Zener-Diode V6 zur Begrenzung der Gate-Source-Spannung unter dem maximal erlaubten Wert, meistens 20V, verschaltet. Eine derartige Verschaltung stellt eine gängige Verpolungsschutzschaltung dar.
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Im Falle einer Polung der Eingangsseite 1 gemäß 3 mit einer positiven Eingangsspannung u1, wie dargestellt, ist im ersten Moment der Transistor T2 gesperrt, da u2 = 0. MOS-Transistoren beinhalten technologisch bedingt eine parasitäre Diode zwischen Drain und Substrat, das mit Source verbunden ist, die im Falle der PMOS-Bauweise mit der Anode an Drain und der Kathode an Source angeordnet ist. Diese Diode ist dann in diesem Fall in Vorwärtsrichtung leitend geschaltet und u2 wird dadurch gleich u1 abzüglich der Dioden-Vorwärtsspannung. Somit wird die Gate-Source-Spannung negativ und der Transistor T2 leitet. Durch eine entsprechend kleine Dimensionierung des Kanalwiderstands („Rdson“) am Transistor T2 kann auch die Verlustleistung am Transistor T2 entsprechend minimiert werden. So ist es durchaus denkbar, eine Verlustleistung der Schaltung S gemäß 3 noch deutlich geringer zu dimensionieren als eine Verlustleistung der Schaltung S gemäß 2.
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Im Falle einer umgekehrten Polung der Schaltung S aus 3, wonach die Eingangsspannung u1 negativ würde, gerät der Transistor T2 in einen Sperrbetrieb, weil die parasitäre interne Diode in Sperrrichtung geschaltet ist und Gate G und Source S das gleich Potential annehmen, also Ugs = 0 ist Auf diese Weise verhindert der Transistor T2 eine umgekehrte Polung an der Ausgangsseite 2 der Schaltung S.
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Die weitere Funktionsweise der Schaltung S aus 3 entspricht im Wesentlichen der Schaltung S aus 2 und bedarf an dieser Stelle keiner weiteren Erläuterung.
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4 zeigt nochmals die Schaltung S gemäß 2 in einer Anordnung mit einem Spannungswandler NT, der an der Ausgangsseite 2 der Schaltung S verschaltet ist und über eine Ausgangsspannung u2 der Schaltung S versorgt wird. Der Spannungswandler NT erzeugt wiederum eine VCC-Versorgungsspannung u3, die an einer Betriebsseite 3 nachgeschalteten Komponenten zur Verfügung gestellt wird.
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Beispielsweise findet eine solche Schaltungsanordnung, wie 4 sie zeigt, in elektronischen Geräten Anwendung, die über eine Versorgungsgleichspannung von +24 V versorgt werden und geräteinterne Komponenten und Bauteile, zum Beispiel integrierte Bauelemente (ICs) auf einem Systemboard, enthalten. Derartige Geräte können beispielsweise industrielle speicherprogrammierbare Steuerungen sein. Sämtliche andere Arten elektronischer Geräte der Regel- beziehungsweise Automatisierungstechnik oder weiterer industrieller Anwendungen, aber auch elektronische Endgeräte können sich einer solchen Schaltungsanordnung bedienen.
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Die dargestellten Ausführungsformen einer erfindungsgemäßen Schaltung S sind lediglich beispielhaft gewählt und wirken nicht einschränkend auf die Erfindung.
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Bezugszeichenliste
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- 1
- Eingangsseite
- 2
- Ausgangsseite
- 3
- Betriebsseite
- u1
- Eingangsspannung
- u2
- Ausgangsspannung
- u3
- Betriebsspannung
- i1
- erster Strompfad
- i2
- zweiter Strompfad
- V1, V3
- Verpolungsschutzdiode
- V2, V4
- Überspannungsschutzelement
- V5, V6
- Zener-Diode
- R1, R2
- Widerstand
- S
- Schaltung
- T1
- Schutz-Transistor
- T2
- Verpolungsschutz-Transistor
- L1
- Serien-Filterspule
- C1
- Pufferkondensator
- NT
- Spannungswandler
- VCC
- Betriebsspannung für nachfolgende Komponenten
- 24 V-2
- Ausgangspotenzial
- +24 V
- Eingangspotenzial
- 0 V
- Bezugspotenzial
- SV
- Steuervorrichtung
- G
- Gate
- S
- Source
- D
- Drain
- Uz
- Zenerspannung
- Ugs
- Gate-Source-Steuerspannung des MOS-Transistors
- Ugsth
- Gate-Source-Schwellenspannung
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ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur
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- US 8068321 B2 [0007]
- CN 203415972 [0007]
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Zitierte Nicht-Patentliteratur
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- Normen IEC/EN 61131-2 [0003]
- IEC/EN 61000-6-2 [0003]
